KR101622139B1 - 풀브리지 컨버터와 llc 컨버터의 출력이 직렬 결합된 컨버터 - Google Patents

풀브리지 컨버터와 llc 컨버터의 출력이 직렬 결합된 컨버터 Download PDF

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Abstract

본 발명은, 1차측에 제1와인딩(winding)이 연결되고 2차측에 제2와인딩 및 제3와인딩이 연결되는 두 개의 변압기들, 제1레그 및 제2레그에 위치하는 4개의 스위치들이 풀브리지 형태로 구동되고 제1변압기가 제1레그 및 제2레그 사이에 위치하는 풀브리지 인버터, 제2레그에 위치하는 2개의 스위치들이 하프브리지 형태로 구동되고, 공진인덕터, 공진캐패시터 및 제2변압기가 직렬로 연결되는 LLC 공진회로, 및 LLC 공진회로에 의해 2차측으로 전달된 전력을 정류하는 LLC 정류회로를 포함하며, 두 변압기들의 제2와인딩들과 직렬로 연결되는 제1다이오드, 두 변압기들의 제3와인딩들과 직렬로 연결되는 제2다이오드 및 LLC 정류회로의 출력을 로드 방향으로 전달하는 제3보조다이오드를 포함하는 출력단 정류회로를 포함하는 컨버터를 제공한다.

Description

풀브리지 컨버터와 LLC 컨버터의 출력이 직렬 결합된 컨버터{CONVERTER HAVING THE SERIES COMBINATION OF THE OUTPUTS OF FULL-BRIDGE CONVERTER AND LLC CONVERTER}
본 발명은 DC-DC 컨버터에 관한 것이다.
가속화되는 지구 온난화, 천연 자원의 감소, 증가하는 연료 가격 및 경제적인 문제들로 인해, 하이브리드 전기 자동차, 플러그인 하이브리드 전기 자동차(Plug-in Hybrid Electric Vehicle, PHEV), 배터리 전기 자동차 및 연료 전지 자동차 등의 전기 추진 자동차가 점진적으로 증가하고 있다.
이들 차량은 에너지원으로서 일반적으로 배터리가 필요하다. 그 중에서도 플러그인 하이브리드 전기 자동차 혹은 배터리 전기 자동차는 배터리가 차량의 주 에너지원이기 때문에 다른 차량에 비해 높은 용량과 더 큰 크기의 배터리 팩을 필요로 한다.
이러한 고에너지밀도 배터리 팩은 일반적으로 배터리 충전기로 명명된 AC-DC 변환기를 통해 교류 전력망으로부터 충전된다. 교류 전력망에 대한 낮은 하모닉 및 높은 효율을 가지기 위해, 배터리 충전기의 대부분은 일반적으로 절연 DC-DC 컨버터 및 역률 보정 회로(Power Factor Corrector, PFC)를 포함하는 AC-DC 컨버터의 기본적인 형태를 가지고 있다.
AC-DC 컨버터에 포함되어 있는 PFC는 브리지 다이오드에서의 순방향 전압 강하에 의한 과도한 전도 손실을 줄이기 위해 브리지리스(bridgeless) 디자인이 많이 사용되고 있다. 특히, 저전압에서는 전류가 상승하여 이러한 전도손실이 더 커지는데, 이러한 전도손실은 전체 효율을 나쁘게 하고, 히트싱크의 크기와 무게를 증가시키는 문제를 초래하기 때문에 고효율의 어플리케이션을 구현하기 위해 PFC는 브리지리스 디자인이 많이 사용되고 있다.
AC-DC 컨버터에 포함되어 있는 DC-DC 컨버터로는 페이즈 시프트 풀브리지 컨버터(phase-shift full-bridge converter, PSFB)가 많이 사용되고 있다. 이러한 페이즈 시프트 풀브리지 컨버터는 자연적으로 ZVS(zero-voltage-switching)가 달성되고, 출력 전류 리플(ripple)이 낮으며, 구조 및 제어가 간단하다는 장점이 있다.
하지만, 배터리 충전 과정에서 배터리 전압은 넓은 범위에서 변하게 되는데, 종래의 페이즈 시프트 풀브리지 컨버터는 이러한 넓은 출력 범위에 대하여 효율이 낮아지는 문제점을 가지고 있다. 구체적으로 종래의 페이즈 시프트 풀브리지 컨버터는 넓은 작동 범위에 대하여 ZVS 범위가 좁아지고, 순환 전류가 커지며 정류단에 높은 전압 스트레스가 발생하여 전체적으로 효율이 낮아지는 문제가 있다.
한편, 본 발명의 배경이 되는 기술은 한국공개특허 제10-2010-0114839호에 기재되어 있다.
이러한 배경에서, 본 발명의 목적은, 효율이 개선된 컨버터 기술을 제공하는 것이다.
