CN108475992B - 用于控制谐振转换器的控制电路和方法以及功率逆变器 - Google Patents

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Abstract

本发明提出了一种控制电路和以以下方式控制包括全桥配置的谐振转换器的方法：在谐振转换器的谐振电流的多个周期的每个半周期期间，从对角线对在其中是导电的初始状态(500)开始，基于电压控制信号关断(510)对角线对的第一开关构件；在关断第一开关构件之后，在谐振电流的过零(E5)之前导通(520)与第一开关构件串联连接的开关构件；在第一开关构件的关断之后，在过零(E5)之前，关断(530)对角线对的第二开关构件；以及在第二开关构件的关断之后，在谐振电流的过零事件之前导通(540)与第二开关构件串联连接的开关构件。

Description

用于控制谐振转换器的控制电路和方法以及功率逆变器
技术领域
本发明涉及谐振转换器，具体涉及用于控制谐振转换器的控制电路和方法。
背景技术
对于X射线发生器的高压源，全桥(即H桥)配置中的谐振转换器已被证明是有用的拓扑结构。更具体地，全桥配置中的谐振转换器能够将DC电流转换成AC电流，或反之亦然，并且因此其能够用作功率逆变器或可控整流器。
图1图示了包括全桥配置中的谐振转换器的范例性高压源。全桥配置包括两个并联的切换分支(也称为半桥或切换支路)：一个包括两个串联连接的开关构件S1和S2，另一个包括两个串联连接的开关构件S3和S4。每个开关能够是任何合适类型的功率半导体设备，并且在图1中范例性地示为具有反向导电二极管的IGBT晶体管。在DC电压源Vdc_in和全桥之间平均传导电流。DC-链路电容器C_in或一组这种电容器可以用于传导逆变器输入电流的AC分量，以平滑切换支路两端的DC电压。谐振电路与在每个切换分支中的开关构件的结点A和B之间的变压器T的转换先前初级(transfer former primary)(低压)绕组串联连接。谐振负载电路也被称为谐振槽，能够由全桥逆变器驱动。例如，它能够是串联谐振电路(即LC电路)或LCC电路。谐振元件的其他组合是可能的。例如，电容器C_res、电感器L_res和由变压器T的次级(高压)绕组产生的固有寄生电容C_p形成LCC电路。全桥的切换事件由控制电路(未示出)的110、112、114、116控制，以便将DC链路电压转换为驱动谐振电路的AC电压V_tank。产生的AC电流随后被变压器T转变为高电压电平，然后通过输出电容器C_out进行整流和平滑。固有的寄生变压器电容C_p在电流换向期间创建有利的条件，并且可以用于升高输出电压。输出电压能够被提供给任何类型的负载L，诸如X射线管。
存在几种用于控制全桥的切换事件的控制方案。主要目标是定义能够实现高操作频率以减少输出电压的波动并使组件的成本和尺寸最小化的方案。只有在功率半导体损耗能够通过零电压切换(ZVS)和零电流切换(ZCS)最小化时这才能够实现。ZVS可以通过使用缓冲电容器Cs1...Cs4来支持，缓冲电容器Cs1...Cs4分别与切换设备并联连接，如在图1中所看到的。此外，它们有助于减轻电磁干扰并减少接地泄漏电流。
众所周知的控制方案是脉冲频率调制(PFM)。这意味着经转变的输出功率取决于逆变器的受控操作频率。最经常使用的控制方法是以一个范围内的可变频率操作，所述范围被定位在根据图1中的电路的主电抗元件L_res和C_res的串联谐振频率之上。这种控制总体上需要宽的频率变化，以便覆盖从空载到满载的操作范围。此外，存在其中功率从谐振电抗反馈到DC输入电容器C_in的操作状态。当一对对角二极管，D1和D4或D2和D3传导电流时，这种功率反馈是主动的。因此，现有的PFM控制技术的缺点是体积较大，效率较低。
诸如脉冲宽度调制(PWM，参见US5719759A)的其他控制方案将两种硬切换事件(关断和导通)都应用于任何半导体开关，这使得难以使用诸如缓冲电容器的简单缓冲电路。硬切换事件导致高水平的切换损耗，从而根据半导体设备的散热能力限制操作频率。
被称为相移控制的另一种控制方案(参见US2011222651，US6178099B1)在不同的功率范围上使用不同的模式。前支路半桥和后支路以不同的切换动作进行操作。在轻载或空载状态下，ZVS状态不再存在。在高功率下，ZCS条件难以保持。因此，存在相移切换方法在软切换中不起作用的操作点。切换损耗在那里变得很显著，并导致不希望的冷却努力，甚至设备过热。
发明内容
因此，提供针对谐振转换器的新颖的控制方案将是有利的。
根据本发明第一方面的实施例，提出了一种用于控制包括全桥配置的谐振转换器的控制电路。所述全桥配置包括两个并联切换分支。两个切换分支中的每个包括两个串联连接的开关构件。一个切换分支的开关构件和另一个切换分支的相应构件形成对角线对。所述控制电路包括：
输出电压控制器，其用于提供用于控制所述谐振转换器的输出电压的电压控制信号；
开关编码器，其用于控制所述开关构件的切换事件；
其中，所述开关编码器被配置为在所述谐振转换器的谐振电流的多个周期的每个半周期期间，从对角线对在其中导电的初始状态开始：
基于电压控制信号关断所述对角线对的第一开关构件；
在所述第一开关构件的所述关断之后，基于过零事件在所述谐振电流的过零之前导通与所述第一开关构件串联连接的开关构件；
在所述第一开关构件的所述关断之后，基于过零事件在过零之前关断对角线对的第二开关构件；以及
在所述第二开关构件的所述关断之后，基于过零事件在谐振电流的所述过零事件之前导通与第二开关构件串联连接的开关构件。
与现有控制方案完全不同，所提出的控制电路能够在谐振电流的半个周期的一个循环内控制切换事件。谐振电流的周期也被称为谐振周期。具体地，提出了从开关构件的对角线对在其中是导电的初始状态开始，在谐振周期的一个半周期期间，两个初始导电的开关构件被关断，另外两个初始不导电的开关构件导通。现有的控制方案都不使用这种新颖的切换序列。
