JP2002330583A - Ｄｃ−ｄｃ変換器 - Google Patents
Ｄｃ−ｄｃ変換器Info
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- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Abstract
(57)【要約】
【課題】 本発明の目的は、ＤＣ−ＤＣ変換器及び操作
中に発生する損失が可能な限り最も小さいタイプの電源
ユニットの提供である。 【解決手段】 本発明は、ＤＣ−ＤＣ変換器に関し、そ
れによって、ＤＣ入力電圧（Ｖｄｃ）が共振する切り替
え型モード電源によって２つのＤＣ出力電圧（Ｕ１，Ｕ
ｓｂ）に変換される電源ユニットに関する。回路段階
（Ｍ１，Ｍ２）を介して、制御回路（Ｃ）は、異なる伝
達行動を伴う二つの共振回路及び二つの整流器（Ｇ１，
Ｇｓｂ）を介して周波数に依存した方法でＤＣ出力電圧
（Ｕ１，Ｕｓｂ）に変換される、第一ＡＣ電圧
（ＶＡＣ）を産出する。待機モードを達成するために、
第一ＤＣ出力電圧（Ｕ１）は著しく低くなるように設計
され、出力側へ如何なる力をも引き起こすことが困難で
あり、インダクター（Ｌ２）を介して共振回路に接続さ
れる第二の薄い予備の回路段階（Ｍ３、Ｍ４）が提供さ
れる。待機モードの回路の電流消費は、適切な規模によ
って相当縮減されるであろう。
中に発生する損失が可能な限り最も小さいタイプの電源
ユニットの提供である。 【解決手段】 本発明は、ＤＣ−ＤＣ変換器に関し、そ
れによって、ＤＣ入力電圧（Ｖｄｃ）が共振する切り替
え型モード電源によって２つのＤＣ出力電圧（Ｕ１，Ｕ
ｓｂ）に変換される電源ユニットに関する。回路段階
（Ｍ１，Ｍ２）を介して、制御回路（Ｃ）は、異なる伝
達行動を伴う二つの共振回路及び二つの整流器（Ｇ１，
Ｇｓｂ）を介して周波数に依存した方法でＤＣ出力電圧
（Ｕ１，Ｕｓｂ）に変換される、第一ＡＣ電圧
（ＶＡＣ）を産出する。待機モードを達成するために、
第一ＤＣ出力電圧（Ｕ１）は著しく低くなるように設計
され、出力側へ如何なる力をも引き起こすことが困難で
あり、インダクター（Ｌ２）を介して共振回路に接続さ
れる第二の薄い予備の回路段階（Ｍ３、Ｍ４）が提供さ
れる。待機モードの回路の電流消費は、適切な規模によ
って相当縮減されるであろう。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ＤＣ（直流）入力
電圧を、複数のＤＣ出力電圧に変換するための、通常の
操作モード及び省エネルギーの待機モードで操作される
かもしれない、ＤＣ−ＤＣ変換器に関する。
電圧を、複数のＤＣ出力電圧に変換するための、通常の
操作モード及び省エネルギーの待機モードで操作される
かもしれない、ＤＣ−ＤＣ変換器に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＤＣ−ＤＣ変換器は、特に、家電の分野
で、応用した使用における通常の操作モードと待機モー
ド（待機モードにおいて、そこで装置は実際の機能を実
行しないが、単に適切な呼び起こし信号に応答する準備
ができる）の間の電源に関して識別するために知られて
いる。著しいほど、より小さな力は通常の操作より待機
モードのために必要になる。したがって、かかる装置で
は、ＤＣ−ＤＣ変換器を備えた電源ユニットが有利に使
用される。上記の電源ユニットは、通常の操作モードと
待機モードの間で切り替えられるかもしれない少なくと
も２つの出力電圧を供給する。別の電圧が単に待機回路
を供給している一方、第一出力電圧は装置の主要なエレ
クトロニクスを供給する役目をする。待機モードにおい
て、第一出力電圧は、０若しくは非常に低い値に従来通
りに縮小される。一方、第二出力電圧は変わらないか、
通常の操作モードと待機モードの間に単に重要な意味も
なく変化する。
で、応用した使用における通常の操作モードと待機モー
ド（待機モードにおいて、そこで装置は実際の機能を実
行しないが、単に適切な呼び起こし信号に応答する準備
ができる）の間の電源に関して識別するために知られて
いる。著しいほど、より小さな力は通常の操作より待機
モードのために必要になる。したがって、かかる装置で
は、ＤＣ−ＤＣ変換器を備えた電源ユニットが有利に使
用される。上記の電源ユニットは、通常の操作モードと
待機モードの間で切り替えられるかもしれない少なくと
も２つの出力電圧を供給する。別の電圧が単に待機回路
を供給している一方、第一出力電圧は装置の主要なエレ
クトロニクスを供給する役目をする。待機モードにおい
て、第一出力電圧は、０若しくは非常に低い値に従来通
りに縮小される。一方、第二出力電圧は変わらないか、
通常の操作モードと待機モードの間に単に重要な意味も
なく変化する。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】前述の状況において、
本発明の目的は、ＤＣ−ＤＣ変換器、及び操作中に発生
する損失が可能な限り最も小さい、前述のタイプの電源
ユニットを提供することである。
本発明の目的は、ＤＣ−ＤＣ変換器、及び操作中に発生
する損失が可能な限り最も小さい、前述のタイプの電源
ユニットを提供することである。
【０００４】かかる目的は、請求項１に記載のようなＤ
Ｃ−ＤＣ変換器及び請求項９に記載のような電源により
達成される。有用な発展は、従属項に含まれている。
Ｃ−ＤＣ変換器及び請求項９に記載のような電源により
達成される。有用な発展は、従属項に含まれている。
【０００５】
【課題を解決するための手段】ＤＣ−ＤＣ変換器は、Ａ
Ｃ（交流）主要電圧の整流によって例えば生成されるか
もしれない、ＤＣ入力電圧を複数のＤＣ出力電圧（典型
的には、１つが電子装置の主要なエレクトロニクスを供
給し、別のものが装置の待機エレクトロニクスを供給す
る）に変換する役目をする。変換器は、 −主要な回路段階の入力でＤＣ入力電圧を、２つの配達
ノードで、主要な回路段階の出力を介して通過される、
第一ＡＣ電圧に変換するための切り換え要素を備えた主
