WO2011161728A1 - スイッチング電源装置およびこれを用いた電源システム、電子装置 - Google Patents

スイッチング電源装置およびこれを用いた電源システム、電子装置 Download PDF

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大久保敏一
庄司浩幸
山村英穂
入倉忍
丸直樹
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株式会社 日立製作所
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Definitions

  • the primary side of the switching power supply device 1 will be described.
  • the DC power source 10 is connected to the bypass capacitor 60, the series connection body of the switching elements 20 and 21 and the series connection body of the switching elements 22 and 23 via the input terminals 10a and 10b.
  • Free wheel diodes 40 to 43 are connected to the switching elements 20 to 23, respectively.
  • a connection point between the switching elements 20 and 21 and a connection point between the switching elements 22 and 23 are connected to both ends of the primary winding 70 a of the transformer 70.
  • a parasitic inductor 75 is connected to one end of the secondary winding 70 b of the transformer 70.
  • a drain terminal which is one end of the output terminals of the switching elements 24 and 25 is connected to both ends of the series connection body of the parasitic inductor 75 and the secondary winding 70b, respectively.
  • the switching elements 24 and 25 are connected to each other at the source terminals which are one ends of the respective output terminals.
  • Rectifier diodes 44 and 45 are connected in parallel to the output terminals of the switching elements 24 and 25, respectively.
  • the cathode terminal and the anode terminal which are output terminals of the rectifier diodes 44 and 45 are connected to the drain terminal and the source terminal of the switching elements 24 and 25, respectively.
  • parasitic capacitances 64 and 65 are formed between the drain terminal and the source terminal of the switching elements 24 and 25, respectively.
  • the parasitic capacitance 64 is a capacitance that combines the parasitic capacitance between the drain terminal and the source terminal of the switching element 24 and the parasitic capacitance between the cathode terminal and the anode terminal of the rectifier diode 44.
  • the parasitic capacitance 65 is a capacitance obtained by combining the parasitic capacitance between the drain terminal and the source terminal of the switching element 25 and the parasitic capacitance between the cathode terminal and the anode terminal of the rectifier diode 45.
  • the auxiliary circuit 110 is connected to the circuit configuration described above.
  • the configuration of the auxiliary circuit 110 will be described below.
  • the auxiliary switching element 26, the diode 38, the auxiliary inductor 74, and the voltage source 11 are connected in series, the source terminal of the auxiliary switching element 26 of the series connection body is connected to the drain terminal of the switching element 24, and the negative electrode of the voltage source 11 is switched.
  • the auxiliary switching element 27 and the diode 39 are connected in series, the source terminal of the auxiliary switching element 27 of the series connection body is connected to the drain terminal of the switching element 25, and the anode terminal of the diode 39 is connected to the anode terminal of the diode 38. Is done.
  • Freewheel diodes 46 and 47 are connected to the auxiliary switching elements 26 and 27, respectively.
  • the free wheel diodes 40 to 43, 46 and 47 and the rectifier diodes 44 and 45 can be body diodes when the switching elements 20 to 27 are MOSFETs.
  • the diodes 38 and 39 can be omitted when the auxiliary switching elements 26 and 27 are elements having a reverse breakdown voltage and capable of blocking a reverse current.
  • the switching elements 20 to 27 are not limited to MOSFETs, but may be IGBTs, other insulated gate semiconductor devices, bipolar transistors, or the like.
  • the operation is switched from the period (D) to (A), and the operation in which the auxiliary circuit 110 according to the present invention reduces the surge voltage generated between the output terminals of the switching element 25 will be described in detail.
  • V (11) be equal to or less than half of the voltage Vt applied between the output terminals of the switching element 25 even during the period (C) in FIG.
  • the voltage of V (11) is Vt / 2.
  • the voltage source 11 and the auxiliary inductor 74 of the auxiliary circuit 110 are commonly used by the series connection body of the auxiliary switching element 26 and the diode 38 and the series connection body of the auxiliary switching element 27 and the diode 39.
  • the series connection body of the element 26 and the diode 38 and the series connection body of the auxiliary switching element 27 and the diode 39 may use different voltage sources and auxiliary inductors. Alternatively, only the voltage source 11 may be used in common. A configuration using an auxiliary inductor may also be used.
