JP2011055580A

JP2011055580A - 共振型電力変換装置

Info

Publication number: JP2011055580A
Application number: JP2009199505A
Authority: JP
Inventors: Hiromitsu Terui; 洋光照井; Hideki Asuke; 英樹足助; Hideji Takano; 秀治高野; Masayoshi Yamamoto; 真義山本
Original assignee: Shimane University; Sanken Electric Co Ltd
Current assignee: Shimane University; Sanken Electric Co Ltd
Priority date: 2009-08-31
Filing date: 2009-08-31
Publication date: 2011-03-17
Anticipated expiration: 2029-08-31
Also published as: JP5388762B2; US20110051474A1; EP2290798A1; US8300428B2; EP2290798B1

Abstract

【課題】高寿命で信頼性の高い共振型電力変換装置。
【解決手段】一次巻線n1と二次巻線n2と三次巻線n3とリセット巻線nRとを有するトランスT1、直流電源Vdcの両端に接続されたスイッチS1とスイッチS2との直列回路、S1に並列に接続されたコンデンサCr1及びダイオードD1、S2に並列に接続されたCr2及びD2、Vdcの両端に接続されたn1とダイオードDn1との直列回路、Vdcの両端に接続されたnRとダイオードDRとの直列回路、S1とS2との接続点とn2とn3との接続点とに接続されたリアクトルLr、Vdcの一端とn2の一端とに接続されたスイッチS10、Vdcの他端とn3の一端とに接続されたスイッチS20、S1及びS2がゼロ電圧スイッチングとなるように、S1とS2とを交互にオンさせ、Ｓ10とＳ20とを交互にオンさせる制御回路10を備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、ハイブリッド自動車用インバータや電気自動車用インバータなどに適用される共振型電力変換装置に関する。

電力変換装置に用いられるスイッチのスイッチングロスを低減させる方法として、共振型電力変換装置が知られている。共振型電力変換装置の代表例としては、補助共振回路の共振動作によりスイッチをソフトスイッチングさせることによりスイッチングロスを低減する補助共振転流ポール方式三相電圧型インバータがある。

図９は従来の補助共振転流ポール方式三相電圧型インバータの一相分の回路図である（例えば、特許文献１参照）。図９において、直流電源Ｖdcの両端にはコンデンサＣ1とコンデンサＣ1と同容量のコンデンサＣ2との直列回路が接続され、コンデンサＣ1とコンデンサＣ2との接続点には、直流電源Ｖdcの電圧の１／２の電圧が生成される。

スイッチＳ1，Ｓ2は、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）からなり、スイッチＳ1とスイッチＳ2との直列回路の両端は直流電源Ｖdcの両端に接続されている。スイッチＳ1のコレクタ−エミッタ間には、コンデンサＣr1とダイオードＤ1とが接続され、スイッチＳ2のコレクタ−エミッタ間には、コンデンサＣr2とダイオードＤ2とが接続され、スイッチＳ1とスイッチＳ2との接続点には負荷ＲＬが接続されている。

スイッチＳ1とスイッチＳ2との接続点とコンデンサＣ1とコンデンサＣ2との接続点との間には、リアクトルＬｒとダイオードＤa1，Ｄa2が接続された補助共振回路のスイッチＳa1，Ｓa2との直列回路が接続されている。

スイッチＳ1，Ｓ2は、補助共振回路による共振電流によりゼロ電圧，ゼロ電流ターンオンスイッチング動作を行うので、スイッチング損失が大幅に低減される。

図１０は図９に示す補助共振転流ポール方式三相電圧型インバータの各スイッチの動作波形を示すタイミングチャートである。図１１は図９に示す補助共振転流ポール方式三相電圧型インバータにおけるステートＡのモードＭ０からステートＡのモードＭ２までのモード遷移図である。図１２は図９に示す補助共振転流ポール方式三相電圧型インバータにおけるステートＡのモードＭ３−１からステートＢのモードＭ１までのモード遷移図である。図１３は図９に示す補助共振転流ポール方式三相電圧型インバータにおけるステートＢのモードＭ２からステートＢのモードＭ３までのモード遷移図である。

なお、図１０において、Ｓ1gはスイッチＳ1のゲートに印加されるゲート信号、Ｓ2gはスイッチＳ2のゲートに印加されるゲート信号、Ｓa1gはスイッチＳa1のゲートに印加されるゲート信号、Ｓa2gはスイッチＳa2のゲートに印加されるゲート信号である。

