JP2017028878A - 電力変換装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】リカバリ損失の低減を実現できるトーテムポール型力率改善回路を備えた電力変換装置を提供する。
【解決手段】電力変換部は、第1のスイッチング素子と第2のスイッチング素子と、前記第1のスイッチング素子と前記第2のスイッチング素子との直列接続に対して並列に接続された第1のダイオードと第2のダイオードと、前記第1のスイッチング素子と前記第2のスイッチング素子との接続点と前記第1のダイオードと前記第2のダイオードとの接続点との間において交流電源と接続されるインダクタと、を備える。極性検知部は、前記交流電源の極性を検知する。駆動部は、前記極性が検知された場合に前記極性の検知結果と前記駆動信号とに基づいて前記第1のスイッチング素子及び前記第2のスイッチング素子のオン状態とオフ状態とを切替え、前記極性が検知されない場合に前記第1のスイッチング素子及び前記第2のスイッチング素子をオフ状態に切り替える。
【選択図】図1
【解決手段】電力変換部は、第1のスイッチング素子と第2のスイッチング素子と、前記第1のスイッチング素子と前記第2のスイッチング素子との直列接続に対して並列に接続された第1のダイオードと第2のダイオードと、前記第1のスイッチング素子と前記第2のスイッチング素子との接続点と前記第1のダイオードと前記第2のダイオードとの接続点との間において交流電源と接続されるインダクタと、を備える。極性検知部は、前記交流電源の極性を検知する。駆動部は、前記極性が検知された場合に前記極性の検知結果と前記駆動信号とに基づいて前記第1のスイッチング素子及び前記第2のスイッチング素子のオン状態とオフ状態とを切替え、前記極性が検知されない場合に前記第1のスイッチング素子及び前記第2のスイッチング素子をオフ状態に切り替える。
【選択図】図1
Description
本発明の実施形態は、電力変換装置に関する。
電力変換装置は、交流電源から得られる交流電圧を直流電圧に変換して負荷へ電力を供給する。交流電源の交流電圧を直流電圧に変換する場合、交流電源に流れる交流電流を交流電圧と同位相の正弦波状に変換することが最も力率が良く高調波ノイズ発生も少ない。電力変換装置は、入力電流を正弦波状にするトーテムポール型力率改善回路を備える。
トーテムポール型力率改善回路は、2つのダイオードの直列接続の接続点と、2つのスイッチング素子の直列接続の接続点との間にコイルと交流電源が接続される。トーテムポール型力率改善回路を備える電力変換装置は、入力される交流電源の電圧の極性を検出し、極性が負極性である半周期と極性が正極性である半周期とで2つのスイッチング素子のオン状態とオフ状態とを互いに切り替えることにより電流経路を切り変えて昇圧動作させ、交流電圧と交流電流とで位相を一致させて高調波電流を抑制することができる。
トーテムポール型力率改善回路は、2つのスイッチング素子のオン状態とオフ状態とが切り替えられた際にコイルに蓄えられたエネルギーが電流として、例えばスイッチング素子の寄生ダイオードを介して流れる。ここで再び2つのスイッチング素子のオン状態とオフ状態とが切り替えられた場合、寄生ダイオードが順方向から逆方向に切り替わるのに寄生ダイオードの特性に応じた逆回復時間(trr:Reverse Recovery time)で規定される時間を要する。この為、2つのスイッチング素子のオン状態とオフ状態とが切り替わった場合に寄生ダイオードに交流電源電圧が逆電圧として印加され、大きな逆電流が流れる。この結果、寄生ダイオードで大きなエネルギー損失(リカバリ損失)が発生し発熱する。そこで、スイッチング素子をオフ状態からオン状態に切り替えるタイミングを遅延させていずれのスイッチング素子もオン状態にならないデッドタイムを設けたリカバリ損失改善回路がある。リカバリ損失改善回路は、このデッドタイム中に逆電圧印加用のスイッチング素子を駆動し、デッドタイム終了後に逆電圧印加用のスイッチング素子駆動を解除することにより、デッドタイム中に入力交流電圧よりも電圧が低い補助電源からの低い逆電圧が寄生ダイオードに印加される。この結果、寄生ダイオードにおいて発生する逆電圧と逆電流の積で示されるエネルギー損失を低減する。