通过所提出的控制方案，所有导通切换事件都是无损耗的。具体地，与第一开关构件串联连接的开关构件在第一开关构件的所述关断之后导通。为简洁起见，两个串联连接的开关构件(即同一分支的两个开关构件)中的一个开关构件在下文中也称为另一个开关构件的互补开关构件。在第一开关构件的所述关断之后，第一开关构件的互补开关构件的二极管变为导电，并且谐振电流以与桥支路两端的驱动DC-链路电压相反的方向流动通过互补开关构件。因此，互补开关构件以负电流导通，或者换言之，当其二极管导电时，并且因此这种导通事件是ZCS事件并且是无损耗的。类似地，与第二开关构件串联连接的开关构件也在第二开关构件的关断之后导通；这种导通事件也是无损耗的。
根据实施例，控制电路还包括过零预测器，其用于提供指示谐振电流的过零预测事件的过零预测信号，每个过零预测事件比谐振电流的对应过零领先预定的提前时间间隔；并且开关编码器还被配置为基于过零预测信号在过零预测事件时关断第二开关构件。
预定的提前时间间隔是相对小的时间间隔。优选地，预定的提前时间能够是谐振周期的5％至15％。以这种方式，提出在更接近谐振电流的过零的时间点上关断第二开关构件。由于在过零预测事件处关断第二开关构件，因此第二开关构件在小的谐振电流处关断，并且因此关断切换损耗也较低。总体上，预定的提前时间越小，过零预测事件处的谐振电流越小，并且切换损耗变得越低。
根据实施例，所述开关编码器还被配置为基于过零预测信号导通与第一开关构件串联连接的开关构件。在范例中，与第一开关构件串联连接的开关构件，即，第一开关构件的互补开关构件，能够在过零预测事件上导通。在另一范例中，第一开关构件的互补开关构件能够临近于过零预测事件导通，或者使过零预测事件领先或滞后特定的预定时间间隔。
根据实施例，所述控制电路还包括第一延迟单元，其用于提供指示延迟的过零-预测事件的第一延迟信号，每个延迟的过零-预测事件比相应的过零-预测事件滞后第一预定延迟时间，并且在谐振电流的对应过零之前；并且，所述开关编码器还被配置为基于第一延迟信号在延迟过零预测事件处关断与第二开关构件串联连接的开关构件。
以这种方式，第二开关构件在过零预测事件处关断，并且第二开关构件的互补开关构件在延迟到过零预测事件的时间点，但在过零事件之前导通。优选地，第一预定延迟时间被设定为等于或大于开关构件的停滞时间。以这种方式，半桥的控制信号至少包含用于半桥的一个开关构件的关断触发与用于互补开关构件的导通触发之间的停滞时间。停滞时间确保在互补开关构件变为导电之前，一个开关构件完全关断。换言之，停滞时间防止两个半导体功率开关的同时导通状态，这将意味着DC-链路电压的暂时短路。
根据实施例，第一延迟单元被配置为通过延迟过零预测信号来提供第一延迟信号。
根据实施例，开关编码器还被配置为基于第一延迟信号在延迟过零预测事件处导通与第一开关构件串联连接的开关构件。以这种方式，第一开关构件的互补开关构件和第二开关构件的互补开关构件二者都在延迟过零预测事件处导通，但仍然在谐振电流的过零之前。
根据实施例，控制电路还包括第二延迟单元，其用于提供指示比第一开关构件的关断滞后第二预定延迟时间并且在过零事件之前的事件的第二延迟信号；并且，开关编码器还被配置为基于第二延迟信号导通与第一开关构件串联连接的开关构件。以这种方式，第一开关构件的互补开关构件的导通比第一开关构件的关断滞后第二预定延迟时间。优选地，第二预定延迟时间被设定为等于或大于开关构件的停滞时间。
根据实施例，第二延迟单元被配置为通过延迟电压控制信号来提供第二延迟信号。
根据实施例，在谐振电流的第一周期中基于电压控制信号首先关断的开关构件不同于基于电压控制信号在谐振电流的不同于第一周期的第二周期中首先关断的开关构件。根据所提出的切换序列，在半谐振周期期间，两个初始导电的对角线对按照顺序关断，然后在下一个半谐振周期期间，前述导电开关的互补开关被导通。在较早时间处被关断(被称为领先开关构件)的开关构件，即基于电压控制信号被关断的开关构件，与较晚时间处被关断的开关构件(被称为滞后开关构件)相比，经受较高的切换损耗。通过使对角线对中的一个开关构件成为在一个谐振周期内的领先开关构件，另一个开关构件成为在另一个谐振周期内的领先开关构件，能够将切换损耗均匀地分布到全部四个开关构件。
每个对角线对的领先开关构件的交替能够以各种方式实现。在范例中，领先开关构件的改变或交替能够是每隔一个谐振周期。也就是说，在多个连续谐振周期期间，给定的对角线对的两个开关构件交替地用作领先开关构件(即，基于电压控制信号首先被关断的开关构件)。例如，对角线对的一个开关构件在第一、第三连续谐振周期中用作领先开关构件，并且对角线对中的另一个开关构件在第二、第四连续谐振周期中用作领先开关构件。在另一范例中，领先开关构件的改变或交替可以是每个预定数量的谐振周期，例如，二、三等。此外，针对一个对角线对的领先开关的改变或交替能够与针对另一个对角线对的改变或交替相同或不同。
开关编码器能够以分立模拟电路、诸如数字信号处理或可编程逻辑的分离数字电路或其组合来实现。
根据实施例，开关编码器包括：同步锯齿波发生器，其用于基于过零预测信号来提供锯齿波信号；比较器，其用于基于电压控制信号和锯齿波信号来提供相位信号；以及，数字编码器，其用于基于相位信号为每个开关构件提供驱动信号。
根据实施例，提供一种同步信号发生器，其用于基于过零预测信号和谐振电流的过零提供同步信号；计数器，其用于基于电压控制信号和同步信号来提供相位信号；以及，数字编码器，其用于基于相位信号为每个开关构件提供驱动信号。
根据本发明第二方面的实施例，提出了一种控制包括全桥配置的谐振转换器的方法。所述全桥配置包括两个并联的切换分支。两个切换分支中的每个包括两个串联连接的开关构件。一个切换分支的开关构件和另一个切换分支的相应构件形成对角线对。所述方法包括：在谐振转换器的谐振电流的多个周期的每个半周期期间，从对角线对在其中导电的初始状态开始：
基于电压控制信号关断对角线对的第一开关构件；
在第一开关构件的所述关断之后，在谐振电流的过零之前导通与第一开关构件串联连接的开关构件；
在第一开关构件的所述关断之后，在过零之前关断对角线对的第二开关构件；以及
