JP2707465B2 - インバータ装置 - Google Patents
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- H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
- H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
- H05B41/14—Circuit arrangements
- H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC
- H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC using static converters
- H05B41/282—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC using static converters with semiconductor devices
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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- H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
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- H05B41/36—Controlling
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- H05B41/39—Controlling the intensity of light continuously
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、直流を交流に変換して出力するインバー
タ装置に関するものである。
タ装置に関するものである。
第12図はこの種の従来のインバータ装置の回路図であ
る。図において、Q1,Q2はそれぞれＡ端子,B端子からの
入力信号により駆動されるトランジスタ等のスイッチン
グ素子、Q3,Q4は出力トランスＴの一次巻線Ｎに接続さ
れたMOSFET等のスイッチング素子で、出力トランスＴの
一次巻線Ｎにはセンタータップが設けられ、このセンタ
ータップに直流電源VCCが接続されている。C1は出力ト
ランスＴの二次巻線Ｓに接続されたコンデンサで、この
コンデンサC1を介してCFL等の負荷１が接続されてい
る。R1,R2は抵抗である。
る。図において、Q1,Q2はそれぞれＡ端子,B端子からの
入力信号により駆動されるトランジスタ等のスイッチン
グ素子、Q3,Q4は出力トランスＴの一次巻線Ｎに接続さ
れたMOSFET等のスイッチング素子で、出力トランスＴの
一次巻線Ｎにはセンタータップが設けられ、このセンタ
ータップに直流電源VCCが接続されている。C1は出力ト
ランスＴの二次巻線Ｓに接続されたコンデンサで、この
コンデンサC1を介してCFL等の負荷１が接続されてい
る。R1,R2は抵抗である。
上記構成の回路は、他励式インバータ回路となってお
り、Ａ端子,B端子にはCPUあるいは調光回路等の外部回
路から例えば数十KHzの周波数の互いに180゜位相がずれ
た矩形波の制御信号がそれぞれ連続的に入力される。こ
れにより、出力トランスＴの一次巻線Ｎに接続されたス
イッチング素子Q3,Q4もオン（ON），オフ（OFF）を繰り
返し、出力トランスＴの二次巻線Ｓに交流が発生し、こ
の交流が負荷１に供給される。その際、出力トランスＴ
とコンデンサC1によってタンク回路が形成されており、
その共振周波数と上記外部回路からの制御信号の周波数
は出力が最大になるようにマッチング（整合）され、負
荷１に安定した電源が供給されるようになっている。第
13図は負荷１の両端の電圧波形を示したものである。
り、Ａ端子,B端子にはCPUあるいは調光回路等の外部回
路から例えば数十KHzの周波数の互いに180゜位相がずれ
た矩形波の制御信号がそれぞれ連続的に入力される。こ
れにより、出力トランスＴの一次巻線Ｎに接続されたス
イッチング素子Q3,Q4もオン（ON），オフ（OFF）を繰り
返し、出力トランスＴの二次巻線Ｓに交流が発生し、こ
の交流が負荷１に供給される。その際、出力トランスＴ
とコンデンサC1によってタンク回路が形成されており、
その共振周波数と上記外部回路からの制御信号の周波数
は出力が最大になるようにマッチング（整合）され、負
荷１に安定した電源が供給されるようになっている。第
13図は負荷１の両端の電圧波形を示したものである。
しかしながら、上記のような従来のインバータ装置に
あっては、外部より入力される制御信号の周波数と出力
トランス及びコンデンサによるタンク回路の共振周波数
は、出力トランスのインダクタンスのバラツキにより完
全にマッチングできず、効率が低下するという問題点が
あり、また、外部からの入力制御信号が矩形波であると
負荷にかかる電圧は矩形波の微分波形になり、負荷に一
時的に高い電圧が印加され、負荷の最適な制御ができな
いという問題点があった。
あっては、外部より入力される制御信号の周波数と出力
トランス及びコンデンサによるタンク回路の共振周波数
は、出力トランスのインダクタンスのバラツキにより完
全にマッチングできず、効率が低下するという問題点が
あり、また、外部からの入力制御信号が矩形波であると
負荷にかかる電圧は矩形波の微分波形になり、負荷に一
時的に高い電圧が印加され、負荷の最適な制御ができな
いという問題点があった。
この発明は、このような問題点に着目してなされたも