要な回路段階； −予備の切り換え要素を備えた予備の回路段階、及び、
予備の回路段階の入力でＤＣ入力電圧を、２つの前述の
配達ノードにおいて予備の回路段階の出力を介して通過
される、第二ＡＣ電圧に変換するための予備のインダク
ターと； −配達ノードでＡＣ電圧を、第一整流器によって第一Ｄ
Ｃ出力電圧を生成する役目をする、第一ＡＣ出力電圧に
変換するための第一共振回路と； −配達ノードでＡＣ電圧を、第二整流器によって第二Ｄ
Ｃ出力電圧を生成する役目をする、第二ＡＣ出力電圧に
変換するための第二共振回路と；及び −主要回路段階及び予備の回路段階を活性化するための
制御回路とからなる。
Ｃ（交流）主要電圧の整流によって例えば生成されるか
もしれない、ＤＣ入力電圧を複数のＤＣ出力電圧（典型
的には、１つが電子装置の主要なエレクトロニクスを供
給し、別のものが装置の待機エレクトロニクスを供給す
る）に変換する役目をする。変換器は、 −主要な回路段階の入力でＤＣ入力電圧を、２つの配達
ノードで、主要な回路段階の出力を介して通過される、
第一ＡＣ電圧に変換するための切り換え要素を備えた主
要な回路段階； −予備の切り換え要素を備えた予備の回路段階、及び、
予備の回路段階の入力でＤＣ入力電圧を、２つの前述の
配達ノードにおいて予備の回路段階の出力を介して通過
される、第二ＡＣ電圧に変換するための予備のインダク
ターと； −配達ノードでＡＣ電圧を、第一整流器によって第一Ｄ
Ｃ出力電圧を生成する役目をする、第一ＡＣ出力電圧に
変換するための第一共振回路と； −配達ノードでＡＣ電圧を、第二整流器によって第二Ｄ
Ｃ出力電圧を生成する役目をする、第二ＡＣ出力電圧に
変換するための第二共振回路と；及び −主要回路段階及び予備の回路段階を活性化するための
制御回路とからなる。
【０００６】制御回路を介する主要な回路段階若しくは
予備の回路段階の適切な活性化によって、回路段階のＤ
Ｃ入力電源は、与えられた周波数及び与えられたマーク
スペース比を伴うパルス形態ＡＣ電圧に変換される。次
いで、かかるＡＣ電圧は、共振回路の共鳴振動数の位置
に依存する適切な大きさのＤＣ出力電圧に変換する、二
つの共振回路に供給される。このようにして、各ＤＣ出
力電圧のレベルは、供給されたＡＣ電圧の周波数、つま
り、制御回路が回路段階を始動する周波数を介して変化
するであろう。
予備の回路段階の適切な活性化によって、回路段階のＤ
Ｃ入力電源は、与えられた周波数及び与えられたマーク
スペース比を伴うパルス形態ＡＣ電圧に変換される。次
いで、かかるＡＣ電圧は、共振回路の共鳴振動数の位置
に依存する適切な大きさのＤＣ出力電圧に変換する、二
つの共振回路に供給される。このようにして、各ＤＣ出
力電圧のレベルは、供給されたＡＣ電圧の周波数、つま
り、制御回路が回路段階を始動する周波数を介して変化
するであろう。
【０００７】主要な回路段階及び予備の回路段階の二つ
の回路の使用は、これらの回路段階が、ＤＣ−ＤＣ変換
器の異なる操作のモードのための各場合に最良に設計さ
れるかもしれないという利点を有している。このよう
に、それは、特に効率的なエネルギーである異なるモー
ドを設計することにおいて可能である。
の回路の使用は、これらの回路段階が、ＤＣ−ＤＣ変換
器の異なる操作のモードのための各場合に最良に設計さ
れるかもしれないという利点を有している。このよう
に、それは、特に効率的なエネルギーである異なるモー
ドを設計することにおいて可能である。
【０００８】予備の回路段階は、主要な回路段階より消
費力の低いレベルで好ましく設計されている。力のレベ
ルを低下させる、出力側で要求される、ＤＣ−ＤＣ変換
器が操作モードである場合、予備の回路段階はこのよう
に有利に使用されてもよい。操作のかかるモードは、電
子装置の待機モードに特異的に対応するかもしれない。
費力の低いレベルで好ましく設計されている。力のレベ
ルを低下させる、出力側で要求される、ＤＣ−ＤＣ変換
器が操作モードである場合、予備の回路段階はこのよう
に有利に使用されてもよい。操作のかかるモードは、電
子装置の待機モードに特異的に対応するかもしれない。
【０００９】好ましい実施態様によると、予備の回路段
階及び制御回路は、集積回路として連帯して構築される
かもしれない。予備の回路段階が、集積回路として困難
さを有せずに設計されるかもしれないそのような低いロ
ードのために意図される場合、これは特に可能である。
階及び制御回路は、集積回路として連帯して構築される
かもしれない。予備の回路段階が、集積回路として困難
さを有せずに設計されるかもしれないそのような低いロ
ードのために意図される場合、これは特に可能である。
【００１０】制御回路は、有用に配列されプログラムさ
れるので、通常の操作のモード、若しくは待機モードで
所望のように、操作されるかもしれない。通常の操作モ
ードにおいて、それは、待機モードにおいて、それが後
のものが第二周波数範囲Ｄｆ２における第二ＡＣ電圧を
生成するのと同じ方法で予備の回路段階を活性化してい
る一方、後のものが第一周波数範囲Ｄｆ１の中の第一Ａ
Ｃ電圧を生成するのと同じ方法で主要な回路段階を活性
化する。通常の操作のモード及び待機モードのそれぞれ
において、予備の回路段階及び主要な回路段階は、次い
で、個々の未使用の場合であるか、若しくはどんな出力
電圧も生成しない、かかる方法で活性化された場合であ
る。共振回路及び整流器を介して、上に説明されるよう
に、第一周波数範囲若しくは第二周波数範囲からそれぞ
れ生成された出力電圧が大きさを変化するＤＣ出力電圧
に変換される。この状況での１つの利点は、比較的低い
出力側の消費力での待機モードの中で、必要なＡＣ電圧
は適切な規模の（つまり、好ましくはより薄い）回路段
階によって共振回路の入力側に生成されるかもしれない
という事実である。この方法で、活性化力及びＤＣ−Ｄ
Ｃ変換器の電流消費は、このようにして待機操作では下
がっている。
れるので、通常の操作のモード、若しくは待機モードで
所望のように、操作されるかもしれない。通常の操作モ