  • the switching power supply device 2 includes current detection means 105 and 106, and their outputs are connected to the control means 100.
  • the current detection unit 105 detects a current flowing through the switching element 24, the rectifier diode 44, and the parasitic capacitance 64.
  • the current detection unit 106 detects a current flowing through the switching element 25, the rectifier diode 45, and the parasitic capacitance 65.
  • the surge voltage can be further reduced as compared with the first embodiment by providing the current detection means 105 and 106.
  • the recovery current flows through the rectifier diode 44 in this embodiment.
  • the electric current is detected by the current detecting means 105 and the electric charge is supplied from the voltage source 11 to the parasitic capacitance 64, so that the current flowing through the parasitic capacitance 64 via the parasitic inductor 75 is further reduced.
  • the energy stored in 75 can be reduced, and the surge voltage generated between the output terminals of the rectifying switching element and the rectifying diode can be reduced.
  • FIG. 8 is a configuration diagram of a power supply system according to a fifth embodiment of the present invention.
  • 200 is a power supply system
  • 201 is a power supply input terminal
  • 202 is a rectifier circuit
  • 203 is a power supply input terminal of the power supply device 204
  • 204 is a switching power supply device
  • 205 is a power supply output of the power supply device 204.
  • Reference numeral 206 denotes a power supply output terminal of the power supply system 200.
  • the power supply system 200 receives power from a commercial power supply or the like from the power input terminal 201, converts it into direct current by the rectifier circuit 202, creates a direct current voltage stabilized at a desired value by the power supply device 204, and supplies it to the power output terminal 206. Output.