次に従来の共振型電力変換装置の動作を図１０乃至図１３を参照しながら説明する。まず、ステートＡのモードＭ０において、スイッチＳ1がオン状態で、ダイオードＤ1がオンし、負荷ＲＬからの電流がダイオードＤ1を流れて直流電源Ｖdc側に供給される。

次に、ステートＡのモードＭ１−１において、ゲート信号Ｓa1gによりスイッチＳa1がオンし、負荷ＲＬからの電流は分流し、ダイオードＤ1を流れて直流電源Ｖdc側に供給されるとともに、リアクトルＬｒとダイオードＤa2とスイッチＳa1とを流れてリアクトルＬｒに電力が蓄積される。次に、ステートＡのモードＭ１−２において、スイッチＳ1からの電流と負荷ＲＬからの電流とがリアクトルＬｒとダイオードＤa2とスイッチＳa1とを流れてリアクトルＬｒに電力が蓄積される。

次に、ステートＡのモードＭ２において、ゲート信号Ｓ1gによりスイッチＳ1がオフすると、リアクトルＬｒとコンデンサＣr1，Ｃr2とで共振が起こる。この時、スイッチＳ2に並列に接続されているコンデンサＣr2の電荷が放出し、スイッチＳ1に並列に接続されているコンデンサＣr1に電荷が流入する。

次に、ステートＡのモードＭ３−１，Ｍ３−２において、コンデンサＣr2の電荷がなくなると、ダイオードＤ2に電流が流れる。スイッチＳ2のドレイン−ソース間の電圧がゼロであるときに、ゲート信号Ｓ2gによりスイッチＳ2をオンさせる。即ち、スイッチＳ2をゼロ電圧スイッチングさせることができる。

次に、ステートＢのモードＭ０において、負荷ＲＬからの電流がスイッチＳ2に流れる。次に、ステートＢのモードＭ１において、ゲート信号Ｓa2gによりスイッチＳa2をオンすると、Ｄa1→Ｓa2→Ｌｒの経路を流れる電流と負荷ＲＬからの電流とがスイッチＳ2に流れる。

次に、ステートＢのモードＭ２において、ゲート信号Ｓ2gによりスイッチＳ2をオフすると、リアクトルＬｒとコンデンサＣr1，Ｃr2とで共振が起こる。この時、スイッチＳ1に並列に接続されているコンデンサＣr1の電荷が放出し、スイッチＳ2に並列に接続されているコンデンサＣr2に電荷が流入する。

次に、ステートＢのモードＭ３において、コンデンサＣr1の電荷がなくなると、ダイオードＤ1に電流が流れる。即ち、スイッチＳ1のドレイン−ソース間の電圧がゼロであるときに、スイッチＳ1をオンさせることで、スイッチＳ1をゼロ電圧スイッチングさせることができる。

特開平８−３４０６７６号公報

しかしながら、図９に示す従来の共振型電力変換装置では、直流電源部をコンデンサＣ1とコンデンサＣ2とで分圧する電圧分圧点を有しており、負荷条件や温度変化による電圧分圧点の電位が変動する。このため、コンデンサＣ1，Ｃ2が劣化し、低寿命化してしまう。

本発明は、高寿命で信頼性の高い共振型電力変換装置を提供することにある。

上記課題を解決するために、本発明は、一次巻線と二次巻線と前記二次巻線に直列に接続された三次巻線と前記一次巻線に直列に接続されたリセット巻線とを有するトランスと、直流電源の両端の間に接続され、第１スイッチと第２スイッチとからなる第１直列回路と、前記第１スイッチに並列に接続された第１コンデンサ及び第１ダイオードと、前記第２スイッチに並列に接続された第２コンデンサ及び第２ダイオードと、前記直流電源の両端の間に接続され、前記トランスの前記一次巻線と第３ダイオードとからなる第２直列回路と、前記直流電源の両端の間に接続され、前記トランスの前記リセット巻線と第４ダイオードとからなる第３直列回路と、前記第１スイッチと前記第２スイッチとの接続点と前記トランスの前記二次巻線と前記三次巻線との接続点との間に接続されたリアクトルと、前記直流電源の一端と前記トランスの前記二次巻線の一端との間に接続された第１補助スイッチと、前記直流電源の他端と前記トランスの前記三次巻線の一端との間に接続された第２補助スイッチと、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチがゼロ電圧スイッチングとなるように、前記第１スイッチと前記第２スイッチとを交互にオンさせ、前記第１補助スイッチと前記第２補助スイッチとを交互にオンさせる制御回路とを備える。

