JPH07118915B2 - 共振型ｄｃ−ｄｃコンバ−タ - Google Patents

共振型ｄｃ−ｄｃコンバ−タ

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JPH07118915B2
JPH07118915B2 JP62018209A JP1820987A JPH07118915B2 JP H07118915 B2 JPH07118915 B2 JP H07118915B2 JP 62018209 A JP62018209 A JP 62018209A JP 1820987 A JP1820987 A JP 1820987A JP H07118915 B2 JPH07118915 B2 JP H07118915B2
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inverter
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ray tube
phase difference
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博文 日野
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Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、適宜の直流電源からインバータを介して交流
電圧を変圧器に送りその出力を整流して直流電圧を負荷
としてのＸ線管に供給する共振型DC−DCコンバータに関
し、特に上記インバータの位相制御によって出力電力の
制御範囲を拡張すると共に装置を小形化することができ
る共振型DC−DCコンバータに関する。
〔従来の技術〕
従来の共振型DC−DCコンバータは、米国特許第4504895
号にて開示されたものを説明の都合上要約した第６図に
示すように、直流電源１と、この直流電源１の正極に接
続された第一のスイッチとしてのトランジスタTr1及び
その負極に接続された第二のスイッチとしてのトランジ
スタTr2から成る第一の直列接続体を有すると共に上記
トランジスタTr1及びTr2にそれぞれ並列に設けられた第
三のスイッチとしてのトランジスタTr3及び第四のスイ
ッチとしてのトランジスタTr4から成る第三の直列接続
体を有し且つ上記各トランジスタTr1〜Tr4にそれぞれ逆
並列接続された第一のダイオードD1〜第四のダイオード
D4を有し上記直流電源１から直流を受電して交流に変換
するインバータ２と、このインバータ２の出力側に接続
され該インバータ２の出力電圧を昇圧する変圧器３と、
四つのダイオードD5〜D8から成り上記変圧器３の出力を
直流に変換する整流器４と、この整流器４の出力側に接
続されたＸ線管などの負荷５とを有していた。なお、第
６図において、符号Ｃは上記整流器４からの出力電圧を
平滑するための静電容量、符号６は周波数決定回路、符
号７は周波数制御回路、符号8a〜8dは上記トランジスタ
Tr1〜Tr4を駆動する駆動回路である。
ここで、上記変圧器３は、コンバータとしての入力と出
力を絶縁するために用いられ、また、入力電圧と出力電
圧の大きさが異なる場合には出力電圧を昇圧或いは降圧
するために用いられる。特に、Ｘ線発生用電源のように
数10KV〜200KVの高電圧を発生するには、変圧器３の巻
数比が非常に大きくなるので、二次巻線の巻数が多くな
る。このため、上記二次巻線は何層かに重ねて巻かれる
と共に、各層間は絶縁紙などで絶縁される。この結果、
上記変圧器３は、第７図（ａ）に示すように、二次巻線
の各層間にはキャパシタンスCs1〜Csnが形成される。こ
の第７図（ａ）は、等価回路として第７図（ｂ）のよう
に表しても差支えない。すなわち、上記キャパシタンス
Cs1〜Csnの直列容量が二次巻線の浮遊容量Csとなる。ま
た、変圧器３自体は、第７図（ｃ）に示すように、漏れ
インダクタンスL1及びL2と、励磁インダクタンスLexと
