CN104396133A - 用于谐振dc-dc变换器的控制模式 - Google Patents

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Abstract

一种电源变换器(16)包括：逆变器(18)，其具有半导体开关(S1、S2、S3、S4)；谐振电路(22)，其与所述逆变器(18)耦合；以及控制器(30)，其用于将所述逆变器(18)的所述半导体开关(S1、S2、S3、S4)切换到开关状态。所述控制器(30)适于：将所述逆变器18在开关状态之间周期性地进行切换，使得在所述谐振电路(22)中生成周期谐振电流ires；将所述开关状态的切换事件与所述周期谐振电流ires同步，使得在与所述周期谐振电流ires的具体周期点(52)相关联的时间点处将开关状态应用到所述逆变器；并且应用所述开关状态使得从所述谐振电路(22)后向馈送到所述逆变器(18)的输入端(12)的总功率与从所述逆变器的所述输入端(12)前向馈送到所述谐振电路(22)的总功率相平衡。

Description

用于谐振DC-DC变换器的控制模式
技术领域
本发明涉及一种电源变换器、一种DC-DC变换器、一种X射线设备以及一种用于控制逆变器的方法。
背景技术
在X射线生成设备中，DC-DC变换器可以被用于将低DC输入电压(例如，400V)转换成高DC输出电压(高达160kV)。例如，这样的DC-DC变换器可以包括用于生成具有可变频率的AC电压的可控制逆变器、用于生成高AC电压的变压器以及用于生成可以供应X射线管的高DC输出电压的整流器。
用于X射线生成的功率逆变器常常驱动谐振负载电路。具体而言，医学诊断应用可能需要将到X射线管的输出功率控制在从准空载到最大功率的极宽范围内。逆变器的功率半导体开关的一个或多个切换事件应当相应地被控制在谐振电流振荡的任何半周期内。
例如，WO 2006/114719A1示出具有被连接到谐振电路的全桥逆变器的DC-DC变换器。限定了三个控制模式，该三个控制模式被用于控制输出功率。
然而，尤其对于非常低的管输出功率(例如，空载、X射线管的栅极闭合)而言，控制器可以产生散射效应，该散射效应意味着强烈抖动的谐振电流的幅度。结果可能是高压上的显著的低频纹波，这是不期望的。
发明内容
本发明的目标可以是提供一种具有宽广的功率输出范围和平滑的输出电压的DC-DC变换器。
该目标通过独立权利要求的主题得以实现。进一步的示范性实施例从从属权利要求和下文描述变得显而易见。
本发明的方面涉及一种电源变换器。
根据本发明的实施例，所述电源变换器包括：逆变器，其具有半导体开关；谐振电路，其与所述逆变器耦合；以及控制器，其用于将所述逆变器的所述半导体开关切换到开关状态。所述控制器适于将所述逆变器在开关状态之间周期性地进行切换，使得在所述谐振电路中生成周期谐振电流。所述开关状态可以包括用于使所述谐振电路短路的续流状态。所述控制器适于将所述开关状态的切换事件与所述周期谐振电流同步，使得在与所述周期谐振电流的具体周期点相关联的时间点处将开关状态应用到所述逆变器。
以这种方式，可以控制所述电源变换器的输出功率。
根据本发明的实施例，所述控制器适于应用所述开关状态使得从所述谐振(负载)电路后向馈送到所述逆变器的DC链路输入源的总功率与从所述逆变器的DC链路输入源前向馈送到所述谐振负载电路的总功率(几乎)相平衡。在该上下文中，“平衡”可以意味着所述后向馈送功率与所述前向馈送功率几乎一样大和/或所述两个功率几乎彼此抵消。以这种方式，仅可以传递小的功率总量到所述谐振电路或者从谐振电路传递小的功率总量。