本発明によれば、２つの分圧用のコンデンサに代えて、トランスを用いたので、コンデンサと同等の性能を得ることができる。また、第１補助スイッチ又は第２補助スイッチがオフ時にはトランスの励磁インダクタンスによる逆起電力が発生するが、この逆起電力を第４ダイオードとリセット巻線とにより直流電源に回生するので、第１補助スイッチ及び第２補助スイッチへの印加電圧が大幅に低減する。従って、高寿命化で信頼性の高い共振型電力変換装置を提供することができる。

本発明の実施例１の共振型電力変換装置を示す回路図である。実施例１の共振型電力変換装置のステートＡ，Ｂにおける動作波形を示すタイミングチャートである。実施例１の共振型電力変換装置のステートＡ，Ｂにおけるモード遷移図である。実施例１の共振型電力変換装置のステートＣ，Ｄにおける動作波形を示すタイミングチャートである。実施例１の共振型電力変換装置のステートＣ，Ｄにおけるモード遷移図である。本発明の実施例２の共振型電力変換装置を示す回路図である。本発明の実施例３の共振型電力変換装置を示す回路図である。本発明の実施例４の共振型電力変換装置を示す回路図である。従来の補助共振転流ポール方式三相電圧型インバータの一相分の回路図である。図９に示す補助共振転流ポール方式三相電圧型インバータの各スイッチの動作波形を示すタイミングチャートである。図９に示す補助共振転流ポール方式三相電圧型インバータにおけるステートＡのモードＭ０からステートＡのモードＭ２までのモード遷移図である。図９に示す補助共振転流ポール方式三相電圧型インバータにおけるステートＡのモードＭ３−１からステートＢのモードＭ１までのモード遷移図である。図９に示す補助共振転流ポール方式三相電圧型インバータにおけるステートＢのモードＭ２からステートＢのモードＭ３までのモード遷移図である。

以下、本発明の共振型電力変換装置の実施の形態を図面を参照しながら詳細に説明する。

図１は本発明の実施例１の共振型電力変換装置を示す回路図である。図１に示す共振型電力変換装置は、トランスを用いた補助共振転流ポール方式三相電圧型インバータの一相分の回路を示している。

図１において、トランスＴ１は、一次巻線ｎ1と二次巻線ｎ2と二次巻線ｎ2に直列に接続された三次巻線ｎ3と一次巻線ｎ1に直列に接続されたリセット巻線ｎRとを有する。トランスＴ１のリセット巻線ｎRと一次巻線ｎ1と二次巻線ｎ2と三次巻線ｎ3との巻線比は、２：２：１：１である。

直流電源Ｖdcの両端には絶縁ゲート型バイポーラトランジスタからなるスイッチＳ1（第１スイッチ）と絶縁ゲート型バイポーラトランジスタからなるスイッチＳ2（第２スイッチ）とからなる第１直列回路が接続されている。

スイッチＳ1のコレクタ−エミッタ間にはコンデンサＣr1（第１コンデンサ）及びダイオードＤ1（第１ダイオード）が接続されている。スイッチＳ2のコレクタ−エミッタ間にはコンデンサＣr2（第２コンデンサ）及びダイオードＤ2（第２ダイオード）が接続されている。

直流電源Ｖdcの両端にはトランスＴ１の一次巻線ｎ１とダイオードＤn1（第３ダイオード）とからなる第２直列回路が接続されている。直流電源Ｖdcの両端にはトランスＴ１のリセット巻線ｎRとダイオードＤR（第４ダイオード）とからなる第３直列回路が接続されている。

スイッチＳ1とスイッチＳ2との接続点とトランスＴ１の二次巻線ｎ2と三次巻線ｎ3との接続点とにはリアクトルＬrが接続されている。スイッチＳ1とスイッチＳ2との接続点には負荷ＲＬが接続されている。

直流電源Ｖdcの正極とトランスＴ１の二次巻線ｎ2の一端とには、電流が直流電源Ｖdcの正極ラインから流れる方向に動作するスイッチＳ10（第１補助スイッチ）が接続されている。このスイッチＳ10は、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタからなるスイッチＳa1（第３スイッチ）とダイオードＤa1（第５ダイオード）との直列回路から構成されている。