しかし、交流電源の極性が切り替わるタイミング前後で、駆動信号のデューティ比が高くなる為、デッドタイムを設けることが難しくなる。この結果、2つのスイッチング素子を適正に駆動させることができずにエネルギー損失を低減することができない可能性がある。また、スイッチング素子として例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタを使う構成においても、リカバリ損失は同様に発生する。
本発明が解決しようとする課題は、リカバリ損失の低減を実現できるトーテムポール型力率改善回路を備えた電力変換装置を提供することである。
一実施形態に係る電力変換装置は、電力変換部と、極性検知部と、制御部と、駆動部とを有する。電力変換部は、第1のスイッチング素子と第2のスイッチング素子との直列接続と、前記第1のスイッチング素子と前記第2のスイッチング素子との直列接続に対して並列に接続された第1のダイオードと第2のダイオードとの直列接続と、前記第1のスイッチング素子と前記第2のスイッチング素子との接続点と前記第1のダイオードと前記第2のダイオードとの接続点との間において交流電源と直列接続されるインダクタと、を備える。極性検知部は、前記交流電源の極性を検知する。制御部は、駆動信号を出力する。駆動部は、前記極性が検知された場合に前記極性の検知結果と前記駆動信号とに基づいて前記第1のスイッチング素子及び前記第2のスイッチング素子のオン状態とオフ状態とを互いに切替え、前記極性が検知されない場合に前記第1のスイッチング素子及び前記第2のスイッチング素子をオフ状態に切り替える。
以下、実施の形態について図面を参照して説明する。
図1は、一実施形態に係る電力変換装置1の構成例を示す図である。電力変換装置1は、トーテムポール型力率改善回路を備える。トーテムポール型力率改善回路を備える電力変換装置1は、入力電源としての交流電源Vacに接続される。電力変換装置1は、交流電源Vacの交流電圧を高周波でスイッチングして直流電力を負荷回路R1に出力することにより、負荷回路R1が動作する。
図1は、一実施形態に係る電力変換装置1の構成例を示す図である。電力変換装置1は、トーテムポール型力率改善回路を備える。トーテムポール型力率改善回路を備える電力変換装置1は、入力電源としての交流電源Vacに接続される。電力変換装置1は、交流電源Vacの交流電圧を高周波でスイッチングして直流電力を負荷回路R1に出力することにより、負荷回路R1が動作する。
まず電力変換装置1の構成について説明する。電力変換装置1は、電力変換部2、電圧検出部3、回路電流検出部4、制御部5、極性検知部6a、極性検知部6b、ゲート駆動部7、遅延部8a、及び遅延部8bを備える。
電力変換部2は、交流電源Vacから得られる交流電圧を直流電圧に変換して負荷回路R1へ電力を供給する。負荷回路R1は、一般的には力率改善回路の後段回路であり、例えばLLC共振回路である。電力変換部2は、第1のスイッチング素子S1、第2のスイッチング素子S2、第1のダイオードD1、第2のダイオードD2、コイル(インダクタ)L1、及び第1のコンデンサC1を備える。
第1のスイッチング素子S1と第2のスイッチング素子S2との直列接続と、第1のスイッチング素子S1と第2のスイッチング素子S2との直列接続に対して並列に接続された第1のダイオードD1と第2のダイオードD2との直列接続と、により電力変換部2が構成される。例えば、第1のスイッチング素子S1のソースと第2のスイッチング素子S2のドレインとの直列接続と、第1のダイオードD1のアノードと第2のダイオードD2のカソードとの直列接続と、が並列に接続される。
第1のスイッチング素子S1及び第2のスイッチング素子S2は、半導体スイッチにより実現される。例えば、第1のスイッチング素子S1及び第2のスイッチング素子S2は、シリコンFETで構成される。またさらに、第1のスイッチング素子S1及び第2のスイッチング素子S2は、GaNなどにより構成されていてもよい。