ので、効率が良く、負荷の最適な制御が可能なインバー
タ装置を得ることを目的としている。
ので、効率が良く、負荷の最適な制御が可能なインバー
タ装置を得ることを目的としている。
この発明のインバータ装置は、次のように構成したも
のである。
のである。
（１）出力トランスの一次側に入力された直流をスイッ
チング素子の駆動により交流に変換して該トランスの二
次側から出力するインバータ装置において、前記スイッ
チング素子を駆動させるための発振信号と出力トランス
により形成された共振回路の共振周波数とを整合させる
周波数制御手段を備え、該周波数制御手段は、スイッ
チ、アップカウント及びダウンカウントするカウンタ、
PWM信号を発生するPWM信号発生器を有し、前記スイッチ
により前記カウンタがアップカウント又はダウンカウン
トし、前記PWM信号発生器より発生されるパルスをある
一定の周期内で前記カウンタの出力に伴い、発振を停止
あるいは停止していたパルスを発振させることにより調
光パルスとした。
チング素子の駆動により交流に変換して該トランスの二
次側から出力するインバータ装置において、前記スイッ
チング素子を駆動させるための発振信号と出力トランス
により形成された共振回路の共振周波数とを整合させる
周波数制御手段を備え、該周波数制御手段は、スイッ
チ、アップカウント及びダウンカウントするカウンタ、
PWM信号を発生するPWM信号発生器を有し、前記スイッチ
により前記カウンタがアップカウント又はダウンカウン
トし、前記PWM信号発生器より発生されるパルスをある
一定の周期内で前記カウンタの出力に伴い、発振を停止
あるいは停止していたパルスを発振させることにより調
光パルスとした。
（２）前記（１）のインバータ装置において、周波数制
御手段は、複数のカウンタ及びPWM信号発生器で構成さ
れ、前記PWM信号発生器のそれぞれは、パルスのオン期
間及び前記一定の周期を異ならせた。
御手段は、複数のカウンタ及びPWM信号発生器で構成さ
れ、前記PWM信号発生器のそれぞれは、パルスのオン期
間及び前記一定の周期を異ならせた。
〔作用〕 この発明のインバータ装置においては、外部からの発
振信号の周波数と共振周波数とを整合させる手段が備え
られているので、効率が良く、負荷の最適な制御を行う
ことができる。
振信号の周波数と共振周波数とを整合させる手段が備え
られているので、効率が良く、負荷の最適な制御を行う
ことができる。
第１図はこの発明の第１実施例を示すブロック図であ
る。図において、１は負荷、２は出力トランス及びスイ
ッチング素子を内蔵した出力回路（昇圧回路）で、出力
トランスの一次側に入力された直流をスイッチング素子
の駆動により交流に変換して該トランスの二次側から負
荷１に出力する。３はそのスイッチング素子を駆動する
ための駆動パルスを出力するCPU（中央処理装置）、４
はこのCPU3にクロック（CK）を出力するVCO（voltage c
ontrolled oscillator）、５はVCO4の出力周波数を変化
させる可変抵抗で、上記出力回路２のスイッチング素子
を駆動させるための発振信号（駆動パルス）と出力トラ
ンスとコンデンサにより形成されたLC共振回路の共振周
波数とをマッチング（整合）させる周波数制御手段とし
て設けられている。
る。図において、１は負荷、２は出力トランス及びスイ
ッチング素子を内蔵した出力回路（昇圧回路）で、出力
トランスの一次側に入力された直流をスイッチング素子
の駆動により交流に変換して該トランスの二次側から負
荷１に出力する。３はそのスイッチング素子を駆動する
ための駆動パルスを出力するCPU（中央処理装置）、４
はこのCPU3にクロック（CK）を出力するVCO（voltage c
ontrolled oscillator）、５はVCO4の出力周波数を変化
させる可変抵抗で、上記出力回路２のスイッチング素子
を駆動させるための発振信号（駆動パルス）と出力トラ
ンスとコンデンサにより形成されたLC共振回路の共振周
波数とをマッチング（整合）させる周波数制御手段とし
て設けられている。
上記出力回路２は第12図の回路と同様の構成となって
おり、CPU3からＸ端子,Y端子にそれぞれ第２図に示すよ
うな例えば周波数10KHzの連続した矩形波の駆動パルス
が180゜位相をずらした状態で入力される。そして、こ
の駆動パルスにより上述のスイッチング素子が駆動さ
れ、出力トランスの一次側に入力された直流が交流に変
換されて該トランスの二次側から負荷１に出力される。
その際、出力回路２の出力電圧を測定しながら手動で可
変抵抗５を調整し、出力電圧が最大になるようにする。
おり、CPU3からＸ端子,Y端子にそれぞれ第２図に示すよ
うな例えば周波数10KHzの連続した矩形波の駆動パルス
が180゜位相をずらした状態で入力される。そして、こ
の駆動パルスにより上述のスイッチング素子が駆動さ
れ、出力トランスの一次側に入力された直流が交流に変
換されて該トランスの二次側から負荷１に出力される。
その際、出力回路２の出力電圧を測定しながら手動で可
変抵抗５を調整し、出力電圧が最大になるようにする。
このように、可変抵抗５によりCPU3から出力回路２に
出力される駆動パルスの周波数を変化させて上記共振回
路の周波数とマッチングさせているので、出力トランス
のインダクタンスにバラツキがあっても効率良く負荷１
の最適な制御を行うことができる。
出力される駆動パルスの周波数を変化させて上記共振回
路の周波数とマッチングさせているので、出力トランス
のインダクタンスにバラツキがあっても効率良く負荷１
の最適な制御を行うことができる。
第３図はこの発明の第２実施例を示すブロック図であ
る。第１図の実施例では手動でマッチングを行っていた
が、素子の経時変化に伴うインピーダンスの変化あるい
は周囲の環境変化などによってマッチングがずれる場合
