JP7144591B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

電力変換装置に関し、特に、半導体スイッチング素子のソフトスイッチングを行なう電力変換装置に関する。

近年、電力変換装置の大容量化および高周波スイッチング化に伴ない、主回路の半導体スイッチング素子のスイッチング損失および電磁干渉（ＥＭＩ）ノイズの増大が大きな問題となってきている。スイッチング損失およびＥＭＩノイズを低減させる方法として、共振型電力変換装置が用いられており、種々の回路構成が提案されている。

共振型電力変換装置の代表例としては、電力変換装置に補助共振回路を設け、補助共振回路の共振動作により半導体スイッチング素子をソフトスイッチングさせる、補助共振転流ポール方式の電力変換装置が存在する（たとえば特開２０１１－５５５８０号公報（特許文献１）参照）。

特開２０１１ー５５５８０号公報

上記の特許文献１に記載される共振型電力変換装置は、直列接続された２つの半導体スイッチング素子からなるハーフブリッジ回路を複数並列に接続したフルブリッジ構成のインバータである。特許文献１では、複数のハーフブリッジ回路の各々に対して補助共振回路を設けることで、各ハーフブリッジ回路を構成する半導体スイッチング素子のソフトスイッチングを実現している。

しかしながら、複数のハーフブリッジ回路にそれぞれ対応するように、複数の補助共振回路を設ける必要があり、電力変換装置の構成が複雑かつ大型化することが懸念される。この発明はこのような課題を解決するためになされたものであって、その目的は、直流電力および交流電力の間で電力変換を行なう電力変換装置において、簡易な構成で半導体スイッチング素子のスイッチング損失およびＥＭＩノイズを低減することができる新たな構成を提供することである。

本発明に係る電力変換装置は、直流電力および交流電力の間で電力変換を行なう電力変換装置であって、高電位側直流端子および低電位側直流端子と、高電位側直流端子および第１のノードの間に接続された第１のスイッチング素子と、第１のノードおよび低電位側直流端子の間に接続された第２のスイッチング素子と、高電位側直流端子および第２のノードの間に接続された第３のスイッチング素子と、第２のノードおよび低電位側直流端子の間に接続された第４のスイッチング素子と、第１のノードに電気的に接続された第１の交流端子と、第２のノードに電気的に接続された第２の交流端子と、第１から第４のスイッチング素子のオンオフを制御する制御回路とを備える。制御回路は、第３および第４のスイッチング素子を、交流周波数に同期してオンオフさせるとともに、第１および第２のスイッチング素子を、交流周波数よりも高い周波数でオンオフさせる。

好ましくは、電力変換装置は、第１のスイッチング素子に並列に接続された第１のキャパシタと、第２のスイッチング素子に並列に接続された第２のキャパシタと、補助共振回路とをさらに備える。補助共振回路は、リアクトルを含み、第１および第２のキャパシタとリアクトルとの共振動作により第１および第２のスイッチング素子をソフトスイッチングさせるように構成される。

好ましくは、補助共振回路は、高電位側直流端子および低電位側直流端子の間に電気的に直列に接続された第１および第２の補助スイッチング素子をさらに含む。リアクトルは、第１および第２の補助スイッチング素子の接続ノードと第１のノードとの間に電気的に接続される。

好ましくは、補助共振回路は、高電位側直流端子および低電位側直流端子の間に電気的に直列に接続された第３および第４のキャパシタをさらに含む。リアクトルは、第３および第４のキャパシタの接続ノードと第１のノードとの間に電気的に接続される。補助共振回路は、第３および第４のキャパシタの接続ノードと第１のノードとの間にリアクトルと電気的に直列に接続された双方向スイッチをさらに含む。

好ましくは、補助共振回路は、高電位側直流端子および低電位側直流端子の間に電気的に接続された一次巻線と、第１のノードおよび低電位側直流端子の間にリアクトルと電気的に直列に接続された二次巻線とを有する第１のトランスと、一次巻線および低電位側直流端子の間に電気的に接続された第１の補助スイッチング素子と、二次巻線および低電位側直流端子の間に電気的に接続された第２の補助スイッチング素子とを含む。

好ましくは、第１のトランスの一次巻線および二次巻線の巻線比は２：１である。

好ましくは、第１のトランスは、高電位側直流端子および低電位側直流端子の間に電気的に接続されたリセット巻線を有する。補助共振回路は、低電位側直流端子から高電位側直流端子に向かう方向を順方向として、高電位側直流端子および低電位側直流端子の間にリセット巻線と電気的に直列に接続されたダイオードをさらに含む。

好ましくは、補助共振回路は、高電位側直流端子および低電位側直流端子の間に電気的に直列に接続された第１および第２の補助スイッチング素子をさらに含む。リアクトルは、第１および第２の補助スイッチング素子の接続ノードと第１のノードとの間に電気的に接続される。補助共振回路は、低電位側直流端子から高電位側直流端子に向かう方向を順方向として、低電位側直流端子および高電位側直流端子の間に電気的に直列に接続された第１および第２のダイオードと、低電位側直流端子から高電位側直流端子に向かう方向を順方向として、低電位側直流端子および高電位側直流端子の間に電気的に直列に接続された第３および第４のダイオードと、第２のトランスとをさらに含む。第２のトランスは、第１および第２の補助スイッチング素子の接続ノードと第１のノードとの間にリアクトルと電気的に直列に接続された一次巻線と、第１および第２のダイオードの接続ノードと前記第３および第４のダイオードの接続ノードとの間に電気的に接続された二次巻線とを有する。

好ましくは、第２のトランスの一次巻線および二次巻線の巻線比は１：２である。

好ましくは、補助共振回路は、第５のダイオードと、第６のダイオードとをさらに含む。第５のダイオードは、高電位側直流端子および第１および第２の補助スイッチング素子の接続ノードとの間に、第１の補助スイッチング素子と電気的に直列に接続される。第６のダイオードは、低電位側直流端子および第１および第２の補助スイッチング素子の接続ノードとの間に、第２の補助スイッチング素子と電気的に直列に接続される。

好ましくは、第１および第２のスイッチング素子の各々は、第１の電力用半導体スイッチング素子と、第１の電力用半導体スイッチング素子に逆並列に接続された第１の還流ダイオードとを有する。第３および第４のスイッチング素子の各々は、第２の電力用半導体スイッチング素子と、第２の電力用半導体スイッチング素子に逆並列に接続された第２の還流ダイオードとを有する。第１の還流ダイオードは、第２の還流ダイオードに比べて逆回復時間が短い。

好ましくは、第１の還流ダイオードは、ワイドバンドギャップ半導体によって形成される。

好ましくは、制御回路は、パルス幅変調制御によって、第１および第２のスイッチング素子のオンオフを制御するための制御信号を生成する。

本発明に係る電力変換装置は、高電位側直流端子および低電位側直流端子と、高電位側直流端子および第１のノードの間に電気的に接続された第１のスイッチング素子と、第１のノードおよび低電位側直流端子の間に電気的に接続された第２のスイッチング素子と、第１のノードに電気的に接続された交流端子と、第１のスイッチング素子に並列に接続された第１のキャパシタと、第２のスイッチング素子に並列に接続された第２のキャパシタと、リアクトルを含み、第１および第２のキャパシタとリアクトルとの共振動作により第１および第２のスイッチング素子をソフトスイッチングさせるように構成された補助共振回路とを備える。補助共振回路は、高電位側直流端子および低電位側直流端子の間に電気的に直列に接続された第１および第２の補助スイッチング素子をさらに含む。リアクトルは、第１および第２の補助スイッチング素子の接続ノードと第１のノードとの間に電気的に接続される。

本発明に係る電力変換装置は、高電位側直流端子および低電位側直流端子と、高電位側直流端子および第１のノードの間に電気的に接続された第１のスイッチング素子と、第１のノードおよび低電位側直流端子の間に電気的に接続された第２のスイッチング素子と、第１のノードに電気的に接続された交流端子と、第１のスイッチング素子に並列に接続された第１のキャパシタと、第２のスイッチング素子に並列に接続された第２のキャパシタと、リアクトルを含み、第１および第２のキャパシタとリアクトルとの共振動作により第１および第２のスイッチング素子をソフトスイッチングさせるように構成された補助共振回路とを備える。補助共振回路は、高電位側直流端子および低電位側直流端子の間に電気的に接続された一次巻線と、第１のノードおよび低電位側直流端子の間にリアクトルと電気的に直列に接続された二次巻線とを有する第１のトランスと、一次巻線および低電位側直流端子の間に電気的に接続された第１の補助スイッチング素子と、二次巻線および低電位側直流端子の間に電気的に接続された第２の補助スイッチング素子とを含む。

好ましくは、第１のトランスの前記一次巻線および二次巻線の巻線比は２：１である。

好ましくは、第１のトランスは、高電位側直流端子および低電位側直流端子の間に電気的に接続されたリセット巻線を有する。補助共振回路は、低電位側直流端子から高電位側直流端子に向かう方向を順方向として、高電位側直流端子および低電位側直流端子の間にリセット巻線と電気的に直列に接続されたダイオードをさらに含む。

本発明に係る電力変換装置は、高電位側直流端子および低電位側直流端子と、高電位側直流端子および第１のノードの間に電気的に接続された第１のスイッチング素子と、第１のノードおよび低電位側直流端子の間に電気的に接続された第２のスイッチング素子と、第１のノードに電気的に接続された交流端子と、第１のスイッチング素子に並列に接続された第１のキャパシタと、第２のスイッチング素子に並列に接続された第２のキャパシタと、リアクトルを含み、第１および第２のキャパシタとリアクトルとの共振動作により第１および第２のスイッチング素子をソフトスイッチングさせるように構成された補助共振回路とを備える。補助共振回路は、高電位側直流端子および低電位側直流端子の間に電気的に直列に接続された第１および第２の補助スイッチング素子をさらに含む。リアクトルは、第１および第２の補助スイッチング素子の接続ノードと第１のノードとの間に電気的に接続される。補助共振回路は、低電位側直流端子から高電位側直流端子に向かう方向を順方向として、低電位側直流端子および高電位側直流端子の間に電気的に直列に接続された第１および第２のダイオードと、低電位側直流端子から高電位側直流端子に向かう方向を順方向として、低電位側直流端子および高電位側直流端子の間に電気的に直列に接続された第３および第４のダイオードと、第１および第２の補助スイッチング素子の接続ノードと第１のノードとの間にリアクトルと電気的に直列に接続された一次巻線と、第１および第２のダイオードの接続ノードと前記第３および第４のダイオードの接続ノードとの間に電気的に接続された二次巻線とを有する第２のトランスとをさらに含む。

好ましくは、第２のトランスの一次巻線および二次巻線の巻線比は１：２である。

好ましくは、補助共振回路は、高電位側直流端子および第１および第２の補助スイッチング素子の接続ノードとの間に、第１の補助スイッチング素子と電気的に直列に接続された第５のダイオードと、低電位側直流端子および前記第１および第２の補助スイッチング素子の接続ノードとの間に、第２の補助スイッチング素子と電気的に直列に接続された第６のダイオードとをさらに含む。