ードにおいて、それは、待機モードにおいて、それが後
のものが第二周波数範囲Ｄｆ２における第二ＡＣ電圧を
生成するのと同じ方法で予備の回路段階を活性化してい
る一方、後のものが第一周波数範囲Ｄｆ１の中の第一Ａ
Ｃ電圧を生成するのと同じ方法で主要な回路段階を活性
化する。通常の操作のモード及び待機モードのそれぞれ
において、予備の回路段階及び主要な回路段階は、次い
で、個々の未使用の場合であるか、若しくはどんな出力
電圧も生成しない、かかる方法で活性化された場合であ
る。共振回路及び整流器を介して、上に説明されるよう
に、第一周波数範囲若しくは第二周波数範囲からそれぞ
れ生成された出力電圧が大きさを変化するＤＣ出力電圧
に変換される。この状況での１つの利点は、比較的低い
出力側の消費力での待機モードの中で、必要なＡＣ電圧
は適切な規模の（つまり、好ましくはより薄い）回路段
階によって共振回路の入力側に生成されるかもしれない
という事実である。この方法で、活性化力及びＤＣ−Ｄ
Ｃ変換器の電流消費は、このようにして待機操作では下
がっている。
【００１１】配達ノードでの電圧と共振回路の出力との
間の電位分離において、二つの共振回路の１つに関連し
た一次巻線、第一共振回路に関連した二次巻き線及び第
二共振回路に関連した第二の二次巻線を有する変圧器が
提供されるかもしれない。さらに、変圧器は、予備の回
路段階の予備のインダクターを形成する、第二の一次巻
き線を含むかもしれない。このように、予備のインダク
ターを構成するために付加的な個別の構成部分を提供す
ることは不必要である。
間の電位分離において、二つの共振回路の１つに関連し
た一次巻線、第一共振回路に関連した二次巻き線及び第
二共振回路に関連した第二の二次巻線を有する変圧器が
提供されるかもしれない。さらに、変圧器は、予備の回
路段階の予備のインダクターを形成する、第二の一次巻
き線を含むかもしれない。このように、予備のインダク
ターを構成するために付加的な個別の構成部分を提供す
ることは不必要である。
【００１２】主要な回路段階は、二者択一で２つの切り
換え要素を含む半ブリッジ回路若しくは４つの切り換え
要素を含むフルブリッジ回路（ｆｕｌｌ ｂｒｉｄｇｅ
ｃｉｒｃｕｉｔ）の形式をとる。予備の回路段階は、
むしろ２つの切り換え要素を含む半ブリッジ回路の形式
をとる。
換え要素を含む半ブリッジ回路若しくは４つの切り換え
要素を含むフルブリッジ回路（ｆｕｌｌ ｂｒｉｄｇｅ
ｃｉｒｃｕｉｔ）の形式をとる。予備の回路段階は、
むしろ２つの切り換え要素を含む半ブリッジ回路の形式
をとる。
【００１３】第一共振回路に加えて、ＤＣ−ＤＣ変換器
は、さらに主要な出力を提供する、一つ以上のさらなる
出力回路を含むであろう。さらなる出力回路において、
配達ノードのＡＣ電圧は、さらなるＤＣ出力電圧を生成
する役目をする、ＡＣ出力電圧に変換される。
は、さらに主要な出力を提供する、一つ以上のさらなる
出力回路を含むであろう。さらなる出力回路において、
配達ノードのＡＣ電圧は、さらなるＤＣ出力電圧を生成
する役目をする、ＡＣ出力電圧に変換される。
【００１４】本発明は、さらに、上述のタイプのＤＣ−
ＤＣ変換器を含むことを特徴とする電源ユニットに関す
る。かかる電源ユニットは、特に節電方法で、通常操作
のモードにおける電子装置の通常の電流の供給のため
に、及び待機モードにおいて縮小された力を伴う装置を
供給するために適切である。
ＤＣ変換器を含むことを特徴とする電源ユニットに関す
る。かかる電源ユニットは、特に節電方法で、通常操作
のモードにおける電子装置の通常の電流の供給のため
に、及び待機モードにおいて縮小された力を伴う装置を
供給するために適切である。
【００１５】本発明は、図で示された実施態様の実施例
と関連してさらに記載されるが、しかしながら、本発明
は制限されてはない。
と関連してさらに記載されるが、しかしながら、本発明
は制限されてはない。
【００１６】
【発明の実施の形態】図１は、本発明によるＤＣ−ＤＣ
変換器の好ましい開発の回路の概略である。ＤＣ−ＤＣ
変換器は、ＤＣ入力電圧Ｖｄｃを二つのＤＣ出力電圧Ｕ
１及びＵｓｂに変換する。第一出力電圧Ｕ１は、例えば
テレビ装置（モニター）装置のような装置の主要なエレ
クトロニクスの供給に特に貢献するかもしれない。その
一方で、第二の出力電圧Ｕｓｂは、好ましくは装置の待
機エレクトロニクスを供給するために使用され、したが
って、概して顕著なほど小さいか、若しくは、出力電圧
Ｕ１より低い力として供給される。さらに、ＤＣ−ＤＣ
変換器は、通常操作のモードと待機モードの間で切り替
え可能であるべきで、待機モードにおいては、電圧Ｕ１
は少なくとも０にほぼ等しい。
変換器の好ましい開発の回路の概略である。ＤＣ−ＤＣ
変換器は、ＤＣ入力電圧Ｖｄｃを二つのＤＣ出力電圧Ｕ
１及びＵｓｂに変換する。第一出力電圧Ｕ１は、例えば
テレビ装置（モニター）装置のような装置の主要なエレ
クトロニクスの供給に特に貢献するかもしれない。その
一方で、第二の出力電圧Ｕｓｂは、好ましくは装置の待
機エレクトロニクスを供給するために使用され、したが
って、概して顕著なほど小さいか、若しくは、出力電圧
Ｕ１より低い力として供給される。さらに、ＤＣ−ＤＣ
変換器は、通常操作のモードと待機モードの間で切り替
え可能であるべきで、待機モードにおいては、電圧Ｕ１
は少なくとも０にほぼ等しい。
【００１７】回路の上記の記述された行動は、下記に説
明される構造によって可能な限り低い消費力で達成され
る。
明される構造によって可能な限り低い消費力で達成され
る。
【００１８】入力電圧Ｖｄｃは、まず第一に、本事例の
場合、一続きで位置する、切り換え要素Ｍ１及びＭ２を
備えた半ブリッジ回路の形式をとる、主要な回路段階を
介して供給される。切り換え要素は、特異的に、ＭＯＳ
電界効果トランジスターの形態をとるかもしれない。特
に、切り換え要素は、集積回路の形態となるかもしれな
い、制御回路Ｃを介して、つまり開閉して、活性化され
た。切り換え要素の適切な調節された開口及び閉鎖によ
って、パルス形態で切られた入力電圧Ｖｄｃは、先決す