  • the electronic circuit 302 is, for example, an electronic arithmetic circuit, a memory circuit, an amplifier circuit, an oscillation circuit, a digital circuit such as a D / A converter or an A / D converter, or any electronic circuit regardless of an analog circuit.

Abstract

　スイッチング電源装置において、スイッチング素子に発生するサージ電圧を低減することで耐圧の低い素子の適用を可能にして、損失の少ないスイッチング電源装置を提供する。　直流電圧を交流電圧に変換する直流交流変換回路と、前記直流交流変換回路から出力された交流電圧を整流する整流回路と、前記整流回路の出力電圧を直流に平滑する平滑回路と、整流回路に並列に接続する補助回路を備え、前記補助回路は電圧源、補助インダクタ、補助スイッチング素子の直列接続体で構成する。

Description

スイッチング電源装置およびこれを用いた電源システム、電子装置
　本発明はスイッチング電源装置に関し、特に損失を低減する技術に関する。
　近年、様々な電子装置の電源としてスイッチング電源が広く用いられている。また、スイッチング電源は電力効率が高いので多用されている。
　スイッチング電源は、スイッチング素子の開閉動作により入力電力を調整し、所望の出力電圧に変換する。そのスイッチング素子の開閉動作に伴う急激な電圧変化により、ダイオードの逆方向電流（以下、リカバリ電流と称す）や、素子の寄生容量へ流れる電流が生じる。これらの電流がトランスや基板パターンのインダクタンスへ流れることで、それらのインダクタンスにエネルギーが蓄積する。そして、このエネルギーが原因で、スイッチング素子にサージ電圧が発生する。サージ電圧がスイッチング素子の耐圧を超えると、素子が破壊する。
　サージ電圧の原因であるダイオードのリカバリ電流を低減する従来技術が、特許文献１で開示されている。この従来技術を用いれば、サージ電圧を低減し、スイッチング素子の破壊を防止できる。一方、一般にスイッチング素子は耐圧が低いものほど抵抗が小さいので、耐圧が低くて低抵抗なスイッチング素子を用いて素子の損失を低減し、電源回路の損失を低減することができる。
特開２００９－２７３２３０号公報
　特許文献１の従来技術では、整流補助回路内の補助スイッチ素子Ｑ１がオンしてＣ１の電荷を放電する際に、前記補助スイッチＱ１がハードスイッチングを起こし、スイッチング損失が発生する問題点がある。一方、サージ電圧の原因であるスイッチング素子の寄生容量への充電電流については対策されておらず、サージ電圧を低減するには不十分である。
　そこで、本発明における課題は、サージ電圧を十分低減する手段を実現して、損失の少ないスイッチング電源装置を提供することである。
　本発明は、スイッチング電源装置において、整流回路に並列に接続する補助回路を備え、前記補助回路は電圧源、補助インダクタ，補助スイッチング素子の直列接続体で構成されたことを特徴とする。
　本発明によれば、損失の少ないスイッチング電源装置を提供することができる。
本発明の第１の実施例によるスイッチング電源装置の構成図。 図１において、補助回路１１０を付加しない場合の電圧電流波形図。 図１において、補助回路１１０を利用した場合の電圧電流波形図。 本発明の第２の実施例によるスイッチング電源装置の構成図。 図４における電圧電流波形図。 補助回路１１０における電圧源１１の構成図。 補助回路１１０の構成図。 本発明の第５の実施例による電源システムの構成図。 本発明の第６の実施例による電子装置の構成図。
　以下、本発明について実施例を挙げながら説明する。
　図１は、本発明の第１の実施例によるスイッチング電源装置１の回路構成図である。
　スイッチング電源装置１の１次側について説明する。直流電源１０には、入力端子１０ａと１０ｂを介して、バイパスコンデンサ６０，スイッチング素子２０と２１の直列接続体およびスイッチング素子２２と２３の直列接続体が接続される。スイッチング素子２０～２３には、それぞれ、フリーホイールダイオード４０～４３が接続される。スイッチング素子２０と２１の接続点と、スイッチング素子２２と２３の接続点がトランス７０の１次巻線７０ａの両端へ接続される。