この発明によれば、直流電力および交流電力の間で電力変換を行なう電力変換装置において、簡易な構成で半導体スイッチング素子のスイッチング損失およびＥＭＩノイズを低減することができる。

この発明の実施の形態１に従う電力変換装置の主回路構成図である。 実施の形態１に従う電力変換装置の逆変換動作を説明する図である。 実施の形態１に従う電力変換装置の逆変換動作を説明する図である。 実施の形態１に従う電力変換装置の順変換動作を説明する図である。 実施の形態１に従う電力変換装置の順変換動作を説明する図である。 非対称駆動方式におけるスイッチのオンオフ制御を説明するための動作波形図である。 対称駆動方式による電力変換装置の逆変換動作を説明する図である。 対称駆動方式による電力変換装置の逆変換動作を説明する図である。 対称駆動方式におけるスイッチのオンオフ制御を説明するための動作波形図である。 この発明の実施の形態２に従う電力変換装置の主回路構成図である。 スイッチＳ２に電流が流れている状態からスイッチＳ１へ転流するときのソフトスイッチングを説明する図である。 スイッチＳ２に電流が流れている状態からスイッチＳ１へ転流するときのソフトスイッチングを説明する図である。 図１１および図１２に示す動作が実行された場合の動作波形図である。 スイッチング素子のドレイン・ソース間電圧およびドレイン電流の動作波形の周波数スペクトルを示す図である。 この発明の実施の形態３に従う電力変換装置の主回路構成図である。 スイッチＳ２に電流が流れている状態からスイッチＳ１へ転流するときのソフトスイッチングを説明する図である。 図１６に示す動作が実行された場合の動作波形図である。 スイッチＳ１に電流が流れている状態からスイッチＳ２へ転流するときのソフトスイッチングを説明する図である。 図１８に示す動作が実行された場合の動作波形図である。 この発明の実施の形態４に従う電力変換装置の主回路構成図である。 スイッチＳ２に電流が流れている状態からスイッチＳ１へ転流するときのソフトスイッチングを説明する図である。 スイッチＳ２に電流が流れている状態からスイッチＳ１へ転流するときのソフトスイッチングを説明する図である。 図２１および図２２に示す動作が実行された場合の動作波形図である。 スイッチＳ１に電流が流れている状態からスイッチＳ２へ転流するときのソフトスイッチングを説明する図である。 スイッチＳ１に電流が流れている状態からスイッチＳ２へ転流するときのソフトスイッチングを説明する図である。 図２４および図２５に示す動作が実行された場合の動作波形図である。 本実施の形態４の変形例に従う電力変換装置の主回路構成図である。 この発明の実施の形態５に従う電力変換装置の主回路構成図である。 本実施の形態５に従う電力変換装置の動作を説明する図である。 本実施の形態５に従う電力変換装置の動作を説明する図である。 図１５に示す補助共振回路が適用される電力変換装置の他の構成例を示す主回路構成図である。 図２０に示す補助共振回路が適用される電力変換装置の他の構成例を示す主回路構成図である。 図２７に示す補助共振回路が適用される電力変換装置の他の構成例を示す主回路構成図である。 図２８に示す補助共振回路が適用される電力変換装置の他の構成例を示す主回路構成図である。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお以下では図中の同一または相当部分には同一符号を付して、その説明は原則的に繰返さないものとする。

［実施の形態１］
図１は、この発明の実施の形態１に従う電力変換装置１の主回路構成図である。本実施の形態１に従う電力変換装置１は、直流電力および交流電力の間で双方向の電力変換を行なうＡＣ／ＤＣコンバータである。

図１を参照して、本実施の形態１に従う電力変換装置１は、直流端子Ｔ１，Ｔ２と、交流端子Ｔ３，Ｔ４と、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」とも称する）Ｑ１～Ｑ４と、キャパシタＣ０，Ｃ５と、リアクトルＬ１と、制御回路５とを備える。

直流端子Ｔ１（高電位側直流端子）は直流電源Ｐ１の正極端子と電気的に接続され、直流端子Ｔ２（低電位側直流端子）は直流電源Ｐ１の負極端子と電気的に接続される。直流端子Ｔ１には直流正母線ＰＬ１が接続され、直流端子Ｔ２には直流負母線ＮＬ１が接続される。交流端子Ｔ３およびＴ４の間には、交流系統Ｐ２が電気的に接続される。本明細書において「電気的に接続」とは、直接的な接続、あるいは、他要素を介した接続によって電気エネルギの伝達が可能な接続状態を示すものとする。

スイッチング素子Ｑ１は、直流正母線ＰＬ１（すなわち直流端子Ｔ１）およびノードａの間に電気的に接続される。スイッチング素子Ｑ２は、ノードａおよび直流負母線ＮＬ１（すなわち直流端子Ｔ２）の間に電気的に接続される。ノードａは交流端子Ｔ３と電気的に接続される。ノードａは「第１のノード」に対応し、交流端子Ｔ３は「第１の交流端子」に対応する。

スイッチング素子Ｑ３は、直流正母線ＰＬ１およびノードｂの間に電気的に接続される。スイッチング素子Ｑ４は、ノードｂおよび直流負母線ＮＬ１の間に電気的に接続される。ノードｂは交流端子Ｔ４と電気的に接続される。ノードｂは「第２のノード」に対応し、交流端子Ｔ４は「第２の交流端子」に対応する。

なお、図１では、スイッチング素子として、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）を用いているが、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などの任意の自己消弧型のスイッチング素子を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４にはそれぞれ、ダイオードＤ１～Ｄ４が逆並列に接続されている。ダイオードＤ１～Ｄ４の各々は、対応するスイッチング素子のオフ時にフリーホイール電流を流すために設けられている。スイッチング素子がＭＯＳＦＥＴである場合、フリーホイールダイオードは寄生のダイオード（ボディダイオード）で構成してもよい。スイッチング素子がダイオードを内蔵しないＩＧＢＴである場合、フリーホイールダイオードはＩＧＢＴに逆並列に接続されたダイオードで構成される。

スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は、「第１ハーフブリッジ回路Ａ」を構成する。スイッチング素子Ｑ３およびＱ４は、「第２ハーフブリッジ回路Ｂ」を構成する。第１ハーフブリッジ回路Ａおよび第２ハーフブリッジ回路Ｂは、直流正母線ＰＬ１および直流負母線ＮＬ１の間に互いに並列に接続される。すなわち、電力変換装置１はフルブリッジ回路を有する。

キャパシタＣ０は、直流正母線ＰＬ１および直流負母線ＮＬ１の間に接続され、直流端子Ｔ１およびＴ２間の電圧（すなわち直流電源Ｐ１の出力電圧）を平滑化する。

リアクトルＬ１は、ノードａ（第１のノード）および交流端子Ｔ３の間に接続される。キャパシタＣ５は、交流端子Ｔ３およびＴ４の間に接続される。交流端子Ｔ３およびＴ４間の電圧を平滑化する。リアクトルＬ１およびキャパシタＣ５は、フルブリッジ回路から出力される交流電力に含まれるスイッチング周波数の成分を除去するためのフィルタを構成する。

制御回路５は、第１ハーフブリッジ回路Ａおよび第２ハーフブリッジ回路の各々におけるスイッチング素子のオンオフを制御する。制御回路５は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４をそれぞれオンオフするためのゲート信号Ｇ１～Ｇ４を出力する。スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の各々はＨ（論理ハイ）レベルのゲート信号Ｇに応答してオンし、Ｌ（論理ロー）レベルのゲート信号Ｇに応答してオフする。これにより、電力変換装置１は、直流電源Ｐ１から供給される直流電力を交流電力に変換して交流端子Ｔ３，Ｔ４から出力する逆変換動作および、交流系統Ｐ２から供給される交流電力を直流電力に変換して直流端子Ｔ１，Ｔ２から出力する順変換動作を実行することができる。

次に、図２および図３を用いて、電力変換装置１の逆変換動作について説明する。逆変換動作では、電力変換装置１は、直流電源Ｐ１の直流電力を交流電力に変換して負荷２に供給する。なお、以下の説明では、直流電源Ｐ１の出力電圧（電源電圧）をＶｄｃとし、負荷２（または負荷３）に印加される電圧をＶｏｕｔとし、リアクトルＬ１に印加される電圧をＶＬとする。

最初に、スイッチング素子Ｑ１およびＱ４をオンすると、図２（Ａ）に示す回路状態となる。ノードａの電位Ｖａ＝Ｖｄｃになり、ノードｂの電位Ｖｂ＝０になるので、リアクトルＬ１に電圧ＶＬ＝Ｖａ－Ｖｏｕｔ－Ｖｂ＝Ｖｄｃ－Ｖｏｕｔが加わり、図中の矢印で示すように、電流が次第に増加する形で流れる。このときの電圧・電流の向きを正（＋）とし、これと逆の場合を負（－）として表す。

次に、スイッチング素子Ｑ１をオフし、スイッチング素子Ｑ２をオンすると、すなわちスイッチング素子Ｑ２およびＱ４をオンすると、図２（Ｂ）に示す回路状態となる。リアクトルＬ１を通過している電流は、リアクトルの電流維持作用のため、向きおよび大きさを急変できず、正の方向に流れ続ける。リアクトルＬ１および負荷２の直列回路は短絡され、電圧Ｖａｂ＝０となるため、リアクトルＬ１に電圧ＶＬ＝－Ｖｏｕｔが加わり、電流は次第に減少する。

図２（Ａ）の回路状態と図２（Ｂ）の回路状態とが交互に繰り返されることにより、負荷２には正の電圧が印加されることとなる。この正の電圧の大きさは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオンオフするスイッチング周期に対するスイッチング素子Ｑ１のオン期間の比に依存し、理想的には０～Ｖｄｃの間で変化させることができる。なお、スイッチング素子Ｑ４は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周期においてオンに固定されている。

次に、スイッチング素子Ｑ２およびＱ３をオンすると、図３（Ａ）に示す回路状態となる。ノードｂの電位Ｖｂ＝Ｖｄｃになり、ノードａの電位Ｖａ＝０なるので、リアクトルＬ１に電圧ＶＬ＝Ｖａ－Ｖｏｕｔ－Ｖｂ＝－Ｖｄｃ－Ｖｏｕｔが加わり、図中の矢印で示すように、負の電流が、絶対値が次第に増加する形で流れる。

次に、スイッチング素子Ｑ１およびＱ３をオンすると、図３（Ｂ）に示す回路状態となる。リアクトルＬ１を通過している電流は、電流維持作用のため即時０になれず、負の方向に流れ続ける。リアクトルＬ１および負荷２の直列回路は短絡され、電圧Ｖａｂ＝０となるため、リアクトルＬ１に電圧ＶＬ＝－Ｖｏｕｔが加わり、電流の絶対値は次第に減少する。