直流電源Ｖdcの負極とトランスＴ１の三次巻線ｎ3の一端とには、電流が直流電源Ｖdcの負極ラインへ流れる方向に動作するスイッチＳ20（第２補助スイッチ）が接続されている。このスイッチＳ20は、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタからなるスイッチＳa2（第４スイッチ）とダイオードＤa2（第６ダイオード）との直列回路から構成されている。

リセット巻線ｎRとダイオードＤRとは、トランスＴ１の励磁インダクタンスのエネルギーを放出するリセット回路を構成し、スイッチＳa1又はスイッチＳa2がオフ時にトランスＴ１の励磁インダクタンスにより発生する逆起電力を直流電源Ｖdcに回生することで、スイッチＳa1及びスイッチＳa2への印加電圧を大幅に低減する。

制御回路１０は、スイッチＳ1とスイッチＳ2とを交互にオンさせ、スイッチＳa1とスイッチＳa2とを交互にオンさせ、スイッチＳ1とスイッチＳ2とがオフしている期間前にスイッチＳa1とスイッチＳa2とのどちらか一方をオンさせることでスイッチＳ1とスイッチＳ2とがオフしている期間にコンデンサＣr1とコンデンサＣr2とリアクトルＬｒとの共振動作によりスイッチＳ1，Ｓ2のゼロ電圧スイッチングを行う。

次にこのように構成された実施例１の共振型電力変換装置の動作を、図２に示すステートＡ，Ｂにおける動作波形、図３に示すステートＡ，Ｂにおけるモード遷移図を参照しながら詳細に説明する。図３のモード遷移図では、動作している部分のみを実線で図示した。

なお、図２において、Ｓ1gはスイッチＳ1のゲートに印加されるゲート信号、Ｓ2gはスイッチＳ2のゲートに印加されるゲート信号、Ｓa1gはスイッチＳa1のゲートに印加されるゲート信号、Ｓa2gはスイッチＳa2のゲートに印加されるゲート信号、Ｖdcは直流電源Ｖdcの電圧、iLrはリアクトルＬｒに流れる電流、ｉｘは負荷ＲＬに流れる電流、Ｖs1はスイッチＳ1のコレクタ−エミッタ間電圧、Ｖs2はスイッチＳ2のコレクタ−エミッタ間電圧、ｉs1はスイッチＳ1あるいはダイオードＤ1に流れる電流、ｉs2はスイッチＳ2あるいはダイオードＤ2に流れる電流である。

まず、ステートＡのモードＭ０においては、スイッチＳ1がオフし、スイッチＳ2がオンしている状態である。ダイオードＤ2に流れる電流ｉs2（負の電流）は負荷ＲＬに流れる。なお、負荷電流ｉxは一定値である。

次に、ステートＡのモードＭ１−１において、ゲート信号Ｓa1gによりスイッチＳa1がオンし、Ｖdc→Ｓa1→Ｄa1→ｎ2→Ｌｒの経路で電流ｉLrが流れ、電流ｉLrと電流ｉs2（負の電流）とが負荷ＲＬに流れる。このとき、ｎ1→Ｖdc→Ｄn1→ｎ1の経路で電流が流れる。一次巻線ｎ1には直流電源Ｖdcの電圧が印加され、一次巻線ｎ1と二次巻線ｎ2と三次巻線ｎ３との巻線比が２：１：１であるので、二次巻線ｎ2と三次巻線ｎ３との接続点には、直流電圧Ｖdcの１／２の電圧が印加される。ステートＡのモードＭ１−２において、電流ｉLrが電流ｉxよりも大きくなると、電流ｉLrから電流ｉxを引いた電流ｉs2（正の電流）がスイッチＳ2に流れる。

次に、ステートＡのモードＭ２において、ゲート信号Ｓ2gによりスイッチＳ2がオフすると、リアクトルＬｒとコンデンサＣr1，Ｃr2とで共振が起こる。この時、コンデンサＣr2に電荷が流入し、コンデンサＣr1の電荷が放出する。このため、スイッチＳ2の両端電圧Ｖs2が上昇し、スイッチＳ1の両端電圧Ｖs1が下降していく。

