CN106961218B - 闸控双向双轨串联谐振变换器电源供应器 - Google Patents

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Abstract

切换级包括第一多个开关，所述第一多个开关被配置来从体电压产生交流电流。变压器具有一个一次侧和多个二次侧，所述一次侧被配置来接收所述交流电流。第二多个开关通过第一谐振滤波器耦接到所述多个二次侧中的第一个以提供第一电压输出。第三多个开关通过第二谐振滤波器耦接到所述多个二次侧中的第二个以提供第二电压输出，所述第二电压输出的极性与所述第一电压输出的极性相反。控制器被配置来根据所述第一多个开关的通断状态和准则控制所述第二多个开关和所述第三多个开关，所述准则包括所述第一电压输出或所述第二电压输出的绝对值是否超过参考电压。

Description

闸控双向双轨串联谐振变换器电源供应器
技术领域
本文所公开的各方面总体涉及闸控双向谐振DC-DC变换器，所述变换器可提供从输入到一组双输出、从任一个输出到另一个输出或者从任一个输出或两个输出到输入的通过电流隔离屏障的功率传输。
背景技术
放大器包括被设计来隔离或调整信号电平以使其适合于驱动电路或负载的电子电路。在音频情境中，音频放大器可被布置来对具有大约20赫兹(Hz)到20千赫(kHz)的频率的信号进行操作。例如，音频放大器可被布置来将线路电平音频信号放大到适合于驱动扬声器或其他声音重现装置的电平。
音频放大器的电路布置可被构造来均衡诸如功率效率、耗散、线性度和电路复杂性的准则。类似地，用于放大器的电源供应器可基于各种要求来布置。这些要求可取决于放大器电路布置以及其他基于平台的参数。作为一些实例，电源供应器可被布置来考虑平均电流电平、最大可容忍纹波电压、电源供应器输出阻抗和峰值电流限制，以及诸如部件间距和成本限制的非电气问题。
发明内容
在第一说明性实施方案中，切换级包括第一多个开关，所述第一多个开关被配置来从体电压产生交流电流。变压器具有一个一次侧和多个二次侧，所述一次侧被配置来接收所述交流电流。第二多个开关通过第一谐振滤波器耦接到所述多个二次侧中的第一个以提供第一电压输出。第三多个开关通过第二谐振滤波器耦接到所述多个二次侧中的第二个以提供第二电压输出，所述第二电压输出的极性与第一电压输出的极性相反。控制器被配置来根据所述第一多个开关的通断状态和准则控制所述第二多个开关和所述第三多个开关，所述准则包括第一电压输出或第二电压输出的绝对值是否超过参考电压。
在第二说明性实施方案中，一种系统包括串联谐振变换器的双向模式控制器，所述双向模式控制器提供第一电压输出和第二电压输出。所述串联谐振变换器包括：第一开关和第二开关，其被配置来向变压器的一次侧提供脉冲串输出；第三开关和第四开关，其连接到变压器的第一二次侧；以及第五开关和第六开关，其连接到变压器的第二二次侧。所述控制器被配置成：在第一模式中，当第一电压输出和第二电压输出的绝对值都不超过参考电压时，将第三开关和第六开关设置成与第一开关在通断时间上同步的状态以获得第一电压输出，并且将第四开关和第五开关设置成与第二开关在通断时间上同步的状态以获得第二电压输出。所述控制器还被配置成：在第二模式中，当第一电压输出或第二电压输出的绝对值中的至少一个超过参考电压时，控制第三开关、第四开关、第五开关和第六开关来提供路径，以供电流从第一电压输出或第二电压输出中的一个或多个流回到变压器的第一二次侧或第二二次侧中的一个或多个。
在第三说明性实施方案中，一种方法包括通过串联谐振变换器的双向模式控制器提供第一电压输出和第二电压输出，所述串联谐振变换器包括：第一开关和第二开关，其向变压器的一次侧提供脉冲串输出；第三开关和第四开关，其连接到变压器的第一二次侧；以及第五开关和第六开关，其连接到变压器的第二二次侧。所述方法还包括：当第一电压输出和第二电压输出的绝对值都不超过参考电压时，将第三开关和第五开关设置成与第一开关在通断时间上同步的状态以获得第一电压输出，并且将第四开关和第六开关设置成与第二开关在通断时间上同步的状态以获得第二电压输出。所述方法还包括：当第一电压输出或第二电压输出的绝对值中的至少一个超过参考电压时，控制第三开关、第四开关、第五开关和第六开关来提供路径，以供电流从第一电压输出或第二电压输出中的一个或多个流回到变压器的第一二次侧或第二二次侧中的一个或多个。
附图说明
在所附权利要求书中特别指出本公开的实施方案。然而，通过参考以下结合附图进行的详细描述，各种实施方案的其他特征将变得更明显且将得到最好地理解，在附图中：
图1是简化的功率放大器的框图；
图2示出具有脉冲宽度调制实现方式的简化的开关功率放大器的框图；
图3示出假想的电感器电流的夸大图；
图4示出闸控双向串联谐振变换器的示例图；
图5示出闸控双向串联谐振变换器的第一操作模式的示例图；