図３（Ａ）の回路状態と図３（Ｂ）の回路状態とが交互に繰り返されることにより、負荷２には負の電圧が印加されることとなる。この負の電圧の大きさは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオンオフするスイッチング周期に対するススイッチング素子Ｑ２のオン期間の比に依存し、理想的には０～－Ｖｄｃの間で変化させることができる。なお、スイッチング素子Ｑ３は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周期においてオンに固定されている。

電力変換装置１においては、交流端子Ｔ３，Ｔ４から出力する交流電力の周波数（交流周波数）に同期して、図２のスイッチング動作および図３のスイッチング動作を１／２周期ごとに交互に実行することにより、直流電力が当該周波数の交流電力に変換される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフ制御は、後述するように、パルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）制御に従って実行される。これに対して、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のオンオフ制御は、交流周波数で実行される。

次に、図４および図５を用いて、電力変換装置１の順変換動作について説明する。順変換動作では、電力変換装置１は、交流系統Ｐ２の交流電力を直流電力に変換して負荷３（直流電源Ｐ１を含む）に供給する。以下の説明では、交流系統Ｐ２の出力電圧（電源電圧）をＶ２とする。図４は、交流系統Ｐ２の出力電圧が正である場合の回路状態を示し、図５は、交流系統Ｐ２の出力電圧が負である場合の回路状態を示す。

図４を参照して、交流系統Ｐ２の出力電圧が正であるとき、スイッチング素子Ｑ２およびＱ４をオンすると、図４（Ａ）に示す回路状態となる。リアクトルＬ１および交流系統Ｐ２の直列回路は短絡され、図中の矢印で示すように電流が流れる。このときの電流の向きを正（＋）とし、これと逆の場合を負（－）として表す。

次に、スイッチング素子Ｑ１をオンし、スイッチング素子Ｑ２をオフすると、すなわちスイッチング素子Ｑ１およびＱ４をオンすると、図４（Ｂ）に示す回路状態となる。リアクトルＬ１を通過している電流は、リアクトルの電流維持作用のため、向きおよび大きさを急変できず、正の方向に流れ続ける。ノードａの電位Ｖａ＝Ｖｏｕｔになる。

図４（Ａ）の回路状態と図４（Ｂ）の回路状態とが交互に繰り返されることにより、負荷３には正の電圧が印加されることとなる。この正の電圧の大きさは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオンオフするスイッチング周期に対するスイッチング素子Ｑ２のオン期間の比に依存し、理想的にはＶ２～∞の間で変化させることができる。なお、スイッチング素子Ｑ４は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周期においてオンに固定されている。

図５を参照して、交流系統Ｐ２の出力電圧が負であるとき、スイッチング素子Ｑ１およびＱ３をオンすると、図５（Ａ）に示す回路状態となる。リアクトルＬ１および交流系統Ｐ２の直列回路は短絡され、図中の矢印で示すように、負の方向に電流が流れる。

次に、スイッチング素子Ｑ１をオフし、スイッチング素子Ｑ２をオンすると、すなわちスイッチング素子Ｑ２およびＱ３をオンすると、図５（Ｂ）に示す回路状態となる。リアクトルＬ１を通過している電流は、電流維持作用のため即時０になれず、負の方向に流れ続ける。ノードａの電位Ｖａ＝０になり、ノードｂの電位Ｖｂ＝Ｖｏｕｔになる。

図５（Ａ）の回路状態と図５（Ｂ）の回路状態とが交互に繰り返されることにより、負荷３には正の電圧が印加されることとなる。この正の電圧の大きさは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオンオフするスイッチング周期に対するスイッチング素子Ｑ１のオン期間の比に依存し、理想的にはＶ２～∞の間で変化させることができる。なお、スイッチング素子Ｑ３は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周期においてオンに固定されている。

電力変換装置１においては、交流端子Ｔ３，Ｔ４に入力される交流電力の周波数に同期して、図４のスイッチング動作および図５のスイッチング動作を１／２周期ごとに交互に実行することにより、交流電力が直流電力に変換される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフ制御は、後述するように、ＰＷＭ制御に従って実行される。これに対して、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のオンオフ制御は、交流周波数で実行される。

図６は、電力変換装置１の逆変換動作時におけるスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のオンオフ制御を説明するための動作波形図である。図６には、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の各々の動作波形と、ノードａｂ間の電圧Ｖａｂの動作波形が示されている。

図６を参照して、電力変換装置１の制御回路５（図１）は、周期的な搬送波ＣＷ（三角波またはのこぎり波）の電圧と、正弦波信号Ｖ＊（変調波）の電圧とを比較し、比較結果に基づいて、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対してゲート信号Ｇ１，Ｇ２をそれぞれ出力する。搬送波ＣＷは、正弦波信号Ｖ＊の極性に応じて２種類用意される。

具体的には、正弦波信号Ｖ＊の電位が搬送波ＣＷの電位よりも高いときには、スイッチング素子Ｑ１がオンされ、スイッチング素子Ｑ２がオフされる。一方、正弦波信号Ｖ＊の電位が搬送波ＣＷの電位よりも低いときには、スイッチング素子Ｑ１がオフされ、スイッチング素子Ｑ２がオンされる。すなわち、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、搬送波ＣＷの周波数（以下、キャリア周波数とも称する）でオンオフが制御される。

これに対して、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４は、正弦波信号Ｖ＊の周波数でオンオフが制御される。具体的には、正弦波信号Ｖ＊の電圧が正となる期間では、スイッチング素子Ｑ３がオフに固定され、スイッチング素子Ｑ４がオンに固定される。正弦波信号Ｖ＊の電圧が負となる期間では、スイッチング素子Ｑ３がオンに固定され、スイッチング素子Ｑ４がオフに固定される。

このように、本実施の形態１に係る電力変換装置においては、第１ハーフブリッジ回路Ａ（スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２）をキャリア周波数でオンオフさせるとともに、第２ハーフブリッジ回路Ｂ（スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４）を交流電力の周波数でオンオフさせる。このような駆動方式は、「非対称駆動方式」とも呼ばれる。

ここで、電力変換装置の駆動方式には、非対称駆動方式以外に、第１ハーフブリッジ回路Ａおよび第２ハーフブリッジ回路Ｂの双方をキャリア周波数でオンオフさせる方式がある。このような駆動方式は「対称駆動方式」とも呼ばれる。図７および図８を用いて、対称駆動方式での逆変換動作について説明する。

最初に、スイッチング素子Ｑ１およびＱ４をオンすると、図７（Ａ）に示す回路状態となる。ノードａの電位Ｖａ＝Ｖｄｃになり、ノードｂの電位Ｖｂ＝０になるので、リアクトルＬ１に電圧ＶＬ＝Ｖａ－Ｖｏｕｔ－Ｖｂ＝Ｖｄｃ－Ｖｏｕｔが加わり、図中の矢印で示すように、正の電流が次第に増加する形で流れる。

次に、スイッチング素子Ｑ１をオフし、スイッチング素子Ｑ２をオンすると、すなわちスイッチング素子Ｑ２およびＱ４をオンすると、図７（Ｂ）に示す回路状態となる。リアクトルＬ１を通過している電流は、リアクトルの電流維持作用のため即時０になれず、正の方向に流れ続ける。リアクトルＬ１および負荷２の直列回路は短絡され、電圧Ｖａｂ＝０となるため、リアクトルＬ１に電圧ＶＬ＝－Ｖｏｕｔが加わり、電流は次第に減少する。

次に、スイッチング素子Ｑ１をオンし、スイッチング素子Ｑ２をオフすると、すなわちスイッチング素子Ｑ１およびＱ４をオンすると、図７（Ｃ）に示す回路状態である。ノードａの電位Ｖａ＝Ｖｄｃになり、ノードｂの電位Ｖｂ＝０になるので、リアクトルＬ１に電圧ＶＬ＝Ｖａ－Ｖｏｕｔ－Ｖｂ＝Ｖｄｃ－Ｖｏｕｔが加わり、図中の矢印で示すように、正の電流が次第に増加する形で流れる。

次に、スイッチング素子Ｑ３をオンし、スイッチング素子Ｑ４をオフすると、すなわちスイッチング素子Ｑ１およびＱ３をオンすると、図７（Ｄ）に示す回路状態となる。リアクトルＬ１を通過している電流は、リアクトルの電流維持作用のため即時０になれず、正の方向に流れ続ける。リアクトルＬ１および負荷２の直列回路は短絡され、電圧Ｖａｂ＝０となるため、リアクトルＬ１に電圧ＶＬ＝－Ｖｏｕｔが加わり、電流は次第に減少する。

図７（Ａ）～（Ｄ）の回路状態が繰り返されることにより、負荷２には正の電圧が印加されることとなる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオンオフするスイッチング周期およびスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４をオンオフするスイッチング周期は互いに等しい。

次に、スイッチング素子Ｑ２およびＱ３をオンすると、図８（Ａ）に示す回路状態となる。ノードｂの電位Ｖｂ＝Ｖｄｃになり、ノードａの電位Ｖａ＝０なるので、リアクトルＬ１に電圧ＶＬ＝Ｖａ－Ｖｏｕｔ－Ｖｂ＝－Ｖｄｃ－Ｖｏｕｔが加わり、図中の矢印で示すように、負の電流が、絶対値が次第に増加する形で流れる。

次に、スイッチング素子Ｑ３をオフし、スイッチング素子Ｑ４をオンすると、すなわちスイッチング素子Ｑ２およびＱ４をオンすると、図８（Ｂ）に示す回路状態となる。リアクトルＬ１を通過している電流は、電流維持作用のため即時０になれず、負の方向に流れ続ける。リアクトルＬ１および負荷２の直列回路は短絡され、電圧Ｖａｂ＝０となるため、リアクトルＬ１に電圧ＶＬ＝－Ｖｏｕｔが加わり、電流の絶対値は次第に減少する。

次に、スイッチング素子Ｑ３をオンし、スイッチング素子Ｑ４をオフすると、すなわちスイッチング素子Ｑ２およびＱ３をオンすると、図８（Ｃ）に示す回路状態となる。ノードｂの電位Ｖｂ＝Ｖｄｃになり、ノードａの電位Ｖａ＝０なるので、リアクトルＬ１に電圧ＶＬ＝Ｖａ－Ｖｏｕｔ－Ｖｂ＝－Ｖｄｃ－Ｖｏｕｔが加わり、図中の矢印で示すように、負の電流が、絶対値が次第に増加する形で流れる。

次に、スイッチング素子Ｑ１をオンし、スイッチング素子Ｑ２をオフすると、すなわちスイッチング素子Ｑ１およびＱ３をオンすると、図８（Ｄ）に示す回路状態となる。リアクトルＬ１を通過している電流は、電流維持作用のため即時０になれず、負の方向に流れ続ける。リアクトルＬ１および負荷２の直列回路は短絡され、電圧Ｖａｂ＝０となるため、リアクトルＬ１に電圧ＶＬ＝－Ｖｏｕｔが加わり、電流の絶対値は次第に減少する。