があるため、この実施例では自動で周波数を調整するよ
うにしている。すなわち、電圧検出回路６により常時出
力トランスの出力電圧を検出し、その出力電圧が最大に
なるように自動的に周波数の調整を行っている。
る。第１図の実施例では手動でマッチングを行っていた
が、素子の経時変化に伴うインピーダンスの変化あるい
は周囲の環境変化などによってマッチングがずれる場合
があるため、この実施例では自動で周波数を調整するよ
うにしている。すなわち、電圧検出回路６により常時出
力トランスの出力電圧を検出し、その出力電圧が最大に
なるように自動的に周波数の調整を行っている。
上記電圧検出回路６から出力された検出信号は、A/D
コンバータ（アナログ／ディジタル変換器）７に入力さ
れ、ここでディジタル化された信号VINCPUに変換されて
CPU3に出力される。CPU3は、その信号VINCPUの電圧レベ
ルV1を内部メモリに格納し、次に電源投入時にD/Aコン
バータ（ディジタル／アナログ変換器）８を通して入力
したVCO4への信号VOUTCPUよりも１ステップ（１ステッ
プは例えば周波数変換して数百Hzとする）増加させた信
号をVCO4に入力させ、該CPU3にクロックとして入力させ
る。そして、再び電圧検出回路６からの信号VINCPUをA/
Dコンバータ７を介して入力する。この時、前回の信号
の電圧レベルV1と今回の信号の電圧レベルを比較し、V1
＜V2であればV1のデータを内部メモリから消去し、V2の
データを新たに格納する。以上の動作を繰り返し、１ス
テップ前の電圧レベルと現在の電圧レベルを比較し、前
の電圧レベルよりも今の電圧レベルの方が低いかあるい
は等しい場合のみ前の電圧レベルの信号をVCO4に入力さ
せ、CPU3からの出力信号VOUTCPUを固定する。
コンバータ（アナログ／ディジタル変換器）７に入力さ
れ、ここでディジタル化された信号VINCPUに変換されて
CPU3に出力される。CPU3は、その信号VINCPUの電圧レベ
ルV1を内部メモリに格納し、次に電源投入時にD/Aコン
バータ（ディジタル／アナログ変換器）８を通して入力
したVCO4への信号VOUTCPUよりも１ステップ（１ステッ
プは例えば周波数変換して数百Hzとする）増加させた信
号をVCO4に入力させ、該CPU3にクロックとして入力させ
る。そして、再び電圧検出回路６からの信号VINCPUをA/
Dコンバータ７を介して入力する。この時、前回の信号
の電圧レベルV1と今回の信号の電圧レベルを比較し、V1
＜V2であればV1のデータを内部メモリから消去し、V2の
データを新たに格納する。以上の動作を繰り返し、１ス
テップ前の電圧レベルと現在の電圧レベルを比較し、前
の電圧レベルよりも今の電圧レベルの方が低いかあるい
は等しい場合のみ前の電圧レベルの信号をVCO4に入力さ
せ、CPU3からの出力信号VOUTCPUを固定する。
このようにして、CPU3から出力される駆動パルスと出
力回路２内の共振回路（タンク回路）との共振周波数f0
を検出し、その時の電圧レベルV0のCPU3からの信号V
OUTCPUをVCO4に入力することにより、常に上述のマッチ
ングを完全にとることができる。第４図は上記検出電圧
のレベル（Ｖ）とCPU3のクロック周波数（ｆ）との関係
を示したものである。
力回路２内の共振回路（タンク回路）との共振周波数f0
を検出し、その時の電圧レベルV0のCPU3からの信号V
OUTCPUをVCO4に入力することにより、常に上述のマッチ
ングを完全にとることができる。第４図は上記検出電圧
のレベル（Ｖ）とCPU3のクロック周波数（ｆ）との関係
を示したものである。
上記周波数f0を検出する一連の動作は、CPU3のリセッ
ト時、つまり電源立上り時には毎回行われる。また、負
荷１に供給する電流を減少させる時、例えば負荷１がCF
L等の放電管であれば調光時には途中発振が停止した駆
動パルスがCPU3から出力回路２に入力される。この場
合、マッチングの自動調整が行われてしまうと、マッチ
ングが大きくずれてしまう。これを防止するため、調光
時にはCPU3からの信号VOUTCPUは常に固定されている。
しかし、最大出力時には、前述のように素子の経時変化
等によって少しずつ共振周波数f0が変化するので、一定
時間例えば数十分〜数時間に一度出力されている信号V
OUTCPUを比較する。そして、変化がなければ一定時間後
に再び上記の第１のルーチン動作を実行する。しかし、
変化があれば新しい信号VOUTCPUのデータにメモリを書
き換えて固定し、この第２のルーチン動作の終了後、上
記第１のルーチン動作を実行することになる。
ト時、つまり電源立上り時には毎回行われる。また、負
荷１に供給する電流を減少させる時、例えば負荷１がCF
L等の放電管であれば調光時には途中発振が停止した駆
動パルスがCPU3から出力回路２に入力される。この場
合、マッチングの自動調整が行われてしまうと、マッチ
ングが大きくずれてしまう。これを防止するため、調光
時にはCPU3からの信号VOUTCPUは常に固定されている。
しかし、最大出力時には、前述のように素子の経時変化
等によって少しずつ共振周波数f0が変化するので、一定
時間例えば数十分〜数時間に一度出力されている信号V
OUTCPUを比較する。そして、変化がなければ一定時間後
に再び上記の第１のルーチン動作を実行する。しかし、
変化があれば新しい信号VOUTCPUのデータにメモリを書
き換えて固定し、この第２のルーチン動作の終了後、上
記第１のルーチン動作を実行することになる。
第５図はこの発明の第３実施例を示すブロック図であ
る。この実施例も上記第３図の実施例と同様、周波数調
整の自動化を図ったものであるが、ここでは直流電源９
から出力回路２に流れる入力直流電流が最大になるよう
に周波数を自動調整している。図中、10は上記入力直流
電流を検出する電流検出回路で、その検出信号はA/Dコ