ることができる周波数及び調整可能なマークスペース比
率（適用された電圧Ｖｄｃを備えた、及びＶｄｃのない
時間の比率）で、ノードＫ１（２つの切り換え要素Ｍ１
とＭ２の間に位置する）及びノードＫ２（それは、切り
換え要素Ｍ１と入力電圧Ｖｄｃの電極の間に位置する）
に適用されるかもしれない。このようにして、第一ＡＣ
電圧ＶＡＣは、二つのノードＫ１及びＫ２間で上昇す
る。
場合、一続きで位置する、切り換え要素Ｍ１及びＭ２を
備えた半ブリッジ回路の形式をとる、主要な回路段階を
介して供給される。切り換え要素は、特異的に、ＭＯＳ
電界効果トランジスターの形態をとるかもしれない。特
に、切り換え要素は、集積回路の形態となるかもしれな
い、制御回路Ｃを介して、つまり開閉して、活性化され
た。切り換え要素の適切な調節された開口及び閉鎖によ
って、パルス形態で切られた入力電圧Ｖｄｃは、先決す
ることができる周波数及び調整可能なマークスペース比
率（適用された電圧Ｖｄｃを備えた、及びＶｄｃのない
時間の比率）で、ノードＫ１（２つの切り換え要素Ｍ１
とＭ２の間に位置する）及びノードＫ２（それは、切り
換え要素Ｍ１と入力電圧Ｖｄｃの電極の間に位置する）
に適用されるかもしれない。このようにして、第一ＡＣ
電圧ＶＡＣは、二つのノードＫ１及びＫ２間で上昇す
る。
【００１９】ノードＫ１及びＫ２に適用されたＡＣ電圧
は、２つの異なる共振回路を備えたいわゆる共振する変
換器２によって２つのＡＣ出力電圧に変換され、それら
は各場合に、ＤＣ出力電圧Ｕ１及びＵｓｂへ整流器Ｇ１
若しくはＧｓｂを介して変換された。共振変換器２は入
力側で２つのノードＫ１及びＫ２と接続している。第一
ノードＫ１から、この接続は、第一インダクターＬ１及
び変圧器Ｔ（巻き線番号１）の一次巻き線及びコンデン
サーＣ１を介して第二ノードＫ２の背後に結合する。
は、２つの異なる共振回路を備えたいわゆる共振する変
換器２によって２つのＡＣ出力電圧に変換され、それら
は各場合に、ＤＣ出力電圧Ｕ１及びＵｓｂへ整流器Ｇ１
若しくはＧｓｂを介して変換された。共振変換器２は入
力側で２つのノードＫ１及びＫ２と接続している。第一
ノードＫ１から、この接続は、第一インダクターＬ１及
び変圧器Ｔ（巻き線番号１）の一次巻き線及びコンデン
サーＣ１を介して第二ノードＫ２の背後に結合する。
【００２０】変圧器Ｔへ一次側で与えられた電圧は、そ
れぞれの巻数Ｎ２及びＮ３を備えた２つの二次巻線によ
る二次的側に、伝導的にデカップルされた方法でタップ
される。二次巻線Ｎ２を備えた第一共振回路では、コン
デンサーＣ２が二次巻き線と平行に接続され、コンデン
サーの電圧は前述の整流器Ｇ１によってタップされ、第
一ＤＣ出力電圧Ｕ１に変換される。第二共振回路におい
て、コイルＬｓｂ及びコンデンサーＣｓｂは、二次巻き
線Ｎ３に接続している。コンデンサーＣｓｂでの電圧
は、任意のさらなるコンデンサーＣ３を介して整流器Ｇ
ｓｂによりタップされ、第二ＤＣ出力電圧Ｕｓｂに変換
される。
れぞれの巻数Ｎ２及びＮ３を備えた２つの二次巻線によ
る二次的側に、伝導的にデカップルされた方法でタップ
される。二次巻線Ｎ２を備えた第一共振回路では、コン
デンサーＣ２が二次巻き線と平行に接続され、コンデン
サーの電圧は前述の整流器Ｇ１によってタップされ、第
一ＤＣ出力電圧Ｕ１に変換される。第二共振回路におい
て、コイルＬｓｂ及びコンデンサーＣｓｂは、二次巻き
線Ｎ３に接続している。コンデンサーＣｓｂでの電圧
は、任意のさらなるコンデンサーＣ３を介して整流器Ｇ
ｓｂによりタップされ、第二ＤＣ出力電圧Ｕｓｂに変換
される。
【００２１】二次巻き線Ｎ２及びＮ３に加えて、さらな
る主要な出力が進展するためのタップを介して、所望の
ような多くの追加の二次巻線が提供されるかもしれな
い。実施例の方法によって、ＤＣ出力電圧Ｕｎを産出す
るための整流器ＧｎにＡＣ電圧を供給する、さらなる巻
き線Ｎｎが図１に示されている。主要な出力Ｕｎの行動
は、出力Ｕ１の行動と大いに対応する。しかしながら、
第二出力回路において、コンデンサーＣ２に対応するコ
ンデンサーは必要としない。適切な方法（つまり、巻線
Ｎ２，…Ｎｎ上の寄生性の静電容量として）でコンデン
サーＣ２を分配することは同様に許容可能である。
る主要な出力が進展するためのタップを介して、所望の
ような多くの追加の二次巻線が提供されるかもしれな
い。実施例の方法によって、ＤＣ出力電圧Ｕｎを産出す
るための整流器ＧｎにＡＣ電圧を供給する、さらなる巻
き線Ｎｎが図１に示されている。主要な出力Ｕｎの行動
は、出力Ｕ１の行動と大いに対応する。しかしながら、
第二出力回路において、コンデンサーＣ２に対応するコ
ンデンサーは必要としない。適切な方法（つまり、巻線
Ｎ２，…Ｎｎ上の寄生性の静電容量として）でコンデン
サーＣ２を分配することは同様に許容可能である。
【００２２】変圧器Ｎ１，…ＮｎのインダクタンスＬ１
が無視できる一方で、構成Ｌ１、Ｃ１、及びＣ２が共振
回路の主要な機能に含まれるため、図１に例証されてい
る、インダクター及びコンデンサーから構成される共振
回路の上記構造は、ＬＣＣ変換器として知られている。
構造は単に可能な実施例を表わし、当業者によって多く
の方法で修正されるかもしれない。ＬＬＣ変換器（変圧
器Ｎ１，…ＮｎのインダクタンスＬｈは非常に影響力が
あり、Ｃ２は無視できる）、ＬＣ変換器（Ｌ１及びＣ１
のみが重要）、及びＬＬＣＣ変換器（Ｌ１、Ｌｈ、Ｃ１
及びＣ２が重要）はまた、頻繁に使用される。唯一の決
定的な要因は、出力側において、特異的で、周波数に依
存する伝達行動を備えたノードＫ１及びＫ２でのＡＣ電
圧ＶＡＣが、ＡＣ電圧（その後、それらはさらにＤＣ出
力電圧Ｕ１若しくはＵｓｂにそれぞれ変換されるかもし
れない）に変換されるということである。
が無視できる一方で、構成Ｌ１、Ｃ１、及びＣ２が共振
回路の主要な機能に含まれるため、図１に例証されてい
る、インダクター及びコンデンサーから構成される共振
回路の上記構造は、ＬＣＣ変換器として知られている。
構造は単に可能な実施例を表わし、当業者によって多く