전술한 목적을 달성하기 위하여, 일 측면에서, 본 발명은, 1차측에 제1와인딩(winding)이 연결되고 2차측에 제2와인딩 및 제3와인딩이 연결되는 두 개의 변압기들; 제1레그 및 제2레그에 위치하는 4개의 스위치들이 풀브리지 형태로 구동되고, 제1변압기가 상기 제1레그 및 상기 제2레그 사이에 위치하는 풀브리지 인버터; 상기 제2레그에 위치하는 2개의 스위치들이 하프브리지 형태로 구동되고, 공진인덕터, 공진캐패시터 및 제2변압기가 직렬로 연결되는 LLC 공진회로; 및 상기 LLC 공진회로에 의해 2차측으로 전달된 전력을 정류하는 LLC 정류회로를 포함하며, 상기 두 변압기들의 제2와인딩들과 직렬로 연결되는 제1다이오드, 상기 두 변압기들의 제3와인딩들과 직렬로 연결되는 제2다이오드 및 상기 LLC 정류회로의 출력을 로드 방향으로 전달하는 제3보조다이오드를 포함하는 출력단 정류회로를 포함하는 컨버터를 제공한다.
이상에서 설명한 본 발명에 의하면, 컨버터의 ZVS 범위가 넓어지고, 순환 전류가 작아지며, 전압 스트레스가 작아지는 효과가 있다. 또한, 본 발명의 내용을 NEV(neighborhood electric vehicle)에 적용할 경우, 액티브 스위치 및 출력 다이오드에 대하여 전영역 소프트 스위칭이 가능해 지고, 필터 인덕터의 크기가 감소하며, 변압기의 활용율이 높아지는 효과가 추가적으로 발생한다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 컨버터의 회로도이다.
도 2는 도 1의 회로도에 따른 컨버터의 주요 파형을 나타내는 도면이다.
도 3A 내지 도 3G는 각 작동 모드에서의 전류 흐름을 나타내는 회로도이다.
도 4는 컨버터의 유형에 따른 출력단 정류회로 전압을 나타내는 도면이다.
도 5는 MLLC_SRC를 정규화된 주파수에 따라 표시한 그래프이다.
도 6은 정규화된 전압비를 듀티에 따라 표시한 그래프이다.
도 7은 출력전류의 리플 크기를 비교하기 위한 도면이다.
도 8은 출력인덕턴스의 크기를 비교하기 위한 도면이다.
도 9는 효율을 비교하기 위한 도면이다.
이하, 본 발명의 일부 실시예들을 예시적인 도면을 통해 상세하게 설명한다. 각 도면의 구성요소들에 참조부호를 부가함에 있어서, 동일한 구성요소들에 대해서는 비록 다른 도면상에 표시되더라도 가능한 한 동일한 부호를 가지도록 하고 있음에 유의해야 한다. 또한, 본 발명을 설명함에 있어, 관련된 공지 구성 또는 기능에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명은 생략한다.
또한, 본 발명의 구성 요소를 설명하는 데 있어서, 제 1, 제 2, A, B, (a), (b) 등의 용어를 사용할 수 있다. 이러한 용어는 그 구성 요소를 다른 구성 요소와 구별하기 위한 것일 뿐, 그 용어에 의해 해당 구성 요소의 본질이나 차례 또는 순서 등이 한정되지 않는다. 어떤 구성 요소가 다른 구성요소에 "연결", "결합" 또는 "접속"된다고 기재된 경우, 그 구성 요소는 그 다른 구성요소에 직접적으로 연결되거나 또는 접속될 수 있지만, 각 구성 요소 사이에 또 다른 구성 요소가 "연결", "결합" 또는 "접속"될 수도 있다고 이해되어야 할 것이다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 컨버터의 회로도이다.
컨버터(100)는 DC 입력 전압(V IN )을 DC 출력 전압(V O )으로 변환하는 DC-DC 컨버터이다.
컨버터(100)의 입력 전압(V IN )은 PFC(Power Factor Corrector) 회로의 출력 전압일 수 있으나 본 발명이 이로 제한되는 것은 아니다.
컨버터(100)의 입력 전압(V IN )은 DC 전압이나 이는 컨버터(100)의 스위칭 주파수 혹은 제어 주파수 관점에서 DC 전압임을 의미하는 것으로 입력 전압(V IN )은 컨버터(100)의 제어 주파수보다 느린 주파수로 변동하는 전압일 수 있다. 예를 들어, 입력 전압(V IN )이 교류 전력망으로부터 정류된 전압일 때, 입력 전압(V IN )은 60Hz 혹은 120Hz의 변동하는 전압일 수 있다.
컨버터(100)의 출력은 배터리와 연결될 수 있으나 본 발명이 이로 제한되는 것은 아니다.
컨버터(100)의 출력 전압(V O )은 DC 전압이나 이는 컨버터(100)의 스위칭 주파수 혹은 제어 주파수 관점에서 DC 전압임을 의미하는 것으로 출력 전압(V O )은 컨버터(100)의 제어 주파수보다 느린 주파수로 변동하는 전압일 수 있다. 예를 들어, 컨버터(100)의 출력이 배터리와 연결되는 경우, 출력 전압(V O )은 배터리의 상태에 따라 서서히 증가하거나 서서히 감소할 수 있다.