ンバータ７を介して図外のCPUに入力される。そして、
このCPUにより第３図の実施例と同様の動作が実行さ
れ、常にマッチングを完全にとることができる。
る。この実施例も上記第３図の実施例と同様、周波数調
整の自動化を図ったものであるが、ここでは直流電源９
から出力回路２に流れる入力直流電流が最大になるよう
に周波数を自動調整している。図中、10は上記入力直流
電流を検出する電流検出回路で、その検出信号はA/Dコ
ンバータ７を介して図外のCPUに入力される。そして、
このCPUにより第３図の実施例と同様の動作が実行さ
れ、常にマッチングを完全にとることができる。
第６図はこの発明の第４実施例を示す回路構成図であ
る。この実施例は、負荷としてCFL等の放電ランプ11を
点灯させる点灯装置として構成したもので、基本的には
第３図の回路と同様であるが、出力トランスＴの一次巻
線Ｎのセンタータップと直流電源（VCC）との間に、該
トランスＴの一次巻線のインダクタンスより十分大きな
インダクタンスをもつコイルＬが介装されている。ま
た、電圧検出回路６は、整流用ダイオードD1及び平滑用
コンデンサC2から構成されている。
る。この実施例は、負荷としてCFL等の放電ランプ11を
点灯させる点灯装置として構成したもので、基本的には
第３図の回路と同様であるが、出力トランスＴの一次巻
線Ｎのセンタータップと直流電源（VCC）との間に、該
トランスＴの一次巻線のインダクタンスより十分大きな
インダクタンスをもつコイルＬが介装されている。ま
た、電圧検出回路６は、整流用ダイオードD1及び平滑用
コンデンサC2から構成されている。
CPU3内部で初期設定された駆動パルス（第２図参照）
は、Ｘ端子,Y端子から出力回路２に入力され、電源（V
DD）に接続されたバッファ12,13を介してスイッチング
素子であるFETQ5,Q6のゲートにそれぞれ入力される。こ
れにより、出力トランスＴの二次側に昇圧された交流が
発生し、負荷である放電灯11に供給される。第７図は第
６図の各部の信号波形を示したものである。
は、Ｘ端子,Y端子から出力回路２に入力され、電源（V
DD）に接続されたバッファ12,13を介してスイッチング
素子であるFETQ5,Q6のゲートにそれぞれ入力される。こ
れにより、出力トランスＴの二次側に昇圧された交流が
発生し、負荷である放電灯11に供給される。第７図は第
６図の各部の信号波形を示したものである。
ここで、上記出力トランスＴの一次側のコイルＬが無
い場合には、該トランスＴのセンタータップに直接電源
VCCが供給されるので、FETQ5,Q6の各々のドレイン−グ
ランド（GND）間の電圧波形は第７図（ｃ）に示すよう
な矩形波となる。そして、出力トランスＴの二次側のＢ
点−グランド間の波形も、従来と同様第７図（ｇ）に示
すような駆動パルスの立上り時と立下り時に所定値を越
えた波形となる。このため、放電灯11には一時的に大き
な電圧がかかり、ラッシュ電流が流れ、寿命が短くなる
原因となる。しかし、本実施例では出力トランスＴの一
次側にコイルＬが接続されているので、該トランスＴの
一次側で上記矩形波が正弦波に波形整形される。すなわ
ち、このコイルＬが有る場合、上記FETQ5,Q6のドレイン
−グランド間の電圧波形、出力トランスＴのセンタータ
ップの電圧波形、Ｂ点−グランド間の電圧波形はそれぞ
れ第７図（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）に示すような正弦波形
となる。
い場合には、該トランスＴのセンタータップに直接電源
VCCが供給されるので、FETQ5,Q6の各々のドレイン−グ
ランド（GND）間の電圧波形は第７図（ｃ）に示すよう
な矩形波となる。そして、出力トランスＴの二次側のＢ
点−グランド間の波形も、従来と同様第７図（ｇ）に示
すような駆動パルスの立上り時と立下り時に所定値を越
えた波形となる。このため、放電灯11には一時的に大き
な電圧がかかり、ラッシュ電流が流れ、寿命が短くなる
原因となる。しかし、本実施例では出力トランスＴの一
次側にコイルＬが接続されているので、該トランスＴの
一次側で上記矩形波が正弦波に波形整形される。すなわ
ち、このコイルＬが有る場合、上記FETQ5,Q6のドレイン
−グランド間の電圧波形、出力トランスＴのセンタータ
ップの電圧波形、Ｂ点−グランド間の電圧波形はそれぞ
れ第７図（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）に示すような正弦波形
となる。
次に、上記コイルＬが有る場合の回路動作について第
８図の回路図により詳細に説明する。先ず、出力トラン
スＴは一次側と二次側が完全にマッチングがとれている
ものとし、トランス一次側の容量をCPとする。また、放
電灯負荷のインピーダンスをＺとし、トランス一次側の
インダクタンスをLP、二次側のインダクタンスをLSと
し、更にインダクタンスLPの中でFETQ5側の分をLP1、FE
TQ6側の分をLP2とする。そして、スイッチSW2（第６図
のFETQ6）が最初にオンすると、第８図のＤ点はグラン
ドレベルとなり、上記インダクタンスLPと容量CPでタン
ク回路が形成される。この時、コイルＬのインダクタン
スLLはLP1及びLP2に比べて十分大きな値（LL≫LP1,LL≫
LP2）となっているので、Ｅ点の電位は第９図に示すよ
うにCPに電荷が充電されるに従って徐々に上昇し、電圧
飽和点Ｐに達すると、Ｅ点の電位は徐々に減少する。そ
して、Ｅ点の電位が零になった時点でスイッチSW1（第
６図のFETQ5）とスイッチSW2が反転し、スイッチSW1が
オンしてスイッチSW2がオフとなる。このスイッチSW1と
SW2のオン，オフの繰り返しが行われるが、トランスＴ
のセンタータップと電源の間にコイルＬが介装されてい
るので、Ｅ点の電位は第９図に示すように正弦波形とな