によって表すことができるので、上記変圧器３の全体
は、上記浮遊容量Csとともに第７図（ｃ）のようにな
る。さらに、一般的にL1≪Lex,L2≪Lexであるので、上
記変圧器３に寄生する漏れインダクタンスをLsとする
と、Ls＝L1＋L2となり、該変圧器３の等価回路は第７図
（ｄ）のように表される。
そして、以上のような変圧器３を用いると、それに寄生
する漏れインダクタンスLs及び二次巻線の浮遊容量Csを
共振素子として利用でき、この漏れインダクタンスLsと
浮遊容量Csとの共振及び上記変圧器３の変圧比によって
上記浮遊容量Csに生じる電圧を整流器４に供給すると共
に、この整流器４の出力電圧を静電容量Ｃで平滑して負
荷５に印加するようになっていた。また、上記負荷５に
供給される出力電力を制御するには、上記変圧器３の漏
れインダクタンスLs及び浮遊容量Csの共振周波数F0とイ
ンバータ２の動作周波数Fiとの比Fi/F0を、第６図に示
す周波数決定回路６及び周波数制御回路７によって変化
させていた。すなわち、第８図において、横軸をFi/F0
とし、縦軸を直流電源１からの入力電圧Viと変圧器３の
出力電圧V0との比V0/Viとすると、上記Fi/F0と出力電圧
V0との関係は、負荷抵抗R1，R2，…，R5（R1＞R2＞…＞
R5）をパラメータとして第10図に示すカーブのようにな
る。そして、共振周波数F0は、変圧器３の漏れインダク
タンスLsと浮遊容量Csで決まる一定値であるので、イン
バータ２の動作周波数Fiを変化させることによって出力
電圧V0を制御していた。
〔発明が解決しようとする問題点〕
しかし、このような従来の共振型DC−DCコンバータにお
いては、第８図から明らかなように、Fi/F0がほぼ“1"
のときに出力電圧V0が最大となり、インバータ２の動作
周波数Fiを共振周波数F0に対して小さくするか、あるい
は大きくすることにより出力電圧V0が低下するが、その
出力電圧V0を零にまで落すことはできなかった。この場
合、上記インバータ２の動作周波数Fiを非常に小さくす
るか、あるいは非常に大きくすれば出力電圧V0を零に近
づけることができるが、動作周波数Fiを小さくしていく
と、変圧器３にかかる印加電圧時間積が大きくなるの
で、変圧器３の鉄心の断面積をより大きくしなければな
らない。従って、上記変圧器３が大形化するものであっ
た。また、変圧器３も大形化するにも限度があるので、
逆に動作周波数Fiをあまり小さくすることはできず、出
力電力の制御範囲が限定されるものであった。さらに、
定格負荷におけるインバータ２の動作周波数Fiを可聴周
波数より高くして低騒音化を図ったとしても、軽負荷に
おいて出力電圧V0を小さくするために上記動作周波数Fi
を低くしたときは、可聴周波数となり騒音が大きくなる
ことがあった。従って、この場合も動作周波数Fiをあま
り小さくすることはできず、出力電力の制御範囲が限定
されるものであった。
そこで、本発明は、インバータの動作周波数を変えるこ
となく、出力電力の制御範囲を拡張すると共に装置を小
形化できる共振型DC−DCコンバータを提供することを目
的とする。
〔問題点を解決するための手段〕
上記の問題点を解決するこの出願の発明は、直流電源
と、この直流電源の正極に接続された第一のスイッチ及
びその負極に接続された第二のスイッチから成る第一の
直列接続体を有すると共に上記第一及び第二のスイッチ
にそれぞれ並列に設けられた第三のスイッチ及び第四の
スイッチから成る第二の直列接続体を有し且つ上記第一
から第四のスイッチにそれぞれ逆並列接続された第一か
ら第四のダイオードを有し上記直流電源から直流を受電
して交流に変換するインバータと、このインバータの出
力側に接続され該インバータの出力電圧を昇圧する変圧
器と、この変圧器の出力を直流に変換する整流器と、こ
の整流器の出力側に接続された負荷としてのＸ線管とを
有し、上記変圧器に寄生する漏れインダクタンス及び該
変圧器の一次巻線間あるいは二次巻線間に存在する浮遊
容量を共振素子として用い、この漏れインダクタンスと
浮遊容量との共振及び上記変圧器の変圧比によって上記