第1のスイッチング素子S1及び第2のスイッチング素子S2は、ドレインからソースに向かって電流を流すスイッチとして動作する。第1のスイッチング素子S1及び第2のスイッチング素子S2は、ゲートに対して各スイッチング素子の特性に応じた閾値以上の高いレベル(ハイレベル)の信号(ゲート駆動信号)が入力された場合にドレインからソースに向かって導通する。また、第1のスイッチング素子S1及び第2のスイッチング素子S2は、ゲートに対して各スイッチング素子の特性に応じた閾値未満の低いレベル(ローレベル)のゲート駆動信号が入力された場合にドレインからソースに向かって非導通する。また、第1のスイッチング素子S1は、ゲート駆動信号にかかわらずソースからドレインに向かって常に導通可能な第1の寄生ダイオードDs1として構成される。また、第2のスイッチング素子S2は、ゲート駆動信号にかかわらずソースからドレインに向かって常に導通可能な第2の寄生ダイオードDs2として構成される。
コイルL1は、第1のスイッチング素子S1と第2のスイッチング素子S2との接続点Pと、第1のダイオードD1と第2のダイオードD2との接続点Qと、の間において交流電源Vacと直列に接続される。
第1のコンデンサC1は、第1のスイッチング素子S1と第2のスイッチング素子S2との直列接続と、第1のダイオードD1と第2のダイオードD2との直列接続に対して並列に接続される。
電圧検出部3は、電力変換部2により生成された昇圧電圧を検出する。例えば、電圧検出部3は、電力変換部2により生成された昇圧電圧を入力電圧とした抵抗分圧によって負荷回路R1に印加される実効電圧を検出する。電圧検出部3は、検出した実効電圧を示す電圧検出信号を制御部5に入力する。
回路電流検出部4は、コイルL1に流れる電流を検出する。例えば、回路電流検出部4は、カレントトランスフォーマー(CT)で構成され、コイルL1を流れる電流に応じた電圧を発生させる。
制御部5は、例えば昇圧型力率改善回路用の電流連続型制御ICにより構成される。制御部5は、回路電流検出部4により発生した電圧を電流検出部11により検出し、電流検出信号を取得する。制御部5は、電圧検出部3からの電圧検出信号と、電流検出信号とに基づいて、後述する第1のスイッチング素子S1及び第2のスイッチング素子S2のゲート信号の生成に用いられる駆動信号を生成する。
まず、制御部5は、電流検出信号に基づいて、コイルL1を流れる電流をサイン波に制御し且つ電力変換部2による昇圧電圧を定電圧に制御する為の駆動信号を生成する。この為に、制御部5は、電圧検出部3からの電圧検出信号と、制御部5の外部で生成された基準電圧と、基準サイン波と、からアンプ12aと、乗算器部13とで目標サイン電圧を生成する。そして制御部5は、目標サイン電圧と、電流検出信号と、からアンプ12bで誤差電圧を生成する。更に制御部5は、ランプ発振部14から出力されるランプ電圧と誤差電圧とを比較器15により比較し、比較結果を駆動信号として出力部16からゲート駆動部7に出力する。なお、制御部5は、交流電源Vacの両端に並列接続された第2のコンデンサC2より構成される直流電源Vdcからの電力供給によって動作する。
極性検知部6a及び極性検知部6bは、交流電源Vacの極性を検知し、負極性を示す第1の極性検知信号及び正極性を示す第2の極性検知信号をゲート駆動部7に出力する。
図2は、極性検知部6a及び極性検知部6bの構成例を示す。極性検知部6a及び極性検知部6bは、フォトカプラ21及び比較器22を備える。
フォトカプラ21は、アノード、カソード、エミッタ、及びコレクタなどの端子を備える。比較器22は、第1の入力端子、第2の入力端子、及び出力端子を備える。
フォトカプラ21は、アノードからカソードに流れる電流に応じてエミッタとコレクタとの間を導通させる。