本发明的基本构思可以被视为，通过对具体切换模式的应用来很好地平衡所述前向馈送功率和所述后向馈送功率。所述切换模式可以仅将较小量的实际功率馈送到所述谐振负载电路。因为低输出功率意味着利用低电流幅度的操作，所以没有必要再遵守如WO2006/114719A1中所描述的零电流开关条件。操作模式可以使所述谐振电流的包络形状平滑，并且可以减少所述高DC输出电压的纹波。
例如，在低功率模式中，将所述谐振电流的零交点确定为具体周期点，在所述零交点之前的预定义第一时间段处将所述逆变器切换到功率前向状态或者功率后向状态，并且在所述零交点之后的预定义第二时间段处将所述逆变器切换到续流开关状态。
例如，在峰值电流模式中，将所述谐振电流的峰值确定为具体周期点，并且在所确定的所述谐振电流的峰值处将所述逆变器切换到功率前向状态或者功率后向状态。
本发明的另一方面涉及一种DC-DC变换器和一种包括这样的电源变换器的X射线设备。
本发明的另一方面涉及一种用于控制逆变器的方法。必须理解，如上文中和下文中所描述的方法的特征可以是如上文中和下文中所描述的所述电源变换器、所述DC-DC变换器以及所述X射线设备的特征。
根据本发明的实施例，所述方法包括以下步骤：将所述逆变器在开关状态之间周期性地进行切换，使得在耦合到所述逆变器的谐振电路中生成周期谐振电流；将所述开关状态的切换事件与所述周期谐振电流同步，使得在与所述周期谐振电流的具体周期点相关联的时间点处将开关状态应用到所述逆变器。
根据本发明的实施例，所述方法包括以下步骤：应用所述开关状态使得从所述谐振电路后向馈送到所述逆变器的输入端的总功率与从所述逆变器的所述输入端前向馈送到所述谐振电路的总功率相平衡。
本发明的这些和其它方面将从下文描述的实施例变得显而易见并参考下文描述的实施例得以阐述。
附图说明
以下，参考附图更详细地描述本发明的实施例。
图1示出根据本发明的实施例的DC-DC变换器的电路图；
图2示出根据本发明的另一实施例的DC-DC变换器的电路图；
图3示出关于根据本发明的实施例的半导体开关的示意图；
图4示出根据本发明的实施例的X射线设备的示意图；
图5示出指示针对根据本发明的实施例的控制器的切换模式的图；
图6示出指示针对根据本发明的实施例的控制器的切换模式的图；
图7示出指示针对根据本发明的实施例的控制器的切换模式的图；
图8示出指示针对根据本发明的实施例的控制器的切换顺序的图；
图9示出关于由根据本发明的实施例的DC-DC变换器传递的功率的图。
原则上，同样的部分在附图中被提供有相同的附图标记。
具体实施方式
图1示出DC-DC变换器10，DC-DC变换器10具有到具有DC输入电压Vdc的DC源的输入连接12和为DC负载提供DC输出电压V输出的输出连接14。
DC-DC变换器10包括谐振功率变换器16，谐振功率变换器16经由DC链路电容器C1被连接到输入连接12。
谐振变换器16包括全桥逆变器18，全桥逆变器18包括并联连接到电容器C1和输入连接12的两个半桥20a、20b。每个半桥20a、20b包括串联连接的上分支和下分支。例如，半桥20a的上分支包括并联连接的半导体开关S1、续流二极管D1和缓冲电容器Cs1。其它分支类似地包括半导体开关S2、S3、S4，续流二极管D2、D3、D4和缓冲电容器Cs2、Cs3、Cs4。
根据本发明的实施例，电源变换器16包括具有半导体开关S1、S2、S3、S4的逆变器18和与逆变器18耦合的谐振电路22。
根据本发明的实施例，逆变器18是全桥逆变器，所述全桥逆变器包括并联连接到DC链路输入源12的两个半桥20a、20b。
根据本发明的实施例，每个半桥20a、20b包括两个分支，每个分支x＝1…4具有并联连接的半导体开关Sx、续流二极管Dx和缓冲电容器Csx。例如，半桥20a的上分支包括半导体开关S1、续流二极管D1和缓冲电容器Cs1。
谐振电路22被连接在半桥20a、20b的上分支与下分支之间。