도 1을 참조하면, 컨버터(100)는 두 개의 변압기들(T 1 및 T 2 ), 풀브리지 인버터(110), LLC 공진회로(120), 출력단 정류회로(130) 등을 포함할 수 있다. 또한, 컨버터(100)는 출력 리플을 감소시키기 위해 출력단 필터(150)를 더 포함할 수 있다.
두 개의 변압기들(T 1 및 T 2 )은 1차측에 제1와인딩(winding)이 연결되고 2차측에 제2와인딩 및 제3와인딩이 연결될 수 있다.
풀브리지 인버터(110)는 한 쌍씩 직렬 연결되는 4개의 스위치들(Q1 내지 Q4) 및 제1변압기(T 1 )의 제1와인딩(T1 _1)을 포함할 수 있다.
4개의 스위치들(Q1 내지 Q4) 중 제1스위치(Q1)와 제2스위치(Q2)는 리딩 레그(leading leg)에 직렬로 위치하고 제3스위치(Q3)와 제4스위치(Q4)는 래깅 레그(lagging leg)에 위치한다.
풀브리지 인버터(110)에서 4개의 스위치들(Q1 내지 Q4)는 풀브리지 형태로 구동될 수 있다. 구체적으로, 제1스위치(Q1)와 제2스위치(Q2)가 교번하며 온오프(ON/OFF)되고 제3스위치(Q3)와 제4스위치(Q4)가 교번하며 온오프되면서 제1변압기(T 1 )의 제1와인딩(T1 _1)에 AC 전압이 형성되는데, 이러한 AC 전압이 제1변압기(T 1 )의 제2와인딩(T1 _2) 및 제3와인딩(T1_3)으로 전달되면서 1차측 전력이 2차측으로 전달되게 된다.
또한, 풀브리지 인버터(110)는 공진 전류를 형성하기 위해 제1변압기(T 1 )의 리키지 인덕턴스(Llk1)과 공진하는 제1공진캐패시터(CR1)를 더 포함할 수 있다.
LLC 공진회로(120)는 래깅 레그에 직렬 연결된 2개의 스위치들(Q3 및 Q4), 공진인덕터(LR), 제2공진캐패시터(CR2) 및 제2변압기(T 2 )의 제1와인딩(T2 _1)을 포함할 수 있다.
래깅 레그의 2 개의 스위치들(Q3 및 Q4)은 하프브리지 형태로 구동된다. 구체적으로 래깅 레그의 2 개의 스위치들(Q3 및 Q4)은 소정의 데드타임(dead time)을 가지고 교번하게 되는데, 이러한 교번에 의해 제3스위치(Q3) 및 제4스위치(Q4)의 교점에 AC 전압이 형성되게 된다. 이러한 AC 전압은 제2변압기(T 2 )의 자화 인덕턴스, 공진인덕터(LR) 및 제2공진캐패시터(CR2)와 LLC 공진을 일으키게 되며, 제2변압기(T 2 )의 제1와인딩(T2 _1)에 형성된 전압은 제2변압기(T 2 )의 제2와인딩(T2 _2) 및 제3와인딩(T2 _3)에 전달되어 1차측 전력이 2차측으로 전달되게 된다.
LLC 공진회로(120)를 통해 제2변압기(T 2 )의 제2와인딩(T2 _2) 및 제3와인딩(T2 _3)에 전달된 전압은 제1보조다이오드(Da1) 및 제2보조다이오드(Da2)를 통해 보조캐패시터(CO2)로 전달되게 된다. 이때, 제2변압기(T 2 )의 제2와인딩(T2 _2)과 제3와인딩(T2 _3)의 도트(dot) 방향이 서로 반대 방향이기 때문에 제1보조다이오드(Da1) 및 제2보조다이오드(Da2) 중 어느 하나의 다이오드를 통해서만 보조캐패시터(CO2)로 전압이 전달되게 된다.
이렇게 LLC 공진회로(120)에 의해 2차측으로 전달된 전력을 정류하는 제2변압기(T 2 )의 제2와인딩(T2 _2)과 제3와인딩(T2 _3), 제1보조다이오드(Da1), 제2보조다이오드(Da2) 및 보조캐패시터(CO2)로 구성된 블록을 LLC 정류회로(140)로 명명하나 본 발명이 이러한 이름으로 제한되는 것은 아니다.
예를들어, 제2변압기(T 2 )의 제2와인딩(T2 _2)과 제3와인딩(T2 _3)은 2차측 와인딩의 센터를 기준으로 두 개의 출력으로 분리하는 형태(센터탭 방식)로 형성될 수 있는데, 이러한 측면에서 제2변압기(T 2 )의 제2와인딩(T2 _2)과 제3와인딩(T2 _3), 제1보조다이오드(Da1), 제2보조다이오드(Da2) 및 보조캐패시터(CO2)로 구성된 블록을 센터탭 정류회로로 명명할 수도 있다.