浮遊容量に生じる電圧を整流器に供給すると共に、この
整流器の出力電圧を平滑してＸ線管に印加する共振型DC
−DCコンバータにおいて、上記インバータの各スイッチ
に設定する位相差とＸ線管の管電圧との関係を該Ｘ線管
の抵抗値をパラメータとし所定のカープで表したグラフ
をテーブル化したものを有して成り上記Ｘ線管に印加す
べき管電圧及び管電流の設定信号を入力して求めたＸ線
管の抵抗値をパラメータとして上記グラフの関係を用い
て上記管電圧に対応する位相差を求めることにより上記
インバータの各スイッチの動作の位相差を決定する位相
決定回路と、この位相決定回路からの位相信号を入力し
て上記インバータの各スイッチのターンオン及びターン
オフを制御すると共に所定のスイッチがターンオンする
位相差を制御する制御信号を作成する位相制御回路とを
設け、この位相制御回路からの制御信号により上記イン
バータの所定のスイッチを位相差を変化させて駆動する
ことにより、上記Ｘ線管に供給する電力を制御するよう
にされている。
〔実施例〕
以下、本発明の実施例を添付図面に基づいて詳細に説明
する。
第１図は本発明による共振型DC−DCコンバータの実施例
を示す回路図である。この共振型DC−DCコンバータは、
二次電池などの直流電源１と、インバータ２と、変圧器
３と、整流器４と、負荷としてのＸ線管５とを有してい
る。
上記インバータ２は、上記直流電源１から直流を受電し
て交流に変換するもので、該直流電源１の正極に接続さ
れた第一のスイッチとしてのトランジスタTr1及びその
負極に接続された第二のスイッチとしてのトランジスタ
Tr2から成る第一の直列接続体と、上記トランジスタTr1
及びTr2にそれぞれ並列に設けられた第三のスイッチと
してのトランジスタTr3及び第四のスイッチとしてのト
ランジスタTr4から成る第二の直列接続体と、上記各ト
ランジスTr1〜Tr4にそれぞれ逆並列接続された第一のダ
イオードD1〜第四のダイオードD4とから成る。なお、上
記各トランジスタTr1〜Tr4は、それぞれベース電流を流
すことによってターンオンするようになっている。
変圧器３は、上記インバータ２の出力側に接続され該イ
ンバータ２からの出力電圧を昇圧するもので、所定の巻
数比を有すると共に、第７図（ｄ）に示すと同様に漏れ
インダクタンスLs及び浮遊容量Csを有している。
整流器４は、上記変圧器３からの出力電圧を全波整流し
て直流に変換するもので、四つのダイオードD5〜D8から
成る。そして、上記整流器４の出力側には、負荷として
のＸ線管５が接続されている。なお、第１図において、
符号Ｃは上記整流器４の出力電圧をＸ線管５に印加する
ための高電圧ケーブルの静電容量であり、該整流器４か
らの出力電圧を平滑するものである。
ここで、本発明においては、第１図に示すように、位相
決定回路９と位相制御回路10とが設けられている。上記
位相決定回路９は、上記Ｘ線管５に印加すべき管電圧及
び管電流の設定信号S1，S2を入力して求めたＸ線管５の
抵抗値をパラメータとし所定の関係を用いて上記管電圧
に対応する位相差を求めることにより上記インバータ２
の各スイッチの動作の位相差を決定するもので、上記イ
ンバータ２の各スイッチに設定する位相差とＸ線管５の
管電圧との関係を該Ｘ線管５の抵抗値をパラメータとし
て所定のカーブで表したグラフをテーブル化したものを
有して成る。また、位相制御回路10は、上記位相決定回
路９からの位相信号S3を入力して上記インバータ２の各
スイッチのターンオン及びターンオフを制御すると共に
所定のスイッチがターンオンする位相差を制御する制御
信号を作成するものである。なお、符号11a〜11dは、上
記位相制御回路10から出力される制御信号に従ってそれ
ぞれトランジスタTr1〜Tr4を駆動する駆動回路である。
そして、これらの位相決定回路９と位相制御回路10とに
より、上記インバータ２の第一のスイッチとしてのトラ
ンジスタTr1と第二のスイッチとしてのトランジスタTr2
は該インバータ２の動作周波数にて180°の位相差で交
互にターンオンさせ、第三のスイッチとしてのトランジ