る。ここで、発振の１周期をTaとすると、CPU3から出力
回路２に入力される駆動パルスの周期と、この周期Taは
マッチングしていることになる。
８図の回路図により詳細に説明する。先ず、出力トラン
スＴは一次側と二次側が完全にマッチングがとれている
ものとし、トランス一次側の容量をCPとする。また、放
電灯負荷のインピーダンスをＺとし、トランス一次側の
インダクタンスをLP、二次側のインダクタンスをLSと
し、更にインダクタンスLPの中でFETQ5側の分をLP1、FE
TQ6側の分をLP2とする。そして、スイッチSW2（第６図
のFETQ6）が最初にオンすると、第８図のＤ点はグラン
ドレベルとなり、上記インダクタンスLPと容量CPでタン
ク回路が形成される。この時、コイルＬのインダクタン
スLLはLP1及びLP2に比べて十分大きな値（LL≫LP1,LL≫
LP2）となっているので、Ｅ点の電位は第９図に示すよ
うにCPに電荷が充電されるに従って徐々に上昇し、電圧
飽和点Ｐに達すると、Ｅ点の電位は徐々に減少する。そ
して、Ｅ点の電位が零になった時点でスイッチSW1（第
６図のFETQ5）とスイッチSW2が反転し、スイッチSW1が
オンしてスイッチSW2がオフとなる。このスイッチSW1と
SW2のオン，オフの繰り返しが行われるが、トランスＴ
のセンタータップと電源の間にコイルＬが介装されてい
るので、Ｅ点の電位は第９図に示すように正弦波形とな
る。ここで、発振の１周期をTaとすると、CPU3から出力
回路２に入力される駆動パルスの周期と、この周期Taは
マッチングしていることになる。
また、第10図はこの発明の第５実施例を示す回路構成
図で、放電灯などの負荷を調光制御するための調光装置
の回路構成を示しており、この調光装置によって前述の
周波数制御手段を構成した場合を示している。図中、14
はアップスイッチ14a及びダウンスイッチ14bからなる調
光スイッチ、15,16はこのスイッチ14によりアップカウ
ント及びダウンカウントする第１のPWM（pulse width m
odulation）アップダウン（U/D）カウンタ及び第２のPW
Mアップダウンカウンタ、17,18はこのアップダウンカウ
ンタ15,16の出力に基づいてPWM信号を発生する第１のPW
M信号発生器及び第２のPWM信号発生器、19〜24はアンド
（AND）ゲート、25はインバータ（反転器）、26,27はオ
ア（OR）ゲートである。なお、その他の構成は第６図と
同様であるので省略する。
図で、放電灯などの負荷を調光制御するための調光装置
の回路構成を示しており、この調光装置によって前述の
周波数制御手段を構成した場合を示している。図中、14
はアップスイッチ14a及びダウンスイッチ14bからなる調
光スイッチ、15,16はこのスイッチ14によりアップカウ
ント及びダウンカウントする第１のPWM（pulse width m
odulation）アップダウン（U/D）カウンタ及び第２のPW
Mアップダウンカウンタ、17,18はこのアップダウンカウ
ンタ15,16の出力に基づいてPWM信号を発生する第１のPW
M信号発生器及び第２のPWM信号発生器、19〜24はアンド
（AND）ゲート、25はインバータ（反転器）、26,27はオ
ア（OR）ゲートである。なお、その他の構成は第６図と
同様であるので省略する。
上記構成の調光回路において、通常の電源投入時は、
第11図（ａ）に示す第１のPWM発生器17からの基本パル
スがオアゲート26,27を通して出力され、この基本パル
スがスイッチング素子の駆動パルスとして出力回路のＸ
端子,Y端子から入力される（第６図参照）。この基本パ
ルスは、周期Tkの矩形波パルスであり、オン期間（Tb）
とオフ期間は等しく、1:1となっている。また、この
時、出力は最大となっている。
第11図（ａ）に示す第１のPWM発生器17からの基本パル
スがオアゲート26,27を通して出力され、この基本パル
スがスイッチング素子の駆動パルスとして出力回路のＸ
端子,Y端子から入力される（第６図参照）。この基本パ
ルスは、周期Tkの矩形波パルスであり、オン期間（Tb）
とオフ期間は等しく、1:1となっている。また、この
時、出力は最大となっている。
ここで、調光スイッチ14のダウンスイッチ14bをオン
にした時にそのダウン信号SD1のレベルがＨ（高）レベ
ルになるように設定し、第１のカウンタ15によって初期
値（例えば16進法でFFHとする）から1Hずつカウントダ
ウンを行っていくと、このカウントダウンした信号は第
１のPWM信号発生器17に入力され、第11図に示すよう
に、ある一定の周期TDで上記オン期間Tbが１カウントに
対し1Tb分だけ発振が停止した調光パルスX1,Y1が出力さ
れる。これにより放電灯などの負荷は通常の調光点灯状
態となる。一方、上記ダウン信号SD1はアンドゲート20
の一方の入力端子から入力されるが、アンドゲート20の
他方の入力端子がＬ（低）レベル、つまり第１のカウン
タ15の出力信号D0がＬレベルであるため、ダウン信号S
D1は第２のカウンタ16及び第２のPWM信号発生器18には
入力されない。そして、ダウンスイッチ14bを押し続
け、第１のカウンタ15がダウンカウントを続けて例えば
設定値03Hまで達すると、第１のカウンタ15の出力信号D
0がＬレベルからＨレベルに変化し、このＨレベルの信
号D0がアンドゲート19,20の他方の入力端子に入力され
る。このため、アンドゲート20の出力であるＨレベルの
信号SD2が第２のカウンタ16に入力される。同時に、上
記Ｈレベルになった第１のカウンタの出力信号D0がイン
バータ25に入力され、このインバータ25で反転されたＬ
レベルの信号がアンドゲート21,22に入力される。この
ため、調光パルスの出力は停止する。また、Ｈレベルと
なった第１のカウンタ15の出力信号D0はアンドゲート2