图6示出闸控双向串联谐振变换器的第二操作模式的示例图；
图7示出闸控双向串联谐振变换器的第三操作模式的示例图；
图8示出闸控双向串联谐振变换器的第二操作模式的示例图，其中示出了二次侧电流；
图9示出闸控双向串联谐振变换器的第四操作模式的示例图，其中在CCM操作中示出了二次侧电流；
图10示出双向开关控制的示例图；
图11示出闸控双向串联谐振变换器的替代形式的示例图；
图12示出闸控双向串联谐振变换器的全电桥同时传导形式的示例图；并且
图13示出闸控双向串联谐振变换器的全电桥交替传导形式的示例图。
具体实施方式
按照要求，本文公开了本发明的详细实施方案；然而，应理解，所公开的实施方案仅仅是可以各种和替代形式体现的本发明的示例。附图未必按比例绘制；一些特征可能被夸大或最小化以示出特定部件的细节。因此，本文中公开的具体结构细节和功能细节不应被解释为限制性的，而仅仅作为教导本领域技术人员以不同方式运用本发明的代表性基础。
图1是简化的功率放大器102的框图100。功率放大器102(诸如图100中所示出的功率放大器)通过以下方式来操作：获得参考或输入信号104，所述参考或输入信号104是在时间上从正极性到负极性交变的交流(AC)电压；以及增加输入信号104的幅度来提供输出信号106。输出信号106可随后耦接到负载108。在一个实例中，负载108可以是将电能变换成机械能的换能器。
功率放大器102可利用一些简单的布置输出正电压和负电压，所述布置具有一组简单的直流(DC)电源供应轨V输出，即，具有正极性的一个轨V输出+和具有负极性的第二轨V输出-。所述轨可由功率变换器110生成，所述功率变换器110被配置来提供可供功率放大器102汲取的功率。在一个实例中，功率变换器110可包括多个级，或在其他实例中，功率变换器110可包括连接到AC或DC电源114的单个级。功率变换器110的布置固有地具有与每个输出相关联的等效串联阻抗Ro1和Ro2，以及最大通过量功率能力。最大通过量功率能力可受到各种因素的限制，所述因素诸如布置的基础部件、成本、效率和物理空间考虑因素。为了补充功率变换器110的有限的最大能力，可将能量存储在电连接到功率变换器110的输出118的电容器116内，所述电容器116提供低阻抗路径以供电流流到功率放大器102。当功率放大器102的输出在一个方向上摆动时，轨电压V输出将响应于来自连接到功率放大器输出的负载108的增加的电流需求而下降。
图2示出具有脉冲宽度调制(PWM)实现方式的简化的开关功率放大器202的框图200。示例性D类开关功率放大器202包括切换级204，其中开关S1和S2交替传导并且提供切换级输出206。切换级输出206被提供到输出级208，在所述输出级208中，由包括电感器Lf和电容器Cf的滤波器对切换级输出206进行平均以产生输出信号106。通过使用PWM，相较于标准线性功率放大器102设计，功率放大器202的效率可大大增加。然而，切换级204的切换级输出206是脉冲串，必须在时间上对其进行平均以在输出信号106中更忠实地重建输入音频信号104。
应注意的是，图200中示出的简化的开关功率放大器202仅仅是一个实例，并且可使用其他开关模式设计，诸如I类设计或其他D类设计。不论如何，与功率放大器102相比，当开关功率放大器202的输出在一个方向上摆动时，在许多设计中，相反的轨V输出可由于输出级208中的循环电流而升高。
图3示出假想的电感器电流302的夸大图300。如图所示，电感器电流302表示图2所示简化的D类功率放大器202的切换级的切换级输出206的实例。值得注意的是，电感器电流302可从两个DC轨V输出(例如，正轨V输出+和负轨V输出-)汲取，即使通向负载108的电流是在单个方向上流过功率放大器202。
当功率放大器202的切换级204的切换级输出206具有50％的有效占空比时，从正轨V输出+(开关S1接通)汲取到电感器中的电流通过负轨V输出-进行放电(开关S2接通)，从而在轨V输出上产生为零的平均汲取。然而，当功率放大器202的输出信号106摆动到一个极性相应的开关时，所述开关具有相对较大的占空比并且相反开关具有相对较低的占空比。在这种情况下，电流被存储在电感器Lf中并且增加与输出信号106移动的极性相反的所存储电荷。
例如，当开关S1接通，开关S2断开并且开关S1的占空比大于50％时，电感器中的从正轨V输出+流出的平均电流上升，从而导致轨V输出+由于输出阻抗Ro1和Ro2而下降。在开关S2接通并且开关S1断开的时间段期间，这个电流继续在电感器Lf中流动；然而，流动现在是从负轨V输出-进行。这导致电荷在负轨电容器(如例如在图1中示出为C2)中生长。
当由开关功率放大器202重现的频率下降时，在输出摆动期间由相反的轨V输出存储的电荷量可生成电压，所述电压可能太高以致于放大器202的装置无法处理。因此，所述装置可能遭受诸如雪崩击穿的问题。解决这些问题的一种方法是使用大量的能量存储，以使得从一个轨V输出移动到另一个轨的电荷在轨V输出上产生最小的电压上升。