根据本发明的实施例，谐振电路22包括串联连接的电感器Lres、电容器Cres和变压器24的初级绕组。还可以通过本发明的控制方案来操作串并联谐振负载电路的其它配置。
根据本发明的实施例，谐振电路22包括串联连接的电感器Lres和电容器Cres。
根据本发明的实施例，变压器24的一个或多个初级绕组是谐振电路22的电感器的一部分。变压器的初级绕组的漏电感可以对谐振负载电路22的总串联电感做出贡献。
变压器24的次级绕组被连接到整流器拓扑26，整流器拓扑26为输出连接14提供DC输出电压V输出。
根据本发明的实施例，整流器26可以包括全桥整流器26，全桥整流器26包括二极管的四个分支。每个整流器二极管可以表示串联连接以便创造高阻断电压的许多二极管器件。
根据本发明的实施例，DC-DC变换器10包括电源变换器16、用于从谐振电路中的AC电压生成高AC电压的变压器24和用于从来自变压器的高AC电压生成高DC电压V输出的整流器26。
平滑电容器C2被并联连接到输出连接14。
DC-DC变换器10并且尤其针对逆变器16的控制器30将测量谐振电路22中的电流ires和/或逆变器18的输出处的电压V槽，并确定针对逆变器16的半导体开关S1、S2、S3、S4的切换方案。功率变换器的目标输出功率可以是用于控制器30的输入参数，并且可以确定切换方案使得DC-DC变换器10的实际输出功率与目标输出功率相匹配。
根据本发明的实施例，控制器30适于测量谐振电路22中的谐振电流ires。
图2示出另一实施例DC-DC变换器10’，DC-DC变换器10’与图1的DC-DC变换器10的不同在于谐振电路22'和整流器拓扑26'。
谐振电路22'关于变压器24的初级绕组对称并包括两个电感器Lres/2和两个电容器2Cres。
高压整流器26'包括例如根据科克洛夫特、沃尔顿、格莱纳赫或者德隆的电压倍增器拓扑。
图3示出可以被用于逆变器18的开关元件或者半导体开关的实施例。在逆变器18中，任何器件S1、S1'可以被用作能够在前向方向上主动地被阻断而反向导电的半导体开关。
例如，开关S1(或者所有其它开关)可以包括由于其结构而反向导电的MOSFET。作为用于一个或所有开关的备选，开关S1'包括IGBT模块，所述IGBT模块包括一个或多个反并联(续流)二极管。此外，SiC器件可被应用为开关。作为对DC-DC变换器10的应用，图4示出包括DC-DC变换器10的X射线设备40。例如，X射线设备40可以是CT(计算机断层摄影)或者用于医学目的的任何其它X射线系统。
通过与电源栅极44连接并提供输入电压Vdc的整流器42来供应DC-DC变换器的输入连接12。输出连接14与包括X射线管46的负载连接。
根据本发明的实施例，X射线设备40包括DC-DC变换器10和被供应有高DC电压V输出的X射线管46。
图5示出在控制器30的具体切换模式中的谐振电路22中的电流ires和/或逆变器18的输出处的电压V槽关于时间t的图。控制谐振电流ires使得在谐振电路22中生成周期电流。
此外，图5示出被用于生成逆变器18的开关命令的逆变器命令(“+”)和时间周期。存在三个不同的逆变器命令或开关状态“+”、“0”、“-”，以下将对其进行解释。电流ires具有周期长度T和T/2的半周期长度。
控制器30可以包括相位角编码器48或相位角模块48，相位角编码器48或相位角模块48例如适于确定谐振电流ires的零交点52和确定逆变器18的切换时间或者切换事件，逆变器18的切换时间或者切换事件可以基于谐振电流ires的零交点之前的前置时间ts。在图5中，半导体开关S1、S2、S3、S4在T/2-ts和T-ts处被切换到新的开关状态(即，断开或闭合)。
可以通过控制器30的开关模块50来确定半导体开关S1、S2、S3、S4的开关状态。