在第二开关构件的所述关断之后，在谐振电流的过零事件之前导通与第二开关构件串联连接的开关构件。
根据本发明第三方面的实施例，提出了一种功率逆变器。功率逆变器包括谐振转换器和用于控制所述谐振转换器的控制电路，其中，所述谐振转换器包括全桥配置和谐振电路。全桥配置包括两个并联的切换分支，两个切换分支中的每个包括两个串联连接的开关构件、形成对角线对的一个切换分支的开关构件和另一个切换分支的相应构件。所述谐振电路被连接在两个切换分支中的每个的两个串联连接的开关构件的结点之间。
根据实施例，所述开关构件中的一个或多个被并联连接到缓冲电容器。缓冲电容器用于减少关断切换事件的损耗，但已知会增加导通切换事件的损耗。由于所有导通切换事件都发生在负电流下因此无损耗的事实，简单的缓冲电容器能够非常合适地用于减少关断切换损耗。
根据本发明第四方面的实施例，提出了一种X射线发生器。X射线发生器包括：功率逆变器；被连接到功率逆变器的输入端的DC电压源；以及，被连接到功率逆变器的输出端的X射线管。
除所述X射线发射器以外，所提出的功率逆变器还能够应用于各种领域，包括焊接、工业感应加热或用于烟气净化的静电除尘器。
参照结合附图进行的描述，本发明的其它目的和优点将变得更加明显并且能够容易理解。
附图说明
下面将结合实施例并参考附图更详细地描述和解释本发明，其中：
图1图示了根据现有技术的包括全桥配置中的谐振转换器的范例性高压源；
图2A、图2B和图2C图示了范例性开关构件；
图3图示了范例性半桥；
图4图示了包括全桥配置的范例性谐振转换器；
图5图示了根据本发明的实施例的控制包括全桥配置的谐振转换器的方法；
图6图示了根据图5的方法的关断切换事件的序列、针对导通切换事件的时间间隔以及半谐振周期中的电流过零事件；
图7图示了根据本发明的实施例的多个谐振周期中的切换事件的序列以及槽电压和谐振电流的曲线；
图8图示了根据本发明的第一实施例的用于控制包括全桥配置的谐振转换器的控制电路；
图9图示了根据本发明的第二实施例的用于控制包括全桥配置的谐振转换器的控制电路；
图10图示了根据本发明的第三实施例的用于控制包括全桥配置的谐振转换器的控制电路；
图11图示了根据本发明的实施例的由过零预测器生成的信号；
图12图示了用于生成图11中的信号的范例性过零预测器；
图13图示了实施根据本发明的实施例的图8、图9或图10的开关编码器和第一延迟单元的第一范例性电路；
图14图示了根据本发明的实施例的由同步锯齿波发生器生成的锯齿波信号；
图15图示了用于生成图14的锯齿波信号的范例性锯齿波发生器；
图16图示了根据本发明的实施例的由数字编码器生成的驱动信号；
图17图示了用于生成图16的驱动信号的范例性数字编码器；
图18图示了根据本发明的另一实施例的由数字编码器生成的驱动信号；
图19图示了用于生成图18的驱动信号的范例性数字编码器；
图20图示了实施根据本发明的实施例的图8、图9或图10的开关编码器和第一延迟单元的第二范例性电路；
图21图示了图20的第二范例性电路的范例性排序和定时操作；以及
图22图示了与图21相比较的备选排序和定时操作。
附图中的相同附图标记表示相似或相应的特征和/或功能。
具体实施方式
将相对于具体实施例并参考某些附图来描述本发明，但是本发明不限于此，而是仅由权利要求限定。所描述的附图仅是示意性的而非限制性的。在附图中，为了说明的目的，一些元件的尺寸可能被放大并且未按比例绘制。
首先，参考图2A、图2B、图2C、图3和图4简要描述一些公知的术语。
开关构件表示包括一个或多个并联和/或串联连接的开关(例如，IGBT、MOS晶体管或其他半导体开关)以及被并联连接到一个或多个开关或者能够作为MOSFET的体二极管被发现执行固有功能的反向二极管的组合。总体上，开关构件能够由彼此并联连接的两个基本组件在功能上表示：
功率开关，其包括一个或多个并联和/或串联连接的开关，所述开关能够通过外部信号导通和关断，并且在关断状态下阻断电压，以及能够在导通状态下传导正向电流；
反向二极管，其能够阻断切换功能的正向电压，并且如果电流被注入到其导电方向中，其变为导电的，这与上述并联功率开关相反。
图2A、图2B和图2C示出了范例性开关构件。图2B图示了反向导电功率开关的功能表示。参考图2B，反向导电功率开关由其两个基本元件表示，即，受控功率开关和并联反向二极管。功率开关能够是任何适合类型的半导体功率开关。图2C图示了与反向二极管组合的单向IGBT。图2A图示了通过其体二极管实现反向导电的功率MOSFET。
图3图示了范例性半桥。半桥或开关支路包括串联的两个开关构件，其导致三个端子：
高侧开关构件，其将被连接至DC电压的正电位Vp；
低侧开关构件，其将被连接至DC电压的负电位Vn；
开关输出极Vac，即，两个开关构件的结点，其将被连接至谐振负载电路。
因此，半桥或所谓的切换支路或切换分支能够将DC电流转换成AC电流或反之亦然；它可以用作功率逆变器或可控整流器。
图4图示了包括全桥配置的范例性谐振转换器。谐振转换器被连接至DC电压源Vdc和谐振电路400。全桥配置包括两个并联的切换分支。一个切换分支包括两个串联连接的开关构件S1和S2，另一个切换分支包括两个串联连接的开关构件S3和S4。每个开关构件是同一切换分支的另一个开关构件的互补开关构件。例如，S1是S2的互补开关构件，反之亦然。高侧开关构件S1和S3被连接至DC电压源的正电位Vp，并且低侧开关构件S2和S4被连接至DC电压源的负电位Vn。对角线对由两个开关构件形成，所述两个开关构件被布置在不同的切换分支中，并且负载能够经由所述两个开关构件被连接至DC电压源的低电位端和高电位端。参考图4，S1和S4形成对角线对，并且S2和S3也形成对角线对。谐振电路400被连接在两个切换分支的两个连接点Vac1、Vac2之间。