　スイッチング電源装置１の２次側について説明する。２次側には、電源装置の基板のパターンなどによって形成されるインダクタンス成分である寄生インダクタ７５を配している。この寄生インダクタ７５には、トランス７０の漏れインダクタや１次側のスイッチング素子２０～２３をソフトスイッチング動作させる目的で挿入する共振インダクタも含まれる。
　続いて、スイッチング電源装置１の２次側の接続について説明する。トランス７０の２次巻線７０ｂの一端には、寄生インダクタ７５が接続される。前記寄生インダクタ７５と前記２次巻線７０ｂの直列接続体の両端には、それぞれ、スイッチング素子２４と２５の出力端子の一端であるドレイン端子が接続される。前記スイッチング素子２４と２５は、それぞれの出力端子の一端であるソース端子同士が接続される。スイッチング素子２４と２５の出力端子には、それぞれ、整流ダイオード４４と４５が並列接続される。整流ダイオード４４と４５の出力端子であるカソード端子とアノード端子は、それぞれ、スイッチング素子２４と２５のドレイン端子とソース端子に接続される。また、スイッチング素子２４と２５のドレイン端子とソース端子の間には、それぞれ、寄生容量６４と６５が形成される。寄生容量６４は、スイッチング素子２４のドレイン端子とソース端子間の寄生容量と、整流ダイオード４４のカソード端子とアノード端子間の寄生容量を合わせた容量である。同様に寄生容量６５は、スイッチング素子２５のドレイン端子とソース端子間の寄生容量と、整流ダイオード４５のカソード端子とアノード端子間の寄生容量を合わせた容量である。
　ここで、前述したバイパスコンデンサ６０，スイッチング素子２０～２３，フリーホイールダイオード４０～４３，トランス７０は、直流電源１０の直流電圧を交流電圧に変換する直流交流変換回路を構成する。前記直流交流変換回路の出力は、２次巻線７０ｂの両端である。また、スイッチング素子２４と２５、整流ダイオード４４と４５は、前記直流交流変換回路から出力された交流電圧を整流する整流回路を構成する。つまり整流回路はスイッチング素子２４と、整流ダイオード４４を並列に接続した１組の並列接続体と、スイッチング素子２５と、整流ダイオード４５を並列に接続した１組の並列接続体の、並列接続体２組の一端を直列に接続し、一方の並列接続体の他端及び他方並列接続体の他端を直流交流変換回路の出力端にそれぞれ接続している。前記整流回路の後段に、平滑インダクタ７２と７３、平滑コンデンサ６１で構成された平滑回路が接続される。前記平滑回路は、前記整流回路の出力電圧を直流に平滑する。前記整流回路と前記平滑回路の接続に関しては、以下の通りである。平滑インダクタ７２と７３の直列接続体の両端が、それぞれ、スイッチング素子２４と２５のドレイン端子に接続され、前記平滑インダクタ７２と７３の接続点が、平滑コンデンサ６１の正極に接続される。スイッチング素子２４と２５のソース端子が平滑コンデンサ６１の負極へ接続される。前記平滑コンデンサ６１の両端が、出力端子８０ａと８０ｂを介して負荷８０へ接続される。
　スイッチング電源装置１には、入力側および出力側の電圧を検出するために、入力端子１０ａと１０ｂに電圧検出手段１０１が接続され、出力端子８０ａと８０ｂに電圧検出手段１０４が接続される。そして、電圧検出手段１０１，１０４は制御手段１００に接続される。また、制御手段１００にスイッチング素子２０～２５のゲートが接続される。制御手段１００は、電圧検出手段１０１からの入力電圧値と電圧検出手段１０４からの出力電圧値をもとにして、所望の出力電圧が得られるように、スイッチング素子２０～２５を制御する。
　更に図１では、前述した回路構成に、本発明に関わる補助回路１１０が接続される。補助回路１１０の構成を以下に説明する。補助スイッチング素子２６，ダイオード３８，補助インダクタ７４，電圧源１１が直列接続され、その直列接続体の補助スイッチング素子２６のソース端子がスイッチング素子２４のドレイン端子に接続され、電圧源１１の負極がスイッチング素子２４のソース端子へ接続される。そして、補助スイッチング素子２７とダイオード３９が直列接続され、その直列接続体の補助スイッチング素子２７のソース端子がスイッチング素子２５のドレイン端子に接続され、ダイオード３９のアノード端子がダイオード３８のアノード端子に接続される。補助スイッチング素子２６と２７には、それぞれ、フリーホイールダイオード４６と４７が接続される。