図８（Ａ）～（Ｄ）の回路状態が繰り返されることにおり、負荷２には負の電圧が印加されることとなる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオンオフするスイッチング周期およびスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４をオンオフするスイッチング周期は互いに等しい。

図９は、対称駆動方式におけるスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のオンオフ制御を説明するための動作波形図である。図９には、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の各々の動作波形と、ノードａｂ間の電圧Ｖａｂの動作波形が示されている。

図９を参照して、搬送波ＣＷの電圧と、正弦波信号Ｖ＊（変調波）の電圧とを比較し、比較結果に基づいて、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対してゲート信号Ｇ１，Ｇ２がそれぞれ出力される。また、搬送波ＣＷの電圧と正弦波信号Ｖ＊を反転した信号／Ｖ＊の電圧とを比較し、比較結果に基づいて、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４に対してゲート信号Ｇ３，Ｇ４がそれぞれ出力される。

具体的には、正弦波信号Ｖ＊の電位が搬送波ＣＷの電位よりも高いときには、スイッチング素子Ｑ１がオンされ、スイッチング素子Ｑ２がオフされる。一方、正弦波信号Ｖ＊の電位が搬送波ＣＷの電位よりも低いときには、スイッチング素子Ｑ１がオフされ、スイッチング素子Ｑ２がオンされる。すなわち、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、キャリア周波数でオンオフが制御される。

反転信号／Ｖ＊の電位が搬送波ＣＷの電位よりも高いときには、スイッチング素子Ｑ３がオンされ、スイッチング素子Ｑ４がオフされる。一方、反転信号／Ｖ＊の電位が搬送波ＣＷの電位よりも低いときには、スイッチング素子Ｑ３がオフされ、スイッチング素子Ｑ４がオンされる。すなわち、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４は、キャリア周波数でオンオフが制御される。

図６の動作波形図と図９の動作波形図とを比較すると、非対称駆動方式では、２つのハーフブリッジ回路の一方（図６では第２ハーフブリッジ回路Ｂ）がキャリア周波数よりも低い交流周波数でオンオフするため、２つのハーフブリッジ回路がともにキャリア周波数でオンオフする対称駆動方式に比べて、一方のハーフブリッジ回路のスイッチング回数を減らすことができる。スイッチング回数の減少は、該ハーフブリッジ回路で生じるスイッチング損失の低減に繋がるため、最適な素子を使用することで、電力変換装置全体の電力変換効率の向上が期待できる。

非対称駆動方式では、さらに、ハーフブリッジ回路のスイッチング周波数に応じて、ハーフブリッジ回路を構成するスイッチング素子を使い分けることができる。

例えば、スイッチング周波数がキャリア周波数であるハーフブリッジ回路（第１ハーフブリッジ回路Ａ）については、高周波動作が可能なワイドバンドギャップ半導体材料（例えば、ＳｉＣ（炭化珪素）、ＧａＮ（窒化ガリウム）など）を用いて形成されたスイッチング素子（例えばＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ、ＧａＮ－ＨＥＭＴなど）を使用することができる。

電力変換動作においては、スイッチング素子のチャネルだけでなく、フリーホイールダイオードを通しても電流を流すモードが存在する。フリーホイールダイオードに電流を流したり、遮断したりする場合、逆回復現象により、瞬間的にダイオードの逆方向に電流が流れる。この逆方向に電流が流れる時間が長くなるほど、該時間に発生する損失が大きくなる。したがって、スイッチング周波数がキャリア周波数であるスイッチング素子は、逆回復時間が早いフリーホイールダイオード（ボディダイオードを含む）を有することが望ましい。好ましくは、逆回復時間は２００ｎｓ以下である。例えば、ＩＧＢＴに対して、ＳｉＣショットキーバリアダイオードまたはＦＲＤ（First Recovery Diode）を逆並列に接続することができる。あるいは、高速ボディダイオードタイプのＭＯＳＦＥＴを使用することができる。

これに対して、スイッチング周波数が交流電力の周波数であるハーフブリッジ回路（第２ハーフブリッジ回路Ｂ）については、プレーナタイプのＳｉＭＯＳＦＥＴに比べて、高耐圧を確保しながら導通損失を低減することができる、Ｓｉスーパージャンクション（Super Junction）ＭＯＳＦＥＴを使用することができる。

さらに、非対称駆動方式を採用することで、交流電力の周波数でスイッチングするハーフブリッジ回路（第２ハーフブリッジ回路Ｂ）のスイッチング損失を低減できるため、キャリア周波数でスイッチングするハーフブリッジ回路（第１ハーフブリッジ回路Ａ）にのみ補助共振回路を設けることで、スイッチング素子のソフトスイッチングを実現することができる。これにより、簡易な構成でソフトスイッチングを実行できるため、電力変換装置の高効率化および低ノイズ化を実現することができる。

［実施の形態２］
以下の実施の形態２～５では、実施の形態１で説明した非対称駆動方式の電力変換装置１において、ソフトスイッチングを実現するための構成について説明する。

図１０は、この発明の実施の形態２に従う電力変換装置１の主回路構成図である。図１０を参照して、実施の形態２に従う電力変換装置１の回路構成は、図１に示した電力変換装置１の回路構成と基本的に同様であり、補助共振回路４および補助キャパシタＣｒ１，Ｃｒ２を備える点が異なる。

補助キャパシタＣｒ１は、スイッチング素子Ｑ１に並列に接続される。補助キャパシタＣｒ２は、スイッチング素子Ｑ２に並列に接続される。補助キャパシタＣｒ１，Ｃｒ２としては、外付けのキャパシタを用いてもよいし、回路構成上等価な位置にあるスイッチング素子の寄生容量を用いてもよい。

補助共振回路４は、キャパシタＣｐ，Ｃｎと、補助スイッチング素子Ｑｒ１，Ｑｒ２と、補助リアクトルＬｒとを含む。キャパシタＣｐおよびＣｎは、同容量であり、直流端子Ｔ１（直流正母線ＰＬ１）および直流端子Ｔ２（直流負母線ＮＬ１）の間に直列に接続される。キャパシタＣｐ，Ｃｎは、直流電源Ｐ１の電圧Ｖ１を２分割するためのキャパシタである。キャパシタＣｐ，Ｃｎには、一般的に、電圧の変動を安定させるべく、容量が大きい電解キャパシタが用いられる。

補助スイッチング素子Ｑｒ１およびＱｒ２は、キャパシタＣｐおよびＣｎの接続点（ノードｎ）とノードａとの間に電気的に直列に接続される。補助スイッチング素子Ｑｒ１，Ｑｒ２のオンオフは、制御回路５から出力されるゲート信号Ｇｒ１，Ｇｒ２によってそれぞれ制御される。なお、図１０では、補助スイッチング素子Ｑｒ１，Ｑｒ２として、ＭＯＳＦＥＴを用いているが、ＩＧＢＴなどの任意の自己消弧型のスイッチング素子を用いることができる。補助スイッチング素子Ｑｒ１，Ｑｒ２にはそれぞれ、補助ダイオードＤｒ１，Ｄｒ２が逆並列に接続されている。補助スイッチング素子Ｑｒ１，Ｑｒ２および補助ダイオードＤｒ１，Ｄｒ２は「双方向スイッチ」の一実施例に対応する。

補助リアクトルＬｒは、補助スイッチング素子Ｑｒ１およびＱｒ２の直列回路とノードａとの間に電気的に接続される。

次に、図１１から図１３を用いて、実施の形態２に従う電力変換装置１の動作、特に補助共振回路４によるソフトスイッチングを説明する。ここでは、負荷２に正の電圧を印加するとき（図２参照）のソフトスイッチングについて説明する。

以下の説明では、図１０の補助スイッチング素子Ｑｒ１およびＱｒ２の直列回路を補助スイッチＳｒで置き換えることとする。直流電源Ｐ１の出力電圧（電源電圧）をＶｄｃとする。Ｉｏは負荷２に流れる電流を示し、ＩＬ１はリアクトルＬ１に流れる電流を示し、ＩＬｒは補助リアクトルＬｒに流れるリアクトル電流を示す。

図１１および図１２は、スイッチング素子Ｑ２のダイオードＤ２に電流ＩＬ１が流れている状態（モードＭ０）からスイッチング素子Ｑ１へ転流するときの状態を示している。図１２は、図１１に示す動作が実行された場合の動作波形図である。

図１１を参照して、スイッチング素子Ｑ２およびＱ４がオンの状態においては（モードＭ０）、リアクトルＬ１および負荷２の直列回路が短絡され、図中の矢印で示すように、正の電流ＩＬ１が次第に減少する形で流れる。

この状態で補助スイッチＳｒ（補助スイッチング素子Ｑｒ１）のをターンオンすると（モードＭ１）、補助リアクトルＬｒに、正の電流ＩＬｒが流れ始める。転流期間中の電流ＩＬｒを一定とすれば、図１３に示すように、リアクトル電流ＩＬｒはＶｄｃ／２Ｌｒの傾きで直線的に増加し始める。

リアクトル電流ＩＬｒが電流ＩＬ１よりも大きくなると、その超過分の電流は補助リアクトルＬｒからスイッチング素子Ｑ２に流れ込み、キャパシタＣｐ，Ｃｎおよび補助スイッチＳｒを介して補助リアクトルＬｒに帰還する（モードＭ２）。

スイッチング素子Ｑ２のドレイン電流Ｉｄが正になったときに、スイッチング素子Ｑ２をターンオフすると（モードＭ３）、補助リアクトルＬｒと補助キャパシタＣｒ１，Ｃｒ２とが共振動作になるため、リアクトル電流ＩＬｒはピーク値を向かえた後０に向かって減少する。このとき、リアクトル電流ＩＬｒは補助キャパシタＣｒ１に流れ込むとともに、補助キャパシタＣｒ２に流れ込む。この電流によって補助キャパシタＣｒ２が充電され、かつ、補助キャパシタＣｒ１が放電されることによって、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の接続点（ノードａ）の電位が上昇する。このため、図１３に示すように、スイッチング素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓは次第に減少する。

ノードａの電位Ｖａ＝Ｖｄｃに達すると、スイッチング素子Ｑ１のダイオードＤ１がオンする。このダイオードＤ１がオンしている期間にスイッチング素子Ｑ１をターンオンさせれば、ゼロ電圧スイッチングが行なわれることになる（モードＭ４）。