图5图示了根据本发明的实施例的控制包括全桥配置的谐振转换器的方法。图6图示了根据图5的方法的关断切换事件的序列、用于导通切换事件的时间间隔以及半谐振周期中的过零事件。图6中的曲线600表示谐振电流随时间t的绝对值。参考图5，所图示的方法引起谐振电流的半周期期间的一系列切换事件，从全桥的对角线对在其中是导电的初始状态500开始。参考图5和图6，在510处，基于电压控制信号来关断初始导电的对角线对的第一开关构件(表示为切换事件E1)。在520处，与第一开关构件串联连接的开关构件在第一开关构件的关断之后但在谐振电流的过零(表示为过零事件E5)之前导通(表示为切换事件E2)。在530处，初始导电的对角线对的第二开关构件在第一开关构件的关断之后但在谐振电流的过零之前关断(表示为切换事件E3)。在540处，与第二开关构件串联连接的开关构件在第二开关构件的关断之后但在谐振电流的过零之前导通(表示为切换事件E4)。直到这一点为止，初始导电的对角线对被关断，而开关构件的另一对角线对导通，并因此变为导电的。因此，两个对角线对在连续的半谐振周期中交替地变为初始导电的对角线对。换言之，参考图6，
初始导电的对角线对的两个开关构件随后在事件E1和E3处关断；
切换事件E2(即，第一开关构件的互补开关构件的导通)能够在切换事件E1(即，第一开关构件的关断)与事件E5(即，谐振电流的过零)之间的时间间隔T1的任何时间处发生；
切换事件E4(即，第二开关构件的互补开关构件的导通)能够在切换事件E3(即，第二开关构件的关断)与事件E5(即谐振电流的过零)之间的时间间隔T2的任何时间处发生。
在半谐振周期中，初始导电的对角线对能够是S1和S4、或S2和S3。初始导电的对角线对的第一开关构件能够是初始导电的对角线对的两个开关构件中的任何一个。因此，存在四种不同情况，这取决于哪个对角线对最初是导电的并且初始导电的对角线对中的哪个开关构件是在切换事件E1处被关断的第一开关构件。表1按照场景在每行中呈现对应于切换事件E1至E4中的每个的开关构件。
表1：根据图5的方法在半谐振周期中的四个范例性切换序列。
Figure GDA0002955860180000101
Figure GDA0002955860180000111
在第1行和第2行中，初始导电的对角线对包括由S4和S1形成的对角线对。在第3行和第4行中，初始导电的对角线对包括由S2和S3形成的对角线对。在切换事件E1处关断的第一开关构件是在第1行中的S4和在第2行中的S1。在切换事件E1处关断的第一开关构件是在第3行中的S2和第4行中的S3。以第1行为例，在一个半谐振周期期间，从S1和S4是导电的开始，S4首先基于电压控制信号关断，S3在S4的关断之后但在过零之前导通，S1在S4的关断之后但在过零之前关断，S2随后在S1的关断之后但在过零之前导通。
根据本发明的实施例，切换事件E3，即，初始导电的对角线对的第二开关构件的关断发生在过零预测事件处，其中，过零预测事件比谐振电流的相应的过零领先预定的提前时间间隔。具体地，过零预测器能够被配置为提供指示谐振电流的过零预测事件的过零预测信号，并且基于过零预测信号来触发切换事件E3。
预定的提前时间间隔是相对小的时间间隔。优选地，预定的提前时间能够是谐振周期的5％至15％。也就是说，提出了在更接近谐振电流的过零的时间点处关断第二开关构件。由于在过零预测事件处第二开关构件关断，第二开关构件在小的谐振电流处关断，并因此切换损耗也很低。总体上，预定的提前时间越小，过零预测事件处的谐振电流变得越小，并且切换损耗变得越低。
图7图示了根据本发明的实施例的多个连续谐振周期P1、P2中的切换事件的范例性序列以及槽电压V_tank和谐振电流I_res的曲线。电压控制信号CTRL用于通过触发切换事件E1，即，初始导电的对角线对的第一开关的关断，来控制谐振转换器的输出电压。参考图7，电压控制信号利用其边缘触发切换事件E1，更具体地，在正谐振电流的情况下由其上升边缘触发，在负谐振电流的情况下由其下降边缘触发。在其他实施例中，电压控制信号可以以不同的方式触发切换事件E2，例如，仅利用上升边缘或仅利用下降边缘。过零-预测信号PRED用于触发切换事件E3，即，初始导电的对角线对的第二开关的关断。参考图7，过零-预测信号PRED利用其边缘触发切换事件E3，更具体地，在正谐振电流的情况下利用其下降边缘触发，以及在负谐振电流的情况下利用其上升边缘触发。换言之，过零-预测信号PRED通过电平变化来指示谐振电流的过零预测事件。在其他实施例中，过零预测信号PRED能够以不同方式指示谐振电流的过零-预测事件，例如，仅通过其下降边缘或其上升边缘。在图7中，S1、S2、S3和S4图示了相应开关构件的状态，并且D1、D2、D3和D4图示了开关构件的相应二极管的状态。更具体地，高电平指示导通或导电状态，并且低电平指示关断或阻断状态。槽电压V_tank是谐振转换器的全桥的切换输出极Vac1和Vac2两端的电压。在对角线对是导电的初始状态下，电压槽V_tank保持增加，直到在切换事件E1处对角线对中的一个被关断。
在P1的第一半周期中，由S1和S4形成的对角线对初始是导电的，开关构件S4首先由电压控制信号CTRL触发而关断，然后开关构件S1由过零-预测信号PRED触发而关断，开关构件S2和S3在切换事件E3与谐振电流的过零之间导通。假定在S4的关断之后但在谐振电流过零之前开关构件S3导通，开关构件S3也能够在不同的时间导通。
S2和S3的导通事件都是无损耗的。S1的关断事件的切换损耗也很低，因为S1在接近于谐振电流的过零的时间点处关断，因此在低谐振电流时关断。S4的关断事件的切换损耗与S1的关断事件相比更高。换言之，即使控制模式允许通过提供ZVS条件的缓冲电容器来减小切换损耗，P1的第一半周期中的第一开关构件S4也遭受更大的切换损耗。如上所述，开关的初始导电的对角线对中的任何一个都能够是基于电压控制信号关断的第一开关。参考第二时间周期P2的第一半周期，由S1和S4形成的对角线对初始是导电的，类似于第一周期P1的第一半周期，但开关构件S1而不是开关构件S4首先由电压控制信号CTRL触发而导通。换言之，具有高开关损耗的切换事件E1在第一周期P1中在开关构件S4处发生，但在第二周期P2中在开关构件S1处发生。类似地，参考第一周期P1和第二周期P2的第二半周期，具有高开关损耗的切换事件E1分别在开关构件S2和S3处发生。与具有高开关损耗的切换事件E1总是在相同的开关构件处发生的情况相比，开关损耗能够均匀地分布在四个开关构件两端。