の方法で修正されるかもしれない。ＬＬＣ変換器（変圧
器Ｎ１，…ＮｎのインダクタンスＬｈは非常に影響力が
あり、Ｃ２は無視できる）、ＬＣ変換器（Ｌ１及びＣ１
のみが重要）、及びＬＬＣＣ変換器（Ｌ１、Ｌｈ、Ｃ１
及びＣ２が重要）はまた、頻繁に使用される。唯一の決
定的な要因は、出力側において、特異的で、周波数に依
存する伝達行動を備えたノードＫ１及びＫ２でのＡＣ電
圧ＶＡＣが、ＡＣ電圧（その後、それらはさらにＤＣ出
力電圧Ｕ１若しくはＵｓｂにそれぞれ変換されるかもし
れない）に変換されるということである。
【００２３】通常の操作モードでの共振回路の周波数依
存の伝達行動は、連続するラインを伴う図２に表されて
いる。上部の図は、ノードＫ１及びＫ２で供給されるＡ
Ｃ電圧の周波数ｆ（水平軸）の機能として、ＤＣ出力電
圧Ｕ１を産出する、第一共振回路の増幅（縦軸）を示し
ている。したがって、下部の図は、入力電圧の周波数の
機能としてのＤＣ出力電圧Ｕｓｂを産出するための役目
をする、第二共振回路の増幅を示している。
存の伝達行動は、連続するラインを伴う図２に表されて
いる。上部の図は、ノードＫ１及びＫ２で供給されるＡ
Ｃ電圧の周波数ｆ（水平軸）の機能として、ＤＣ出力電
圧Ｕ１を産出する、第一共振回路の増幅（縦軸）を示し
ている。したがって、下部の図は、入力電圧の周波数の
機能としてのＤＣ出力電圧Ｕｓｂを産出するための役目
をする、第二共振回路の増幅を示している。
【００２４】さらに、図は、ＤＣ−ＤＣ変換器が好まし
く操作される範囲内の周波数範囲Ｄｆ１及びＤｆ２を例
証している。この図に関して、第一ＤＣ出力電圧Ｕ１
が、第二周波数範囲Ｄｆ２よりも第一周波数範囲Ｄｆ１
において著しく大きいことは注意されるかもしれない。
対照的に、第２のＤＣ出力電圧Ｕｓｂは周波数範囲Ｄｆ
１及びＤｆ２の両方の大きさとほぼ等しく、並びに第１
のＤＣ出力電圧Ｕ１より比較的小さい。第二ＤＣ出力電
圧Ｕｓｂがほぼ一定を維持する一方で、二つの周波数範
囲Ｄｆ１及びＤｆ２間のＤＣ−ＤＣ変換器を切り換える
ことによって、第一ＤＣ出力電圧Ｕ１は、このようにし
て断続的に切り替わるかもしれない。変換器の典型的な
活用において、第二周波数範囲Ｄｆ１は、したがって、
変換器の上に操作された装置の待機モードに対応する。
く操作される範囲内の周波数範囲Ｄｆ１及びＤｆ２を例
証している。この図に関して、第一ＤＣ出力電圧Ｕ１
が、第二周波数範囲Ｄｆ２よりも第一周波数範囲Ｄｆ１
において著しく大きいことは注意されるかもしれない。
対照的に、第２のＤＣ出力電圧Ｕｓｂは周波数範囲Ｄｆ
１及びＤｆ２の両方の大きさとほぼ等しく、並びに第１
のＤＣ出力電圧Ｕ１より比較的小さい。第二ＤＣ出力電
圧Ｕｓｂがほぼ一定を維持する一方で、二つの周波数範
囲Ｄｆ１及びＤｆ２間のＤＣ−ＤＣ変換器を切り換える
ことによって、第一ＤＣ出力電圧Ｕ１は、このようにし
て断続的に切り替わるかもしれない。変換器の典型的な
活用において、第二周波数範囲Ｄｆ１は、したがって、
変換器の上に操作された装置の待機モードに対応する。
【００２５】図１による回路の予備の切り換え要素Ｍ３
及びＭ４の機能は、まだ試験されていない。直列に配列
され、半ブリッジ回路を形成する予備の切り換え要素Ｍ
３及びＭ４は、主要な回路段階（切り換え要素Ｍ１及び
Ｍ２）と平行で、ＤＣ入力電圧Ｖｄｃにて予備の回路段
階を合成する役割をする。予備の切り換え要素Ｍ３及び
Ｍ４は、主要な回路段階の切り換え要素Ｍ１及びＭ２よ
りも薄く、したがって、共通のチップ１の制御回路Ｃを
伴って統合されるかもしれない。
及びＭ４の機能は、まだ試験されていない。直列に配列
され、半ブリッジ回路を形成する予備の切り換え要素Ｍ
３及びＭ４は、主要な回路段階（切り換え要素Ｍ１及び
Ｍ２）と平行で、ＤＣ入力電圧Ｖｄｃにて予備の回路段
階を合成する役割をする。予備の切り換え要素Ｍ３及び
Ｍ４は、主要な回路段階の切り換え要素Ｍ１及びＭ２よ
りも薄く、したがって、共通のチップ１の制御回路Ｃを
伴って統合されるかもしれない。
【００２６】二つの予備の切り替え要素Ｍ３及びＭ４間
の中央点は、インダクターＬ２を介してノードＫ１に接
続している。加えて、インダクターＬ２の代替として、
変圧器Ｔのさらなる転換も一続きの中で接続されるかも
しれない。予備の切り換え要素Ｍ３の他の接続は、別の
ノードＫ２（及び入力電圧源の極）と接続されている。
予備の切り換え要素Ｍ３及びＭ４から構成される予備の
回路段階を伴って、節電は、低い力が出力側に引き起こ
されるかもしれない、待機モードのＤＣ−ＤＣ変換器の
入力側で達成されるかもしれない。
の中央点は、インダクターＬ２を介してノードＫ１に接
続している。加えて、インダクターＬ２の代替として、
変圧器Ｔのさらなる転換も一続きの中で接続されるかも
しれない。予備の切り換え要素Ｍ３の他の接続は、別の
ノードＫ２（及び入力電圧源の極）と接続されている。
予備の切り換え要素Ｍ３及びＭ４から構成される予備の
回路段階を伴って、節電は、低い力が出力側に引き起こ
されるかもしれない、待機モードのＤＣ−ＤＣ変換器の
入力側で達成されるかもしれない。
【００２７】待機モードの操作若しくは規模に依存する
低いロードの操作の間、制御回路Ｃ１の主要な回路段階
Ｍ１、Ｍ２は不活性化され（両者の切り換え要素Ｍ１及
びＭ２は開かれる）、代わって、予備の回路段階Ｍ３、
Ｍ４は活性化される。切り換え要素Ｍ３及びＭ４の異な
る規模並びに相互に連結したインダクターＬ２により、
変換器は、必要な操作するポイントのために最適化され
るかもしれない、異なる伝達行動を表現する。
低いロードの操作の間、制御回路Ｃ１の主要な回路段階
Ｍ１、Ｍ２は不活性化され（両者の切り換え要素Ｍ１及
びＭ２は開かれる）、代わって、予備の回路段階Ｍ３、
Ｍ４は活性化される。切り換え要素Ｍ３及びＭ４の異な
る規模並びに相互に連結したインダクターＬ２により、
変換器は、必要な操作するポイントのために最適化され
るかもしれない、異なる伝達行動を表現する。
【００２８】予備の回路段階Ｍ３、Ｍ４の活性により達