スタTr3と第四のスイッチとしてのトランジスタTr4は同
じく180°の位相差で交互にターンオンさせると共に、
第一のトランジスタTr1がターンオンしてから第四のト
ランジスタTr4がターンオンする位相差及び第二のトラ
ンジスタTr2がターンオンしてから第三のトランジスタT
r3がターンオンする位相差を適宜変化させることによっ
て、上記Ｘ線管５に供給する電力を制御するようになっ
ている。
次に、このように構成された共振型DC−DCコンバータの
動作について説明する。まず、第１図に示す共振型DC−
DCコンバータにおける主回路構成部（直流電源１、イン
バータ２、変圧器３、整流器４及びＸ線管５）は、第２
図に示すような等価回路となる。すなわち、インバータ
２の各トランジスタTr1〜Tr4は、それぞれ第一のスイッ
チ12a、第二のスイッチ12b、第三のスイッチ12c、第四
のスイッチ12dと表され、変圧器３は第９図（ｄ）に示
したように漏れインダクタンスLsと浮遊容量Csとで表さ
れる。なお、上記第一から第四のスイッチ12a〜12dと各
スイッチ12a〜12dに逆並列に接続されたダイオードD1〜
D4とで、それぞれ第一のアーム13a、第二のアーム13b、
第三のアーム13c、第四のアーム13dが構成されている。
そこで、この第２図に示す等価回路を用いて、上記の主
回路構成部の動作を第３図及び第４図のタイミング線図
を参照して説明する。
最初に、出力電圧が最大となるように制御する場合の動
作を、第３図を参照して説明する。このときは、第２図
に示すインバータ２の各スイッチ12a〜12dの動作位相
を、第３図（ａ）〜（ｄ）に示すように、第一のスイッ
チ12aと第二のスイッチ12bは180°の位相差で交互にオ
ンし、第四のスイッチ12dと第三のスイッチ12cは180°
の位相差で交互にオンすると共に、第一のスイッチ12a
がオンしてから第四のスイッチ12dがオンする位相差を
零として両者を同時にオンし、第二のスイッチ12bがオ
ンしてから第三のスイッチ12cがオンする位相差を零と
して両者を同時にオンするように制御する。
まず、第３図の時刻Ta1では、第２図において共振電流i
tが漏れインダクタンスLsのエネルギにより、Ls→D1→
１→D4→Cs→Lsの回路、およびLs→D1→１→D4→４→Ｃ
→４→Lsの回路、およびLs→D1→１→D4→４→５→４→
Lsの回路をそれぞれ流れている。ここで、上記第四のダ
イオードD4以後において三つの回路に分かれて共振電流
itが流れる状態を簡単に表記するため、以下、D4→（C
s,4,C,および５）→Lsのように表すこととする。これに
より、第一のアーム13a及び第四のアーム13dには、それ
ぞれ負の電流i1及びi4が流れる（第３図（ｅ），（ｆ）
参照）。このとき、第一のスイッチ12a及び第四のスイ
ッチ12dがオンするが、電流の流れる回路には影響な
い。そして、上記漏れインダクタンスLsのエネルギが減
少するに従って、第３図（ｉ）に示すように、共振電流
itは零に近づくていく。
次に、時刻Ta2において、第３図（ｉ）に示すように共
振電流itが零になると、該共振電流itは、第２図におい
て１→12a→Ls→Cs→12d→１の回路で流れ、漏れインダ
クタンスLsと浮遊容量Csとで決まる共振周波数の弧を描
いて増加していく（第３図（ｉ）参照）。そして、上記
浮遊容量Csの電圧が静電容量Ｃの電圧と等しくなると、
上記共振電流itは、１→12a→Ls→（Cs,4,C,および５）
→12d→１の回路で流れる。
次に、時刻Ta3では、第３図（ａ）〜（ｄ）に示すよう
に、第一のスイッチ12aと第四のスイッチ12dがオフし、
これと同時に第二のスイッチ12bと第三のスイッチ12cが
オンする。しかし、共振電流itは、第２図において漏れ
インダクタンスLsのエネルギにより、Ls→（Cs,4,C,お
よび５）→D3→１→D2→Lsの回路を流れる。従って、第
二のアーム13b及び第三のアーム13cには、それぞれ負の
電流i2及びi3が流れる（第３図（ｇ），（ｈ）参照）。