3,24に入力され、これにより、第２のPWM発生回路18の
出力パルスがこのアンドゲート23,24及びオアゲート26,
27を介して出力される。
にした時にそのダウン信号SD1のレベルがＨ（高）レベ
ルになるように設定し、第１のカウンタ15によって初期
値（例えば16進法でFFHとする）から1Hずつカウントダ
ウンを行っていくと、このカウントダウンした信号は第
１のPWM信号発生器17に入力され、第11図に示すよう
に、ある一定の周期TDで上記オン期間Tbが１カウントに
対し1Tb分だけ発振が停止した調光パルスX1,Y1が出力さ
れる。これにより放電灯などの負荷は通常の調光点灯状
態となる。一方、上記ダウン信号SD1はアンドゲート20
の一方の入力端子から入力されるが、アンドゲート20の
他方の入力端子がＬ（低）レベル、つまり第１のカウン
タ15の出力信号D0がＬレベルであるため、ダウン信号S
D1は第２のカウンタ16及び第２のPWM信号発生器18には
入力されない。そして、ダウンスイッチ14bを押し続
け、第１のカウンタ15がダウンカウントを続けて例えば
設定値03Hまで達すると、第１のカウンタ15の出力信号D
0がＬレベルからＨレベルに変化し、このＨレベルの信
号D0がアンドゲート19,20の他方の入力端子に入力され
る。このため、アンドゲート20の出力であるＨレベルの
信号SD2が第２のカウンタ16に入力される。同時に、上
記Ｈレベルになった第１のカウンタの出力信号D0がイン
バータ25に入力され、このインバータ25で反転されたＬ
レベルの信号がアンドゲート21,22に入力される。この
ため、調光パルスの出力は停止する。また、Ｈレベルと
なった第１のカウンタ15の出力信号D0はアンドゲート2
3,24に入力され、これにより、第２のPWM発生回路18の
出力パルスがこのアンドゲート23,24及びオアゲート26,
27を介して出力される。
ここで、第２のカウンタ16も第１のカウンタ15と同様
に初期値がFFHであるとすると、１カウント（01H）に対
してΔTb（ΔTb≪Tb）分だけオン期間Tbを短くし、第２
のカウンタ16のカウント値が03Hとなった時、第11図の
高調光時（その１）に示すようにオン期間Tcの短い（Tc
＜Tb）調光パルスX2,Y2を得ることができる。この時、
第２のカウンタ16にダウン信号SD2が入力されても、第
２のカウンタ16はダウンカウントを停止し、上記設定値
03Hを保持し、それ以上カウントダウンしない。つま
り、そこで最低出力となる。
に初期値がFFHであるとすると、１カウント（01H）に対
してΔTb（ΔTb≪Tb）分だけオン期間Tbを短くし、第２
のカウンタ16のカウント値が03Hとなった時、第11図の
高調光時（その１）に示すようにオン期間Tcの短い（Tc
＜Tb）調光パルスX2,Y2を得ることができる。この時、
第２のカウンタ16にダウン信号SD2が入力されても、第
２のカウンタ16はダウンカウントを停止し、上記設定値
03Hを保持し、それ以上カウントダウンしない。つま
り、そこで最低出力となる。
また、第２のカウンタ16及び第２のPWM信号発生器18
の作用により、上記基本パルスのオン期間TbあるいはΔ
Tb（ΔTb≪Tb）分だけ第11図の（ｄ）の高調光時（その
２）に示すようにTf時間を長くすることで、一定の周期
TDをTeまで長くすることができる。この時、Te−Tfの時
間は上述の高調光時（その１）と同様に設定され、その
値は固定されている。
の作用により、上記基本パルスのオン期間TbあるいはΔ
Tb（ΔTb≪Tb）分だけ第11図の（ｄ）の高調光時（その
２）に示すようにTf時間を長くすることで、一定の周期
TDをTeまで長くすることができる。この時、Te−Tfの時
間は上述の高調光時（その１）と同様に設定され、その
値は固定されている。
更に、上述の高調光時（その１）と（その２）の動作
を同時に行うこともできる。すなわち、パルスのオン期
間TbをΔTb分だけ短くし、次にΔTb分だけTf時間を長く
する。この動作を交互に繰り返し行い、最低出力波形を
作る。実際に実験を行った結果によると、Tb＝16μsec,
Tk＝32μsec,Tc＝３μsec,TD＝8.2msec,Te＝12.5msec,T
g＝96μsecとすることが可能であった。
を同時に行うこともできる。すなわち、パルスのオン期
間TbをΔTb分だけ短くし、次にΔTb分だけTf時間を長く
する。この動作を交互に繰り返し行い、最低出力波形を
作る。実際に実験を行った結果によると、Tb＝16μsec,
Tk＝32μsec,Tc＝３μsec,TD＝8.2msec,Te＝12.5msec,T
g＝96μsecとすることが可能であった。
以上は、最大出力からの出力低下を行う場合について
説明したが、上記の最低出力から出力上昇を行う場合に
ついても、第10図のアップスイッチ14aの操作により同
様に行うことができる。その際、複数のPWMアップダウ
ンカウンタ及びPWM信号発生器を使用することで、調光
比を上げることができ、高調光化が可能となる。
説明したが、上記の最低出力から出力上昇を行う場合に
ついても、第10図のアップスイッチ14aの操作により同
様に行うことができる。その際、複数のPWMアップダウ
ンカウンタ及びPWM信号発生器を使用することで、調光
比を上げることができ、高調光化が可能となる。
次に、上述した２重PWM方式の利点について補足説明
する。例えば、一定の周期TDに矩形波の周期Tkが256個
あるとすると、通常の調光時の調光比は最大出力時から
256/256→255/256→254/256……となり、変化率は1/256
であるが、更に調光を進めると、調光比は3/256→2/256
→1/256となり、変化率は1/2となる。つまり、最高出力
時付近での変化率が小さいのに対し、最小出力時付近で