成される伝達行動は、図の点線のように図２に例証され
ている。上記で説明したように、ＤＣ−ＤＣ変換器が通
常の操作モードである場合、第一周波数範囲Ｄｆ１での
ＡＣ電圧は、高いＤＣ出力電圧Ｕ１及び低いＤＣ出力電
圧Ｕｓｂ（電圧Ｕ１及びＵｓｂは、周波数範囲Ｄｆ１で
二重の矢で図２に表示されている）が変換器の出力にお
いて出力されるように、ノードＫ１及びＫ２での主要な
回路段階Ｍ１、Ｍ２を介して産出される。
成される伝達行動は、図の点線のように図２に例証され
ている。上記で説明したように、ＤＣ−ＤＣ変換器が通
常の操作モードである場合、第一周波数範囲Ｄｆ１での
ＡＣ電圧は、高いＤＣ出力電圧Ｕ１及び低いＤＣ出力電
圧Ｕｓｂ（電圧Ｕ１及びＵｓｂは、周波数範囲Ｄｆ１で
二重の矢で図２に表示されている）が変換器の出力にお
いて出力されるように、ノードＫ１及びＫ２での主要な
回路段階Ｍ１、Ｍ２を介して産出される。
【００２９】待機モードへの制御回路Ｃの切り換えにお
いて、制御回路Ｃが主要な回路段階（Ｍ１、Ｍ２）を開
き、その代り、範囲Ｄｆ２からの周波数を伴う予備の回
路段階（Ｍ３、Ｍ４）を活性化する。関連するＤＣ出力
電圧は、予備の回路段階に属する、図２の点線で表され
ている。関連するＤＣ出力電圧は、二重の矢によって周
波数範囲Ｄｆ２内に標識されており、そこでは、ＤＣ出
力電圧Ｕ１が、通常の操作モードよりも著しく低く、Ｄ
Ｃ出力電圧Ｕｓｂが通常の操作モードとほとんど等しい
大きさであることが明らかである。
いて、制御回路Ｃが主要な回路段階（Ｍ１、Ｍ２）を開
き、その代り、範囲Ｄｆ２からの周波数を伴う予備の回
路段階（Ｍ３、Ｍ４）を活性化する。関連するＤＣ出力
電圧は、予備の回路段階に属する、図２の点線で表され
ている。関連するＤＣ出力電圧は、二重の矢によって周
波数範囲Ｄｆ２内に標識されており、そこでは、ＤＣ出
力電圧Ｕ１が、通常の操作モードよりも著しく低く、Ｄ
Ｃ出力電圧Ｕｓｂが通常の操作モードとほとんど等しい
大きさであることが明らかである。
【００３０】変換器の待機操作への適合によって、かな
り低い消費力が達成され、待機回路の構成物はより小さ
く、より安価であるかもしれない。待機操作での消費力
の改良は、 −活性化力の縮減と； −反応的な力の縮減と； −変圧器Ｔの一次及び二次巻き線及び待機共振回路での
電流の縮減とによって実質的に獲得される。
り低い消費力が達成され、待機回路の構成物はより小さ
く、より安価であるかもしれない。待機操作での消費力
の改良は、 −活性化力の縮減と； −反応的な力の縮減と； −変圧器Ｔの一次及び二次巻き線及び待機共振回路での
電流の縮減とによって実質的に獲得される。
【００３１】待機操作中の第二共振回路の二次巻き線Ｎ
３で考慮される小さな電流のため、実質的な節約は、第
二共振回路での簡素化構成を用い、及びかかる巻き線に
おいて細いワイヤーを用いて可能となる。さらなる節約
は、一次側の追加的に要求される構成物の完璧な統合の
ために待機モードの考慮できる小さい一次電流によって
得られる。すなわち、インダクターＬ２が変圧器Ｔに統
合されるかもしれず、そこでは、待機モードにおける転
換Ｎ１を変更することはさらに可能である。適切な規模
を用いて、待機モードの電流の流れはさらに小さいかも
しれないので、Ｍ３及びＭ４から構成される半ブリッジ
は、制御回路Ｃのチップに統合されるかもしれない。
３で考慮される小さな電流のため、実質的な節約は、第
二共振回路での簡素化構成を用い、及びかかる巻き線に
おいて細いワイヤーを用いて可能となる。さらなる節約
は、一次側の追加的に要求される構成物の完璧な統合の
ために待機モードの考慮できる小さい一次電流によって
得られる。すなわち、インダクターＬ２が変圧器Ｔに統
合されるかもしれず、そこでは、待機モードにおける転
換Ｎ１を変更することはさらに可能である。適切な規模
を用いて、待機モードの電流の流れはさらに小さいかも
しれないので、Ｍ３及びＭ４から構成される半ブリッジ
は、制御回路Ｃのチップに統合されるかもしれない。
【００３２】出力電圧Ｕｓｂにおける第二共振回路の共
振はより低質であり、それによって待機モードでの可能
な制御範囲はより大きい。電圧Ｕｓｂは、したがって正
確に調節される。
振はより低質であり、それによって待機モードでの可能
な制御範囲はより大きい。電圧Ｕｓｂは、したがって正
確に調節される。
【００３３】切り換え要素Ｍ３及びＭ４を伴う小さな半
ブリッジにより、（ゲートチャージ（ｇａｔｅ ｃｈａ
ｒｇｅ）のために）要求された、活性化する力は最小に
なる。因数４．５による電流の縮減は、２０倍の抵抗
（４．５２）を伴うＭ３及びＭ４のための電界効力トラ
ンジスターの使用を許容する。上記は、ほぼ２０分の１
の入力キャパシタンスを表す。活性化のために要求され
る力は、結果として２０分の１だけで、高周波でさえ最
小値（＜２０ｍＷ）で維持される。本発明による回路の
おかげで、回路の待機の消費は、現在の値の３Ｗから１
Ｗへと縮減され、コストもまた縮減されるかもしれな
い。
ブリッジにより、（ゲートチャージ（ｇａｔｅ ｃｈａ
ｒｇｅ）のために）要求された、活性化する力は最小に
なる。因数４．５による電流の縮減は、２０倍の抵抗
（４．５２）を伴うＭ３及びＭ４のための電界効力トラ
ンジスターの使用を許容する。上記は、ほぼ２０分の１
の入力キャパシタンスを表す。活性化のために要求され
る力は、結果として２０分の１だけで、高周波でさえ最
小値（＜２０ｍＷ）で維持される。本発明による回路の
おかげで、回路の待機の消費は、現在の値の３Ｗから１
Ｗへと縮減され、コストもまた縮減されるかもしれな
い。
【００３４】Ｍ１及びＭ２から構成される半ブリッジ回
路における図に関連して記載された原理はまた、主要な
回路段階におけるフルブリッジ回路の事例に使用される
かもしれない。次いで、３つのハーフブリッジが使用さ
れ（主要な回路段階のために二つの大きなブリッジ及び
予備のブリッジ）、様々な入力電圧が周波数を介して制
御される。
路における図に関連して記載された原理はまた、主要な
回路段階におけるフルブリッジ回路の事例に使用される