そして、上記漏れインダクタンスLsのエネルギが減少す
るに従って、第３図（ｉ）に示すように、共振電流itは
零に近づいていく。
次に、時刻Ta4において、第３図（ｉ）に示すように共
振電流itが零になると、該共振電流itは、第２図におい
て１→12c→Cs→Ls→12b→１の回路で流れ、漏れインダ
クタンスLsと浮遊容量Csとで決まる共振周波数の弧を描
いて増加していく（第３図（ｉ）参照）。そして、上記
浮遊容量Csの電圧が静電容量Ｃの電圧と等しくなると、
上記共振電流itは、１→12c→（Cs,4,Cおよび５）→Ls
→12b→１の回路で流れる。
次に、時刻Ta5では、第３図（ａ）〜（ｄ）に示すよう
に、第二のスイッチ12bと第三のスイッチ12cがオフし、
これと同時に第一のスイッチ12aと第四のスイッチ12dが
オンする。これにより、前記時刻Ta1の状態と全く同じ
状態となり、以後上記の動作を繰り返す。
以上のようなインバータ２の動作位相の制御の場合は、
第一のスイッチ12aと第四のスイッチ12dが位相差零で同
時にオン、オフすると共に、第二のスイッチ12bと第三
のスイッチ12cが位相差零で同時にオン、オフするの
で、第３図（ｅ），（ｆ）に示すように、第一のアーム
13aの電流i1と第四のアーム13dの電流i4とは同じ波形と
なり、第３図（ｇ），（ｈ）に示すように、第二のアー
ム13bの電流i2と第三のアーム13cの電流i3とは同じ波形
となる。また、上記第一のスイッチ12aと第四のスイッ
チ12dが同時にオンしている期間（Ta1〜Ta3）と、第二
のスイッチ12bと第三のスイッチ12cが同時にオンしてい
る期間（Ta3〜Ta5）は連続状態となり、インバータ２の
出力電圧vtの波形は、第３図（ｊ）に示すように、直流
電源１の電圧を正負の波高値とする連続した方形波とな
り、その出力電力は最大となる。
次に、出力電力が小さくなるように制御する場合の動作
を、第４図を参照して説明する。このときは、第２図に
示すインバータ２の各スイッチ12a〜12dの動作位相を、
第４図（ａ）〜（ｄ）に示すように、第一のスイッチ12
aと第二のスイッチ12bは180°の位相差で交互にオン
し、第四のスイッチ12dと第三のスイッチ12cは180°の
位相差で交互にオンすると共に、第一のスイッチ12aが
オンしてから第四のスイッチ12dがオンする位相差をα
としてずらしてオンし、第二のスイッチ12bがオンして
から第三のスイッチ12cがオンする位相差をαとしてず
らしてオンするように制御する。
まず、第４図の時刻Tb1では、第２図において第一のス
イッチ12aと第三のスイッチ12cがオンしており、共振電
流itは漏れインダクタンスLsのエネルギにより、Ls→D1
→12c→（Cs,4,C,および５）→Lsの回路を流れている。
従って、第一のアーム13aには、第４図（ｅ）に示すよ
うに負の電流i1が流れ、第三のアーム13cには、第４図
（ｈ）に示すように正の電流i3が流れる。そして、上記
漏れインダクタンスLsのエネルギが減少するに従って、
第４図（ｉ）に示すように、共振電流itは零に近づいて
いく。
次に、時刻Tb2において、第４図（ｉ）に示すように共
振電流itが零になると、該共振電流itは浮遊容量Csのエ
ネルギにより、Cs→D3→12a→Ls→Csの回路で流れ、漏
れインダクタンスLsと浮遊容量Csとで決まる共振周波数
の弧を描いて増加していく（第４図（ｉ）参照）。この
とき、第一のアーム13aには、第４図（ｅ）に示すよう
に正の電流i1が流れ初め、第三のアーム13cには、第４
図（ｈ）に示すように負の電流i3が流れ始める。
次に、時刻Tb3では、第４図（ｄ）に示すように第三の
スイッチ12cがオフすると共に、第４図（ｂ）に示すよ
うに第四のスイッチ12dがオンする。すると、第４図
（ａ），（ｂ）に示すように、第一のスイッチ12aと第
四のスイッチ12dが共にオンの状態となり、上記第四の
スイッチ12dがオンすることによって第三のダイオードD
3が逆バイアスされオフするので、共振電流itは、第２
図において１→12a→Ls→Cs→12d→１の回路で流れる。