の変化率は大きくなる。このため、負荷である放電灯は
大きな変化率によって急激に輝度が下がり、観測者にと
って輝度がリニアに変化するように見られない。特に、
高調光比をもち、リニアな輝度変化が得られ、最低出力
付近で細かく輝度を制御する場合は、通常モードでは限
界がある。しかし、本実施例では第２のカウンタ16及び
第２のPWM信号発生器18を備えているので、上記のよう
な問題を解決することができる。
する。例えば、一定の周期TDに矩形波の周期Tkが256個
あるとすると、通常の調光時の調光比は最大出力時から
256/256→255/256→254/256……となり、変化率は1/256
であるが、更に調光を進めると、調光比は3/256→2/256
→1/256となり、変化率は1/2となる。つまり、最高出力
時付近での変化率が小さいのに対し、最小出力時付近で
の変化率は大きくなる。このため、負荷である放電灯は
大きな変化率によって急激に輝度が下がり、観測者にと
って輝度がリニアに変化するように見られない。特に、
高調光比をもち、リニアな輝度変化が得られ、最低出力
付近で細かく輝度を制御する場合は、通常モードでは限
界がある。しかし、本実施例では第２のカウンタ16及び
第２のPWM信号発生器18を備えているので、上記のよう
な問題を解決することができる。
また、放電灯を調光する場合、第11図に示すTgの時間
分は放電灯及びインバータ回路の立上りのために費やさ
れ、このTgの時間をこれ以上短くすると、不点灯あるい
はちらつきの原因となる。しかし、本実施例によれば、
このTgの時間は変化させることなくエネルギー量だけを
減少させることができるので、上記の問題を解決するこ
とができる。
分は放電灯及びインバータ回路の立上りのために費やさ
れ、このTgの時間をこれ以上短くすると、不点灯あるい
はちらつきの原因となる。しかし、本実施例によれば、
このTgの時間は変化させることなくエネルギー量だけを
減少させることができるので、上記の問題を解決するこ
とができる。
なお、この発明はCFL,WFL,EL等の光源の点灯装置は勿
論、他の電源回路として広く利用することができる。
論、他の電源回路として広く利用することができる。
以上のように、この発明によれば、外部からの発振信
号の周波数と出力トランスの共振周波数を整合させる手
段を備えたため、効率が良く、負荷の最適な制御を行う
ことができるという効果がある。
号の周波数と出力トランスの共振周波数を整合させる手
段を備えたため、効率が良く、負荷の最適な制御を行う
ことができるという効果がある。
第１図はこの発明の第１実施例を示すブロック図、第２
図は第１図の出力回路に入力される駆動パルスの波形
図、第３図はこの発明の第２実施例を示すブロック図、
第４図は第３図の回路の動作を示す説明図、第５図はこ
の発明の第３実施例を示すブロック図、第６図はこの発
明の第４実施例を示す回路構成図、第７図は第６図の各
部の信号波形図、第８図は第６図の回路の動作を説明す
るための回路図、第９図は第８図の回路の動作を示す波
形図、第10図はこの発明の第５実施例を示す回路構成
図、第11図は第10図の各部の出力波形図、第12図は従来
のインバータ装置の回路図、第13図は第12図の負荷に印
加される電圧波形図である。 １……負荷 ２……出力回路 ３……CPU ４……VCO ５……可変抵抗（周波数制御手段） ６……電圧検出回路 ９……直流電源 10……電流検出回路 11……放電灯 14……調光スイッチ 15……第１のPWMアップダウンカウンタ 16……第２のPWMアップダウンカウンタ 17……第１のPWM信号発生器 18……第２のPWM信号発生器 C1……コンデンサ Ｌ……コイル Ｎ……一次巻線 Q5,Q6……FET（スイッチング素子） Ｓ……二次巻線 Ｔ……出力トランス
図は第１図の出力回路に入力される駆動パルスの波形
図、第３図はこの発明の第２実施例を示すブロック図、
第４図は第３図の回路の動作を示す説明図、第５図はこ
の発明の第３実施例を示すブロック図、第６図はこの発
明の第４実施例を示す回路構成図、第７図は第６図の各
部の信号波形図、第８図は第６図の回路の動作を説明す
るための回路図、第９図は第８図の回路の動作を示す波
形図、第10図はこの発明の第５実施例を示す回路構成
図、第11図は第10図の各部の出力波形図、第12図は従来
のインバータ装置の回路図、第13図は第12図の負荷に印
加される電圧波形図である。 １……負荷 ２……出力回路 ３……CPU ４……VCO ５……可変抵抗（周波数制御手段） ６……電圧検出回路 ９……直流電源 10……電流検出回路 11……放電灯 14……調光スイッチ 15……第１のPWMアップダウンカウンタ 16……第２のPWMアップダウンカウンタ 17……第１のPWM信号発生器 18……第２のPWM信号発生器 C1……コンデンサ Ｌ……コイル Ｎ……一次巻線 Q5,Q6……FET（スイッチング素子） Ｓ……二次巻線 Ｔ……出力トランス
Claims (2)
- 【請求項１】出力トランスの一次側に入力された直流を
スイッチング素子の駆動により交流に変換して該トラン
スの二次側から出力するインバータ装置において、前記
スイッチング素子を駆動させるための発振信号と出力ト
ランスにより形成された共振回路の共振周波数とを整合
させる周波数制御手段を備え、該周波数制御手段は、ス
イッチ、アップカウント及びダウンカウントするカウン
タ、PWM信号を発生するPWM信号発生器を有し、前記スイ
ッチにより前記カウンタがアップカウント又はダウンカ
ウントし、前記PWM信号発生器より発生されるパルスを
ある一定の周期内で前記カウンタの出力に伴い、発振を
停止あるいは停止していたパルスを発振させることによ
り調光パルスとしたことを特徴とするインバータ装置。 - 【請求項２】前記周波数制御手段は、複数のカウンタ及