图4示出闸控双向串联谐振功率变换器402的示例图400。闸控双向功率变换器402是可允许电流在较高绝对电势到具有较低电势的区域的方向上流动的功率变换器。因此，闸控双向功率变换器402可允许功率放大器202在不使用过量能量存储(例如，用于轨稳定化)的情况下更好地处理需要较大功率(诸如针对大容量低频放大)的情况。
双向功率变换器402包括具有一次侧Lp1以及二次侧Ls1和Ls2的变压器T1。变压器T1还包括谐振电感器Lk1、Lk2、Lk3和Lk4。在本文描述的实例中，谐振电感器与变压器T1集成。然而，应注意的是，在其他实例中，谐振电感器Lk可实现为外部实现的零件。谐振电感器Lk1和Lk3串联连接到Ls1二次侧，而谐振电感器Lk2和Lk4串联连接到Ls2二次侧。集成变压器T1还提供用于中心分接头输出，如图所示，所述中心分接头输出可连接到接地。
如图400所示，闸控双向串联谐振变换器402组合了集成变压器T1的一次侧Lp1上的半电桥404与集成变压器T1的二次侧Ls1和Ls2上的两个半电桥406，所述两个半电桥406通过电容器Cr1和Cr2耦接到集成变压器T1。半电桥404包括开关S1和S2，其允许来自电源114的电压Vi跨滤波电容器Cf1和Cf2在任一方向上施加到一次侧Lp1。电容器Cf1和Cf2用来确保相对于T1的偏移量平均为零。半电桥406中的第一个允许将变压器T1的Ls1与中心分接头之间的电压跨滤波电容器Cf3在任一方向上施加到Vo+输出，并且半电桥406中的第二个允许将变压器T1的中心分接头与Ls2之间的电压跨滤波电容器Cf4在任一方向上施加到Vo-输出。
开关S1-S6可使用各种类型的开关装置来实现，诸如具有整体式体二极管的金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)、具有内部共同封装(co-packed)二极管或外部反并联二极管的绝缘闸双极晶体管(IGBT)等。开关S3-S6可由闸控双向开关控制408基于诸如开关S1和S2的状态的因素所生成的信号来控制。如以下详细讨论的，通过开关S1至S6的控制，闸控双向串联谐振变换器402支持多种操作模式。
图5示出闸控双向串联谐振变换器402的第一操作模式的示例图500。在被称为正向模式的第一模式中，功率流是从一次侧Lp1(Vi-Vi返回)到二次侧Ls1和Ls2，到Vo+和Vo-。在轻的负载下，T1的磁化电感能够在S1和S2两者中实现零电压切换(ZVS)。T1内的磁化电感在每个开关转变期间存储电流。IT1可指进入Lp1的电流和变压器T1的磁化电流。这个电流可上升到最大值，如等式1(如以下列出)所描述。因为电流在两个开关都断开的间隔(停歇时间)期间几乎是恒定的，使用等式2(如以下列出)可以找到ZVS所必需的最小停歇时间(t2至t3)。
Figure BDA0001194892530000061
Figure BDA0001194892530000062
图6示出闸控双向串联谐振变换器402的第二操作模式的示例图600。第二操作模式也被称为正向模式，因为功率从输入侧通过变压器T1传递到输出侧，在输出侧处能量被存储在Cf3和Cf4中并且由放大器202使用。因为图600示出了正向模式，所以在此实例中能量仅在输入到输出的方向上移动。如在图600中可以看出，这种操作模式得出针对一次侧开关S1和S2的零电流切换(ZCS)以及近ZVS，因为在装置开启之前电压不会明显转变。
由于变压器T1的两个二次侧(例如Ls1和Ls2)同时传导，电感器Lk1和Lk2变成并联的以形成Lk1_2，其中Lk1_2＝0.5*Lk1＝0.5*Lk2。电感器Lk3和Lk4具有相反的电流并且很好地耦接起来；因此，它们的电感被消除。可为外部等值电容器的Cr1和Cr2在这种模式中也变成并联的，从而形成Cr1_2，其中Cr1_2＝Cr1+Cr2。通过变压器T1的电流形状受控于Lk1_2和Cr1_2的谐振。这个回路的谐振频率fr_1等于被视为等式3(如以下列出)的公式，并且被设计成大于变换器402的切换频率。
Figure BDA0001194892530000071
通过谐振回路的峰值电流受到在输入下可获得的电压、切换频率和回路阻抗的限制。用于确定通过回路的最大电流的等式被示出为等式4(如以下列出)，其中n是二次侧匝数对一次侧匝数的比。这可用于确定回路的安全阻抗，以使得在跨二次侧轨Vo+和Vo-发生短路的情况下，或当限制在输入完全充电且输出完全放电时的启动电流时，一次侧装置不会受损。
Figure BDA0001194892530000072