可以通过零电流检测模块49和滞后时间模块51来触发开关模块50，其中，零电流检测模块49适于检测谐振电流ires的零交点，滞后时间模块51适于生成用于延迟开关模块50的延迟时间。
根据本发明的实施例，电源变换器16包括用于将逆变器18的半导体开关S1、S2、S3、S4切换到开关状态的控制器30。
控制器30可以在不同的开关状态或者操作状态中被操作。
在可以由“+”指示的(第一)功率前向电平或状态中，逆变器18将功率从DC链路电路馈送到谐振电路22中。
在可以由“0”指示的(第二)续流电平或状态中，逆变器18不传递任何实际功率。
在可以由“-”指示的(第三)功率后向电平或状态中，逆变器18将实际功率从谐振电路馈送回到DC链路12。
在第一功率前向状态中，对逆变器18进行切换使得大部分谐振电流ires的半周期，电压V槽与电流ires具有相同的符号或极性。必须指出，开关S1至S4在功率前向状态中的开关状态取决于在切换应当发生的时间点处的谐振电流ires的极性。
例如，如图5中所示，在正半周期期间，开关S1和S4被接通，而其它两个开关S2、S3被断开，使得正谐振电流ires直接流过S1和S4。正电压V槽＝+Vdc被应用到谐振电路22。因此，能量从输入连接12被传递到谐振电路22中，并且激发谐振电流而导致其幅度的增加。在(由相位角模块48确定的)时间T/2-ts处，开关状态改变使得S2和S3被接通并导电，而S1和S4被断开，从而导致负电压V槽＝-Vdc。该开关状态几乎保持整个负半周期，并且在时间T-ts之后，开关状态改变回到正半周期的开关状态。
根据本发明的实施例，所述开关状态包括功率前向状态，在所述功率前向状态中，DC电压Vdc被应用到谐振电路22，DC电压Vdc与切换时间处的谐振电流ires具有相同的极性。
(在图5中未示出但在图6中利用“0”指示的)第二续流状态能通过四个可能的开关状态达到，针对谐振电流ires的每个方向(极性)两个。例如，如果仅开关S1被接通，则正谐振电流ires流过开关S1和导电的反并联续流二极管D3。可以通过环电流来表征续流状态。由于所应用的谐振电压V槽＝0是零，因而不存在从输入连接12抽取到谐振电路22中以激发或者抑制ires的幅度的额外的能量。如果仅S4被闭合，在仅S4被闭合的情况下，ires将流过S4和D2，则获得类似的结果。对于负谐振电流而言，通过接通S2同时断开S1、S4而S3无关紧要或者接通S3同时断开S1、S4而S1无关紧要来给出等价的开关状态。
根据本发明的实施例，所述开关状态包括功率后向状态，在功率后向状态中，DC电压+Vdc被应用到谐振电路22，DC电压+Vdc与切换时间处的谐振电流Vdc具有相反的极性。
在第三功率后向状态中，对于正谐振电流和负谐振电流ires而言，开关S1、S2、S3和S4被断开。正谐振电流ires流过二极管D2和D3。所应用的电压V槽与谐振电流ires的极性具有相反的极性，因此能量在相反方向上从谐振电路22被传递到输入连接12中。因此，谐振电流ires将主动地被抑制并且其幅度显著地被降低。负谐振电流ires流过D1和D4。
根据本发明的实施例，所述开关状态包括用于使谐振电路22短路的续流状态。
用于DC-DC变换器10的操作或控制模式可以利用仅包括一种类型的控制状态的控制状态来限定。具体而言，所述控制模式可以通过将开关状态周期性地应用到逆变器18来生成。
例如，在全功率前向模式中，仅将逆变器18切换到功率前向状态，在全功率后向模式中，仅将逆变器18切换到功率后向状态，并且在全续流模式中，仅将逆变器18切换到续流状态。
在这三个操作模式中，每个开关周期可以在谐振电流ires的零交点附近(例如在ts之前)结束并且下一个可以在谐振电流ires的零交点附近(例如在ts之前)开始，从而启用零电流和零电压开关二者使得所得开关损耗处于最小值。