　スイッチング電源装置１では、補助回路１１０を制御するために、スイッチング素子２４と２５の出力端子には、それぞれ、スイッチング素子２４と２５の出力端子間の電圧を検出する電圧検出手段１０２と１０３が接続される。また、補助スイッチング素子２６と２７の制御端子であるゲート端子は制御手段１００に接続される。制御手段１００は、電圧検出手段１０２と１０３から得たスイッチング素子２４と２５の出力端子間の電圧値をもとにして、後述するスイッチング素子２４と２５の出力端子間に発生するサージ電圧を低減するように、補助スイッチング素子２６と２７を制御する。
　なお、フリーホイールダイオード４０～４３，４６，４７、および整流ダイオード４４と４５は、スイッチング素子２０～２７がＭＯＳＦＥＴの場合、ボディダイオードを使用できる。一方、補助スイッチング素子２６と２７に逆耐圧を有し逆電流を阻止できる素子を使用した場合、ダイオード３８と３９を省略することが可能である。また一方で、スイッチング素子２０～２７は、ＭＯＳＦＥＴに限らずＩＧＢＴやその他の絶縁ゲート半導体装置，バイポーラトランジスタなども使用可能である。
　本実施例の動作について説明する。まず、本発明に関わる補助回路１１０を付加しない場合の動作を説明する。
（補助回路１１０を付加しない場合の動作）
　図１において、補助回路１１０を付加しない場合の各部の電圧電流波形を図２に示す。図２において、Ｖｇ（２０）～Ｖｇ（２５）はスイッチング素子２０～２５のゲート駆動電圧である。また、Ｖｔは前記直流交流変換回路の出力である２次巻線７０ｂの両端の電圧であり、Ｉｔは２次巻線７０ｂおよび寄生インダクタ７５の電流である。そして、Ｉｔと同じ個所に点線で示したＩ（７２）は平滑インダクタ７２の電流である。ＩｄとＶｄは、スイッチング素子２５と整流ダイオード４５で構成された並列接続体における、それぞれ電流と電圧である。なお、Ｉｄには寄生容量６５に流れる電流も含まれる。以下、図２を参照しながら説明する。
　Ｖｇ（２０）とＶｇ（２３）のオン状態が重なっている期間（Ａ）およびＶｇ（２１）とＶｇ（２２）のオン状態が重なっている期間（Ｃ）に、前記直流交流変換回路の出力電圧Ｖｔは、それぞれ、正と負の電圧になる。この期間（Ａ）と（Ｃ）の間に、１次側から２次側へ電力が伝達される。一方、期間（Ｂ）と（Ｄ）では、Ｖｔはゼロとなり、１次巻線７０ａの両端は短絡されているのと等価である。従って、期間（Ｂ）と（Ｄ）では、１次側から２次側へ電力は伝達されない。一方、スイッチング素子２４と２５には、それぞれ、Ｖｇ（２４）とＶｇ（２５）に示す駆動電圧が印加され、同期整流が行われる。
　期間（Ｂ）から（Ｃ）または期間（Ｄ）から（Ａ）に切り替わり、Ｉｔが正から負または負から正に切り替わった後、スイッチング素子２４と２５の出力端子間にサージ電圧が発生する場合がある。前述の通り、サージ電圧がスイッチング素子の耐圧を超えると、スイッチング素子が破壊する。
　ここから、期間（Ｄ）から（Ａ）に動作が切り替わり、スイッチング素子２５の出力端子間にサージ電圧が発生するときの動作を説明する。
　１次側が短絡される期間（Ｄ）において、１次側では、１次巻線７０ａ→スイッチング素子２１→スイッチング素子２３の経路で電流が流れる。２次側では、２次巻線７０ｂ→平滑インダクタ７３→平滑コンデンサ６１→スイッチング素子２５→寄生インダクタ７５の経路で電流が流れる。また、平滑インダクタ７２と７３が電流を流し続けようとするため、平滑インダクタ７２→平滑コンデンサ６１→スイッチング素子２５の経路と、平滑インダクタ７３→平滑コンデンサ６１→スイッチング素子２４の経路で電流が流れる。
　次に、期間（Ｄ）から期間（Ａ）に切り替わる際の動作を説明する。期間（Ｄ）の終わりに、２次側ではスイッチング素子２５がオフして、平滑インダクタ７２→平滑コンデンサ６１→整流ダイオード４５の経路と、平滑インダクタ７３→平滑コンデンサ６１→スイッチング素子２４の経路で電流が流れる。そして、期間（Ａ）になると、１次側ではスイッチング素子２１がオフし、スイッチング素子２０がオンして、トランス７０の１次巻線７０ａに電圧が印加され、２次巻線７０ｂの電圧Ｖｔが正となる。この電圧Ｖｔが寄生インダクタ７５を介して、スイッチング素子２５と整流ダイオード４５の出力端子間に印加される。一方、整流ダイオード４５には順方向電流が流れていたことから、その内部に蓄積キャリアが存在している。このため、蓄積キャリアを放電する間、整流ダイオード４５にはカソード端子からアノード端子の方向へＩｄに示すような大きなリカバリ電流が流れる。このリカバリ電流が流れることで、２次巻線７０ｂ→寄生インダクタ７５→整流ダイオード４５→スイッチング素子２４の経路に大きな電流が流れ、寄生インダクタ７５にはＩｔに示すような平滑インダクタ電流Ｉ（７２）を大きく上回る電流が流れる。これらの動作により、寄生インダクタ７５にエネルギーが蓄積する。