출력단 정류회로(130)는 이러한 LLC 정류회로(140)를 포함하며 제2변압기(T 2 )의 제2와인딩(T2 _2)과 직렬로 연결되는 제1변압기(T 1 )의 제2와인딩(T1 _2) 및 제1다이오드(D1), 제2변압기(T 2 )의 제3와인딩(T2 _3)과 직렬로 연결되는 제1변압기(T 1 )의 제3와인딩(T1 _3) 및 제2다이오드(D2), 및 제3보조다이오드(Da3)를 포함할 수 있다. 제3보조다이오드(Da3)는 LLC 정류회로(140)의 출력을 로드 방향으로 전달한다-명세서에서 로드와 부하는 동일한 의미임.
출력단 필터(150)는 출력인덕터(LO) 및 출력캐패시터(CO1)를 포함할 수 있다.
아래에서는 도 2 및 도 3A 내지 도 3G를 참조하여 도 1에 도시된 컨버터(100)의 작동 모드에 대해 설명한다.
도 2는 도 1의 회로도에 따른 컨버터의 주요 파형을 나타내는 도면이고, 도 3A 내지 도 3G는 각 작동 모드에서의 전류 흐름을 나타내는 회로도이다.
도 2를 참조하면, 컨버터(100)는 한 스위칭 주기 동안 14개의 작동 모드(M1 내지 M14)를 가지고 있을 수 있다. 이러한 14개의 작동 모드(M1 내지 M14)는 제1반주기(t0 ~ t7)와 제2반주기(t7 ~ t14)로 나누어질 수 있는데, 이러한 제1반주기(t0 ~ t7)와 제2반주기(t7 ~ t14)는 대칭적이다. 이에 따라, 아래에서는 제1반주기(t0 ~ t7)에서의 작동 모드에 대해서만 설명한다.
도 3A는 제1모드에서의 전류 흐름을 나타낸 회로도이다.
도 3A를 참조하면, 제1모드(M1)는 제1스위치(Q1) 및 제3스위치(Q3)가 온(ON)되어 있는 상태에서 시작되고, 제1스위치(Q1)가 오프(OFF)될 때 종료된다.
제1모드(M1)에서 출력 전류(IBattery)는 제1다이오드(D1) 및 두 개의 변압기(T 1 및 T 2 )를 통해 흐른다.
이때, 공진인턱터(LR) 및 제2공진캐패시터(CR2)의 공진에 의해 형성된 전류가 제1보조다이오드(Da1)로 흐르면서 보조캐패시터(CO2)를 충전하게 된다.
제1모드(M1)에서 제1공진캐패시터(CR1)는 1차측으로 반영된 로드전류(n1IBattery)에 의해 선형적으로 충전된다-여기서 제1변압기의 제1와인딩, 제2와인딩 및 제3와인딩의 턴비는 1:n1:n1이고, 제2변압기의 제1와인딩, 제2와인딩 및 제3와인딩의 턴비는 1:n2:n2이며, n1 및 n2는 양의 실수임.
Figure 112014125082119-pat00001
VCR1은 제1공진캐패시터(CR1) 양단의 전압이고, CR1은 제1공진캐패시터(CR1)의 정전용량이며, n1은 제1변압기(T1)의 턴비이고, IBattery는 출력 전류이다. 그리고, D는 스위치들(Q1 내지 Q4)의 듀티이고 TS는 스위칭 주기이다.
출력단 정류회로(130)의 출력전압(Vrec)는 두 변압기의 2차측 전압의 합이다.
Figure 112014125082119-pat00002
VT1은 제1변압기(T1)의 2차측 전압이고, VT2는 제2변압기(T2)의 2차측 전압이며, VIN은 입력전압이고 VO1은 보조캐패시터(CO2)의 양단 전압이다.
수학식 2를 참조하면, 풀브리지 인버터(110)와 LLC 공진회로(120)은 로드로 전달하는 전력을 분담하고 있다는 것을 알 수 있다. 이렇게 두 블록(110, 120)이 전력을 분담하게 되면 각각의 작동 범위가 작아지게 되어 각 블록의 효율이 개선되게 된다.
도 3B는 제2모드에서의 전류 흐름을 나타낸 회로도이다.
도 3B를 참조하면, 제2모드(M2)는 제1스위치(Q1)가 오프될 때 시작하여 제1변압기(T 1 )의 1차측 전압(Vp1)이 제로 레벨에 도달할 때 종료한다. 여기서 제로 레벨은 0이거나 실질적으로 0과 가까운 값을 의미한다.
제2모드(M2)에서 출력 전류(IBattery)가 제1다이오드(D1)를 통해 흐르기 때문에, 제1스위치(Q1) 및 제2스위치(Q2)의 기생캡들(COSS1 및 COSS2)은 출력인덕터(LO)에 저장된 에너지에 의해 선형적으로 충전되었다가 방전된다.