次に、ステートＡのモードＭ３−１において、コンデンサＣr2の両端電圧Ｖcr2が電圧Ｖdcより大きくなると、ダイオードＤ1がオンし、ダイオードＤ1に電流ｉs1が流れる（負の電流）。このとき、ゲート信号Ｓ1gによりスイッチＳ1をオンさせる。これにより、スイッチＳ1のゼロ電圧スイッチングを実現することができる。ステートＡのモードＭ３−２において、電流ｉLrが電流ｉxよりも小さくなると、電流ｉxから電流ｉLrを引いた電流ｉs1（正の電流）がスイッチＳ1に流れる。

次に、ステートＢのモードＭ０において、電流iLrがゼロになると、ゲート信号Ｓa1gによりスイッチＳa1がオフし、電流is1のみが負荷ＲＬに流れる。また、スイッチＳa1がオフすると、トランスＴ１の励磁インダクタンスによる逆起電力が発生するが、この逆起電力をダイオードＤRとリセット巻線ｎRとにより直流電源Ｖdcに回生するので、スイッチＳa1への印加電圧が大幅に低減する。

次に、ステートＢのモードＭ１において、ゲート信号Ｓa2gによりスイッチＳa2がオンすると、Ｓ1→Ｌr→ｎ3→Ｄa2→Ｓa2の経路で電流iLrが流れる。このため、スイッチＳ1に流れる電流is1が上昇する。このとき、ｎ1→Ｖdc→Ｄn1→ｎ1の経路で電流が流れる。一次巻線ｎ1には直流電源Ｖdcの電圧が印加され、一次巻線ｎ1と二次巻線ｎ2と三次巻線ｎ３との巻線比が２：１：１であるので、二次巻線ｎ2と三次巻線ｎ３との接続点には、直流電圧Ｖdcの１／２の電圧が印加される。

次に、ステートＢのモードＭ２において、ゲート信号Ｓ1gによりスイッチＳ1がオフすると、リアクトルＬｒとコンデンサＣr1，Ｃr2とで共振が起こる。この時、コンデンサＣr1に電荷が流入し、コンデンサＣr2の電荷が放出する。このため、スイッチＳ1の両端電圧Ｖs1が上昇し、スイッチＳ2の両端電圧Ｖs2が下降していく。

次に、ステートＢのモードＭ３において、コンデンサＣr1の電圧Ｖcr1が電圧Ｖdcより大きくなると、ダイオードＤ2がオンし、ダイオードＤ2に電流ｉs2が流れる（負の電流）。ゲート信号Ｓ2gによりスイッチＳ2がオンし、電流ｉs2が流れる。そして、ステートＡのモードＭ０において、電流iLrがゼロになると、ゲート信号Ｓa2gによりスイッチＳa2がオフし、電流is2のみが負荷ＲＬに流れる。また、スイッチＳa2がオフすると、トランスＴ１の励磁インダクタンスによる逆起電力が発生するが、この逆起電力をダイオードＤRとリセット巻線ｎRとにより直流電源Ｖdcに回生するので、スイッチＳa2への印加電圧が大幅に低減する。

次に、図４に示すステートＣ，Ｄにおける動作波形、図５に示すステートＣ，Ｄにおけるモード遷移図を参照しながら共振型電力変換装置の動作を詳細に説明する。図５のモード遷移図では、動作している部分のみを実線で図示した。

まず、ステートＣのモードＭ０においては、スイッチＳ2がオフし、スイッチＳ1がオンしている状態である。ダイオードＤ1に電流ｉs1が流れるが、この電流ｉs1は負荷ＲＬに流れる電流と同じである。なお、負荷電流ｉxは一定値である。

次に、ステートＣのモードＭ１−１において、ゲート信号Ｓa2gによりスイッチＳa2がオンし、Ｌｒ→n3→Ｄa2→Ｓa2の経路で電流ｉLrが流れる。電流ｉxは電流ｉLrと電流ｉs2とに分流される。このとき、ｎ1→Ｖdc→Ｄn1→ｎ1の経路で電流が流れる。一次巻線ｎ1には直流電源Ｖdcの電圧が印加され、一次巻線ｎ1と二次巻線ｎ2と三次巻線ｎ３との巻線比が２：１：１であるので、二次巻線ｎ2と三次巻線ｎ３との接続点には、直流電圧Ｖdcの１／２の電圧が印加される。ステートＣのモードＭ１−２において、電流ｉLrが電流ｉxよりも大きくなると、電流ｉLrから電流ｉxを引いた電流ｉs1（正の電流）がスイッチＳ1に流れる。