在图7中，切换事件El以可重复的顺序S4-S3-S1-S2在开关构件处发生。在其他实施例中，切换事件E1以不同顺序在开关构件处发生。例如，切换事件E1能够以可重复的顺序S4-S2-S1-S3在开关构件处发生。在这两种情况下，初始导电的对角线对的第一开关在每个谐振周期的S4和S1之间或S2和S3之间交替。备选地，初始导电的对角线对的第一开关能够以每两个、三个或任意数量的连续谐振周期交替。例如，如果它每两个连续的谐振周期交替，则切换事件E1能够以可重复的顺序S4-S2-S4-S2-S1-S3-S1-S3在开关构件处发生。在上述情况下，针对两个对角线对的交替是相似的。备选地，一对角线对S1和S4的交替以及另一对角线对S2和S3的交替也能够是不同的。例如，两个开关构件之间的切换事件E1的交替能够是针对一个对角线对的每个谐振周期和针对另一个对角线对的每两个谐振周期，即，使得切换事件E1能够以可重复的顺序S4-S2-S1-S2-S4-S3-S1-S3在开关构件处发生。
图8、图9和图10分别图示了用于控制包括全桥配置的谐振转换器的几个范例性控制电路。
图8图示了用于控制谐振转换器的四个开关构件S1至S4的第一范例性控制电路800。控制电路800被配置为借由提供分别驱动四个开关构件S1、S2、S3、S4的四个驱动信号810、812、814、816来提供控制四个开关构件S1至S4的切换事件的四个驱动信号。控制电路800还被配置为接收来自谐振转换器的电流反馈信号820。电流反馈信号820表示谐振转换器的测得的谐振电流I_res。例如，电流反馈信号820能够由电流传感器822提供。
控制电路800包括输出电压控制器830。输出电压控制器830被配置为基于一个或多个输入信号来提供用于触发切换事件E1的前述电压控制信号CRTL。在谐振转换器的负载是X射线管的范例中，一个或多个输入信号包括管电压的设定点834_1、管电流的设定点834_2、管电流的测得的实际值834_3和从谐振转换器反馈的谐振电容器的测得的实际电压834_4，并且其可以是输出电压控制器830的有用输入。
控制电路800还包括过零预测器850，其用于提供指示谐振电流的过零-预测事件的过零-预测信号PRED。每个过零预测事件比谐振电流的对应过零领先预定的提前时间间隔。过零-预测信号PRED用于触发切换事件E3。
控制电路800还包括用于提供第二延迟信号842的第二延迟单元840。第二延迟信号842指示比第一开关构件的关断滞后第二预定延迟时间并且在过零事件之前的事件。第二延迟信号842被用于触发切换事件E2。在实施例中，第二延迟单元840被配置为通过将电压控制信号CTRL延迟第二预定延迟时间来提供第二延迟信号842。
控制电路800还包括用于提供第一延迟信号862的第一延迟单元860，第一延迟信号862指示延迟过零-预测事件，其中，每个延迟过零-预测事件比相应的过零预测事件滞后第一预定延迟时间并且在谐振电流的对应过零之前。第一延迟信号862被用于触发切换事件E4。在实施例中，延迟单元860被配置为通过将过零-预测信号PRED延迟第一预定延迟时间来提供第一延迟信号。
控制电路800还包括用于提供四个驱动信号810、812、814、816的开关编码器870。开关编码器870被配置为基于电压控制信号CTRL、过零预测信号PRED、第一延迟信号862和第二延迟信号842来生成四个驱动信号810、812、814、816。每个驱动信号被用于驱动相应开关构件的导通、关断。在实施例中，驱动信号被连接到相应开关构件的栅极，并且当驱动信号从低信号水平变为高信号水平时导通开关构件，当驱动信号变化到低信号水平时关断开关构件。
图9图示了用于控制谐振转换器的四个开关构件S1至S4的第二范例性控制电路900。图9的第二范例性控制电路900类似于图8的第一范例性控制电路800，其中，图9的输出电压控制器930、过零预测器950、第一延迟单元960与图8中的那些相同。不同之处在于，图9的第二范例性控制电路不包括像图8的第二延迟单元840那样的延迟单元。与图8不同，在第一延迟信号和过零-预测信号PRED分别用于触发切换事件E2和E3的情况下，图9中的过零-预测信号FRED用于触发切换事件E2和切换事件E3二者。开关编码器970因此被配置为基于电压控制信号CTRL和过零-预测信号PRED生成四个驱动信号910、912、914、916。
图10图示了用于控制谐振转换器的四个开关构件S1至S4的第三范例性控制电路1000。图10的第三范例性控制电路1000类似于前述图9的范例性控制电路900，其中，图10的输出电压控制器1030、过零预测器1050、第一延迟单元1060与图9中的那些相同。不同之处在于，过零-预测信号被用于触发图9中的切换事件E2，而第一延迟信号1062用于触发图10中的切换事件E2。换言之，第一延迟信号1062用于触发图10中的切换事件E2和切换事件E4二者。该实施例产生一系列驱动信号1010、1012、1014、1016，它们能够触发如图7所示的切换事件的序列。
如上所述，切换事件E2能够在第一开关构件的关断和谐振电流的过零之间的任何时间处被触发。因此，切换事件E2的触发不限于上述实施例。也就是说，尽管切换事件E2在图8中由第二延迟信号触发，在图9中由过零预测信号PRED触发，在图10中由第一延迟信号触发，但在不同的实施例中切换事件E2能够以其他方式被触发。
图11图示了根据本发明的实施例的由过零预测器生成的信号。图12图示了用于生成图11中的信号的范例性过零预测器。
参考图11，关于谐振电流I_res图示了由过零预测器生成的信号SIGN、PRED和SYNC。信号SIGN通过其边缘指示谐振电流的过零。信号PRED通过其边缘指示过零-预测事件。每个过零预测事件比相应的过零领先预定的提前时间间隔1110。SYNC通过其下降边缘指示谐振电流的过零，并且通过其上升边缘指示过零-预测事件。