スイッチング素子Ｑ１をターンオンすることにより、電流が直流電源Ｐ１の正極端子からスイッチング素子Ｑ１に流れ込み、リアクトルＬ１、負荷２およびスイッチング素子Ｑ４を介して直流電源Ｐ１の負極端子に帰還する（モードＭ５）。スイッチング素子Ｑ１のドレイン・ソース間に流れるドレイン電流Ｉｄが次第に増加し、それに伴ってリアクトル電流ＩＬｒが減少する。リアクトル電流ＩＬｒ＝０となった後に、補助スイッチＳｒ（補助スイッチング素子Ｑｒ１）をオフする（モードＭ６）。補助スイッチング素子Ｑｒ２の補助ダイオードＤｒ２により負の電流は流れない。

図１４に、スイッチング素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓおよびドレイン電流Ｉｄの動作波形の周波数スペクトルを示す。図１４（Ａ）には、実施の形態１に従う電力変換装置１（補助共振回路無し）のスイッチング素子Ｑ１のＶｄｓ波形の周波数スペクトル（波形ｋ１）および、実施の形態２に従う電力変換装置１（補助共振回路有り）のスイッチング素子Ｑ１のＶｄｓ波形の周波数スペクトル（波形ｋ２）が示されている。

図１４（Ｂ）には、実施の形態１に従う電力変換装置１のスイッチング素子Ｑ１のＩｄ波形の周波数スペクトル（波形ｋ３）および、実施の形態２に従う電力変換装置１のスイッチング素子Ｑ１のＩｄ波形の周波数スペクトル（波形ｋ４）が示されている。

図１４（Ａ）に示されるように、補助共振回路４を利用してスイッチング素子Ｑ１をソフトスイッチングしたことにより、スイッチング素子Ｑ１をハードスイッチングした場合に比べて、Ｖｄｓの高周波領域での強度が小さくなっている。図１４（Ｂ）においても、スイッチング素子Ｑ１をソフトスイッチングしたことにより、スイッチング素子Ｑ１をハードスイッチングした場合に比べて、Ｉｄの高周波領域での強度が小さくなっている。このように、第１ハーフブリッジ回路Ａのスイッチング素子をソフトスイッチングすることで、電磁干渉（ＥＭＩ）ノイズを低減することができる。

以上説明したように、実施の形態２に従う電力変換装置によれば、フルブリッジ回路において、キャリア周波数でスイッチングするハーフブリッジ回路にのみ補助共振回路を設けることによって、簡易な構成でスイッチング損失の低減およびＥＭＩノイズの低減を実現することができる。

［実施の形態３］
上述した実施の形態２に従う電力変換装置１においては、補助共振回路４には、直流電源Ｐ１の電圧Ｖｄｃを２分割して中点電位（Ｖｄｃ／２）を生成するためにキャパシタＣｐ，Ｃｒの直列回路を用いている。そのため、負荷の大きさなどによって中点電位が変動する場合がある。また、キャパシタＣｐ，Ｃｒに電解キャパシタを用いた場合、電解キャパシタは温度上昇によって容量が低下する電気部品であるため、キャパシタＣｐ，Ｃｎの劣化が進行することで、電力変換装置全体の寿命が短くなることが懸念される。

以下、実施の形態３～５では、キャパシタＣｐ，Ｃｒの直列回路を用いずにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のソフトスイッチングを実現するための補助共振回路の新たな構成について説明する。

図１５は、この発明の実施の形態３に従う電力変換装置１の主回路構成図である。図１５を参照して、実施の形態３に従う電力変換装置１は、補助共振回路４Ａの構成が図１０に示した実施の形態２に従う電力変換装置１の補助共振回路４の構成と異なる。その他の点については、実施の形態２と共通するので、同一または相当する部分には同一の参照符号を付して説明は繰返さない。

補助共振回路４Ａは、補助スイッチング素子Ｑｒ１，Ｑｒ２および補助リアクトルＬｒを含む。補助スイッチング素子Ｑｒ１およびＱｒ２は、直流端子Ｔ１（直流正母線ＰＬ１）および直流端子Ｔ２（直流負母線ＮＬ１）の間に電気的に直列に接続される。補助リアクトルＬｒは、補助スイッチング素子Ｑｒ１およびＱｒ２の接続点（ノードｃ）とノードａとの間に電気的に接続される。

次に、図１６から図１９を用いて、実施の形態３に従う電力変換装置１の動作、特に補助共振回路４Ａによるソフトスイッチングを説明する。図１６および図１７では、負荷２に正の電圧を印加するときのソフトスイッチングについて説明する。

図１６は、スイッチング素子Ｑ２のダイオードＤ２に電流ＩＬ１が流れている状態（モードＭ０）からスイッチング素子Ｑ１へ転流するときの状態を示している。図１７は、図１６に示す動作が実行された場合の動作波形図である。

図１６を参照して、スイッチング素子Ｑ２およびＱ４がオンの状態においては（モードＭ０）、リアクトルＬ１および負荷２の直列回路が短絡され、図中の矢印で示すように、正の電流ＩＬ１が次第に減少する形で流れる。

この状態で補助スイッチング素子Ｑｒ１をターンオンすると（モードＭ１）、補助リアクトルＬｒに、正のリアクトル電流ＩＬｒが流れ始める。リアクトル電流ＩＬｒは、直流電源Ｐ１の正極端子から補助スイッチＳｒ１、補助リアクトルＬｒ、リアクトルＬ１、負荷２、スイッチング素子Ｑ４を介して直流電源Ｐ１の負極端子に帰還される。転流期間中の電流ＩＬ１を一定とすれば、図１７に示すように、リアクトル電流ＩＬｒはＶｄｃ／Ｌｒの傾きで直線的に増加し始める。

リアクトル電流ＩＬｒが電流ＩＬ１よりも大きくなると、その超過分は補助リアクトルＬｒからスイッチング素子Ｑ２に流れ込む。スイッチング素子Ｑ２のドレイン電流Ｉｄが正になったときに、スイッチング素子Ｑ２をターンオフすると（モードＭ２）、補助リアクトルＬｒと補助キャパシタＣｒ１，Ｃｒ２とが共振動作になる。このとき、リアクトル電流ＩＬｒは補助キャパシタＣｒ１に流れ込むとともに、補助キャパシタＣｒ２に流れ込む。この電流によって補助キャパシタＣｒ２が充電され、かつ、補助キャパシタＣｒ１が放電されることによって、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の接続点（ノードａ）の電位が上昇する。このため、図１７に示すように、スイッチング素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓは次第に減少する。

ノードａの電位Ｖａ＝Ｖｄｃに達すると、スイッチング素子Ｑ１のダイオードＤ１がオンする。このダイオードＤ１がオンしている期間にスイッチング素子Ｑ１をターンオンさせれば、ゼロ電圧スイッチングが行なわれることになる（モードＭ３）。スイッチング素子Ｑ１のターンオンと同じタイミングで、補助スイッチング素子Ｑｒ１をターンオフする。

スイッチング素子Ｑ１をターンオンすると（モードＭ３）、補助リアクトルＬｒの電流維持作用により、リアクトル電流ＩＬｒは、補助リアクトルＬｒからスイッチング素子Ｑ１のダイオードＤ１、直流電源Ｐ１の正極端子、補助スイッチング素子Ｑｒ２の順に流れるとともに、補助リアクトルＬｒからリアクトルＬ１、負荷２、スイッチＳ４、補助スイッチング素子Ｑｒ２の補助ダイオードＤｒ２の順に流れることとなる。図１７に示すように、リアクトル電流ＩＬｒは直線的に減少し始める。

リアクトル電流ＩＬｒが減少し始めると、電流ＩＬ１を一定とするために、直流電源Ｐ１の正極端子からリアクトルＬ１に電流が流れ込み、負荷２、スイッチング素子Ｑ４を介して直流電源Ｐ１の負極端子に帰還する（モードＭ４）。スイッチング素子Ｑ１のドレイン・ソース間に流れるドレイン電流Ｉｄが次第に増加する。この状態でリアクトル電流ＩＬｒ＝０になると（モードＭ５）、ドレイン電流Ｉｄが一定となる。

次に、図１８および図１９を用いて、負荷２に負の電圧を印加するときのソフトスイッチングについて説明する。

図１８は、スイッチング素子Ｑ１のダイオードＤ１に電流ＩＬ１が流れている状態（モードＭ０）からスイッチング素子Ｑ２へ転流するときの状態を示している。図１９は、図１８に示す動作が実行された場合の動作波形図である。

図１８を参照して、スイッチング素子Ｑ１およびＱ３がオンの状態においては（モードＭ０）、リアクトルＬ１および負荷２の直列回路が短絡され、図中の矢印で示すように、負の電流ＩＬ１の絶対値が次第に減少する形で流れる。

この状態で補助スイッチング素子Ｑｒ２をターンオンすると（モードＭ１）、補助リアクトルＬｒに、負のリアクトル電流ＩＬｒが流れ始める。リアクトル電流ＩＬｒは、直流電源Ｐ１の正極端子からスイッチング素子Ｑ３、負荷２、リアクトルＬ１、補助リアクトルＬｒ、補助スイッチング素子Ｑｒ２を介して直流電源Ｐ１の負極端子に帰還される。転流期間中の電流ＩＬ１を一定とすれば、図１９に示すように、リアクトル電流ＩＬｒは直線的に減少し始める。

この状態でスイッチング素子Ｑ１をターンオフすると（モードＭ２）、補助リアクトルＬｒと補助キャパシタＣｒ１，Ｃｒ２とが共振動作になる。このとき、リアクトル電流ＩＬｒは補助キャパシタＣｒ１に流れ込むとともに、補助キャパシタＣｒ２に流れ込む。この電流によって補助キャパシタＣｒ２が放電され、かつ、補助キャパシタＣｒ１が充電されることによって、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の接続点（ノードａ）の電位が低下する。このため、図１９に示すように、スイッチング素子Ｑ２のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓは次第に減少する。

ノードａの電位Ｖａ＝０に達すると、スイッチング素子Ｑ２のダイオードＤ２がオンする。このダイオードＤ２がオンしている期間にスイッチＳ２のスイッチング素子Ｑ２をターンオンさせれば、ゼロ電圧スイッチングが行なわれることになる（モードＭ３）。スイッチング素子Ｑ２のターンオンと同じタイミングで、補助スイッチング素子Ｑｒ２をターンオフする。

補助スイッチング素子Ｑｒ２がターンオフすると（モードＭ３）、補助リアクトルＬｒの電流維持作用により、リアクトル電流ＩＬｒは、補助リアクトルＬｒから補助スイッチング素子Ｑｒ１のダイオードＤｒ１を介して直流電源Ｐ１の正極端子、負極端子、スイッチング素子Ｑ２のダイオードＤ２の順に流れるとともに、補助リアクトルＬｒからスイッチング素子Ｑ３、負荷２、リアクトルＬ１の順に流れることとなる。図１９に示すように、リアクトル電流ＩＬｒは直線的に増加し始める。