在第二模式中，保持开关S3-S6断开并且使用装置内共同封装或寄生的无源二极管来在二次侧上传导电流。用于这种操作模式的拓扑结构可被视为是具有电压加倍二次侧的固定频率串联谐振变换器的拓扑结构。这个系统的谐振部分的增益Av可与变压器的匝数比一起用于预测变换器的电压输出，所述变换器具有跨两个输出的电阻性负载RL。这个增益在等式5(如以下列出)中被示出为Av。
Figure BDA0001194892530000073
其中：
RL：从Vo+到Vo-放置的电阻性负载
fsw：切换频率
n：变压器二次侧对一次侧匝数比Ns/Np
Cr：Cr1_2其中Cr1_2＝Cr1+Cr2
Lr：Lk1_2其中Lk1_2＝0.5*Lk1＝0.5*Lk2
图7示出闸控双向串联谐振变换器402的第三操作模式的示例图700。第三操作模式是第二模式的变型，其中代替跨两个输出Vo+到Vo-的负载，负载主要在一个输出上。这里，取决于有负载的输出，谐振回路的电感是Lk1+Lk3或Lk2+Lk4。在计算谐振频率时，仅使用单个电容器Cr1或Cr2，如等式6(以下列出)所示。
Figure BDA0001194892530000081
因为在这个配置中电感大得多，并且电容仅减少了一半，所以谐振频率将减小，从而允许操作更接近于谐振。当仅在一个轨上有短路而在另一个轨上没有短路时，在一次侧的开关中可获得的峰值电流于是将等于等式7(如以下列出)中所示的值。
Figure BDA0001194892530000082
图700中的波形示出了较低谐振频率操作，其中当以固定的停歇时间来操作时，闸控双向串联谐振变换器402现在开始失去S1和S2上的ZVS。然而，S1和S2在断开时被软切换，如通过就在每个开关被驱动以断开之前电流转变成接近零看出的。
在启动期间，当闸控双向串联谐振变换器402具有不同的负载时，在设定T1变压器的Lp1一次侧开关S1和S2的尺寸并且计算回路值时可使用等式4。因此，当存在时间相依性不对称负载时，闸控双向串联谐振变换器402在第三模式中操作。因此，峰值电流能力可由一次侧Lp1电压与从二次侧Ls反射回到一次侧Lp1的电压之间的差来驱动。一般来说，固定频率串流谐振变换器由于电压差而激励电流流动并且在电流上受到回路阻抗的限制。
图8示出闸控双向串联谐振变换器402的第二操作模式的示例图800(例如，类似于图600)，其中示出了二次侧电流。如图800所示，变换器402在模式二中操作，其中能量仅从一次侧Lp1流到二次侧(例如Ls1、Ls2)。二次侧电流在图800中示出为ILS1和ILS2，并且在所述模式中不同相，从而用相反的极性同时对输出Vo+和Vo-进行充电。
直到这时，闸控双向串联谐振变换器402拓扑结构的操作被切换成类似于固定频率串联谐振变换器的操作的操作。然而，闸控双向串联谐振变换器402还能够闸控二次侧开关S3-S6进入双向操作，从而允许电流从任一个二次侧(例如Ls1、Ls2)流到另一个二次侧(例如Ls2、Ls1)或流回到一次侧Lp1，这是由电势差来激励并且受到回路阻抗的限制。
图9示出闸控双向串联谐振变换器402的第四操作模式的示例图900，其中在连续传导模式(CCM)操作中示出了二次侧电流。
如以上指出的，当切换模式放大器202被驱动到足够低的频率时，闸控双向串联谐振变换器402的输出Vo可变得具有明显不对称的负载。当这种情况发生时，能量从有负载的轨移动到放大器输出106；然而，能量也通过存储在切换模式放大器202的输出级208的滤波器中的能量从有负载的输出106移动到无负载的输出106。
通过主动地闸控二次侧开关S3-S6，电流现在可在任何方向上流动，其中绝对量值是最大的至较小的量值。值得注意的是，二次侧开关通断时间与一次侧开关S1和S2同步。更具体地说，S1与S3和S6同步，而S2与S4和S5同步。这简化了所需的驱动信号发送，因为所有闸驱动信号可从两个180度相移脉冲串导出，其中在切换转变之间具有固定的停歇时间。
一旦闸控双向串联谐振变换器402被主动地闸控进入模式四，谐振频率与模式二和模式三相比较就被移位，其中T1的二次侧上的每个半电桥具有由等式8给出的谐振频率。在这种情况下，由于二次侧(例如Ls1或Ls2)中的一个上的电流流动逆转，两个绕组好像它们是并联那样起作用；因此，谐振电容是两个Cr1和Cr2的并联组合，而有效谐振电感变成Lk1或Lk2的电感的一半加上紧密耦接的电感Lk3＝Lk4。二次侧半电桥406的峰值电流能力现在受到具有最高电压的输出406与另一个输出406或一次侧的跨变压器T1所反射的电压Vi之间的差的限制。当从一个输出向另一个输出传输电流时，峰值电流如等式9中所示，其中Vo+等于V输出1且Vo-等于V输出2。
Figure BDA0001194892530000101
Figure BDA0001194892530000102