具体的には、極性検知部6aのフォトカプラ21は、アノードが発光素子を保護する為の電流制限抵抗R2を介して交流電源Vacの一方の端子に接続され、カソードが交流電源Vacの他方の端子に接続されている。また、極性検知部6bのフォトカプラ21は、極性検知部6aのフォトカプラ21と逆並列になるように接続されている。フォトカプラ21のエミッタには、抵抗R3を介して直流電源Vdcに接続され、コレクタには、比較器22の第1の入力端子が接続されている。フォトカプラ21は、アノードからカソードに流れる電流に応じてエミッタとコレクタとの間を導通させることにより、比較器22の第1の入力端子に電圧が印加される。
比較器22の第2の入力端子には、直流電源Vrより閾値としての設定電圧が印加される。比較器22は、第1の入力端子に印加された電圧が設定電圧より高い場合にハイレベルの信号を出力し、第1の入力端子に印加された電圧が設定電圧より低い場合にローレベルの信号を出力する。なお、比較器22は、直流電源Vdcに応じた電圧でハイレベルの信号を出力する。
上記のような構成により、極性検知部6aは、交流電源Vacの交流電圧が負極性であり且つ設定電圧(第1の閾値)以上である場合、ハイレベルの第1の極性検知信号を出力する。また、極性検知部6aは、交流電源Vacの交流電圧が正極性である場合、または負極性且つ設定電圧(第1の閾値)未満である場合、ローレベルの第1の極性検知信号を出力する。極性検知部6bは、交流電源Vacの交流電圧が正極性且つ設定電圧(第2の閾値)以上である場合、ハイレベルの第2の極性検知信号を出力する。また、極性検知部6bは、交流電圧が負極性である場合、または正極性且つ設定電圧(第2の閾値)未満である場合、ローレベルの第2の極性検知信号を出力する。
なお、極性検知部6a及び極性検知部6bは、比較器22に入力する直流電源Vdcの電圧を調整することにより、第1の極性検知信号のハイレベルの電圧及び第2の極性検知信号のハイレベルの電圧と、制御部5から出力される駆動信号のハイレベルの電圧との差が所定未満になるように設定することができる。このように、ゲート駆動部7に入力する信号のハイレベルの電圧を揃えることにより、ゲート駆動部7を簡易な論理回路で構成することができる。
ゲート駆動部7は、極性検知部6a及び極性検知部6bからの第1の極性検知信号、第2の極性検知信号、及び制御部5からの駆動信号に基づいて、第1のスイッチング素子S1のオン状態とオフ状態とを切り替える為の第1のゲート信号と、第2のスイッチング素子S2のオン状態とオフ状態とを切り替える為の第2のゲート信号と、を生成する。即ち、極性検知部6aまたは極性検知部6bにより極性が検知された場合に第1のスイッチング素子S1及び第2のスイッチング素子S2のオン状態とオフ状態とを互いに切替えるスイッチング動作を行う。また、極性検知部6a且つ極性検知部6bにより極性が検知されない場合に第1のスイッチング素子S1及び第2のスイッチング素子S2をオフ状態に切替える。
ゲート駆動部7は、例えば論理ICにより構成される。図3は、ゲート駆動部7の構成例を示す。ゲート駆動部7は、第1のNAND論理素子31、第2のNAND論理素子32、第3のNAND論理素子33、第4のNAND論理素子34、第5のNAND論理素子35、第6のNAND論理素子36、及び第7のNAND論理素子37を備える。各NAND論理素子は、回路中で生成された直流電源Vdcにより駆動する。
第1のNAND論理素子31は、駆動信号と駆動信号との否定論理積を出力する。第2のNAND論理素子32は、駆動信号と第2の極性検知信号との否定論理積を出力する。第3のNAND論理素子33は、第1のNAND論理素子31の出力と第1の極性検知信号との否定論理積を出力する。第4のNAND論理素子34は、第2のNAND論理素子32の出力と第3のNAND論理素子33の出力との否定論理積を第1のゲート信号として遅延部8aに出力する。
また、第5のNAND論理素子35は、駆動信号と第1の極性検知信号との否定論理積を出力する。第6のNAND論理素子36は、第1のNAND論理素子31の出力と第2の極性検知信号との否定論理積を出力する。第7のNAND論理素子37は、第5のNAND論理素子35の出力と第6のNAND論理素子36の出力との否定論理積を第2のゲート信号として遅延部8bに出力する。