次に、ステートＣのモードＭ２において、ゲート信号Ｓ1gによりスイッチＳ1がオフすると、リアクトルＬｒとコンデンサＣr1，Ｃr2とで共振が起こる。この時、コンデンサＣr1に電荷が流入し、コンデンサＣr2の電荷が放出する。このため、スイッチＳ1の両端電圧Ｖs1が上昇し、スイッチＳ2の両端電圧Ｖs2が下降していく。

次に、ステートＣのモードＭ３−１において、コンデンサＣr1の両端電圧Ｖcr1が電圧Ｖdcより大きくなると、ダイオードＤ2がオンし、ダイオードＤ2に電流ｉs2が流れる。このとき、ゲート信号Ｓ2gによりスイッチＳ2をオンさせる。これにより、スイッチＳ2のゼロ電圧スイッチングを実現することができる。ステートＣのモードＭ３−２において、電流iLrが電流ixよりも小さくなると、電流ixから電流iLrを引いた電流ｉs2がスイッチＳ2に流れる。

次に、ステートＤのモードＭ０において、電流iLrがゼロになると、ゲート信号Ｓa2gによりスイッチＳa2がオフし、電流is2のみが負荷ＲＬに流れる。また、スイッチＳa2がオフすると、トランスＴ１の励磁インダクタンスによる逆起電力が発生するが、この逆起電力をダイオードＤRとリセット巻線ｎRとにより直流電源Ｖdcに回生するので、スイッチＳa2への印加電圧が大幅に低減する。

次に、ステートＤのモードＭ１において、ゲート信号Ｓa1gによりスイッチＳa1がオンすると、Ｓa1→Ｄa1→ｎ2→Ｌr→Ｓ2の経路で電流iLrが流れる。このため、スイッチＳ2に流れる電流is２が上昇する。このとき、ｎ1→Ｖdc→Ｄn1→ｎ1の経路で電流が流れる。一次巻線ｎ1には直流電源Ｖdcの電圧が印加され、一次巻線ｎ1と二次巻線ｎ2と三次巻線ｎ３との巻線比が２：１：１であるので、二次巻線ｎ2と三次巻線ｎ３との接続点には、直流電圧Ｖdcの１／２の電圧が印加される。

次に、ステートＤのモードＭ２において、ゲート信号Ｓ2gによりスイッチＳ2がオフすると、リアクトルＬｒとコンデンサＣr1，Ｃr2とで共振が起こる。この時、コンデンサＣr2に電荷が流入し、コンデンサＣr1の電荷が放出する。このため、スイッチＳ2の両端電圧Ｖs2が上昇し、スイッチＳ1の両端電圧Ｖs1が下降していく。

次に、ステートＤのモードＭ３において、コンデンサＣr2の電圧Ｖcr2が電圧Ｖdcより大きくなると、ダイオードＤ1がオンし、ダイオードＤ1に電流ｉs1が流れる。ゲート信号Ｓ1gによりスイッチＳ1がオンし、電流ｉs1が流れる。そして、ステートＣのモードＭ０において、電流iLrがゼロになると、ゲート信号Ｓa1gによりスイッチＳa1がオフし、電流is1のみが負荷ＲＬに流れる。また、スイッチＳa1がオフすると、トランスＴ１の励磁インダクタンスによる逆起電力が発生するが、この逆起電力をダイオードＤRとリセット巻線ｎRとにより直流電源Ｖdcに回生するので、スイッチＳa1への印加電圧が大幅に低減する。

このように実施例１の共振型電力変換装置によれば、従来の２つの分圧用のコンデンサＣ1，Ｃ2に代えて、トランスＴ１を用いたので、コンデンサと同等の性能を得ることができる。即ち、トランスＴ１の一次巻線ｎ1と二次巻線ｎ2と三次巻線ｎ３との巻線比が２：１：１であるので、二次巻線ｎ2と三次巻線ｎ３との接続点には、直流電圧Ｖdcの１／２の電圧を印加することができる。

また、スイッチＳa1又はスイッチＳa2がオフ時にはトランスＴ１の励磁インダクタンスによる逆起電力が発生するが、この逆起電力をダイオードＤRとリセット巻線ｎRとにより直流電源Ｖdcに回生するので、スイッチＳa1，Ｓa2への印加電圧が大幅に低減する。従って、スイッチＳa1，Ｓa2の劣化や破壊を防ぎ高寿命化が図れ、信頼性の高い共振型電力変換装置を提供することができる。