参考图11，过零预测器被体现为具有用于接收测得的谐振电流的输入端子1210和用于输出SIGN信号、PRED信号和SYNC信号的三个输出端子的电路。在一些实施例中，过零预测器可以不生成SYNC信号。在一些其他实施例中，过零预测器可以仅输出SYNC信号。
开关编码器、第一延迟单元和第二延迟单元能够以各种方式实现。为了说明的目的，在本文中描述针对图10中的开关编码器和第一延迟单元的一些范例性实施方式。然而，本发明的保护范围不限于这些具体实施方式。
根据本发明的一些实施例，图13和图20分别图示针对图8、图9或图10的开关编码器和第一延迟单元的两个范例性实施方式。至于电压控制器，目前已知或将来开发的任何合适的实施方式都是适用的。
图13图示了实施图8、图9或图10中的开关编码器和第一延迟单元的第一范例性电路1300。范例性电路1300包括同步锯齿波发生器1310、比较器1320和数字编码器1330。同步锯齿波发生器1310被配置为根据过零-预测信号PRED导出锯齿波信号Vtri。备选地，同步锯齿波发生器1310被配置为根据信号SYNC导出锯齿波信号Vtri。比较器1320被配置为基于电压控制信号和锯齿波信号来提供相位信号1322。数字编码器1330被配置为基于相位信号1322和SYNC信号为每个开关构件提供驱动信号1310、1312、1314、1316。备选地，在一些实施方式中，同步信号SYNC能够由过零信号SIGN和过零-预测信号PRED替代。在一些其他实施方式中，除了同步信号SYNC之外还能够提供过零信号SIGN(参见图12)。
图14图示了根据本发明的实施例的由同步锯齿波发生器生成的锯齿波信号。参考图14，关于SYNC信号和谐振电流I_res图示了锯齿波信号Vtri。
图15图示了用于生成图14的锯齿波信号的范例性锯齿波发生器。理想的锯齿波发生器将包含电流源，因为它驱动线性电压斜率。为了更容易实施，电压源可以足以导致非线性上升斜率。请注意，放电电阻Rdis需要比充电电阻Rcha小得多。
图16图示了根据本发明的实施例的由数字编码器生成的驱动信号。图17图示了用于生成图16的驱动信号1610、1620、1630、1640的范例性数字编码器。在该实施例中，切换事件E1的切换损耗在四个开关构件之间不是平均分配的，并且只有由驱动信号1610和1620驱动的开关构件耗散切换事件E1的关断损耗。
参考图16，根据锯齿波信号Vtri和电压控制信号CTRL导出用于分别驱动开关构件S1、S2、S3、S4的驱动信号1610、1620、1630、1640。电压控制信号CTRL的水平表示谐振转换器的最大输出电压。
在谐振电流的过零事件处，锯齿波电压Vtri开始从零增加。在锯齿波电压Vtri超过电压控制信号CTRL的电压水平的那一点，触发切换事件E1。锯齿波电压保持增加，直到SYNC信号的上升边缘，这指示过零-预测事件。该事件触发Vtri信号复位为零，并因此触发切换事件E3。此外，该事件被延迟了停滞时间段td，并因此触发切换事件E2和E4。
图16中的驱动信号1610、1620、1630和1640实际上对应于由图10图示的实施例，其中，切换事件E2和E4都由延迟过零预测事件触发。类似地，在一些其他实施例中，数字编码能够以所生成的驱动信号对应于图8或图9所示的实施例的方式来实施。
参考图16中，能够注意到，切换事件E1总是发生在每个对角线对的相同开关构件S3、S4处。因此，四个开关构件之间的开关损耗不均衡。
图18图示了根据本发明的另一实施例的由数字编码器生成的驱动信号。图19图示了用于生成图18的驱动信号1810、1820、1830、1840的范例性数字编码器。在图18中，信号ps1、ps2、ps3、ps4与图17中的那些相同，并且是基于电压控制信号CTRL和锯齿波信号Vtri2016生成的。
与图16中的实施例不同，分别控制四个开关构件S1、S2、S3、S4的驱动信号1810、1820、1830、1840使得切换事件E1能够在全部四个开关构件处发生，并且因此开关损耗在四个开关构件之间平等共享，因而是良好均衡的。
图20图示了根据本发明的实施例的实施图8、图9或图10的开关编码器和第一延迟单元的第二范例性电路2000。这种实施方式是特别有利的，因为输出电压控制器和脉冲模式发生器都可以在单个可编程设备上进行操作，从而产生非常节约成本的解决方案。
范例性电路2000包括计数器2010、数字编码器2020和延迟单元2030。延迟单元2030将输入信号SYNC延迟短时间间隔td。输出电压控制器2300将电压控制信号CTRL作为数据流Vc提供给计数器2010。计数器2010具有四个输入部2011、2012、2013、2014和一个输出部2015。输入部2011接收时钟信号CLK。输入部2012接收数据流Vc作为数据输入。输入部2013接收SYNC信号以触发倒数。输入部2014接收延迟SYNC信号以加载计数器。输出部2015将相位信号2016递送到数字编码器2020。类似于数字编码器1330的数字编码器2020被配置为基于相位信号2016、SYNC信号和延迟SYNC信号生成针对开关构件S1至S4的四个驱动信号2110、2112、2114、2116。任选地，在一些实施方式中，除了同步信号SYNC(参见图20)之外还可以提供过零信号SIGN。备选地，在一些其他实施方式中，同步信号SYNC能够由过零信号SIGN和过零-预测信号PRED替代。
在图21中图示了第二范例性电路2000的范例性排序和定时。图22示出了与图21相比的备选排序和定时。在图21中，切换事件E2和E4同时发生在过零-预测事件和过零事件之间的时间点处。在图22中，切换事件E4仍然发生在过零-预测事件E3和过零事件E5之间的时间点处，但是切换事件E2在并联的反向二极管变为导电稍后并且在过零-预测事件E5之前发生。
在图21和图22中，附图标记A1至A6表示如下：
A1：ZCS导通，同时并联的反向二极管是导电的(E4)；
A2：开关在谐振电流过零(E5)处开始传导电流；
A3：ZVS关断(El)，与二极管通信；