　次に、蓄積キャリアの放電が終わって整流ダイオード４５がオフすると、２次巻線７０ｂ→寄生インダクタ７５→寄生容量６５→スイッチング素子２４の経路で電流が流れる。つまり、整流ダイオード４５がオフしても、寄生容量６５に電流が流れて、Ｉｔに示すように寄生インダクタ７５に流れる電流は更に増加する。そして、寄生インダクタ７５に更にエネルギーが蓄積する。一方、寄生容量６５に電流が流れると、スイッチング素子２５の出力端子間の電圧であるＶｄが上昇する。そして、ＶｔとＶｄが等しくなると、寄生インダクタ７５の電流の増加が止まる。
　その後、寄生インダクタ７５が、整流ダイオード４５のリカバリ電流と寄生容量６５に流れる電流によって蓄積したエネルギーを放出して、スイッチング素子２５および整流ダイオード４５の出力端子間にサージ電圧が発生する。
　また次に、期間（Ｂ）から（Ｃ）に動作が切り替わり、スイッチング素子２４の出力端子間にサージ電圧が発生するときの動作を説明する。１次側が短絡される期間（Ｂ）において、１次側では、１次巻線７０ａ→スイッチング素子２２→スイッチング素子２０の経路で電流が流れる。２次側では、２次巻線７０ｂ→寄生インダクタ７５→平滑インダクタ７２→平滑コンデンサ６１→スイッチング素子２４の経路で電流が流れる。また、平滑インダクタ７２と７３が電流を流し続けようとするため、平滑インダクタ７２→平滑コンデンサ６１→スイッチング素子２５の経路と、平滑インダクタ７３→平滑コンデンサ６１→スイッチング素子２４の経路で電流が流れる。
　次に、期間（Ｂ）から期間（Ｃ）に切り替わる際の動作を説明する。期間（Ｂ）の終わりに、２次側ではスイッチング素子２４がオフして、平滑インダクタ７３→平滑コンデンサ６１→整流ダイオード４４の経路と、平滑インダクタ７２→平滑コンデンサ６１→スイッチング素子２５の経路で電流が流れる。そして、期間（Ｃ）になると、１次側ではスイッチング素子２０がオフし、スイッチング素子２１がオンして、トランス７０の１次巻線７０ａに電圧が印加され、２次巻線７０ｂの電圧Ｖｔが負となる。この電圧Ｖｔが寄生インダクタ７５を介して、スイッチング素子２４と整流ダイオード４４の出力端子間に印加される。一方、整流ダイオード４４には順方向電流が流れていたことから、その内部に蓄積キャリアが存在している。このため、蓄積キャリアを放電する間、整流ダイオード４４にはカソード端子からアノード端子の方向へ大きなリカバリ電流が流れる。このリカバリ電流が流れることで、２次巻線７０ｂ→整流ダイオード４４→スイッチング素子２５→寄生インダクタ７５の経路に大きな電流が流れる。これらの動作により、寄生インダクタ７５にエネルギーが蓄積する。
　次に、蓄積キャリアの放電が終わって整流ダイオード４４がオフすると、２次巻線７０ｂ→寄生容量６４→スイッチング素子２５→寄生インダクタ７５の経路で電流が流れる。つまり、整流ダイオード４４がオフしても、寄生容量６４に電流が流れて、Ｉｔに示すように寄生インダクタ７５に流れる電流は更に負の方向に増加する。そして、寄生インダクタ７５に更にエネルギーが蓄積する。一方、寄生容量６４に電流が流れると、スイッチング素子２４の出力端子間の電圧が上昇する。そして、２次巻線７０ｂの電圧とスイッチング素子２４の出力端子間の電圧が等しくなると、寄生インダクタ７５の電流の負側の増加が止まる。
　その後、寄生インダクタ７５が、整流ダイオード４４のリカバリ電流と寄生容量６４に流れる電流によって蓄積したエネルギーを放出して、スイッチング素子２４および整流ダイオード４４の出力端子間にサージ電圧が発生する。
　なお、このように期間（Ｂ）から（Ｃ）に切り替わるときの動作は、期間（Ｄ）から（Ａ）に切り替わる動作の対称動作となっている。
（補助回路１１０を利用した場合の動作）
　次に、本発明に関わる補助回路１１０を利用した場合の動作を説明する。
　図３は、補助回路１１０を利用した場合の各部の電圧電流波形である。図２と同一部分については同符号を付しており、その説明は省略する。図３において、Ｖｇ（２６）とＶｇ（２７）は、それぞれ、補助スイッチング素子２６と２７のゲート駆動電圧である。また、Ｉ（１１）とＶ（１１）は、それぞれ、電圧源１１の電流と電圧である。以下、図３を参照しながら説明する。
　期間（Ｄ）から（Ａ）に動作が切り替わり、本発明に関する補助回路１１０が、スイッチング素子２５の出力端子間に発生するサージ電圧を低減する動作を詳細に説明する。
　整流ダイオード４５にリカバリ電流が流れて、整流ダイオード４５がオフするまでの動作は、補助回路１１０を付加していない場合の動作と同じである。