如图900所示，双向开关S3-S6已被启用并且电流在二次侧Ls2中具有逆转的方向。电流流动在一次侧半电桥404中也已经逆转，从而将电荷发送回到用于能量存储的电容器Cf1和Cf2。正输出Vo+半电桥开关S3和S4在接通(ZVS)和断开(ZCS)时都被软切换。然而，负侧装置S5和S6在接通时被硬切换并且在断开时几乎被软切换。
通过使第四模式中的谐振频率略低于切换频率的频率，可使装置寄生或共同封装的二极管的硬恢复最小化。这在诸如MOSFET的装置被用作二次侧开关S3-S6时可有益于装置可靠性。
闸控二次侧功率装置进入和离开双向模式(例如，进入和离开第四模式)允许闸控双向串联谐振变换器402的更有效操作。双向模式的全时间使用是可能的。然而，使用同步驱动信号可在串联谐振回路中导致另外的循环电流，这在功率从输入到输出意图为单向的时增加了损耗。如上所述，精心的设计允许闸控双向串联谐振变换器402利用更接近切换频率的较低谐振频率，这在从电压输出406中的较高输出向输入Vi或另一个输出406传输能量时将循环电流减小到最小值。
用于闸控二次侧功率装置上的双向开关S3-S6的触发可基于许多输入来选择，所述输入诸如供应器输出电压406、供应器输出电压406的导数、放大器输入信号104、放大器输出信号106或其他输入，这取决于在放大器功率装置上可以容忍的电压量。
图10示出闸控双向开关控制408的示例图1000。如图所示，图1000展示了用于选择性控制二次侧开关S3-S6的双向性的示例性电路。在这种示例性控制型式中，使用比较器1002-A和1002-B(统称为1002)将电源供应器输出Vo+和Vo-与固定的参考V参考+和V参考-相比较。例如，第一比较器1002-A可用来确定电源供应器输出Vo+是否大于V参考+，而第二比较器1002-B可用来确定电源供应器输出Vo-是否小于V参考-。可使用电压反相器1004从V参考+生成V参考-。因此，一旦电源供应器输出Vo+或Vo-的绝对值超过参考V参考的绝对值，比较器1002的输出处的结点就可被拉低(或拉高，这取决于实现方式)。
双向启用电路1006将比较器1002输出中的变化解释为对双向模式的请求，因为一个或两个电源供应器输出的绝对值太高并且需要采取行动。在一个实例中，第一双向启用电路1006-A可基于驱动开关S1或以其他方式指示开关S1的状态的驱动信号输入来控制对开关S3和S6的A驱动的双向模式启用，而第二双向启用电路1006-B可基于驱动开关S2或以其他方式指示开关S2的状态的驱动信号输入来控制对开关S4和S5的B驱动的双向模式启用。
在产生针对双向开关S3-S6的适当驱动信号时，闸控双向开关控制408检测一次侧驱动信号S1和S2中的每一个是否在上升缘或下降缘上。作为一种可能性，下降缘检测器1010-A可检测开关S1的驱动信号是否在下降缘上，上升缘检测器1012-A可检测开关S1的驱动信号是否在上升缘上，下降缘检测器1010-B可检测开关S2的驱动信号是否在下降缘上，上升缘检测器1012-B可检测开关S2的驱动信号是否在上升缘上。
双向启用电路1006可从上升缘检测器1012接收信号，并且可调整这些信号，然后将它们提供到生成开关S3和S6的A驱动和开关S4和S5的B驱动的设置/重置(S/R)触发器1014。
在一个实例中，对触发器1014的重置输入可连接到下降缘检测器1010的输出，并且对触发器1014的设置输入可连接到双向启用电路1006的输出。例如，下降缘检测器1010-A输出可连接到对生成开关S3和S6的A驱动的触发器1014-A的重置输入，上升缘检测器1012-A输出可连接到双向启用电路1006-A的设置输入，双向启用电路1006-A输出可连接到触发器1014-A的设置输入，下降缘检测器1010-B输出可连接到对生成开关S4和S5的B驱动的触发器1014-B的重置输入，上升缘检测器1012-B输出可连接到双向启用电路1006-B的输入，并且双向启用电路1006-B输出可连接到触发器1014-B的设置输入。因此，S/R触发器1014在开关S1和S2的驱动信号的下降缘上被重置，并且相反地，S/R触发器1014在开关S1和S2的驱动信号的上升缘上被设置，只要双向启用电路1006允许这样做。
作为一种可能性，双向启用电路1006的每个区块可实现为与逻辑闸，所述与逻辑闸将不允许设置对应的S/R触发器1014，除非上升缘和轨感测输出两者以及任何其他保护输入都很高。任何一个输入可保持二次侧开关(例如，在示例图400中的S3-S6)处于断开状态，从而允许电流仅流过开关的二极管部分。通过触发与一次侧开关(例如，在示例图400中的S1和S2)同步的二次侧开关，可在切换时使电流最小化而不需要使用外部传感器来找到电流在何处过零。任选地，可添加另外的电路以阻止A和B双向驱动两者同时接通，这种情况如果发生就可能对一个或多个电路装置造成损坏或破坏。
表1示出描述简化的双向启用电路1006的逻辑的示例性真值表。因为开关启用逻辑对于两组开关来说是相同的，所以是针对A异或B驱动示出的，所述A异或B驱动是这个表的逻辑异或函数。