リアクトル電流ＩＬｒが増加し始めると、電流ＩＬ１を一定とするために、直流電源Ｐ１の正極端子からスイッチング素子Ｑ３および負荷２を介してリアクトルＬ１に電流が流れ込み、スイッチング素子Ｑ２を介して直流電源Ｐ１の負極端子に帰還する（モードＭ４）。スイッチング素子Ｑ３のドレイン・ソース間に流れるドレイン電流Ｉｄが次第に増加する。この状態でリアクトル電流ＩＬｒが０になると（モードＭ５）、ドレイン電流Ｉｄが一定となる。

以上説明したように、この発明の実施の形態３に従う電力変換装置１によれば、補助共振回路にキャパシタＣｐ，Ｃｒの直列回路が含まれていないため、直列回路の中点電位の変動を抑制することができる。また、キャパシタＣｐ，Ｃｒの劣化に起因した電力変換装置の寿命の低下を防ぐことができる。

［実施の形態４］
上述した実施の形態３に従う補助共振回路４Ａにおいては、補助リアクトルＬｒと補助キャパシタＣｒ１，Ｃｒ２との共振動作により、補助スイッチング素子Ｑｒ１に電流が流れている状態（図１６のモードＭ２）において、補助スイッチング素子Ｑｒ１をターンオフさせている（モードＭ３）。そのため、半導体スイッチング素子Ｑ１をソフトスイッチングできる一方で、補助スイッチング素子Ｑｒ１がハードスイッチングになることが懸念される。

補助スイッチング素子Ｑｒ１，Ｑｒ２をソフトスイッチングするためには、実施の形態２で示したように、直流電源Ｐ１の電圧Ｖｄｃを２分割した電圧を作ることが必要になるが、上記の理由からキャパシタＣｐ，Ｃｎの直列回路を用いることは得策ではない。

以下の実施の形態４および５では、キャパシタＣｐ，Ｃｎの直列回路を用いずに、直流電源Ｐ１の電圧Ｖｄｃを２分割した電圧を生成することができる補助共振回路の構成について説明する。

図２０は、この発明の実施の形態４に従う電力変換装置１の主回路構成図である。図２０を参照して、実施の形態４に従う電力変換装置１は、補助共振回路４Ｂの構成が図１０に示した実施の形態２に従う電力変換装置１の補助共振回路４の構成と異なる。その他の点については、実施の形態２と共通するので、同一または相当する部分には同一の参照符号を付して説明は繰返さない。

補助共振回路４Ｂは、補助スイッチング素子Ｑｒ１，Ｑｒ２、補助リアクトルＬｒ、およびトランスＴｒ１を含む。トランスＴｒ１は、一次巻線ｎ１および二次巻線ｎ２を含む。トランスＴｒ１は、理想トランスに加えて、励磁インダクタンスＬｍおよび漏れインダクタンスを有している。一次巻線ｎ１と二次巻線ｎ２とが電磁的に結合されることにより、一次巻線ｎ１および二次巻線ｎ２に同極性の起電力が誘起される。一次巻線ｎ１と二次巻線ｎ２との巻線比は２：１である。トランスＴｒ１は「第１のトランス」の一実施例に対応する。

トランスＴｒ１の一次巻線ｎ１は、直流端子Ｔ１（直流正母線ＰＬ１）および直流端子Ｔ２（直流負母線ＮＬ１）の間に電気的に接続される。トランスＴｒ１の二次巻線ｎ２は、第１ハーフブリッジ回路Ａのノードａおよび直流負母線ＮＬ１の間に電気的に接続される。

補助スイッチング素子Ｑｒ１は、トランスＴｒ１の一次巻線ｎ１および直流負母線ＮＬ１の間に電気的に接続される。補助スイッチング素子Ｑｒ２は、トランスＴｒ１の二次巻線ｎ２および直流負母線ＮＬ１の間に電気的に接続される。補助スイッチング素子Ｑｒ１，Ｑｒ２にはそれぞれ、補助ダイオードＤｒ１，Ｄｒ２が逆並列に接続されている。

補助リアクトルＬｒは、二次巻線ｎ２およびノードａの間に接続される。補助リアクトルＬｒは、トランスＴｒ１の漏れインダクタンスを利用してもよく、外付けしてもよい。

次に、図２１から図２６を用いて、実施の形態４に従う電力変換装置１の動作、特に補助共振回路４Ｂによるソフトスイッチングを説明する。図２１から図２３では、負荷２に正の電圧を印加するときのソフトスイッチングについて説明する。

図２１および図２２は、スイッチング素子Ｑ２のダイオードＤ２に電流ＩＬ１が流れている状態（モードＭ０）からスイッチング素子Ｑ１へ転流するときの状態を示している。図２３は、図２１および図２２に示す動作が実行された場合の動作波形図である。

図２１を参照して、スイッチング素子Ｑ２およびＱ４がオンの状態においては（モードＭ０）、リアクトルＬ１および負荷２の直列回路が短絡され、図中の矢印で示すように、正の電流ＩＬ１が次第に減少する形で流れる。

この状態で補助スイッチング素子Ｑｒ１をターンオンすると（モードＭ１）、トランスＴｒ１の一次巻線ｎ１には直流電源Ｐ１の電圧Ｖｄｃが印加され、一次巻線ｎ１と二次巻線ｎ２との巻線比が２：１であるので、二次巻線ｎ２および補助リアクトルＬｒの接続点には電圧Ｖｄｃの１／２の電圧が印加される。これにより、補助リアクトルＬｒに、正のリアクトル電流ＩＬｒが流れ始める。リアクトル電流ＩＬｒは、トランスＴｒ１の二次巻線ｎ２から補助リアクトルＬｒ、スイッチング素子Ｑ４、補助スイッチング素子Ｑｒ２の補助ダイオードＤｒ２を介して二次巻線ｎ２に帰還される。転流期間中の電流ＩＬ１を一定とすれば、図２３に示すように、リアクトル電流ＩＬｒはＶｄｃ／２Ｌｒの傾きで直線的に増加し始める。また、スイッチング素子Ｑ２のドレイン電流Ｉｄは０に向かって直線的に増加し始める。

リアクトル電流ＩＬｒが電流ＩＬ１よりも大きくなると、その超過分の電流は補助リアクトルＬｒからスイッチング素子Ｑ２に流れ込む（モードＭ２）。

スイッチング素子Ｑ２のドレイン電流Ｉｄが正になったときに、スイッチング素子Ｑ２をターンオフすると（モードＭ３）、補助リアクトルＬｒと補助キャパシタＣｒ１，Ｃｒ２とが共振動作になる。このとき、リアクトル電流ＩＬｒは、補助キャパシタＣｒ２に流れ込むとともに、補助キャパシタＣｒ１に流れ込む。この電流によって補助キャパシタＣｒ２が充電され、かつ、補助キャパシタＣｒ１が放電されることによって、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の接続点（ノードａ）の電位が上昇する。このため、図２３に示すように、スイッチング素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓは次第に減少する。

ノードａの電位Ｖａ＝Ｖｄｃに達すると、スイッチング素子Ｑ１のダイオードＤ１がオンする。このダイオードＤ１がオンしている期間にスイッチング素子Ｑ１をターンオンさせれば、ゼロ電圧スイッチングが行なわれることになる（モードＭ４）。

スイッチング素子Ｑ１をターンオンすると（モードＭ５）、電流が直流電源Ｐ１の正極端子からスイッチング素子Ｑ１に流れ込み、リアクトルＬ１、負荷２、スイッチング素子Ｑ４を介して直流電源Ｐ１の負極端子に帰還する。スイッチング素子Ｑ１のドレイン・ソース間に流れるドレイン電流Ｉｄが次第に増加する。リアクトル電流ＩＬｒ＝０となったときに、補助スイッチング素子Ｑｒ１をターンオフすることにより（モードＭ６）、補助スイッチング素子Ｑｒ１のゼロ電流スイッチングが行なわれる。

次に、図２４および図２６を用いて、負荷２に負の電圧を印加するときのソフトスイッチングについて説明する。

図２４および図２５は、スイッチング素子Ｑ１のダイオードＤ１に電流ＩＬ１が流れている状態（モードＭ０）からスイッチング素子Ｑ２へ転流するときの状態を示している。図２６は、図２４および図２５に示す動作が実行された場合の動作波形図である。

図２４を参照して、スイッチング素子Ｑ１およびＱ３がオンの状態においては（モードＭ０）、リアクトルＬ１および負荷２の直列回路が短絡され、図中の矢印で示すように、負の電流ＩＬ１の絶対値が次第に減少する形で流れる。

この状態で補助スイッチング素子Ｑｒ２をターンオンすると（モードＭ１）、補助リアクトルＬｒに、負のリアクトル電流ＩＬｒが流れ始める。リアクトル電流ＩＬｒは、直流電源Ｐ１の正極端子からスイッチング素子Ｑ３、負荷２、リアクトルＬ１、補助リアクトルＬｒ、補助スイッチング素子Ｑｒ２を介して直流電源Ｐ１の負極端子に帰還される。このとき、補助ダイオードＤｒ１、一次巻線ｎ１、直流電源Ｐ１、補助ダイオードＤｒ１の経路で電流が流れる。一次巻線ｎ１には電圧Ｖｄｃが印加され、一次巻線ｎと二次巻線ｎ２との巻線比が２：１であるので、二次巻線ｎ２および補助リアクトルＬｒの接続点には電圧Ｖｄｃの１／２の電圧が印加される。転流期間中の電流ＩＬ１を一定とすれば、図２６に示すように、リアクトル電流ＩＬｒは－Ｖｄｃ／２Ｌｒの傾きで直線的に減少し始める。また、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電流Ｉｄは０に向かって直線的に増加し始める。

リアクトル電流ＩＬｒが電流ＩＬ１よりも小さくなると、その超過分の電流はスイッチング素子Ｑ３に流れ込む（モードＭ２）。

スイッチング素子Ｑ１のドレイン電流Ｉｄが正になったときに、スイッチング素子Ｑ１をターンオフすると（モードＭ３）、補助リアクトルＬｒと補助キャパシタＣｒ１，Ｃｒ２とが共振動作になる。このとき、リアクトル電流ＩＬｒは、補助キャパシタＣｒ２に流れ込むとともに、補助キャパシタＣｒ１に流れ込む。この電流によって補助キャパシタＣｒ１が充電され、かつ、補助キャパシタＣｒ２が放電されることによって、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の接続点（ノードａ）の電位が低下する。このため、図２６に示すように、スイッチング素子Ｑ２のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓは次第に減少する。

ノードａの電位Ｖａ＝０に達すると、スイッチング素子Ｑ２のダイオードＤ２がオンする。このダイオードＤ２がオンしている期間にスイッチング素子Ｑ２をターンオンさせれば、ゼロ電圧スイッチングが行なわれることになる（モードＭ４）。