Figure 112014125082119-pat00003
VQ1은 제1스위치(Q1)의 드레인과 소스 사이의 전압이고, COSS는 제1스위치(Q1)의 기생캡(COSS1)의 정전 용량이며, VQ2는 제2스위치(Q2)의 드레인과 소스 사이의 전압이다. 그리고, VP1은 제1변압기(T1)의 1차측 전압이다.
제1변압기(T 1 )의 1차측 전압(Vp1)은 제2스위치(Q2)의 전압(VQ2)처럼 제로 레벨까지 선형적으로 감소한다. 그리고, 출력단 정류회로(130)의 출력전압(Vrec)은 LLC 정류회로(140)의 출력전압(V O1 )까지 줄어들게 된다. 이때, 출력단 정류회로(130)의 출력전압(Vrec)은 수학식 2를 따를 수 있다. 그리고, 공진인턱터(LR) 및 제2공진캐패시터(CR2)의 공진에 의해 형성된 전류가 일부 제1보조다이오드(Da1)로 흐르면서 보조캐패시터(CO2)를 계속해서 충전하게 된다.
도 3C는 제3모드에서의 전류 흐름을 나타낸 회로도이다.
제3모드(M3)는 제2스위치(Q2)가 ZVS로 온될 때 시작하고, 제1변압기(T 1 )의 1차측 전류(iP1)가 제로 레벨이 될 때 종료된다.
제3모드(M3)에서 제1변압기(T 1 )의 1차측 전압(Vp1)은 제로 레벨이고 제1변압기(T 1 )의 1차측 전류(iP1)는 제1공진캐패시터(CR1)의 전압 리플과 함께 제로 레벨로 리셋된다. 이때, 제1다이오드(D1) 및 제3보조다이오드(Da3) 사이에 순환(commutation)이 발생한다.
Figure 112014125082119-pat00004
Llk1은 제1변압기(T 1 )의 리키지 인덕턴스(Llk1)이다.
제3모드(M3)에서 출력단 정류회로(130)의 출력전압(Vrec)은 LLC 정류회로(140)의 출력전압(V O1 )과 같아지는데, 이는 로드로 전달되는 전력이 LLC 공진회로(120)에 의해 발생한다는 것을 의미한다.
제3모드(M3)에서 종래 풀브리지 컨버터에 존재하는 순환전류(circulating current)가 제거되고, 제1다이오드(D1)는 ZCS(zero-current-switching) 오프되게 된다. 이에 따라, 1차측의 전도 손실이 줄어들고 2차측의 스위칭 손실이 줄어드는 효과가 있다.
도 3D는 제4모드에서의 전류 흐름을 나타낸 회로도이다.
제4모드(M4)는 제1다이오드(D1)와 제3보조다이오드(Da3) 사이의 순환(commutation)이 완료된 후 시작하고, LLC 공진회로(120)로부터 LLC 정류회로(140)로의 전력 전달이 완료될 때 종료한다.
제4모드(M4)에서 로드로의 전력 전달은 LLC 공진회로(120)에 의해 이루어지거나 보조캐패시터(CO2)에 저장된 에너지에 의해 이루어진다.
제4모드(M4)의 끝에 제1보조다이오드(Da1)은 ZCS 오프한다.
도 3E는 제5모드에서의 전류 흐름을 나타낸 회로도이다.
제5모드(M5)는 LLC 공진회로(120)로부터 LLC 정류회로(140)로의 전력 전달이 완료될 때 시작하고 제3스위치(Q3)가 오프될 때 종료된다.
제5모드(M5)에서 로드로의 전력 전달은 보조캐패시터(CO2)에 저장된 에너지에 의해 이루어진다. 이때, 제2변압기(T 2 )의 1차측 전류(iP2)는 제2변압기(T 2 )의 자화 전류(magnetizing current)이다.
도 3F는 제6모드에서의 전류 흐름을 나타낸 회로도이다.
제6모드(M6)는 제3스위치(Q3)가 오프될 때 시작하고 제1변압기(T 1 )의 1차측 전압(Vp1)이 (-)입력전압(-V IN )에 도달할 때 종료한다.
제6모드(M6)에서 제3스위치(Q3) 및 제4스위치(Q4)의 기생캡들(COSS3 및 COSS4)은 제2변압기(T 2 ) 자화 인덕터(Lm2)에 저장된 에너지에 의해 충전되고 방전된다.
Figure 112014125082119-pat00005
VQ3는 제3스위치(Q3)의 드레인과 소스 사이의 전압이고, VQ4는 제4스위치(Q4)의 드레인과 소스 사이의 전압이다. iP2는 제2변압기(T2)의 1차측 전류이고, iLm2는 제2변압기(T2)의 자화 전류이다. 그리고, COSS는 제3스위치(Q3)의 기생 캐패시턴스이다. 제1스위치(Q1) 내지 제4스위치(Q4)의 기생 캐패시턴스는 COSS로 동일한 것으로 가정한다.