そして、上記浮遊容量Csの電圧が静電容量Ｃの電圧と等
しくなると、上記共振電流itは、１→12a→Ls→（Cs,4,
C,および５）→12d→１の回路で流れる。この期間は、
第４図（ｅ），（ｆ）に示すように、第一のアーム13a
の電流i1と第四のアーム13dの電流i4とは同じ波形にな
る。
次に、時刻Tb4においては、第４図（ａ）に示すように
第一のスイッチ12aがオフすると共に、第４図（ｃ）に
示すように第二のスイッチ12bがオンする。このとき、
共振電流itは漏れインダクタンスLsのエネルギにより、
Ls→（Cs,4,Cおよび５）→12d→D2→Lsの回路を流れ
る。従って、第二のアーム13bには、第４図（ｇ）に示
すように負の電流i2が流れ、第四のアーム13dには、第
４図（ｆ）に示すように正の電流i4が流れる。そして、
上記漏れインダクタンスLsのエネルギが減少するに従っ
て、第４図（ｉ）に示すように、共振電流itは零に近づ
いていく。
次に、時刻Tb5において、第４図（ｉ）に示すように共
振電流itが零になると、該共振電流itは、第２図におい
てCs→Ls→12b→D4→Csの回路で流れ、漏れインダクタ
ンスLsと浮遊容量Csとで決まる共振周波数の弧を描いて
増加していく（第４図（ｉ）参照）。
次に、時刻Tb6では、第４図（ｂ）に示すように第四の
スイッチ12dがオフすると共に、第４図（ｄ）に示すよ
うに第三のスイッチ12cがオンする。すると、第４図
（ｃ），（ｄ）に示すように、第二のスイッチ12bと第
三のスイッチ12cが共にオンの状態となるので、共振電
流itは、第２図において１→12c→Cs→Ls→12b→１の回
路で流れる。そして、上記浮遊容量Csの電圧が静電容量
Ｃの電圧と等しくなると、上記共振電流itは、１→12c
→（Cs,4,C,および５）→Ls→12b→１の回路で流れる。
この期間は、第４図（ｇ），（ｈ）に示すように、第二
のアーム13bの電流i2と第三のアーム13cの電流i3とは同
じ波形になる。
次に、時刻Tb7において、第４図（ｃ）に示すように第
二のスイッチ12bがオフすると共に、第４図（ａ）に示
すように第一のスイッチ12aがオンすると、前記時刻Tb1
の状態と全く同じ状態となり、以後上記の動作を繰り返
す。
以上のようなインバータ２の動作位相の制御の場合は、
第一のスイッチ12aと第四のスイッチ12dが位相差αでず
れてオン、オフすると共に、第二のスイッチ12bと第三
のスイッチ12cが位相差αでずれてオン、オフするの
で、上記第一のスイッチ12aと第四のスイッチ12dが同時
にオンしている期間（Tb3〜Tb4）と、第二のスイッチ12
bと第三のスイッチ12cが同時にオンしている期間（Tb6
〜Tb7）はそれぞれのスイッチのオン期間よりαだけ短
くなる。そして、この期間だけ直流電源１からＸ線管５
へ電力が供給される。従って、インバータ２の出力電圧
vtの波形は、第４図（ｊ）に示すように、上記の断続し
た期間すなわち（180°−α）の期間において直流電源
１の電圧を正負の波高値とする断続した方形波となる。
このことから、第一のスイッチ12aと第四のスイッチ12d
がオンする位相差α、及び第二のスイッチ12bと第三の
スイッチ12cがオンする位相差αを適宜変化させること
により、それぞれのスイッチ12a〜12dが同時にオンする
期間を変化することができ、Ｘ線管５に供給する電力を
制御することができる。すなわち、上記の位相差αを大
きくしてゆけば出力電力を小さくすることができ、位相
差α＝180°ではそれぞれのスイッチ12a〜12dが同時に
オンする期間は無くなり、出力電力を零まで落すことが
できる。
以上のような動作をする第２図に示す主回路構成部を制
御するのが、第１図に示す位相決定回路９及び位相制御
回路10である。そこで、これらの位相決定回路９及び位
相制御回路10により、第１図に示すインバータ２の各ト
ランジスタTr1〜Tr4の動作位相を制御する動作について
説明する。まず、負荷としてのＸ線管５に供給する管電
圧及び管電流が決まると、上記管電圧に対応した管電圧