Figure BDA0001194892530000121
表1：用于双向开关控制实例的真值表
对双向启用电路1006的其他输入(未示出)可包括以下中的一个或多个：微处理器控制的禁用、温度禁用、启动状态禁用，或被认为适合于禁用闸控双向串联谐振变换器402的双向性的任何其他功能或输入(例如，电源供应轨电压的导数、放大器输入信号电平、放大器输出信号电平或其他输入，这取决于在放大器功率装置上可以容忍的电压量)。
在这种谐振拓扑结构中，当电流谐振下降至几乎为零时接通和断开开关时，实现最高效率，如图8所示。如果命令二次侧开关(例如S3-S6)在并不是与一次侧开关(例如S1和S2)同步的时间接通和断开，那么由于开关与反并联二极管之间的快速电流换向，损耗可能增加，所述快速电流换向是由于在功率装置内发生的不理想的切换。
在一次侧开关的下降缘上触发二次侧开关也将允许变换器工作，但再一次地，在任一个一次侧开关都不接通时的停歇时间期间，电流可能不会达到它们的近零状态；因此，在这种情况下，双向串联谐振变换器402可具有相对较高的损耗。
图11示出闸控双向串联谐振变换器402的替代形式的示例图1100。与上文针对双轨固定频率双向串联谐振变换器402的简单形式所描述的图相比，图1100所示的变换器402的形式在变压器的一个绕组和对二次侧开关的相关联控制方面有所改变。更具体地说，变压器绕组Ls2的极性已反转，从而使得二次侧半电桥406能够彼此不同相地被驱动。对于切换的一个半周期，正输出Vo+被充电，而在另一个半周期上，负输出Vo-被充电。闸控双向串联谐振变换器402的其他构造形式可将两个同时传导或交替传导的半电桥组合以形成全电桥，其中两个输出都在每个半周期被充电。
图12示出闸控双向串联谐振变换器402'的全电桥同时传导形式的示例图1200。与闸控双向串联谐振变换器402相比，图1200的闸控双向串联谐振变换器402'还包括：另外的二次侧Ls3和Ls4，其极性与二次侧Ls1和Ls2的极性相反；以及另外的谐振电感器Lk5、Lk6、Lk7和Lk8。谐振电感器Lk5和Lk6串联连接到Ls3二次侧，而谐振电感器Lk6和Lk8串联连接到Ls4二次侧。二次侧Ls3与Ls4之间的中心分接头输出连接到接地。因此，闸控双向串联谐振变换器402'组合了集成变压器T1的一次侧Lp1上的半电桥404与二次侧上的全电桥，所述全电桥通过电容器Cr1和Cr2耦接到集成变压器T1的二次侧Ls1和Ls2并且通过电容器Cr3和Cr4耦接到二次侧Ls3和Ls4。类似于开关S3-S6，开关S7-S10可由闸控双向开关控制408基于诸如开关S1和S2的状态的因素所生成的信号来控制。
图13示出闸控双向串联谐振变换器402'的全电桥交替传导形式的示例图1300。与图1200所示的闸控双向串联谐振变换器402'的全电桥同时传导形式相比，图1300所示的变换器402’的形式在变压器绕组Ls2和Ls3的极性反转方面有所改变，从而使得二次侧全电桥能够彼此不同相地被驱动。
一般来说，闸控双向串联谐振变换器402可提供从输入到一组双输出、从任一个输出到另一个输出或者从任一个输出或两个输出到输入的通过电流隔离屏障的功率传输。闸控双向串联谐振变换器402还可在各种模式中工作，所述模式包括以下模式：其中二次侧输出可在每个半切换周期与一次侧功率装置同时切换，或在每个半切换周期与一次侧功率装置交替地切换。
关于本文描述的过程、系统、方法、启发内容等，应理解，虽然这类过程的步骤等已被描述为根据特定的顺序发生，但是这类过程可通过以不同于本文所述顺序的顺序执行的所述步骤来实施。还应理解，某些步骤可同时执行，可添加其他步骤，或可省略本文所描述的某些步骤。换句话说，本文对过程的描述是出于说明某些实施方案的目的而提供的，并且绝不应被解释为限制权利要求书。
虽然上文描述示例性实施方案，但并不意味着这些实施方案描述了本发明的所有可能形式。实际上，在说明书中使用的措词是用于描述而非限制，并且应理解，可在不脱离本发明的精神和范围的情况下做出各种改变。另外，各种实现实施方案的特征可加以组合来形成本发明的其他实施方案。

Claims (20)

1.一种闸控双向串联谐振变换器系统，其包括：
切换级，所述切换级包括第一多个开关，所述第一多个开关被配置来从体电压产生交流电流；
变压器，所述变压器具有一个一次侧和多个二次侧，所述一次侧被配置来接收所述交流电流，其中所述二次侧连接至中心分接头输出；
第二多个开关，所述第二多个开关通过第一谐振滤波器耦接到所述多个二次侧中的第一个以提供第一电压输出；
第三多个开关，所述第三多个开关与所述第二多个开关形成串联，并通过第二谐振滤波器耦接到所述多个二次侧中的第二个以提供第二电压输出，所述第二电压输出的极性与所述第一电压输出的极性相反，其中所述中心分接头输出被连接至所串联的开关，从而将所述串联的开关分成第一半电桥和第二半电桥，以便能够在跨所述第一谐振滤波器和第二谐振滤波器的任一方向上在所述第一半电桥或第二半电桥与所述中心分接头输出之间施加第一电压输出和/或第二电压输出；以及