上記のような構成によると、図4に示すように、駆動信号、第1の極性検知信号、及び第2の極性検知信号を入力とした場合の出力である第1のゲート信号及び第2のゲート信号は、以下のようになる。
(第1の信号状態)
駆動信号がローレベル、第1の極性検知信号がローレベル、且つ第2の極性検知信号がローレベルである場合、第1のゲート信号がローレベル、第2のゲート信号がローレベルになる。
駆動信号がローレベル、第1の極性検知信号がローレベル、且つ第2の極性検知信号がローレベルである場合、第1のゲート信号がローレベル、第2のゲート信号がローレベルになる。
(第2の信号状態)
駆動信号がローレベル、第1の極性検知信号がローレベル、且つ第2の極性検知信号がハイレベルである場合、第1のゲート信号がローレベル、第2のゲート信号がハイレベルになる。
駆動信号がローレベル、第1の極性検知信号がローレベル、且つ第2の極性検知信号がハイレベルである場合、第1のゲート信号がローレベル、第2のゲート信号がハイレベルになる。
(第3の信号状態)
駆動信号がローレベル、第1の極性検知信号がハイレベル、且つ第2の極性検知信号がローレベルである場合、第1のゲート信号がハイレベル、第2のゲート信号がローレベルになる。
駆動信号がローレベル、第1の極性検知信号がハイレベル、且つ第2の極性検知信号がローレベルである場合、第1のゲート信号がハイレベル、第2のゲート信号がローレベルになる。
(第4の信号状態)
駆動信号がハイレベル、第1の極性検知信号がローレベル、且つ第2の極性検知信号がローレベルである場合、第1のゲート信号がローレベル、第2のゲート信号がローレベルになる。
駆動信号がハイレベル、第1の極性検知信号がローレベル、且つ第2の極性検知信号がローレベルである場合、第1のゲート信号がローレベル、第2のゲート信号がローレベルになる。
(第5の信号状態)
駆動信号がハイレベル、第1の極性検知信号がローレベル、且つ第2の極性検知信号がハイレベルである場合、第1のゲート信号がハイレベル、第2のゲート信号がローレベルになる。
駆動信号がハイレベル、第1の極性検知信号がローレベル、且つ第2の極性検知信号がハイレベルである場合、第1のゲート信号がハイレベル、第2のゲート信号がローレベルになる。
(第6の信号状態)
駆動信号がハイレベル、第1の極性検知信号がハイレベル、且つ第2の極性検知信号がローレベルである場合、第1のゲート信号がローレベル、第2のゲート信号がハイレベルになる。
駆動信号がハイレベル、第1の極性検知信号がハイレベル、且つ第2の極性検知信号がローレベルである場合、第1のゲート信号がローレベル、第2のゲート信号がハイレベルになる。
即ち、ゲート駆動部7は、交流電源Vacの極性が正極性である場合に駆動信号に同期し且つ交流電源Vacの極性が負極性である場合に駆動信号に対して反転した第1のゲート信号を生成し、交流電源Vacの極性が正極性である場合に駆動信号に対して反転し且つ交流電源Vacの極性が負極性である場合に駆動信号に同期した第2のゲート信号を生成する。
なお、ここでは、第1の極性検知信号がハイレベルである場合、第2のゲート信号を主ゲート信号、第1のゲート信号を副ゲート信号として扱い、第2の極性検知信号がハイレベルである場合、第2のゲート信号を副ゲート信号、第1のゲート信号を主ゲート信号として扱う。
また、上記のようにゲート駆動部7がNAND論理素子により構成される例について説明したが、上記の第1乃至第6の信号状態が得られる論理回路であれば、他の論理素子が組み合わされたものにより構成されていてもよい。
遅延部8a及び遅延部8bは、ゲート信号の立ち上がりを遅らせる遅延回路により構成される。例えば、遅延回路は、抵抗とコンデンサとが組み合わされて構成される。なお、遅延回路は、ゲート信号の立ち上がりを遅らせることができる回路であれば如何なる構成であってもよい。