一般而言，切换(即切换事件)的时间点可以与谐振电流ires的周期事件或者周期点(如零交点52)同步。
根据本发明的实施例，控制器30适于使开关状态的切换事件与周期谐振电流ires同步，使得开关状态在与周期谐振电流ires的具体周期点52相关联的时间点处被应用到逆变器。
在图5中示出的全功率前向模式中，在任何操作点中实现零电压开关条件并且损耗可以尽可能地小。这两个目标可以在中功率操作范围和高功率操作范围内最佳地达到。它们可以刚好在谐振电流ires的零交点之前(即，零交点之前的ts)通过切换事件的良好选择来达到。此时，电流幅度已经相当小但是可以安全地确保零电压开关操作。
图6示出类似于图5的关于逆变器18的操作模式的图，其中在电流ires的正半周期期间，应用功率前向状态，并且在电流ires的负半周期期间，应用续流状态。
这可以被用于如在图5中示出的操作模式中的较低的输出功率。然而，在具有低输出功率的操作点处或者在准空载条件处(例如，在阻断管栅极的情况下)，不可以可靠地确保零电压开关操作。该行为的原因可能是电容器Cs1至Cs4的残余电荷。分立的缓冲电容器可以对Cs1…Cs4以及芯片输出电容Coss和印刷电路板的层电容做贡献。电流时间面积60不足以使缓冲电容器Cs1至Cs4完全放电。由于缓冲电容器直到到达零交点才放电，所以应用到谐振电路22的电压V槽在范围62内下降。
之后在其并联连接的开关S1至S4的随后的接通事件期间对电容器Cs1至Cs4进行放电。
因此，违反了零电压开关条件并且所述切换事件甚至发生延迟：所述切换事件在谐振电流ires的零交点之后的点64处发生。因此，可能发生相当高的损耗并且可能发生由于64处的其陡电压变化(dV槽/dt)而引起的高电磁干扰的脉冲。
尤其对于非常低的输出功率(例如，空载、X射线管的栅极阻断)而言，图5和6中示出的控制方案可以导致散射效应，所述散射效应意味着强烈抖动的谐振电流ires的幅度。结果可能是高压V输出上的非常高的低频纹波，这也是不期望的。
为了克服这一点，呈现了两个额外的控制或操作模式，所述两个额外的控制或操作模式将较小量的功率传递到谐振电路22中。低输出功率可以意味着具有完全低电流幅度的操作。因此，可以不必坚持零电压开关的目标。
在这两个控制模式中，流到谐振电路22中的功率几乎由离开谐振电路22的功率来平衡。
根据本发明的实施例，控制器30适于应用所述开关状态使得从谐振电路22后向馈送到逆变器18的输入端12的总功率与从逆变器的输入端12前向馈送到谐振电路22的总功率相平衡。
图7示出类似于图5和6的图的关于低功率模式切换方案的图。在低功率模式中，在一个半周期期间对功率前向状态和续流状态进行切换。
通过来自相位角模块48的相位角编码器信号来触发该切换方案。切换顺序以与图5中示出的全功率前向模式同样的条件开始，但是以续流状态的条件结束。所对应的计时条件是0<ts<ts1和ts+ts1<T/2。
可以在一个半周期T/2期间将逆变器18在功率传递状态与续流状态之间进行切换。
例如，相位角模块48在谐振电流ires的零交点事件52之前确定相位角并且触发开关模块50以在零交点52之前的第一时间段ts处(即，在T/2-ts和T-ts处)切换到功率前向状态“1”中。所述开关模块由零电流检测模块49和(创建延迟时间ts1的)滞后时间模块51触发以在零交点52之后的第二时间段ts1处(即，在T/2+ts和T+ts处)切换到续流状态“0”中。零交点52的位置产生自图7在ts+ts1＝T/2的上限处的形状。
时间段ts和ts1可以被预定义为固定值或者可以被定义为周期长度T的分数。前置时间ts触发到谐振电路22中的功率传递。在滞后时间ts1>ts之后，可以应用续流状态以便阻止实际功率到谐振电路22中的进一步的传递。