びPWM信号発生器で構成され、前記PWM信号発生器のそれ
ぞれは、パルスのオン期間及び前記一定の周期を異なら
せたことを特徴とする請求項１記載のインバータ装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1165429A JP2707465B2 (ja) | 1989-06-29 | 1989-06-29 | インバータ装置 |
| US07/447,638 US5055993A (en) | 1989-06-29 | 1989-12-08 | Invertor apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1165429A JP2707465B2 (ja) | 1989-06-29 | 1989-06-29 | インバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0336963A JPH0336963A (ja) | 1991-02-18 |
| JP2707465B2 true JP2707465B2 (ja) | 1998-01-28 |
Family
ID=15812261
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1165429A Expired - Fee Related JP2707465B2 (ja) | 1989-06-29 | 1989-06-29 | インバータ装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5055993A (ja) |
| JP (1) | JP2707465B2 (ja) |
Families Citing this family (22)
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|---|---|---|---|---|
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| JP2749215B2 (ja) * | 1991-06-27 | 1998-05-13 | 株式会社テック | 高圧電源制御装置 |
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| NL9300710A (nl) * | 1993-04-26 | 1994-11-16 | Nijssen Light Div | Inrichting voor het op een gewenste waarde regelen van een lichtopbrengst van een hoge- of lagedruk gasontladingslamp. |
| NO179348C (no) * | 1994-02-07 | 1996-09-18 | Labyrint Dev As | Anordning for levering av en höyfrekvent, pulserende likespenning på sekundærsiden av en transformator |
| US5680016A (en) * | 1994-08-24 | 1997-10-21 | Valcke; Francisco Javier Velasco | Transformerless electronic ballast for gaseous discharge lamps |
| US5694029A (en) * | 1996-01-02 | 1997-12-02 | Dell Usa, L.P. | Digital measurement of switching regulator current |
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| US7619539B2 (en) * | 2004-02-13 | 2009-11-17 | Lutron Electronics Co., Inc. | Multiple-input electronic ballast with processor |
| US20060017398A1 (en) * | 2004-06-23 | 2006-01-26 | Sanyo Tecnica Co., Ltd. | High-intensity discharge lamp lighting apparatus and lighting driving method therefor |
| DE102005022591A1 (de) | 2005-05-17 | 2006-11-23 | Patent-Treuhand-Gesellschaft für elektrische Glühlampen mbH | Elektronisches Vorschaltgerät für eine Niederdruck-Entladungslampe mit einem Mikro-Controller |
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| JP5222015B2 (ja) * | 2008-04-28 | 2013-06-26 | アズビル株式会社 | フィールド機器 |
| JP2010146880A (ja) * | 2008-12-19 | 2010-07-01 | Mitsubishi Electric Corp | 放電灯点灯装置及び照明器具 |
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1989
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