제6모드(M6)의 끝에 제4스위치(Q4)는 ZVS 온된다.
도 3G는 제7모드에서의 전류 흐름을 나타낸 회로도이다.
제7모드(M7)는 제4스위치(Q4)가 ZVS 온 될 때 시작한다.
제1변압기(T 1 )의 1차측 전압(Vp1)이 음의 값이기 때문에, 제1변압기(T 1 )의 1차측 전류(iP1)는 아래 수학식 6과 같이 감소한다. 그리고 제2다이오드(D2) 및 제3보조다이오드(Da3) 사이에서는 순환(commutation)이 발생한다.
공진인턱터(LR)와 제2공진캐패시터(CR2) 사이의 공진이 진전되고 이러한 공진에 의한 공진 전류가 제2보조다이오드(Da2)를 통해 보조캐패시터(CO2)로 흐르기 시작한다.
Figure 112014125082119-pat00006
출력단 정류회로(130)의 출력전압(Vrec)은 수학식 2와 같이 형성되어 풀브리지 인버터(110)와 LLC 공진회로(120)가 로드로 전달되는 전력을 분담하게 된다.
제7모드(M7)는 제2다이오드(D2) 및 제3보조다이오드(Da3) 사이의 순환(commutation)이 완료될 때 종료된다.
앞서 설명한 컨버터(100)의 작동에 있어서 입력전압(V IN )과 출력전압(V O ) 사이의 전압 전달비(M)에 대해 도 4를 참조하여 설명한다.
도 4는 컨버터의 유형에 따른 출력단 정류회로 전압을 나타내는 도면이다.
도 4의 (a)는 본 발명의 일 실시예에 따른 컨버터(100)의 출력단 정류회로 전압을 나타내고, 도 4의 (b)는 종래의 페이즈 시프트 풀브리지 컨버터(이하, PSFB라 함)의 출력단 정류회로 전압을 나타낸다.
도 4의 (a)에서 PSFB powering으로 표시된 부분은 풀브리지 인버터(110)에 의해 2차측으로 전달되는 전력을 나타내며, LLC SRC(series-resonant-converter)로 표시된 부분은 LLC 공진회로(120)에 의해 2차측으로 전달되는 전력을 나타낸다.
도 4의 (a)에 따르면, 컨버터(100)는 듀티 구간(DTS)에서는 풀브리지 인버터(110)와 LLC 공진회로(120)가 모두 2차측으로 전력을 전달하고 있고, 이외의 구간에서는 LLC 공진회로(120)만 2차측으로 전력을 전달하고 있다-LLC 공진회로(120) 혹은 LLC 정류회로(140)는 전체 스위칭 주기 동안 로드로 전력을 공급함.
도 4의 (b)에서 PSFB powering으로 표시된 부분은 PSFB에 의해서 로드로 전달되는 전력을 나타낸다.
도 4의 (b)를 참조하면, PSFB에 의해서만 로드로 전력이 전달된다. 이에 반해, 도 4의 (a)를 참조하면, 컨버터(100)는 풀브리지 인버터(110) 및 LLC 공진회로(120) 두 블록에 의해 로드로 전력이 전달된다.
이러한 차이로 컨버터(100)의 제1변압기의 턴비가 PSFB의 변압기 턴비보다 작아지게 되고 그 결과 1차측의 전도 손실 및 2차측의 전압 스트레스가 작아지게 된다. 또한, 전도 손실과 전압 스트레스가 작아지기 때문에 컨버터(100)의 효율이 PSFB보다 좋아지게 된다.
Figure 112014125082119-pat00007
M은 입력전압(VIN)과 출력전압(VO)의 전압비이고, MLLC _ SRC는 아래 수학식 9에 따른다.
수학식 7에서 D는 듀티 사이클로 이는 위상 천이(phase-shift) 시간의 함수이다.
Figure 112014125082119-pat00008
Figure 112014125082119-pat00009
fS는 스위칭 주파수이고, fR은 공진인덕터(Lr)와 제2공진캐패시터(CR2)의 공진주파수이다. LR은 공진인덕터(Lr)의 인덕턴스이고, CR2는 제2공진캐패시터(CR2)의 정전용량이고, Lm2는 제2변압기(T2)의 자화 인덕턴스이다. 그리고, RL은 부하 저항이다.
수학식 7을 참조하면, 컨버터(100)는 고정된 주파수에서의 위상 천이 변조 방법으로 제어될 수 있고, 고정된 듀티(duty)를 가지는 주파수 변조 방법으로 제어될 수 있다. 또한, 컨버터(100)는 위 방법들의 조합으로서 하이브리드(hybrid) 변조 방법에 의해 제어될 수도 있다.
본 명세서에서는 컨버터(100)가 위상 천이 변조 방법으로 제어되는 것으로 설명하나 본 발명이 이로 제한되는 것은 아니다.
도 5는 M LLC _ SRC 를 정규화된 주파수에 따라 표시한 그래프이다.