A4：ZCS导通，同时并联的反向二极管是导电的(E2，E4)；
A5：ZVS关断(E3)；与二极管通信；
A6：开关在谐振电流过零(E5)处开始传导电流。
在图21中，与开关S1至S4和四个开关构件的并联二极管D1至D4的状态，以及谐振转换器的输出电压V_tank和谐振电流I_res一起示出了同步信号SYNC、过零信号SIGN、计数器2010的输入2014(即，延迟的SYNC信号)、计数器2010的输出2015和针对控制数据Vc的数据有效信号2110。为了说明开关和二极管的状态，带阴影的条指示当相应的开关或二极管是有源的并且传导电流时的状态，白色条指示当相应的开关是有源的(即导通)但有源开关中的电流仍为零时的状态，因为它是由其并联二极管以与有源开关相反的方向导电的。如前所述，开关构件能够由开关和并联连接的反向二极管表示(图2B)。为了简洁起见，图21中的开关构件和开关构件的开关由相同的附图标记(S1、S2、S3或S4)表示。
参考图21，“倒数”相位表示对角线对将导电多长时间。当它达到零时，即，在时间点t4处，满足所需的相位角。相位角信号的负边缘触发切换事件E1，这对于控制传输的输出功率是重要的。在切换事件E1之后，驱动槽电压V_tank保持(几乎)为零，直到SYNC信号的上升边缘，(即，在时间点t7处)触发切换事件E3，即，剩余导电开关的关断事件(此处为S4)。然后，正谐振电流换向到二极管D3。在另一停滞时间(即，在时间点t9处)之后，S2和S3导通(即，切换事件E4)，并且在过零之后开始传导电流。下一个Vc控制数据被计数器接收为新的设定值。倒数再次由电流过零事件触发。
图21的序列和定时将在下面将更详细地描述。
参考图21，传输的控制数据Vc在时间点t0处(即，SYNC信号的上升边缘)将是稳定和有效的。在该范例中，在同一时间点处，发生切换事件E3，也就是说，导电对角线对的第二开关构件(此处为开关S2)在SYNC信号的上升边缘被关断。
在一些实施例中，缓冲电容器被并联连接到每个开关构件，以便为关断事件创建ZVS条件。对于给定的开关构件，与该开关构件并联连接的缓冲电容器将在开关构件的开关和互补开关构件的二极管的导电相位之间的间隙期间传导电流。这意味着关断开关构件两端的电压升高斜率减小，并且因此关断切换损耗。例如，在时间点t0和t1之间的时间段期间，开关构件S2的缓冲电容器传导电流。换言之，在时间点t0和t1之间的时间段代表开关已经被关断之后(此处为开关S2)并且电流换向到互补二极管(在这种情况下为D1)之前的时间段。
在该范例中，在t2处，即在距时间点t0的短暂停滞时间(例如几百纳秒到几微秒)之后，并且因此在输入部2014处的信号的上升边缘处，控制数据Vc被接管并由计数器缓冲(即，加载)，使得值Vc在计数器的输出部2015处变为有效。在同一时间点处，发生切换事件E2和E4，也就是说，先前导电的对角线对的互补开关S1、S4被导通(参见A1)。直到当出现谐振电流的过零E5(参见A2)时的时间点t4，开关S1、S4都不传导电流。
备选地，切换事件E2和E4能够在不同的时间处发生。例如，在图22中，切换事件E2和E4分别在时间点t6和t9处发生。
在时间点t3处，即，在SYNC信号的下降边缘(其表示谐振电流的过零E5)，计数器开始倒数。
在时间点t4处，计数器的输出变为0，这触发切换事件E1，也就是说，导电的对角线对(此处为S1、S4)的第一开关构件(此处为S1)关断。时间点t4和t5之间的时间段代表当S1关断时开始并且当电流换向到其互补二极管D2时结束的时间段。换言之，其是当与S1和S2并联的缓冲电容传导电流，并且它们两端的电压发生变化的时间段(参见A3)。
在时间点t6处，发生切换事件E2，即，先前关断的开关构件S1的互补开关构件S2导通(见A4)。在时间点t6处的开关构件S2的导通事件E2可以由在时间点t4开始并因此在时间点t6处结束的固定延迟时间触发。开关S2都不开始传导电流，直到在时间点t10处的谐振电流的下一次过零E5。
类似于时间点t0，在时间点t7处(即，在SYNC信号的上升边缘处)，当发生切换事件E3时，将使传输的控制数据Vc稳定且有效，即，导电的对角线对的第二开关构件(此处为开关S4)被关断(参见A5)。
类似于时间点t1，在时间点t8处，当缓冲电容器Cs3和Cs4(参见图1)传导电流时，开关S4的关断在时间间隙(t7至t8)之后被通信至其互补切换构件的二极管D3。
类似于时间点t2，在时间点t9处，控制数据Vc被计数器接管并缓冲(即，加载)，使得值Vc在计数器的输出部2015处变为有效，并且发生切换事件E2和E4，即，先前关断的开关构件S1和S4的互补开关构件S2和S3导通(参见A4)。开关构件S2和S3都不开始传导电流，直到在时间点t10处谐振电流的下一次过零E5。
类似于t3，在时间点t10处，计数器再次开始倒数。
由于图22与图21仅仅根据如上所述的切换事件E2和E4的发生不同，为了简洁起见，图22不再进一步描述。
为了确保在谐振电流的过零事件之前导通/关断开关构件，开关构件将基于过零事件(即，基于与过零事件的时间有关的信号)导通/关断。切换构件的开关动作的触发取决于过零事件的时间。上面已经描述了与过零事件的时间有关的信号的多个实施例，诸如SYNC信号、PRED信号、SIGN信号、驱动信号等。
以上所描述的内容包括一个或多个实施例的范例。当然，不可能为了描述前述实施例的目的而描述组件或方法的每个可想到的组合，但是本领域普通技术人员可以认识到各种实施例的许多其他的组合和置换是可能的。因此，所描述的实施例旨在涵盖落入所附权利要求的精神和范围内的所有这些变更、修改和变化。此外，就在详细说明书或权利要求书中使用的术语“包含”而言，这样的术语旨在以与术语“包括”在权利要求中用作过渡词语时所解释的类似的方式是包含性的。

Claims (14)

1.一种用于控制包括全桥配置的谐振转换器的控制电路(800；900；1000)，所述全桥配置包括两个并联的切换分支(S1、S2；S3、S4)，所述两个切换分支中的每个包括两个串联连接的开关构件，一个切换分支的开关构件和另一个切换分支的相应构件形成对角线对(S1、S4；S2、S3)，所述控制电路包括：