図5は、遅延部8aに入力される第1のゲート信号、遅延部8aから出力される第1の素子駆動信号、遅延部8bに入力される第2のゲート信号、及び遅延部8bから出力される第2の素子駆動信号の例を示す。遅延部8aは、第1のゲート信号のローレベルからハイレベルへの立ち上がりをデッドタイムに相当する所定時間遅延させることにより得られる第1の素子駆動信号を第1のスイッチング素子S1に出力する。遅延部8bは、第2のゲート信号のローレベルからハイレベルへの立ち上がりをデッドタイムに相当する所定時間遅延させることにより得られる第2の素子駆動信号を第2のスイッチング素子S2に出力する。なお、第1の素子駆動信号及び第2の素子駆動信号のハイレベルからローレベルへの立下りは、元の第1のゲート信号及び第2のゲート信号とそれぞれ同じタイミングである。このように第1のゲート信号及び第2のゲート信号の立ち上がりを遅延させることにより、第1のスイッチング素子S1と第2のスイッチング素子S2との両方をオフ状態にする同期整流の為のデッドタイムを設けることができる。
以下、上記のように構成された電力変換装置1における動作について説明する。
上記のように生成された、第1の素子駆動信号及び第2の素子駆動信号により第1のスイッチング素子S1及び第2のスイッチング素子S2が駆動される。第1のスイッチング素子S1は、第1の素子駆動信号がハイレベルである場合にオン状態になり、ローレベルである場合にオフ状態になる。また、第2のスイッチング素子S2は、第2の素子駆動信号がハイレベルである場合にオン状態になり、ローレベルである場合にオフ状態になる。
図6は、電力変換装置1に入力される交流電源電圧、各信号、及び交流入力電流の例を示すタイミングチャートである。
図6(a)は、交流電源Vacの電圧波形の例を示す。図6(b)は、第2の極性検知信号の例を示す。図6(c)は、第1の極性検知信号の例を示す。図6(d)は、駆動信号の例を示す。図6(e)は、第1のゲート信号の例を示す。図6(f)は、第2のゲート信号の例を示す。図6(g)は、回路電流検出部4により検出されたコイルL1に流れる電流の電流波形の例を示す。
制御部5から出力される駆動信号は、交流電源Vacの極性に関わらず、ゼロ電圧付近でのデューティ比が100%に近い状態になる。また、駆動信号は、交流電源Vacのピーク電圧付近では、ゼロ電圧付近に対してデューティ比が小さくなる。
以下第2の極性検知信号がハイレベル(交流電源Vacの正極性検出)である場合について説明する。第1の極性検知信号と第2の極性検知信号とが同時にハイレベルになることは無いため、少なくとも第2の極性検知信号がハイレベルである間、第1の極性検知信号はローレベルである。このように第2の極性検知信号がハイレベルであり第1の極性検知信号がローレベルである期間Aにおいて、第1のゲート信号が主ゲート信号、第2のゲート信号が副ゲート信号として扱われる。この場合、期間Aにおいて、第1のゲート信号は、駆動信号に同期した信号になり、第2のゲート信号は、駆動信号に反転した信号になる。この場合、第2のスイッチング素子S2が主スイッチング素子として動作し、第1のスイッチング素子S1が副スイッチング素子(同期整流素子)として動作する。
次に第1の極性検知信号がハイレベル(交流電源Vacの負極性検出)である場合について説明する。第1の極性検知信号と第2の極性検知信号とが同時にハイレベルになることは無いため、少なくとも第1の極性検知信号がハイレベルである間、第2の極性検知信号はローレベルである。このように第1の極性検知信号がハイレベルであり第2の極性検知信号がローレベルである期間Bにおいて、第2のゲート信号が主ゲート信号、第1のゲート信号が副ゲート信号として扱われる。この場合、期間Bにおいて、第2のゲート信号は、駆動信号に同期した信号になり、第1のゲート信号は、駆動信号に反転した信号になる。この場合、第1のスイッチング素子S1が主スイッチング素子として動作し、第2のスイッチング素子S2が副スイッチング素子(同期整流素子)として動作する。
上記のような第1のゲート信号及び第2のゲート信号に基づく第1の素子駆動信号及び第2の素子駆動信号によって第1のスイッチング素子S1及び第2のスイッチング素子S2を駆動することにより、図6(g)に示される交流入力電流波形が得られる。