도 5를 참조하면, LLC 공진회로(120)의 공진주파수(fR)이 스위칭 주파수(fS)와 같을 때, M LLC _ SRC 가 1.0이 된다.
아래 수학식 10은 M LLC _ SRC 가 1.0일 때에 성립하는 수식이다.
Figure 112014125082119-pat00010
도 6은 정규화된 전압비를 듀티에 따라 표시한 그래프이다.
도 6에 도시된 전압비는 수학식 10에 나타낸 M norm _ proposed 이고 이때, fR은 fS와 같다.
도 6에 도시된 바와 같이 컨버터(100)의 전압비(도 6에서 Proposed converter)는 항상 PSFB의 전압비(도 6에서 Conventional PSFB converter)보다 높다.
이를 참조하면, 컨버터(100)의 제1변압기(T 1 )의 턴비는 종래 PSFB의 턴비보다 작다는 것을 알 수 있다.
한편, 종래 PSFB에 있어서, 리딩 레그 스위치들(Q1 및 Q2)은 출력 인덕터에 저장된 큰 에너지를 이용하여 ZVS를 수행하기 때문에 로드 조건에 대한 민감도가 낮다. 반면, 래깅 레그 스위치들(Q3 및 Q4)은 제1변압기(T 1 )의 리키지 인덕터(혹은 인덕턴스)에 저장된 에너지를 이용하여 ZVS를 수행하기 때문에 로드 조건에 따라 ZVS를 완벽하게 수행하지 못할 가능성이 높다-제1변압기(T 1 )의 리키지 인덕터는 출력 인덕터에 비해 상대적으로 작음.
이와 비교하여 컨버터(100)의 경우, 리딩 레그 스위치들(Q1 및 Q2)의 ZVS 조건은 종래 PSFB와 같다. 반면에, 래깅 레그 스위치들(Q3 및 Q4)은 수학식 5에 나타난 바와 같이 제2변압기(T 2 )의 자화 인덕터(magnetizing inductor)에 저장된 에너지를 이용하여 ZVS를 수행한다. 제2변압기(T 2 )의 자화 인덕터(magnetizing inductor)에 저장된 에너지는 로드 조건에 무관하기 때문에 컨버터(100)는 항상 래깅 레그 스위치들(Q3 및 Q4)에 대하여 ZVS를 수행할 수 있게 된다.
계속해서 소프트 스위칭 관점에서 종래 PSFB의 모든 정류 다이오드들은 하드 스위칭을 수행한다.
이에 반해, 컨버터(100)에서 제1다이오드(D1) 및 제2다이오드(D2)는 제3모드(M3)에서 설명한 바와 같이 제1공진캐패시터의 전압 리플에 의해 ZCS 오프하게 된다. 또한, 제1보조다이오드(Da1) 및 제2보조다이오드(Da2)는 LLC 공진회로(120)의 공진에 따라 ZCS 오프하게 된다.
순환전류(circulating current)에 대해 살펴보면, 종래 PSFB는 변압기의 1차측 전압이 0이 되는 구간에서 순환전류를 가지고 있다. 이러한 순환전류는 2차측으로의 전력 전달에 기여하지 않고 전도 손실만 발생시키기 때문에 효율을 낮추는 한 요소가 된다.
컨버터(100)에서는 제3모드(M3)에서 분석한 바와 같이 제1공진캐패시터(CR1)의 전압 리플에 따라 순환전류가 최소화되기 때문에 순환전류에 의한 손실이 최소화된다.
출력인덕터의 크기에 있어서도 컨버터(100)가 종래 PSFB에 비해 장점을 가지고 있다.
도 7은 출력전류의 리플 크기를 비교하기 위한 도면이고, 도 8은 출력인덕턴스의 크기를 비교하기 위한 도면이다.
컨버터(100)는 스위칭 주기의 전주기에서 1차측으로부터 2차측으로 전력을 전달한다. 이에 반해 종래 PSFB는 듀티 사이클에서만 2차측으로 전력을 전달하게 된다.
이러한 차이에 의해 컨버터(100)는 종래 PSFB에 비해 훨씬 작은 출력 리플 전압(Vlevel) 및 출력 리플 전류(Δ I Lo )를 가진다.
리플이 작으면 인덕터의 크기도 작아질 수 있기 때문에 컨버터(100)는 종래 PSFB에 비해 출력인덕터의 크기가 작아지게 된다.
도 9는 효율을 비교하기 위한 도면이다.
컨버터(100)의 효율을 종래 PSFB와 비교하기 위해 실험이 수행되었다.
실험 조건은 다음과 같다.
입력 전압 : V IN =400 V
출력 전압 : V O =36-72 V
일정 전류 모드(Constant Current mode)로 제어 : I Battery =14 A
스위칭 주파수 : f S =100 kHz
도 9를 참조하면, 모든 조건에서 컨버터(100)의 효율이 종래 PSFB보다 높은 것을 알 수 있다.