スイッチング素子Ｑ２をターンオンすると、電流が直流電源Ｐ１の正極端子からスイッチング素子Ｑ３に流れ込み、負荷２、リアクトルＬ１、スイッチング素子Ｑ２を介して直流電源Ｐ１の負極端子に帰還する（モードＭ５）。スイッチング素子Ｑ２のドレイン・ソース間に流れるドレイン電流Ｉｄが次第に増加する。リアクトル電流ＩＬｒ＝０となったときに、補助スイッチング素子Ｑｒ２をターンオフすることにより（モードＭ６）、補助スイッチング素子Ｑｒ１のゼロ電流スイッチングが行なわれる。

以上説明したように、この発明の実施の形態４に従う電力変換装置１によれば、キャパシタＣｐ，Ｃｎの直列回路を用いずに、直流電源Ｐ１の電圧Ｖｄｃを２分割した電圧を生成することができるため、補助スイッチング素子Ｑｒ１，Ｑｒ２をソフトスイッチングすることができる。

また、本実施の形態４に従う電力変換装置１において、補助スイッチング素子Ｑｒ１およびＱｒ２はともに、直流電源Ｐ１の負極端子（直流負母線ＮＬ１）に接続されているため、補助スイッチング素子Ｑｒ１のゲート信号Ｇｒ１と、補助スイッチング素子Ｑｒ２のゲート信号Ｇｒ２とを同電位の信号とすることができる。図１５に示した実施の形態３に従う電力変換装置１においては、補助スイッチング素子Ｑｒ１およびＱｒ２が直流正母線ＰＬ１および直流負母線ＮＬ１の間に直列に接続されるため、高電位側の補助スイッチング素子Ｑｒ１のゲート信号Ｇｒ１の電位を、低電位側の補助スイッチング素子Ｑｒ１のゲート信号Ｇｒ２の電位よりも高くする必要がある。そのため、補助スイッチング素子Ｑｒ１のゲート駆動回路は、ゲート信号Ｇｒ１の電位を上げるためのレベルシフタが内蔵されており、補助スイッチング素子Ｑｒ２のゲート駆動回路とは電気的に分離されている。

これに対して、本実施の形態４においては、補助スイッチング素子Ｑｒ１およびＱｒ２が同電位にあるため、互いのゲート駆動回路を電気的に分離することが不要となる。したがって、ゲート駆動回路を簡素化でき、結果的に電力変換装置１を小型化および低コスト化することができる。

［変形例］
図２７は、本実施の形態４の変形例に従う電力変換装置１の主回路構成図である。図２７を参照して、実施の形態４の変形例に従う電力変換装置１は、補助共振回路４Ｃの構成が図２０に示した実施の形態４に従う電力変換装置１の補助共振回路４Ｂの構成と異なる。その他の点については、実施の形態２と共通するので、同一または相当する部分には同一の参照符号を付して説明は繰返さない。

本変形例に従う電力変換装置１においては、図２０に示した電力変換装置１のトランスＴｒ１がトランスＴｒ２に置き換えられるとともに、ダイオードＤａ２が追加されている。

トランスＴｒ２は、一次巻線ｎ１、二次巻線ｎ２およびリセット巻線ｎ３を含む。リセット巻線ｎ３は、一方端が直流正母線ＰＬに接続され、他方端がダイオードＤａ２のカソードに接続されている。ダイオードＤａ２のアノードは直流負母線ＮＬ１に接続されている。すなわち、ダイオードＤａ２およびリセット巻線ｎ３の直列回路は、直流負母線ＮＬ１から直流正母線ＰＬ１に向かう方向がダイオードＤａ２の順方向となるように、直流正母線ＰＬ１および直流負母線ＮＬ１の間に電気的に接続されている。

リセット巻線ｎ３およびダイオードＤａ２は、トランスＴｒ２の励磁インダクタンスＬｍに蓄積された電磁エネルギを放出するためのリセット回路を構成する。

具体的には、補助スイッチング素子Ｑｒ１，Ｑｒ２がオフしたときには、トランスＴｒ２の励磁インダクタンスＬｍによる逆起電力が発生する。この逆起電力によって一次巻線ｎ１および二次巻線ｎ２に発生した電圧（サージ電圧）が補助スイッチング素子Ｑｒ１，Ｑｒ２に印加されることで、補助スイッチング素子Ｑｒ１，Ｑｒ２は損傷する虞がある。

リセット巻線ｎ３およびダイオードＤａ２の直列回路は、この逆起電力を直流電源Ｐ１に回生することができる。これにより、補助スイッチング素子Ｑｒ１，Ｑｒ２に過電圧が印加されることを回避できるため、補助スイッチング素子Ｑｒ１，Ｑｒ２の損傷を防ぐことができる。

［実施の形態５］
図２８は、この発明の実施の形態５に従う電力変換装置１の主回路構成図である。図２８を参照して、本実施の形態５に従う電力変換装置１は、補助共振回路４Ｄの構成が図１５に示した実施の形態３に従う電力変換装置１の補助共振回路４Ａの構成と異なる。その他の点については、実施の形態２と共通するので、同一または相当する部分には同一の参照符号を付して説明は繰返さない。

補助共振回路４Ｄは、補助スイッチング素子Ｑｒ１，Ｑｒ２、補助リアクトルＬｒ、トランスＴｒ３、およびダイオードＤｂ１，Ｄｂ２，Ｄｃ１，Ｄｃ２，Ｄｒ３，Ｄｒ４を含む。

補助スイッチング素子Ｑｒ１およびＱｒ２は、直流端子Ｔ１（直流正母線ＰＬ１）および直流端子Ｔ２（直流負母線ＮＬ１）の間に電気的に直列に接続される。補助リアクトルＬｒは、補助スイッチング素子Ｑｒ１およびＱｒ２の接続点（ノードｃ）とノードａとの間に電気的に接続される。

ダイオードＤｒ３は、直流正母線ＰＬ１およびノードｃの間に、補助スイッチング素子Ｑｒ１と電気的に直列に接続される。ダイオードＤｒ４は、直流負母線ＮＬ１およびノードｃの間に、補助スイッチング素子Ｑｒ２と電気的に直列に接続される。図２７の構成例では、ダイオードＤｒ３のアノードが補助スイッチング素子Ｑｒ１に接続され、カソードがノードｃに接続されている。ダイオードＤｒ３は、直流負母線ＰＬ１および補助スイッチング素子Ｑｒ１の間に接続されていてもよい。図２８の構成例では、また、ダイオードＤｒ４のアノードがノードｃに接続され、カソードが補助スイッチング素子Ｑｒ２に接続されている。ダイオードＤｒ４は、補助スイッチング素子Ｑｒ２および直流負母線ＮＬ１の間に接続されていてもよい。ダイオードＤｒ３は「第５のダイオード」の一実施例に対応し、ダイオードＤｒ４は「第６のダイオード」の一実施例に対応する。

ダイオードＤｂ１およびＤｂ２は、直流端子Ｔ１（直流正母線ＰＬ１）および直流端子Ｔ２（直流負母線ＮＬ１）の間に電気的に直列に接続される。ダイオードＤｂ２のアノードは直流負母線ＮＬ１と電気的に接続され、ダイオードＤｂ１のカソードは直流正母線ＰＬ１と電気的に接続される。ダイオードＤｂ１は「第１のダイオード」の一実施例に対応し、ダイオードＤｂ２は「第２のダイオード」の一実施例に対応する。

ダイオードＤｃ１およびＤｃ２は、直流端子Ｔ１（直流正母線ＰＬ１）および直流端子Ｔ２（直流負母線ＮＬ１）の間に電気的に直列に接続される。ダイオードＤｃ２のアノードは直流負母線ＮＬ１と電気的に接続され、ダイオードＤｃ１のカソードは直流正母線ＰＬ１と電気的に接続される。ダイオードＤｃ１は「第３のダイオード」の一実施例に対応し、ダイオードＤｃ２は「第４のダイオード」の一実施例に対応する。

トランスＴｒ３は、一次巻線ｎ１および二次巻線ｎ２を含む。トランスＴｒ３は、理想トランスに加えて、励磁インダクタンスＬｍおよび漏れインダクタンスを有している。一次巻線ｎ１と二次巻線ｎ２とが電磁的に結合されることにより、一次巻線ｎ１および二次巻線ｎ２に同極性の起電力が誘起される。一次巻線ｎ１と二次巻線ｎ２との巻線比は１：２である。トランスＴｒ３は「第２のトランス」の一実施例に対応する。

トランスＴｒ３の二次巻線ｎ２は、ダイオードＤｂ１およびＤｂ２の接続点（ノードｄ）と、ダイオードＤｃ１およびＤｃ２の接続点（ノードｅ）との間に接続される。トランスＴｒ３の一次巻線ｎ１は、補助スイッチング素子Ｑｒ１およびＱｒ２の接続点（ノードｃ）とノードａとの間に、補助リアクトルＬｒと電気的に直列に接続される。補助リアクトルＬｒは、トランスＴｒ３の漏れインダクタンスを利用してもよく、外付けしてもよい。

ダイオードＤｂ１，Ｄｂ２，Ｄｃ１，Ｄｃ２およびトランスＴｒ３の二次巻線ｎ２は、ダイオードブリッジ回路を構成する。ダイオードブリッジ回路は、ダイオードＤｂ１およびＤｃ１の接続点（すなわち直流正母線ＰＬ１）と、ダイオードＤｂ２およびＤｃ２の接続点（すなわち直流負母線ＮＬ１）とを出力端子とし、ダイオードＤｂ１およびＤｂ２の接続点（ノードｄ）とダイオードＤｃ１およびＤｃ２の接続点（ノードｅ）とを入力端子とする。

補助スイッチング素子Ｑｒ１またはＱｒ２をオンしてトランスＴｒ３の一次巻線ｎ１に電流を流すと、電磁誘導により、二次巻線ｎ２に電流が生じる。この二次巻線ｎ２に生じた電流が、二次巻線ｎ２の両端に接続される２つのダイオードを流れることにより、二次巻線ｎ２には電圧Ｖｄｃまたは－Ｖｄｃが印加される。一次巻線ｎ１と二次巻線ｎ２との巻線比が２：１であるので、一次巻線ｎ１には、電圧Ｖｄｃまたは－Ｖｄｃの１／２の電圧が印加されることになる。

実施の形態５に従う電力変換装置１の動作は、図２３および図２６に示した実施の形態４に従う電力変換装置１の動作と同じである。すなわち、負荷２に正の電圧を印加するときの補助共振回路４Ｄによるソフトスイッチングは、図２３に示した補助共振回路４Ｂによるソフトスイッチングと同じである。

具体的には、図２３のモードＭ１で示したように、スイッチング素子Ｑ１をゼロ電圧スイッチングでターンオンするためには、補助スイッチング素子Ｑｒ１をオンとする。したがって、図２９に示すように、ノードｃの電位Ｖｃ＝Ｖｄｃとなる。一方、スイッチング素子Ｑ２がオンのため、ノードａの電位Ｖａ＝０である。