設定信号S1及び管電流に対応した管電流設定信号S2を、
図示外のコントローラから位相決定回路９へ入力する。
ここで、この位相決定回路９は、第５図に示すように、
横軸を位相差αとし、縦軸を負荷としてのＸ線管５の管
電圧Ｖとし、この位相差αと管電圧Ｖとの関係を負荷抵
抗値R1，R2，R3，…（R1＞R2＞R3）をパラメータとして
所定のカーブで表したグラフをテーブル化したメモリ、
または関数発生器あるいはオペアンプなどから成る。そ
して、この位相決定回路９では、上記管電圧設定信号S1
及び管電流設定信号S2から負荷抵抗値R1，R2，…を求
め、第５図の関係を用いて、上記の負荷抵抗値たとえば
R3をパラメータとしこのカーブと設定すべき管電圧Ｖと
の交点を求めて、インバータ２の各トランジスタTr1〜T
r4の動作の位相差αを決定する。すると、この位相差α
に応じた位相信号S3が上記位相決定回路９から出力さ
れ、位相制御回路10へ入力する。この位相制御回路10で
は、上記位相信号S3から各トランジスタTr1〜Tr4がター
ンオン及びターンオフする制御信号を作ると共に、第一
のスイッチとしてのトランジスタTr1と第四のスイッチ
としてのトランジスタTr4がターンオンする位相差α、
及び第二のスイッチとしてのトランジスタTr2と第三の
スイッチとしてのトランジスタTr3がターンオンする位
相差αを制御する制御信号を作成する。そして、上記位
相制御回路10に図示外のコントローラからＸ線曝射信号
S4が入力することにより、該位相制御回路10は、上記作
成した制御信号をそれぞれの駆動回路11a〜11dへ送出す
る。これにより、各駆動回路11a〜11dは、上記位相制御
回路10からの制御信号に従ってインバータ２の各トラン
ジスタTr1〜Tr4を駆動する。
このようにして上記各トランジスタTr1〜Tr4が動作を開
始すると、第３図あるいは第４図に示すような共振電流
itが変圧器３に流れ、Ｘ線管５には前記設定した管電圧
及び管電流による電力が供給される。なお、このとき、
インバータ２は、変圧器３の漏れインダクタンスLsと浮
遊容量Csとの共振周波数あるいはそれに近い周波数で動
作する。
なお、第１図、においては、インバータ２のスイッチン
グ素子としてトランジスタTr1〜Tr4を用いたものとして
示したが、本発明はこれに限らず、例えばGTOを用いて
もよいし、さらに高周波化するにはMOS FET、IGBT、SI
トランジスタ、またはSIサイリスタなどを使用してもよ
い。
〔発明の効果〕
本発明は以上のように構成されたので、インバータ２の
各スイッチに設定する位相差αとＸ線管５の管電圧Ｖと
の関係を該Ｘ線管５の抵抗値R1，R2，R3，…をパラメー
タとして所定のカーブで表したグラフをテーブル化した
ものを有して成る位相決定回路９により、上記Ｘ線管５
に印加すべき管電圧及び管電流の設定信号S1，S2を入力
して求めたＸ線管５の抵抗値をパラメータとし上記グラ
フの関係を用いて上記管電圧Ｖに対応する位相差αを求
めることにより上記インバータ２の各スイッチの動作の
位相差αを決定し、上記位相決定回路９の次段に設けら
れた位相制御回路10により、上記位相決定回路９からの
位相信号S3を入力して上記インバータ２の各スイッチの
ターンオン及びターンオフを制御すると共に所定のスイ
ッチがターンオンする位相差αを制御する制御信号を作
成し、この位相制御回路10からの制御信号により上記イ
ンバータ２の所定のスイッチを位相差αを変化させて駆
動することにより、上記Ｘ線管５に供給する電力を制御
することができる。従って、個々のＸ線管５についてそ
のときの管電圧及び管電流の設定により決まる抵抗値
R1，R2，R3，…に対応してインバータ２の位相差αを決
定することができる。このことから、Ｘ線管５のＸ線曝
射条件に対応した適正な位相差αを選択して、上記イン
バータ２の出力電力を零から最大まで変化させることが
でき、Ｘ線管５に供給する電力を制御することができ
る。
また、上記出力電力を制御するのに従来のようにインバ
ータ２の動作周波数Fiを変えることなく、上記動作周波