次に第1の極性検知信号及び第2の極性検知信号がローレベルである場合について説明する。交流電源Vacの電圧がゼロ電圧付近では、極性検知部6aの比較器22に設定された設定電圧未満であり、且つ極性検知部6bの比較器22に設定された設定電圧未満である状態が発生し、この場合に第1の極性検知信号及び第2の極性検知信号においてローレベルが出力される。このように第1の極性検知信号及び第2の極性検知信号がローレベルであるゲート信号停止期間において、第1のゲート信号及び第2のゲート信号がローレベルに制御される。この結果、第1のスイッチング素子S1と第2のスイッチング素子S2とがオフ状態になる。
ゲート信号停止期間は、極性検知部6a及び極性検知部6bの比較器22に設定された設定電圧の値を変えることにより、長さを変更することができる。例えば、極性検知部6aの比較器22に設定された設定電圧(第1の閾値)の値または極性検知部6bの比較器22に設定された設定電圧(第2の閾値)の値を大きくすることにより、ゲート信号停止期間を長くすることができる。また、例えば、極性検知部6aの比較器22に設定された設定電圧(第1の閾値)の値または極性検知部6bの比較器22に設定された設定電圧(第2の閾値)の値を小さくすることにより、ゲート信号停止期間を短くすることができる。
上記のように構成された電力変換装置1は、第1のスイッチング素子と第2のスイッチング素子との直列接続と、第1のスイッチング素子と第2のスイッチング素子との直列接続に対して並列に接続された第1のダイオードと第2のダイオードとの直列接続と、第1のスイッチング素子と第2のスイッチング素子との接続点と第1のダイオードと第2のダイオードとの接続点との間において交流電源と直列接続されるインダクタと、を備える電力変換部において、駆動信号を出力し、交流電源の極性を検知し、極性が検知された場合に極性の検知結果と駆動信号とに基づいて第1のスイッチング素子及び第2のスイッチング素子のオン状態とオフ状態とを互いに切替え、極性が検知されない場合に第1のスイッチング素子及び第2のスイッチング素子をオフ状態に切り替える。
これにより、駆動信号のデューティ比が100%近くになる交流電源の電圧がゼロ付近で第1のスイッチング素子及び第2のスイッチング素子をオフ状態に切り替える。
このように、第1のスイッチング素子及び第2のスイッチング素子をオフ状態に切り替えることにより、交流電源の電圧がゼロ付近でのスイッチング素子の寄生ダイオードにおいて発生するリカバリ損失を低減するトーテムポール型力率改善回路を備えた電力変換装置を提供できる。
なお、ゼロ電圧付近での第1のスイッチング素子及び第2のスイッチング素子の駆動停止による交流入力電流波形に与える影響は小さなものであり、力率改善回路の機能に与える影響も小さい。また、定常動作時は同期整流動作を行っており回路の効率を高めることができる。
更に、上記の構成によると、従来と同様の駆動信号を用いることができる為、従来用いられている低コストの昇圧型力率改善回路用の電流連続型制御ICを制御部として用いることができる。この結果、電力変換装置のコストを抑えることができる。
また、ゲート駆動部に入力する駆動信号と、第1の極性検知信号と、第2の極性検知信号のハイレベルの電圧の値をある電圧値に揃えることにより、ゲート駆動部が複数の論理素子が組み合わされた論理ICにより構成可能になる。この結果、電圧を調整する為の電源を新規に設ける必要がなくなり電力変換装置のコストを抑えることができる。
また、ゲート駆動部の後段に信号の立ち上りを遅らせる遅延部を設けることにより、ゲート信号からデッドタイムが設けられた素子駆動信号を生成することができる。このような構成によると、遅延部の素子の定数の調整によってデッドタイムの長さを調整することができる。
本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
1…電力変換装置、2…電力変換部、3…電圧検出部、4…回路電流検出部、5…制御部、6a…極性検知部、6b…極性検知部、7…ゲート駆動部、8a…遅延部、8b…遅延部、Vac…交流電源、S1…第1のスイッチング素子、S2…第2のスイッチング素子、Ds1…第1の寄生ダイオード、Ds2…第2の寄生ダイオード、D1…第1のダイオード、D2…第2のダイオード、L1…コイル、C1…第1のコンデンサ、C2…第2のコンデンサ、P…接続点、Q…接続点、Vdc…直流電源、R1…負荷回路、R2…電流制限抵抗、R3…抵抗、Vr…直流電源。