根据本发明的实施例，控制器30适于将谐振电流ires的零交点52确定为具体周期点。
根据本发明的实施例，控制器30适于在零交点52之前的预定义第一时间段ts处将逆变器18切换到功率前向状态或功率后向状态。
根据本发明的实施例，控制器30适于在零交点52之后的预定义第二时间段ts1处将逆变器18切换到续流开关状态。
根据本发明的实施例，在谐振电流ires的周期的一个半周期期间发生至少两个切换事件，例如到功率前向状态的切换和到续流状态的切换。
使用所述低功率模式，可以使谐振电流ires的包络形状平滑。此外，所述低功率模式可以减少高DC电压信号V输出上的纹波。此外，所述低功率模式集中于毫无例外地确保零电压开关。在此可以避免具有极大电磁干扰的陡dV/dt沿。
图8示出关于包括低功率电平、续流电平和功率前向馈送电平的切换顺序的图。
在低功率电平“L”中，根据图7来对逆变器18进行切换。在功率前向馈送电平“1”中，根据图5来对逆变器进行切换，并且在续流电平中，如参考图6所解释地对逆变器18进行切换。
能够通过电压时间面积70时间ires来计算被前向馈送到谐振电路22中的功率。能够通过电压时间面积72时间ires来计算被后向馈送到DC链路电路12的功率。在低功率电平L中如图7和图8中所指示的开关确保面积70(稍微)大于面积72。这导致在任何半周期期间被前向馈送的功率量小。
图9示出指示从输入连接12(即，DC链路电路)传递到谐振电路22的功率量关于时间t的图。所传递的功率的平均值或者(在一个周期长度T内)所传递的总功率可以被视为各自的控制模式的传递功率。
线80指示具有周期长度T的正弦谐振电流ires。
线82指示在图5中示出的全功率前向模式中所传递的功率。在该操作模式中，逆变器18总是在零交点之前的时间段ts处被切换到功率前向状态中并且所传递的总功率是正的。
线84指示在全功率后向模式中所传递的功率。在该操作模式中，逆变器18总是在零交点之前的时间段ts处被切换到功率后向状态并且所传递的总功率是负的。
线86指示在图7中示出的低功率模式中所传递的功率。所传递的总功率是正的，但是比在全功率前向模式中小得多。
尽管已经在附图和前面的描述中详细说明并描述了本发明，但这样的说明和描述被认为是说明性或示范性而非限制性的；本发明不限于所公开的实施例。通过研究附图、说明书和权利要求书，本领域技术人员在实践所主张的本发明时能够理解和实现所公开的实施例的其它变型。在权利要求中，词语“包括”不排除其它元件或者步骤，并且量词“一”或“一个”不排除多个。单个处理器或控制器或者其它单元可以实现权利要求中记载的若干项目的功能。在互不相同的从属权利要求中记载了特定措施并不指示不能有利地使用这些措施的组合。权利要求中的任何附图标记不得被解释为对范围的限制。

Claims (13)

1.一种电源变换器(16)，包括：
逆变器(18)，其具有半导体开关(S1、S2、S3、S4)；
谐振电路(22)，其与所述逆变器(18)耦合；
控制器(30)，其用于将所述逆变器(18)的所述半导体开关(S1、S2、S3、S4)切换到开关状态；
其中，所述控制器(30)适于将所述逆变器(18)在开关状态之间周期性地进行切换，使得在所述谐振电路(22)中生成周期谐振电流(ires)，所述开关状态包括用于使所述谐振电路(22)短路的续流状态；
其中，所述控制器(30)适于将所述开关状态的切换事件与所述周期谐振电流(ires)同步，使得在与所述周期谐振电流(ires)的具体周期点(52)相关联的时间点处将开关状态应用到所述逆变器；
其中，所述控制器(30)适于应用所述开关状态使得从所述谐振电路(22)后向馈送到所述逆变器(18)的输入端(12)的总功率与从所述逆变器的所述输入端(12)前向馈送到所述谐振电路(22)的总功率相平衡。