控制器，所述控制器被配置来根据所述第一多个开关的通断状态和准则控制所述第二多个开关和所述第三多个开关，所述准则包括所述第一电压输出或所述第二电压输出的绝对值是否超过参考电压。
2.如权利要求1所述的系统，其中所述第一多个开关包括第一开关和第二开关，所述第一开关和所述第二开关被配置来交替操作以产生所述交流电流。
3.如权利要求2所述的系统，其中所述控制器还被配置来：当所述第一电压输出的所述绝对值和所述第二电压输出的所述绝对值都不超过所述参考电压时，将所述第二多个开关中的第一个和所述第三多个开关中的第一个设置成与所述第一多个开关中的所述第一开关在通断时间上同步，并且将所述第二多个开关中的第二个和所述第三多个开关中的第二个设置成与所述第一多个开关中的所述第二开关在通断时间上同步。
4.如权利要求1所述的系统，其中所述控制器还被配置来：当所述第一电压输出的所述绝对值或所述第二电压输出的所述绝对值中的至少一个超过所述参考电压时，控制所述第二多个开关和所述第三多个开关来提供路径，以供电流从所述第一电压输出或所述第二电压输出中的一个或多个流回到所述变压器的所述二次侧中的一个或多个。
5.如权利要求1所述的系统，其中所述第一谐振滤波器包括与所述变压器集成的第一电感器，并且所述第二谐振滤波器包括与所述变压器集成的第二电感器。
6.如权利要求1所述的系统，其中所述第一谐振滤波器包括与所述变压器分开的第一电感器，并且所述第二谐振滤波器包括与所述变压器分开的第二电感器。
7.如权利要求1所述的系统，其还包括：
比较器，所述比较器被配置来确定所述第一电压输出或所述第二电压输出是否超过参考电压；
第一检测器，所述第一检测器被配置来生成上升缘信号，所述上升缘信号指示驱动所述第一多个开关的信号是否在上升缘上；以及
双向启用电路，所述双向启用电路接收所述上升缘信号并且提供输出，所述双向启用电路被配置来(i)当检测到上升缘时，调整所述上升缘信号，以便在所述第一电压输出或所述第二电压输出超过参考电压时在双向模式中控制所述第二多个开关和所述第三多个开关，并且(ii)否则的话，阻止调整所述上升缘信号，以便在正向模式中控制所述第二多个开关和所述第三多个开关。
8.如权利要求7所述的系统，其还包括：
第二检测器，所述第二检测器被配置来生成下降缘信号，所述下降缘信号指示驱动所述第一多个开关的信号是否在下降缘上；以及
触发器，所述触发器被配置来基于所述下降缘信号和所述双向启用电路的所述输出生成用于第二多个开关和第三多个开关的驱动信号。
9.如权利要求7所述的系统，其中所述准则还包括以下中的一个或多个：对所述双向启用电路的微处理器控制的禁用信号输入，其在被设置时阻止所述双向启用电路进入所述双向模式；或者对所述双向启用电路的温度禁用输入，其在被设置时阻止所述双向启用电路进入所述双向模式。
10.一种闸控双向串联谐振变换器系统，其包括：
串联谐振变换器的双向模式控制器，所述双向模式控制器提供第一电压输出和第二电压输出，所述串联谐振变换器包括：第一开关和第二开关，所述第一开关和所述第二开关被配置来向变压器的一次侧提供脉冲串输出；第三开关和第四开关，所述第三开关和所述第四开关连接到所述变压器的第一二次侧；以及第五开关和第六开关，所述第五开关和所述第六开关连接到所述变压器的第二二次侧，所述控制器被配置来
在第一模式中，当所述第一电压输出和所述第二电压输出的绝对值都不超过参考电压时，将所述第三开关和所述第六开关设置成与所述第一开关在通断时间上同步的状态以获得所述第一电压输出，并且将所述第四开关和所述第五开关设置成与所述第二开关在通断时间上同步的状态以获得所述第二电压输出，并且
在第二模式中，当所述第一电压输出或所述第二电压输出的所述绝对值中的至少一个超过所述参考电压时，控制所述第三开关、所述第四开关、所述第五开关和所述第六开关来提供路径，以供电流从所述第一电压输出或所述第二电压输出中的一个或多个流回到所述变压器的所述第一二次侧或所述第二二次侧中的一个或多个。
11.如权利要求10所述的系统，其还包括：
第一比较器，所述第一比较器被配置来确定所述第一电压输出是否超过所述参考电压，其中所述第一电压输出超过所述参考电压指示在所述第一电压输出上的轨泵浦；以及
第二比较器，所述第二比较器被配置来确定所述第二电压输出是否超过所述参考电压的相反数，其中第二电压输出超过所述参考电压的所述相反数指示在所述第二电压输出上的轨泵浦。
12.如权利要求10所述的系统，其还包括：
第一上升缘检测器，所述第一上升缘检测器被配置来生成第一上升缘信号，所述第一上升缘信号指示驱动所述第一开关的信号是否在上升缘上；