Claims (5)
- 第1のスイッチング素子と第2のスイッチング素子との直列接続と、前記第1のスイッチング素子と前記第2のスイッチング素子との直列接続に対して並列に接続された第1のダイオードと第2のダイオードとの直列接続と、前記第1のスイッチング素子と前記第2のスイッチング素子との接続点と前記第1のダイオードと前記第2のダイオードとの接続点との間において交流電源と直列接続されるインダクタと、を備える電力変換部と、
前記交流電源の極性を検知する極性検知部と、
駆動信号を出力する制御部と、
前記極性が検知された場合に前記極性の検知結果と前記駆動信号とに基づいて前記第1のスイッチング素子及び前記第2のスイッチング素子のオン状態とオフ状態とを互いに切替え、前記極性が検知されない場合に前記第1のスイッチング素子及び前記第2のスイッチング素子をオフ状態に切り替える駆動部と、
を具備する電力変換装置。 - 前記極性検知部は、前記交流電源の極性が負極性である場合に第1の極性検知信号を出力し、前記交流電源の極性が正極性である場合に第2の極性検知信号を出力し、
前記駆動部は、前記駆動信号と、前記第1の極性検知信号と、第2の極性検知信号と、に基づいて第1のゲート信号及び第2のゲート信号をそれぞれ生成し、前記第1のゲート信号により前記第1のスイッチング素子のオン状態とオフ状態とを切替え、前記第2のゲート信号により前記第2のスイッチング素子のオン状態とオフ状態とを切替える請求項1に記載の電力変換装置。 - 前記第1の極性検知信号及び前記第2の極性検知信号は、前記駆動信号との出力電圧の差が所定未満であり、
前記駆動部は、前記駆動信号、前記第1の極性検知信号、及び第2の極性検知信号を入力とし、前記第1のゲート信号及び前記第2のゲート信号を出力とした論理回路により前記第1のゲート信号及び前記第2のゲート信号を生成する請求項2に記載の電力変換装置。 - 前記第1のゲート信号及び前記第2のゲート信号の立ち上がりを遅らせる遅延部をさらに具備する請求項2または3に記載の電力変換装置。
- 前記交流電源の交流電圧が負極性且つ予め設定された第1の閾値以上である場合に前記第1の極性検知信号を出力し、前記交流電源の交流電圧が正極性且つ予め設定された第2の閾値以上である場合に前記第2の極性検知信号を出力する請求項2乃至4のいずれか1項に記載の電力変換装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2015145704A JP2017028878A (ja) | 2015-07-23 | 2015-07-23 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
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JP2017028878A true JP2017028878A (ja) | 2017-02-02 |
Family
ID=57946787
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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JP2015145704A Pending JP2017028878A (ja) | 2015-07-23 | 2015-07-23 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
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JP (1) | JP2017028878A (ja) |
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