この場合、図中に矢印で示すように、ノードｃからノードａに向かって電流が流れることとなる。トランスＴｒ３では、一次巻線ｎ１に流れる電流によって、ダイオードＤｃ２、二次巻線ｎ２およびダイオードＤｂ１を通って流れる電流が誘導される。これにより、二次巻線ｎ２にはノードｄ側の端子が高電位となり、ノードｅ側の端子が低電位となるように電圧Ｖｄｃが印加されるため、一次巻線ｎ１には、ノードｃ側の端子を高電位として電圧Ｖｄｃの１／２の電圧が印加される。その結果、補助リアクトルＬｒおよび一次巻線ｎ１の接続点に電圧Ｖｄｃの１／２の電圧を印加することができる。補助リアクトルＬｒおよび補助キャパシタＣｒ１，Ｃｒ２の共振動作によってノードａの電位Ｖａ＝Ｖｄｃとなったときに、スイッチング素子Ｑ１をターンオンすれば、ゼロ電圧スイッチングを実現できる。

スイッチング素子Ｑ１をターンオンした後（図２３のモードＭ４）、リアクトル電流ＩＬｒ＝０となったときに、補助スイッチング素子Ｑｒ１をターンオフすることにより（モードＭ６）、補助スイッチング素子Ｑｒ１のゼロ電流スイッチングが行なわれる。ダイオードＤｒ３は、リアクトル電流ＩＬｒが逆方向（負方向）に流れ始めるのを阻止するために設けられている。

同様に、負荷２に負の電圧を印加するときの補助共振回路４Ｄによるソフトスイッチングは、図２６に示した補助共振回路４Ｂによるソフトスイッチングと同じである。図２６のモードＭ１で示したように、スイッチング素子Ｑ２をゼロ電圧スイッチングでターンオンするためには、補助スイッチング素子Ｑｒ２をオンとする。したがって、図３０に示すように、ノードｃの電位Ｖｃ＝０となる。一方、スイッチング素子Ｑ１がオンのため、ノードａの電位Ｖａ＝Ｖｄｃである。

この場合、図中に矢印で示すように、ノードａからノードｃに向かって電流が流れることとなる。トランスＴｒ３では、一次巻線ｎ１に流れる電流によって、ダイオードＤｂ２、二次巻線ｎ２およびダイオードＤｃ１を通って流れる電流が誘導される。これにより、二次巻線ｎ２にはノードｅ側の端子が高電位となり、ノードｄ側の端子が低電位となるように電圧Ｖｄｃが印加されるため、一次巻線ｎ１には、ノードａ側の端子を高電位として電圧Ｖｄｃの１／２の電圧が印加される。その結果、補助リアクトルＬｒおよび一次巻線ｎ１の接続点に電圧Ｖｄｃの１／２の電圧を印加することができる。補助リアクトルＬｒおよび補助キャパシタＣｒ１，Ｃｒ２の共振動作によってノードａの電位Ｖａ＝０となったときに、スイッチング素子Ｑ２をターンオンすれば、ゼロ電圧スイッチングを実現できる。

スイッチング素子Ｑ２をターンオンした後（図２５のモードＭ４）、リアクトル電流ＩＬｒ＝０となったときに、補助スイッチング素子Ｑｒ２をターンオフすることにより、補助スイッチング素子Ｑｒ２のゼロ電流スイッチングが行なわれる。ダイオードＤｒ４は、リアクトル電流ＩＬｒが逆方向（正方向）に流れ始めるのを阻止するために設けられている。

以上説明したように、この発明の実施の形態５に従う電力変換装置１によれば、キャパシタＣｐ，Ｃｎの直列回路を用いずに、直流電源Ｐ１の電圧Ｖｄｃを２分割した電圧を生成することができるため、補助スイッチング素子Ｑｒ１，Ｑｒ２をソフトスイッチングすることができる。

また、実施の形態５に従う電力変換装置１においては、ダイオードＤｂ１，Ｄｂ２，Ｄｃ１，Ｄｃ２にダイオードブリッジ回路を用いることができる。ダイオードブリッジ回路は通常、小型の素子であるため、電力変換装置１を大型化させることなく、電圧Ｖｄｃの１／２の電圧を作ることができる。

［電力変換装置の適用例］
上述した実施の形態２～５においては、実施の形態１で説明した非対称駆動方式のフルブリッジ回路からなる電力変換装置１において、ソフトスイッチングを実現するための構成について説明したが、各実施の形態で示した補助共振回路は、以下に示すようなハーフブリッジ回路を持つ全ての電力変換装置に対して適用することが可能である。

図３１から図３４には、ハーフブリッジ回路からなる電力変換装置１Ａ～１Ｄがそれぞれ示されている。図３１を参照して、電力変換装置１Ａは、第１ハーフブリッジ回路Ａと、図１４の補助共振回路４Ａとを有する。図３２を参照して、電力変換装置１Ｂは、第１ハーフブリッジ回路Ａと、図２０の補助共振回路４Ｂとを有する。図３３を参照して、電力変換装置１Ｃは、第１ハーフブリッジ回路Ａと、図２７の補助共振回路４Ｃとを有する。図３４を参照して、電力変換装置１Ｄは、第１ハーフブリッジ回路Ａと、図２８の補助共振回路４Ｄとを有する。電力変換装置１Ａ～１Ｄの動作は、第２ハーフブリッジ回路Ｂのオンオフを除いて、実施の形態２～５に従う電力変換装置の動作とそれぞれ同じである。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって、制限的なものではないと考えられるべきである。この発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１，１Ａ～１Ｄ 電力変換装置、２，３ 負荷、４，４Ａ，４Ｂ，４Ｃ，４Ｄ 補助共振回路、５ 制御回路、Ａ 第１ハーフブリッジ回路、Ｂ 第２ハーフブリッジ回路、Ｃ０，Ｃ５，Ｃｎ，Ｃｐ キャパシタ、Ｃｒ１，Ｃｒ２ 補助キャパシタ、Ｄ１～Ｄ４，Ｄａ１，Ｄａ２，Ｄｂ１，Ｄｂ２，Ｄｃ１，Ｄｃ２ ダイオード、Ｄｒ１，Ｄｒ２ 補助ダイオード、Ｌ１ リアクトル、Ｌｒ 補助リアクトル、ＰＬ１ 直流正母線、ＮＬ１ 直流負母線、Ｐ１ 直流電源、Ｐ２ 交流系統、Ｑ１～Ｑ４ 半導体スイッチング素子、Ｑｒ１，Ｑｒ２ 補助スイッチング素子、Ｓ１～Ｓ４ スイッチ、Ｓｒ，Ｓｒ１，Ｓｒ２ 補助スイッチ、Ｔ１ 直流端子（高電位側直流端子）、Ｔ２ 直流端子（低電位側直流端子）、Ｔ３，Ｔ４ 交流端子、Ｔｒ１，Ｔｒ２，Ｔｒ３ トランス、ｎ１ 一次巻線、ｎ２ 二次巻線、ｎ３ リセット巻線。

Claims (6)

1. 高電位側直流端子および低電位側直流端子と、
   前記高電位側直流端子および第１のノードの間に電気的に接続された第１のスイッチング素子と、
   前記第１のノードおよび前記低電位側直流端子の間に電気的に接続された第２のスイッチング素子と、
   前記第１のノードに電気的に接続された交流端子と、
   前記第１のスイッチング素子に並列に接続された第１のキャパシタと、
   前記第２のスイッチング素子に並列に接続された第２のキャパシタと、
   リアクトルを含み、前記第１および第２のキャパシタと前記リアクトルとの共振動作により前記第１および第２のスイッチング素子をソフトスイッチングさせるように構成された補助共振回路とを備え、
   前記補助共振回路は、
   前記高電位側直流端子および前記低電位側直流端子の間に電気的に接続された一次巻線と、前記第１のノードおよび前記低電位側直流端子の間に前記リアクトルと電気的に直列に接続された二次巻線とを有する第１のトランスと、
   前記一次巻線および前記低電位側直流端子の間に電気的に接続された第１の補助スイッチング素子と、
   前記二次巻線および前記低電位側直流端子の間に電気的に接続された第２の補助スイッチング素子とを含む、電力変換装置。
2. 前記第１のトランスの前記一次巻線および前記二次巻線の巻線比は２：１である、請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記第１のトランスは、前記高電位側直流端子および前記低電位側直流端子の間に電気的に接続されたリセット巻線を有し、
   前記補助共振回路は、前記低電位側直流端子から前記高電位側直流端子に向かう方向を順方向として、前記高電位側直流端子および前記低電位側直流端子の間に前記リセット巻線と電気的に直列に接続されたダイオードをさらに含む、請求項１または２に記載の電力変換装置。
4. 高電位側直流端子および低電位側直流端子と、
   前記高電位側直流端子および第１のノードの間に電気的に接続された第１のスイッチング素子と、
   前記第１のノードおよび前記低電位側直流端子の間に電気的に接続された第２のスイッチング素子と、
   前記第１のノードに電気的に接続された交流端子と、
   前記第１のスイッチング素子に並列に接続された第１のキャパシタと、
   前記第２のスイッチング素子に並列に接続された第２のキャパシタと、
   リアクトルを含み、前記第１および第２のキャパシタと前記リアクトルとの共振動作により前記第１および第２のスイッチング素子をソフトスイッチングさせるように構成された補助共振回路とを備え、
   前記補助共振回路は、前記高電位側直流端子および前記低電位側直流端子の間に電気的に直列に接続された第１および第２の補助スイッチング素子をさらに含み、
   前記リアクトルは、前記第１および第２の補助スイッチング素子の接続ノードと前記第１のノードとの間に電気的に接続され、
   前記補助共振回路は、
   前記低電位側直流端子から前記高電位側直流端子に向かう方向を順方向として、前記低電位側直流端子および前記高電位側直流端子の間に電気的に直列に接続された第１および第２のダイオードと、
   前記低電位側直流端子から前記高電位側直流端子に向かう方向を順方向として、前記低電位側直流端子および前記高電位側直流端子の間に電気的に直列に接続された第３および第４のダイオードと、
   前記第１および第２の補助スイッチング素子の接続ノードと前記第１のノードとの間に前記リアクトルと電気的に直列に接続された一次巻線と、前記第１および第２のダイオードの接続ノードと前記第３および第４のダイオードの接続ノードとの間に電気的に接続された二次巻線とを有する第２のトランスとをさらに含む、電力変換装置。
5. 前記第２のトランスの前記一次巻線および前記二次巻線の巻線比は１：２である、請求項４に記載の電力変換装置。
6. 前記補助共振回路は、
   前記高電位側直流端子および前記第１および第２の補助スイッチング素子の接続ノードとの間に、前記第１の補助スイッチング素子と電気的に直列に接続された第５のダイオードと、
   前記低電位側直流端子および前記第１および第２の補助スイッチング素子の接続ノードとの間に、前記第２の補助スイッチング素子と電気的に直列に接続された第６のダイオードとをさらに含む、請求項４または５に記載の電力変換装置。

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