이러한 효율의 개선은 순환전류가 감소하고, ZVS 범위가 넓어지며, 모든 출력 다이오드가 ZCS로 오프하고 변압기의 턴비가 작아진 것에 기인한 것이다.
이상에서 기재된 "포함하다", "구성하다" 또는 "가지다" 등의 용어는, 특별히 반대되는 기재가 없는 한, 해당 구성 요소가 내재될 수 있음을 의미하는 것이므로, 다른 구성 요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성 요소를 더 포함할 수 있는 것으로 해석되어야 한다. 기술적이거나 과학적인 용어를 포함한 모든 용어들은, 다르게 정의되지 않는 한, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 일반적으로 이해되는 것과 동일한 의미를 가진다. 사전에 정의된 용어와 같이 일반적으로 사용되는 용어들은 관련 기술의 문맥 상의 의미와 일치하는 것으로 해석되어야 하며, 본 발명에서 명백하게 정의하지 않는 한, 이상적이거나 과도하게 형식적인 의미로 해석되지 않는다.
이상의 설명은 본 발명의 기술 사상을 예시적으로 설명한 것에 불과한 것으로서, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 본 발명의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 다양한 수정 및 변형이 가능할 것이다. 따라서, 본 발명에 개시된 실시예들은 본 발명의 기술 사상을 한정하기 위한 것이 아니라 설명하기 위한 것이고, 이러한 실시예에 의하여 본 발명의 기술 사상의 범위가 한정되는 것은 아니다. 본 발명의 보호 범위는 아래의 청구범위에 의하여 해석되어야 하며, 그와 동등한 범위 내에 있는 모든 기술 사상은 본 발명의 권리범위에 포함되는 것으로 해석되어야 할 것이다.

Claims (13)

1차측에 제1와인딩(winding)이 연결되고 2차측에 제2와인딩 및 제3와인딩이 연결되는 두 개의 변압기들;
제1레그 및 제2레그에 위치하는 4개의 스위치들이 풀브리지 형태로 구동되고, 제1변압기가 상기 제1레그 및 상기 제2레그 사이에 위치하는 풀브리지 인버터;
상기 제2레그에 위치하는 2개의 스위치들이 하프브리지 형태로 구동되고, 공진인덕터, 공진캐패시터 및 제2변압기가 직렬로 연결되는 LLC 공진회로; 및
상기 LLC 공진회로에 의해 2차측으로 전달된 전력을 정류하는 LLC 정류회로를 포함하며, 상기 두 변압기들의 제2와인딩들과 직렬로 연결되는 제1다이오드, 상기 두 변압기들의 제3와인딩들과 직렬로 연결되는 제2다이오드 및 상기 LLC 정류회로의 출력을 로드 방향으로 전달하는 제3보조다이오드를 포함하는 출력단 정류회로
를 포함하는 컨버터.
제1항에 있어서,
상기 LLC 정류회로는,
상기 제2변압기의 제2와인딩, 상기 제2변압기의 제3와인딩, 제1보조다이오드, 제2보조다이오드 및 보조캐패시터를 포함하는 것을 특징으로 하는 컨버터.
제2항에 있어서,
상기 제2변압기에 흐르는 전류 중 일부는 상기 보조캐패시터로 정류되는 것을 특징으로 하는 컨버터.
제3항에 있어서,
상기 제3보조다이오드는 상기 보조캐패시터와 로드 사이에 위치하는 것을 특징으로 하는 컨버터.
제1항에 있어서,
상기 풀브리지 인버터는 상기 제1변압기와 상기 제1레그 혹은 상기 제2레그 사이에 위치하는 다른 공진캐패시터를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 컨버터.
제5항에 있어서,
상기 다른 공진캐패시터는 상기 제1변압기의 리키지(leakage) 인덕턴스와 공진하는 것을 특징으로 하는 컨버터.
제1항에 있어서,
상기 제2레그에 위치하는 2개의 스위치들은,
상기 제2변압기의 자화 인덕턱스에 저장된 에너지를 이용하여 ZVS(zero-voltage-switching)를 수행하는 것을 특징으로 하는 컨버터.
제1항에 있어서,
상기 LLC 정류회로는 전체 스위칭 주기 동안 로드로 전력을 공급하는 것을 특징으로 하는 컨버터.
삭제
제1항에 있어서,
출력인덕터 및 출력캐패시터를 포함하는 출력 필터단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 컨버터.
제1항에 있어서,
상기 2차측 출력은 정전류 혹은 정전압으로 제어되는 것을 특징으로 하는 컨버터.
제1항에 있어서,
상기 풀브리지 인버터는 고정 듀티비에 의한 주파수 변조 방식, 고정 주파수에 의한 위상 천이 변조 방식 혹은 상기 주파수 변조 및 위상 천이 변조가 혼합된 방식에 의해 제어되는 것을 특징으로 하는 컨버터.
제1항에 있어서,
상기 제2변압기의 제2와인딩과 제3와인딩은 센터탭 방식으로 분리되는 것을 특징으로 하는 컨버터.
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