输出电压控制器(830；930；1030)，其用于提供用于控制所述谐振转换器的输出电压(V_tank)的电压控制信号(CTRL)；
过零预测器(850；950；1050)，其用于提供指示所述谐振转换器的谐振电流的过零-预测事件的过零-预测信号(PRED)，每个过零-预测事件比所述谐振电流的相应过零领先预定的提前时间间隔；
开关编码器(870；970；1070)，其用于控制所述开关构件的切换事件；
其中，所述开关编码器被配置为，在所述谐振电流的多个周期的每个半周期期间，从对角线对在其中是导电的初始状态开始：
基于所述电压控制信号来关断(E1)所述对角线对的第一开关构件；
在所述第一开关构件的所述关断之后，在所述半周期中在所述谐振电流的过零(E5)之前，导通(E2)与所述第一开关构件串联连接的开关构件；
在所述第一开关构件的所述关断之后，基于所述过零-预测信号，在领先所述过零(E5)的过零-预测事件处关断(E3)所述对角线对的第二开关构件；并且
在所述第二开关构件的所述关断之后，在所述过零事件(E5)之前，导通(E4)与所述第二开关构件串联连接的开关构件。
2.根据权利要求1所述的控制电路，所述开关编码器(970)还被配置为基于所述过零-预测信号(PRED)来导通(E2)与所述第一开关构件串联连接的所述开关构件。
3.根据权利要求1所述的控制电路，还包括：
第一延迟单元(860；960；1060)，其用于提供指示延迟过零-预测事件的第一延迟信号(862；962；1062)，每个延迟过零预测事件比对应的过零-预测事件滞后第一预定延迟时间并且在所述谐振电流的对应过零之前；并且
所述开关编码器(870；970；1070)还被配置为基于所述第一延迟信号在延迟过零-预测事件处关断(E4)与所述第二开关构件串联连接的所述开关构件。
4.根据权利要求3所述的控制电路，其中，所述第一延迟单元(860；960；1060)被配置为通过延迟所述过零-预测信号来提供所述第一延迟信号。
5.根据权利要求3所述的控制电路，其中，所述开关编码器(1070)还被配置为基于所述第一延迟信号(1062)在延迟过零-预测事件处导通(E2)与所述第一开关构件串联连接的所述开关构件。
6.根据权利要求1所述的控制电路，还包括：
第二延迟单元(840)，其用于提供指示比所述第一开关构件的所述关断滞后第二预定延迟时间并且在所述过零事件之前的事件的第二延迟信号(842)；并且
所述开关编码器还被配置为基于所述第二延迟信号来导通(E2)与所述第一开关构件串联连接的所述开关构件。
7.根据权利要求6所述的控制电路，其中，所述第二延迟单元(840)被配置为通过延迟所述电压控制信号(CTRL)来提供所述第二延迟信号。
8.根据权利要求1所述的控制电路，其中，基于所述电压控制信号在所述谐振电流的第一周期中首先被关断的所述开关构件不同于基于所述电压控制信号在所述谐振电流的不同于所述第一周期的第二周期中首先被关断的所述开关构件。
9.根据权利要求1所述的控制电路，其中，所述开关编码器包括：
同步锯齿波发生器(1310)，其用于基于所述过零-预测信号(PRED)来提供锯齿波信号(Vtri)；
比较器(1320)，其用于基于所述电压控制信号和所述锯齿波信号来提供相位信号；以及
数字编码器(1330)，其用于基于所述相位信号为每个开关构件提供驱动信号。
10.根据权利要求1所述的控制电路，其中，所述开关编码器包括：
过零预测器，其用于基于所述过零-预测信号(PRED)和所述谐振电流的所述过零来提供同步信号(SYNC)；
计数器(2010)，其用于基于所述电压控制信号和所述同步信号(SYNC)来提供相位信号；以及
数字编码器(2020)，其用于基于所述相位信号为每个开关构件提供驱动信号。
11.一种控制包括全桥配置的谐振转换器的方法，所述全桥配置包括两个并联的切换分支(S1、S2；S3、S4)，所述两个切换分支中的每个包括两个串联连接的开关构件，一个切换分支的开关构件和另一个切换分支的相应构件形成对角线对(S1、S4；S2；S3)，所述方法包括：
提供用于控制所述谐振转换器的输出电压(V_tank)的电压控制信号(CTRL)；
提供指示所述谐振转换器的谐振电流的过零-预测事件的过零-预测信号(PRED)，每个过零-预测事件比所述谐振电流的相应过零领先预定的提前时间间隔；
在所述谐振电流的多个周期的每个半周期期间，从对角线对在其中是导电的初始状态(500)开始：
基于所述电压控制信号来关断(510)所述对角线对的第一开关构件；
在所述第一开关构件的所述关断之后，在所述半周期中在所述谐振电流的过零(E5)之前导通(520)与所述第一开关构件串联连接的开关构件；
在所述第一开关构件的所述关断之后，基于所述过零-预测信号在领先所述过零(E5)的过零-预测事件处关断(530)所述对角线对的第二开关构件；并且
在所述第二开关构件的所述关断之后，在所述过零事件(E5)之前导通(540)与所述第二开关构件串联连接的开关构件。
12.一种功率逆变器，包括谐振转换器和根据权利要求1所述的用于控制所述谐振转换器的控制电路，其中，所述谐振转换器包括：
全桥配置，所述全桥配置包括两个并联的切换分支(S1、S2；S3、S4)，所述两个切换分支中的每个包括两个串联连接的开关构件，一个切换分支的开关构件和另一个切换分支的相应构件形成对角线对(S1、S4；S2、S3)；以及
谐振电路，其被连接在所述两个切换分支中的每个的所述两个串联连接的开关构件的结点(A、B)之间。
13.根据权利要求12所述的功率逆变器，其中，所述开关构件中的一个或多个被并联连接到缓冲电容器。
14.一种X射线发生器，包括：
根据权利要求12所述的功率逆变器；
DC电压源，其被连接到所述功率逆变器的输入部；以及
X射线管，其被连接到所述功率逆变器的输出部。
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