なお、ダイオードＤRとリセット巻線ｎRとを設けない場合には、スイッチＳa1又はスイッチＳa2がオフ時に、トランスＴ１の励磁インダクタンスによる逆起電力により二次巻線ｎ2と三次巻線ｎ3に発生した電圧、即ち、サージ電圧がスイッチＳa1，Ｓa2に印加されるため、スイッチＳa1，Ｓa2の破壊が懸念されるが、本願発明ではこのような問題がなくなる。

図６は本発明の実施例２の共振型電力変換装置を示す回路図であり、この回路図は、ハーフブリッジ構成の共振型電力変換装置である。実施例２の共振型電力変換装置は、図１に示す実施例１の共振型電力変換装置に、さらに、コンデンサＣ10、コンデンサＣ20、リアクトルＬｆ、コンデンサＣｆが追加されている。

直流電源Ｖdcの両端にコンデンサＣ10とコンデンサＣ20との直列回路が接続されている。コンデンサＣ10とコンデンサＣ20との接続点とスイッチＳ1とスイッチＳ2との接続点との間にはリアクトルＬｆとコンデンサＣｆとの直列回路（高調波除去用フィルタ回路）が接続されている。コンデンサＣｆの両端には負荷ＲＬが接続されている。負荷ＲＬには単相の正弦波交流が供給される。

このように構成された実施例２の共振型電力変換装置によっても、実施例１の共振型電力変換装置と同様な効果が得られる。

図７は本発明の実施例３の共振型電力変換装置を示す回路図である。図６に示す実施例２の共振型電力変換装置は、ハーフブリッジ構成であるのに対して、実施例３の共振型電力変換装置は、単相フルブリッジ構成であることを特徴とする。

即ち、実施例３の共振型電力変換装置は、一次巻線ｎ1と二次巻線ｎ2,ｎ4と三次巻線ｎ3,ｎ5とリセット巻線ｎRとを有するトランスＴ２と、ダイオードＤR,Ｄn1とを有する。また、実施例３の共振型電力変換装置は、Ｕ相用として、スイッチＳU1,ＳU2,Ｓa1,Ｓa2と、ダイオードＤa1,Ｄa2と、コンデンサＣr1,Ｃr2と、リアクトルＬr1とを有し、Ｖ相用として、スイッチＳV1,ＳV2,Ｓa3,Ｓa4と、ダイオードＤa3,Ｄa4と、コンデンサＣr3,Ｃr4と、リアクトルＬr2とを有している。

制御回路１０ｂは、制御回路１０と同一機能を有し、スイッチＳU1,ＳU2,Ｓa1,Ｓa2と、スイッチＳV1,ＳV2,Ｓa3,Ｓa4とのオン／オフを制御する。

このように構成された実施例３の共振型電力変換装置によっても、実施例１の共振型電力変換装置と同様な効果が得られる。

図８は本発明の実施例４の共振型電力変換装置を示す回路図である。図１に示す実施例１の共振型電力変換装置は、１相分の構成であるのに対して、実施例４の共振型電力変換装置は、３相フルブリッジ構成であることを特徴とする。

即ち、実施例４の共振型電力変換装置は、一次巻線ｎ1と二次巻線ｎ2,ｎ4,ｎ6と三次巻線ｎ3,ｎ5,ｎ7とリセット巻線ｎRとを有するトランスＴ３と、ダイオードＤR,Ｄn1とを有する。また、実施例４の共振型電力変換装置は、Ｕ相用として、スイッチＳU1,ＳU2,Ｓa1,Ｓa2と、ダイオードＤa1,Ｄa2と、コンデンサＣr1,Ｃr2と、リアクトルＬr1とを有し、Ｖ相用として、スイッチＳV1,ＳV2,Ｓa3,Ｓa4と、ダイオードＤa3,Ｄa4と、コンデンサＣr3,Ｃr4と、リアクトルＬr2とを有し、Ｗ相用として、スイッチＳw1,Ｓw2,Ｓa5,Ｓa6と、ダイオードＤa5,Ｄa6と、コンデンサＣr5,Ｃr6と、リアクトルＬr3とを有している。