数Fiを低くすることによる変圧器３の鉄心の断面積が大
きくなるのをなくして、該変圧器３が大形化するのを防
止できる。従って、装置の全体を小形化することができ
る。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明による共振型DC−DCコンバータの実施例
を示す回路図、第２図は第１図に示す共振型DC−DCコン
バータにおける主回路構成部を示す等価回路、第３図は
出力電力が最大となるように制御する場合の動作を示す
タイミング線図、第４図は出力電力が小さくなるように
制御する場合の動作を示すタイミング線図、第５図は位
相決定回路における位相差と管電圧との関係をＸ線管の
抵抗値をパラメータとして示すグラフ、第６図は従来の
共振型DC−DCコンバータを示す回路図、第７図はその変
圧器の等価回路を示す説明図、第８図は従来例における
出力電圧の制御を説明するグラフである。 １……直流電源、２……インバータ、３……変圧器、４
……整流器、５……Ｘ線管、９……位相決定回路、10…
…位相制御回路、11a〜11d……駆動回路、12a……第一
のスイッチ、12b……第二のスイッチ、12c……第三のス
イッチ、12d……第四のスイッチ、14……分圧器、15…
…誤差増幅位相決定回路、17……整流器、Tr1〜Tr4……
トランジスタ、D1〜D12……ダイオード、Ｃ……静電容
量、Ls……変圧器の漏れインダクタンス、Cs……変圧器
の浮遊容量、Ｌ′……インダクタンス、Ｃ′……キャパ
シタンス。

Claims (1)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】直流電源と、この直流電源の正極に接続さ
    れた第一のスイッチ及びその負極に接続された第二のス
    イッチから成る第一の直列接続体を有すると共に上記第
    一及び第二のスイッチにそれぞれ並列に設けられた第三
    のスイッチ及び第四のスイッチから成る第二の直列接続
    体を有し且つ上記第一から第四のスイッチにそれぞれ逆
    並列接続された第一から第四のダイオードを有し上記直
    流電源から直流を受電して交流に変換するインバータ
    と、このインバータの出力側に接続され該インバータの
    出力電圧を昇圧する変圧器と、この変圧器の出力を直流
    に変換する整流器と、この整流器の出力側に接続された
    負荷としてのＸ線管とを有し、上記変圧器に寄生する漏
    れインダクタンス及び該変圧器の一次巻線間あるいは二
    次巻線間に存在する浮遊容量を共振素子として用い、こ
    の漏れインダクタンスと浮遊容量との共振及び上記変圧
    器の変圧比によって上記浮遊容量に生じる電圧を整流器
    に供給すると共に、この整流器の出力電圧を平滑してＸ
    線管に印加する共振型DC−DCコンバータにおいて、上記
    インバータの各スイッチに設定する位相差とＸ線管の管
    電圧との関係を該Ｘ線管の抵抗値をパラメータとし所定
    のカーブで表したグラフをテーブル化したものを有して
    成り上記Ｘ線管に印加すべき管電圧及び管電流の設定信
    号を入力して求めたＸ線管の抵抗値をパラメータとし上
    記グラフの関係を用いて上記管電圧に対応する位相差を
    求めることにより上記インバータの各スイッチの動作の
    位相差を決定する位相決定回路と、この位相決定回路か
    らの位相信号を入力して上記インバータの各スイッチの
    ターンオン及びターンオフを制御すると共に所定のスイ
    ッチがターンオンする位相差を制御する制御信号を作成
    する位相制御回路とを設け、この位相制御回路からの制
    御信号により上記インバータの所定のスイッチを位相差
    を変化させて駆動することにより、上記Ｘ線管に供給す
    る電力を制御するようにしたことを特徴とする共振型DC
    −DCコンバータ。
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