第二上升缘检测器，所述第二上升缘检测器被配置来生成第二上升缘信号，所述第二上升缘信号指示驱动所述第二开关的信号是否在上升缘上；
第一双向启用电路，所述第一双向启用电路被配置来提供输出以在所述第一电压输出超过所述参考电压并且驱动所述第一开关的所述信号在所述上升缘上时控制所述第三开关和所述第四开关进入所述第二模式；以及
第二双向启用电路，所述第二双向启用电路被配置来提供输出以在所述第二电压输出超过所述参考电压并且驱动所述第二开关的所述信号在所述上升缘上时控制所述第五开关和所述第六开关进入所述第二模式。
13.如权利要求12所述的系统，其还包括：
第一下降缘检测器，所述第一下降缘检测器被配置来生成下降缘信号，所述下降缘信号指示驱动所述第一开关的所述信号是否在下降缘上；以及
第一触发器，所述第一触发器被配置来基于驱动所述第一开关的所述信号是否在下降缘上以及所述第一双向启用电路的所述输出生成用于所述第三开关和所述第五开关的驱动信号。
14.如权利要求13所述的系统，其还包括：
第二下降缘检测器，所述第二下降缘检测器被配置来生成下降缘信号，所述下降缘信号指示驱动所述第二开关的所述信号是否在下降缘上；以及
第二触发器，所述第二触发器被配置来基于驱动所述第二开关的所述信号是否在下降缘上以及所述第二双向启用电路的所述输出生成用于所述第四开关和所述第六开关的驱动信号。
15.一种操作闸控双向串联谐振变换器的方法，其包括：
通过串联谐振变换器的双向模式控制器提供第一电压输出和第二电压输出，所述串联谐振变换器包括：第一开关和第二开关，所述第一开关和所述第二开关向变压器的一次侧提供脉冲串输出；第三开关和第四开关，所述第三开关和所述第四开关连接到所述变压器的第一二次侧；以及第五开关和第六开关，所述第五开关和所述第六开关连接到所述变压器的第二二次侧，其中所述二次侧被连接至中心分接头输出，并且其中所述第五开关和第六开关与所述第三开关和第四开关形成串联，且其中所述中心分接头输出被连接至所串联的开关，从而将所述串联的开关划分成第一半电桥和第二半电桥，以便能够在跨所述第一谐振滤波器和第二谐振滤波器的任一方向上在所述第一半电桥或第二半电桥与所述中心分接头输出之间施加第一电压输出和/或第二电压输出；
当所述第一电压输出和所述第二电压输出的绝对值都不超过参考电压时，将所述第三开关和所述第五开关设置成与所述第一开关在通断时间上同步的状态以获得所述第一电压输出，并且将所述第四开关和所述第六开关设置成与所述第二开关在通断时间上同步的状态以获得所述第二电压输出；以及
当所述第一电压输出或所述第二电压输出的所述绝对值中的至少一个超过所述参考电压时，控制所述第三开关、所述第四开关、所述第五开关和所述第六开关来提供路径，以供电流从所述第一电压输出或所述第二电压输出中的一个或多个流回到所述变压器的所述第一二次侧或所述第二二次侧中的一个或多个。
16.如权利要求15所述的方法，其还包括：
通过第一比较器确定所述第一电压输出是否超过所述参考电压，其中所述第一电压输出超过所述参考电压指示所述第一电压输出上的轨泵浦；以及
通过第二比较器确定所述第二电压输出是否超过所述参考电压的相反数，其中第二电压输出超过所述参考电压的所述相反数指示在所述第二电压输出上的轨泵浦。
17.如权利要求15所述的方法，其还包括：
通过第一上升缘检测器生成第一上升缘信号，所述第一上升缘信号指示驱动所述第一开关的信号是否在上升缘上；
通过第二上升缘检测器生成第二上升缘信号，所述第二上升缘信号指示驱动所述第二开关的信号是否在上升缘上；
通过第一双向启用电路提供输出，当所述第一电压输出超过所述参考电压并且驱动所述第一开关的所述信号在所述上升缘上时，所述输出控制所述第三开关和所述第四开关进入双向模式；以及
通过第二双向启用电路提供输出，当所述第二电压输出超过所述参考电压并且驱动所述第二开关的所述信号在所述上升缘上时，所述输出控制所述第五开关和所述第六开关进入双向模式。
18.如权利要求17所述的方法，其还包括：
通过第一下降缘检测器生成下降缘信号，所述下降缘信号指示驱动所述第一开关的所述信号是否在下降缘上；以及
通过第一触发器基于驱动所述第一开关的所述信号是否在下降缘上以及所述第一双向启用电路的所述输出生成用于所述第三开关和所述第五开关的驱动信号。
19.如权利要求17所述的方法，其还包括：
通过第二下降缘检测器生成下降缘信号，所述下降缘信号指示驱动所述第二开关的所述信号是否在下降缘上；以及
通过第二触发器基于驱动所述第二开关的所述信号是否在下降缘上以及所述第二双向启用电路的所述输出生成用于所述第四开关和所述第六开关的驱动信号。
20.如权利要求15所述的方法，其还包括响应于微处理器控制的禁用信号输入或温度禁用输入中的一个或多个来阻止所述双向启用电路进入双向模式。
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