かもしれない。次いで、３つのハーフブリッジが使用さ
れ（主要な回路段階のために二つの大きなブリッジ及び
予備のブリッジ）、様々な入力電圧が周波数を介して制
御される。
【図１】本発明ＬＣＣ型によるＤＣ−ＤＣ変換器の回路
の概略である。
の概略である。
【図２】ＤＣ−ＤＣ変換器の共振回路の伝達関数を示
す。
す。
１ 制御回路及び予備の
回路段階を伴うチップ ２ 共振回路 Ｃ 制御回路 Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃｎ，Ｃｓｂ コンデンサー Ｇ１，Ｇｎ，Ｇｓｂ 整流器 Ｋ１，Ｋ２ 配達ノード Ｌ１，Ｌｓｂ インダクター Ｌ２ 予備のインダクター Ｍ１，Ｍ２ 切り換え要素 Ｍ３，Ｍ４ 予備の切り換え要素 Ｎ１，Ｎ２，Ｎ３，Ｎｎ 巻き線 Ｔ 変圧器 Ｕ１，Ｕｎ 通常操作のためのＤ
Ｃ出力電圧 Ｕｓｂ 待機操作のためのＤ
Ｃ出力電圧 ＶＡＣ，ＶＡＣ´ ＡＣ電圧 Ｖｄｃ ＤＣ入力電圧
回路段階を伴うチップ ２ 共振回路 Ｃ 制御回路 Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃｎ，Ｃｓｂ コンデンサー Ｇ１，Ｇｎ，Ｇｓｂ 整流器 Ｋ１，Ｋ２ 配達ノード Ｌ１，Ｌｓｂ インダクター Ｌ２ 予備のインダクター Ｍ１，Ｍ２ 切り換え要素 Ｍ３，Ｍ４ 予備の切り換え要素 Ｎ１，Ｎ２，Ｎ３，Ｎｎ 巻き線 Ｔ 変圧器 Ｕ１，Ｕｎ 通常操作のためのＤ
Ｃ出力電圧 Ｕｓｂ 待機操作のためのＤ
Ｃ出力電圧 ＶＡＣ，ＶＡＣ´ ＡＣ電圧 Ｖｄｃ ＤＣ入力電圧
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ヒューベルト ラエツ オランダ国，6373 アーイェー ラントフ ラーフ，エクスデル 32 (72)発明者 カルステン デッペ ドイツ連邦共和国，52076 アーヘン，ア ーヘナー シュトラーセ 123 Ｆターム(参考） 5H730 AA02 AA14 BB26 BB57 BB76 BB80 DD04 EE04 EE07 EE30 EE73 FG07
Claims (10)
- 【請求項１】 ＤＣ入力電圧を複数の出力電圧に変換す
るためのＤＣ−ＤＣ変換器であって、 −２つの配達ノードでＤＣ入力電圧を、第一ＡＣ電圧に
変換するための切り換え要素からなる主要な回路段階
と；−予備の切り換え要素を備えた予備の回路段階、及
び、前記２つの配達ノードで前記ＤＣ入力電圧を、第二
ＡＣ電圧に変換するための予備のインダクターと；−前
記配達ノードで前記ＡＣ電圧を、第一ＤＣ出力電圧を生
成する役目をする、第一ＡＣ出力電圧に変換するための
第一共振回路と；−前記配達ノードで前記ＡＣ電圧を、
第二ＤＣ出力電圧を生成する役目をする、第二ＡＣ出力
電圧に変換するための第二共振回路と；及び−前記主要
回路段階及び前記予備の回路段階を活性化するための制
御回路を有することを特徴とするＤＣ−ＤＣ変換器。 - 【請求項２】 前記予備の回路段階が、前記主要な回路
段階よりも低いレベルの消費力において設計されている
ことを特徴とする請求項１に記載のＤＣ−ＤＣ変換器。 - 【請求項３】 前記予備の回路段階及び前期制御回路の
前記切り換え要素が集積回路を形成することを特徴とす
る請求項１若しくは２に記載のＤＣ−ＤＣ変換器。 - 【請求項４】 前記制御回路が配列されるため、通常操
作モードでは、前記主要な回路段階のみを介して第一周
波数範囲で第一ＡＣ電圧を産出し、待機モードでは、前
記予備の回路段階のみを介して第二周波数範囲で第二Ａ
Ｃ電圧を産出することを特徴とする請求項１乃至３に記
載のうち、少なくとも一つに記載のＤＣ−ＤＣ変換器。 - 【請求項５】 前記配達ノードと前記第一及び第二ＡＣ
出力電圧との間に電位分離をもたらす変圧器が提供さ
れ、該変圧器が前記二つの共振回路の一つと関連する一
次巻き線、前期第一共振回路と関連する第一の二次巻き
線及び前記第二共振回路と関連する第二の二次巻き線と
からなることを特徴とする請求項１乃至４の少なくとも
一つに記載のＤＣ−ＤＣ変換器。 - 【請求項６】 前記予備のインダクターが、前記変圧器
の一次巻き線の少なくとも一部の形成をなすことを特徴
とする請求項５に記載のＤＣ−ＤＣ変換器。 - 【請求項７】 前記ＤＣ入力電圧を前記第一ＡＣ電圧に
変換するための前記主要な回路段階は、二つの切り換え
要素からなる半ブリッジ回路若しくは四つの切り換え要
素からなるフルブリッジ回路を含むことを特徴とする請
求項１乃至６に記載のうち、少なくとも一つに記載のＤ
Ｃ−ＤＣ変換器。 - 【請求項８】 前記予備の回路段階が二つの切り換え要
素からなる半ブリッジ回路を含むことを特徴とする請求
項１乃至７に記載のうち、少なくとも一つに記載のＤＣ
−ＤＣ変換器。 - 【請求項９】 前記ＡＣ電圧を、さらなるＤＣ出力電圧
を産出するための役目をする、さらなるＡＣ出力電圧へ
前記配達ノードで変換する少なくとも一つのさらなる出
力回路を含むことを特徴とする請求項１乃至８に記載の
うち、少なくとも一つに記載のＤＣ−ＤＣ変換器。 - 【請求項１０】 請求項１乃至９の一つに記載のＤＣ−
ＤＣ変換器を有する電源ユニット。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE10118040A DE10118040A1 (de) | 2001-04-11 | 2001-04-11 | DC-DC Konverter |
| DE10118040.3 | 2001-04-11 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002330583A true JP2002330583A (ja) | 2002-11-15 |
Family
ID=7681200
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002108220A Withdrawn JP2002330583A (ja) | 2001-04-11 | 2002-04-10 | Ｄｃ−ｄｃ変換器 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6587359B2 (ja) |