制御回路１０ｃは、制御回路１０と同一機能を有し、スイッチＳU1,ＳU2,Ｓa1,Ｓa2と、スイッチＳV1,ＳV2,Ｓa3,Ｓa4と、スイッチＳw1,Ｓw2,Ｓa5,Ｓa6とのオン／オフを制御する。

このように構成された実施例４の共振型電力変換装置によっても、実施例１の共振型電力変換装置と同様な効果が得られる。

なお、本発明は、実施例１乃至４の共振型電力変換装置に限定されるものではない。実施例１では、スイッチＳa1のゲート信号Ｓa1gは、ステートＡのモードＭ１，Ｍ２，Ｍ３の期間とステートＤのモードＭ１，Ｍ２，Ｍ３の期間とにおいてオンとし、スイッチＳa2のゲート信号Ｓa2gは、ステートＢのモードＭ１，Ｍ２，Ｍ３の期間とステートＣのモードＭ１，Ｍ２，Ｍ３の期間とにおいてオンとしたが、スイッチＳa1のゲート信号Ｓa1gは、ステートＡのモードＭ１，Ｍ２，Ｍ３及びステートＢのモードＭ０の期間とステートＤのモードＭ１，Ｍ２，Ｍ３及びステートＣのモードＭ０の期間とにおいてオンとし、スイッチＳa2のゲート信号Ｓa2gは、ステートＢのモードＭ１，Ｍ２，Ｍ３及びステートＡのモードＭ０の期間とステートＣのモードＭ１，Ｍ２，Ｍ３及びステートＤのモードＭ０の期間とにおいてオンとしても良い。このようにしても、実施例１の共振型電力変換装置と同様な効果が得られる。

本発明は、例えば、電気自動車用インバータに適用可能である。

Ｖdc 直流電源
Ｓ1,Ｓ2, Ｓ10,Ｓ20,Ｓa1,Ｓa2 スイッチ
Ｄa1,Ｄa2,ＤR,Ｄn1, Ｄ1,Ｄ2 ダイオード
Ｃr1,Ｃr2 コンデンサ
Ｔ１トランス
ｎ1 一次巻線
ｎ2 二次巻線
ｎ3 三次巻線
ｎR リセット巻線
Ｌｒリアクトル
ＲＬ負荷
１０制御回路

Claims

一次巻線と二次巻線と前記二次巻線に直列に接続された三次巻線と前記一次巻線に直列に接続されたリセット巻線とを有するトランスと、
直流電源の両端の間に接続され、第１スイッチと第２スイッチとからなる第１直列回路と、
前記第１スイッチに並列に接続された第１コンデンサ及び第１ダイオードと、前記第２スイッチに並列に接続された第２コンデンサ及び第２ダイオードと、
前記直流電源の両端の間に接続され、前記トランスの前記一次巻線と第３ダイオードとからなる第２直列回路と、
前記直流電源の両端の間に接続され、前記トランスの前記リセット巻線と第４ダイオードとからなる第３直列回路と、
前記第１スイッチと前記第２スイッチとの接続点と前記トランスの前記二次巻線と前記三次巻線との接続点との間に接続されたリアクトルと、
前記直流電源の一端と前記トランスの前記二次巻線の一端との間に接続された第１補助スイッチと、
前記直流電源の他端と前記トランスの前記三次巻線の一端との間に接続された第２補助スイッチと、
前記第１スイッチ及び前記第２スイッチがゼロ電圧スイッチングとなるように、前記第１スイッチと前記第２スイッチとを交互にオンさせ、前記第１補助スイッチと前記第２補助スイッチとを交互にオンさせる制御回路と、
を備えることを特徴とする共振型電力変換装置。
前記第１補助スイッチは、第３スイッチと第５ダイオードとを直列に接続し、前記第２補助スイッチは、第４スイッチと第６ダイオードとを直列に接続した構成であることを特徴とする請求項１記載の共振型電力変換装置。
前記トランスの各巻線比は、
リセット巻線：一次巻線：二次巻線：三次巻線＝２：２：１：１
であることを特徴とする請求項１又は請求項２記載の共振型電力変換装置。
請求項１乃至請求項３のいずれか１項に記載の共振型電力変換装置を、ハーフブリッジ構成又は単相フルブリッジ構成又は３相フルブリッジ構成にして、負荷に交流電力を供給することを特徴とする共振型電力変換装置。