2.根据权利要求1所述的电源变换器(16)，
其中，所述开关状态还包括以下中的至少一种：
功率前向状态，在所述功率前向状态中，DC电压(+Vdc)被应用到所述谐振电路(22)，所述DC电压(+Vdc)与所述谐振电流(ires)具有相同的极性；
功率后向状态，在所述功率后向状态中，DC电压(+Vdc)被应用到所述谐振电路(22)，所述DC电压(+Vdc)与所述谐振电流(ires)具有相反的极性。
3.根据权利要求1或2所述的电源变换器(16)，
其中，所述控制器(30)适于将所述谐振电流(ires)的零交点(52)确定为具体周期点。
4.根据权利要求3所述的电源变换器(16)，
其中，所述控制器(30)适于在所述零交点(52)之前的预定义第一时间段(ts)处将所述逆变器(18)切换到功率前向状态或功率后向状态；
其中，所述控制器(30)适于在所述零交点(52)之后的预定义第二时间段(ts1)处将所述逆变器(18)切换到所述续流开关状态。
5.根据前述权利要求中的任一项所述的电源变换器(16)，
其中，在所述谐振电流(ires)的周期的一个半周期期间发生至少两个切换事件。
6.根据前述权利要求中的任一项所述的电源变换器(16)，
其中，所述控制器(30)适于测量所述谐振电路(22)中的所述谐振电流(ires)。
7.根据前述权利要求中的任一项所述的电源变换器(16)，
其中，所述逆变器(18)是全桥逆变器，所述全桥逆变器包括并联连接到DC输入端(12)的两个半桥(20a、20b)；
其中，每个半桥(20a、20b)包括两个分支，每个分支具有并联连接的半导体开关(S1)、续流二极管(D1)和缓冲电容器(Cs1)。
8.根据前述权利要求中的任一项所述的电源变换器(16)，
其中，所述谐振电路(22)包括并联连接的电感器(Lres)和电容器(Cres)。
9.根据前述权利要求中的任一项所述的电源变换器(16)，
其中，变压器(24)的初级绕组是所述谐振电路(22)的电感器的一部分。
10.一种DC-DC变换器(10)，包括：
根据权利要求1至9中的任一项所述的电源变换器(16)；
变压器(24)，其用于从所述谐振电路中的AC电压生成高AC电压；
整流器(26)，其用于从来自所述变压器的所述高AC电压生成高DC电压(V输出)。
11.一种X射线设备(40)，包括：
根据权利要求10所述的DC-DC变换器(10)；
被供应有高DC电压(V输出)的X射线管(46)。
12.一种用于控制逆变器(18)的方法，所述方法包括以下步骤：
将所述逆变器(18)在开关状态之间周期性地进行切换，使得在耦合到所述逆变器(18)的谐振电路(22)中生成周期谐振电流(ires)，所述开关状态包括用于使所述谐振电路(22)短路的续流状态；
将所述开关状态的切换事件与所述周期谐振电流(ires)同步，使得在与所述周期谐振电流(ires)的具体周期点(52)相关联的时间点处将开关状态应用到所述逆变器(18)；
应用所述开关状态使得从所述谐振电路(22)后向馈送到所述逆变器(18)的输入端(12)的总功率与从所述逆变器(18)的所述输入端(12)前向馈送到所述谐振电路(22)的总功率相平衡。
13.根据权利要求12所述的方法，还包括以下步骤：
将所述谐振电流(ires)的零交点(52)确定为具体周期点；
在所述零交点(52)之前的预定义第一时间段(ts)处将所述逆变器(18)切换到功率前向状态或功率后向状态；
在所述零交点(52)之后的预定义第二时间段(ts1)处将所述逆变器(18)切换到所述续流开关状态。
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