| EP (1) | EP1249925A3 (ja) |
| JP (1) | JP2002330583A (ja) |
| DE (1) | DE10118040A1 (ja) |
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| WO2007040227A1 (ja) * | 2005-10-03 | 2007-04-12 | Sanken Electric Co., Ltd. | 多出力スイッチング電源装置 |
| CN106961218A (zh) * | 2015-12-28 | 2017-07-18 | 哈曼国际工业有限公司 | 闸控双向双轨串联谐振变换器电源供应器 |
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| SE523486C2 (sv) * | 2001-07-16 | 2004-04-20 | Abb Ab | Strömriktare samt förfarande för styrning av en strömriktare |
| DE10137676B4 (de) * | 2001-08-01 | 2007-08-23 | Infineon Technologies Ag | ZVS-Brückenschaltung zum entlasteten Schalten |
| EP1303032A3 (de) * | 2001-09-04 | 2005-02-09 | Philips Intellectual Property & Standards GmbH | Regelvorrichtung für einen resonanten Konverter |
| JP2004215376A (ja) * | 2002-12-27 | 2004-07-29 | Sony Corp | スイッチング電源回路 |
| JP4714250B2 (ja) * | 2008-09-10 | 2011-06-29 | 株式会社日立製作所 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| GB2475518A (en) * | 2009-11-20 | 2011-05-25 | Technelec Ltd | Two stage resonant converter for LED lamps |
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| US10338632B2 (en) * | 2014-10-20 | 2019-07-02 | Ambiq Micro, Inc. | Adaptive voltage converter |
| KR101622139B1 (ko) | 2014-12-23 | 2016-05-19 | 한국에너지기술연구원 | 풀브리지 컨버터와 llc 컨버터의 출력이 직렬 결합된 컨버터 |
| DE102018200457A1 (de) * | 2018-01-12 | 2019-07-18 | Robert Bosch Gmbh | Dc-dc-wandler und verfahren zum betreiben eines dc-dc-wandlers |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| DE19529941A1 (de) * | 1995-08-16 | 1997-02-20 | Philips Patentverwaltung | Spannungskonverter |
| EP1032968B1 (en) * | 1997-09-22 | 2006-11-22 | Deutsche Thomson-Brandt Gmbh | Switched-mode power supply |
| KR200215119Y1 (ko) * | 1997-12-01 | 2001-03-02 | 윤종용 | 절전동작모드를위한기준신호발생회로를구비하는전원공급장치 |
| JP2001359279A (ja) * | 2000-06-12 | 2001-12-26 | Sony Corp | ブリッジ型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| US6246599B1 (en) * | 2000-08-25 | 2001-06-12 | Delta Electronics, Inc. | Constant frequency resonant inverters with a pair of resonant inductors |
| TW540197B (en) * | 2000-11-30 | 2003-07-01 | Delta Electronics Inc | Multi-function integrated DC converter |
-
2001
- 2001-04-11 DE DE10118040A patent/DE10118040A1/de not_active Withdrawn
-
2002
- 2002-04-09 US US10/118,871 patent/US6587359B2/en not_active Expired - Fee Related
- 2002-04-10 EP EP02100359A patent/EP1249925A3/de not_active Withdrawn
- 2002-04-10 JP JP2002108220A patent/JP2002330583A/ja not_active Withdrawn
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