　次に、寄生容量６５に電流が流れて、スイッチング素子２５の出力端子間電圧Ｖｄが上昇しはじめる。このことを電圧検出手段１０３で検知して、制御手段１００が補助スイッチング素子２７をオンにすると、電圧源１１→補助インダクタ７４→ダイオード３９→補助スイッチング素子２７→寄生容量６５の経路に電流が流れる。一方、これと同時に２次巻線７０ｂ→寄生インダクタ７５→寄生容量６５→スイッチング素子２４の経路に電流が流れている。従って、補助回路１１０を利用した場合は、利用しない場合と比較して、寄生容量６５の電圧が早くＶｔに達し、寄生インダクタ７５の電流のピークはＩｔに示すように低減する。つまり、本実施例では、スイッチング素子２５の出力端子間電圧Ｖｄが上昇したのを検知して、電圧源１１から寄生容量６５に電荷を供給することで、寄生インダクタ７５を経由して寄生容量６５に流れる電流を低減して、寄生インダクタ７５に蓄積するエネルギーを低減できる。即ち、直流交流変換回路からの出力がある期間に、スイッチング素子２５の出力端子間電圧の上昇を検知して、電圧源１１から寄生容量６５に電荷を供給することで、サージ電圧を発生させるエネルギーが蓄えられることを低減できる。これより、Ｖｄに示すようにスイッチング素子２５および整流ダイオード４５の出力端子間に発生するサージ電圧を低減することができる。
　続いて期間（Ｂ）から（Ｃ）に動作が切り替わり、本発明に関する補助回路１１０が、スイッチング素子２４の出力端子間に発生するサージ電圧を低減する動作を詳細に説明する。
　整流ダイオード４４にリカバリ電流が流れて、整流ダイオード４４がオフするまでの動作は、補助回路１１０を付加していない場合の動作と同じである。
　次に、寄生容量６４に電流が流れて、スイッチング素子２４の出力端子間電圧が上昇しはじめる。このことを電圧検出手段１０２で検知して、制御手段１００が補助スイッチング素子２６をオンにすると、電圧源１１→補助インダクタ７４→ダイオード３８→補助スイッチング素子２６→寄生容量６４の経路に電流が流れる。一方、これと同時に２次巻線７０ｂ→寄生容量６４→スイッチング素子２５→寄生インダクタ７５の経路に電流が流れている。従って、補助回路１１０を利用した場合は、利用しない場合と比較して、寄生容量６４の電圧が早くＶｔに達し、寄生インダクタ７５の電流のピークは低減する。つまり、本実施例では、スイッチング素子２４の出力端子間電圧が上昇したのを検知して、電圧源１１から寄生容量６４に電荷を供給することで、寄生インダクタ７５を経由して寄生容量６４に流れる電流を低減して、寄生インダクタ７５に蓄積するエネルギーを低減できる。即ち、直流交流変換回路からの出力がある期間に、スイッチング素子２４の出力端子間電圧の上昇を検知して、電圧源１１から寄生容量６４に電荷を供給することで、サージ電圧を発生させるエネルギーが蓄えられることを低減できる。これより、スイッチング素子２４および整流ダイオード４４の出力端子間に発生するサージ電圧を低減することができる。
　なお、このように期間（Ｂ）から（Ｃ）に切り替わるときの動作は、期間（Ｄ）から（Ａ）に切り替わる動作の対称動作となっている。
　ここで、補助スイッチング素子２６，２７がオンするとき、補助インダクタ７４には電流が流れておらず、補助スイッチング素子２６，２７はゼロ電流スイッチング（以下、ＺＣＳと称す）となる。このため、補助スイッチング素子２６，２７のターンオン時のスイッチング損失は殆ど発生しない。また、補助スイッチング素子２７がオフするタイミングは、Ｖｔが正の電圧になっている期間（Ａ）の間で、且つ電圧源１１からの寄生容量６５に流れる電流がなくなった後であることが望ましい。同様に補助スイッチング素子２６がオフするタイミングは、Ｖｔが負の電圧になっている期間（Ｃ）の間で、且つ電圧源１１からの寄生容量６４に流れる電流がなくなった後であることが望ましい。そうすれば、補助スイッチング素子２６，２７は電流を遮断することなくオフでき、且つその両端に電圧は印加されていないので、ターンオフ時にゼロ電圧スイッチング（以下、ＺＶＳと称す）、ＺＣＳとなり、スイッチング損失は殆ど発生しない。
　一方、補助スイッチング素子２７をオンすると、電圧源１１，補助インダクタ７４，寄生容量６５から直列共振回路が形成される。共振の作用により、電圧源１１から補助インダクタ７４を介して寄生容量６５に電流を流すと、寄生容量６５の電圧は電圧源１１の電圧Ｖ（１１）の２倍になる。これより、Ｖ（１１）は、図３の期間（Ａ）中にスイッチング素子２５の出力端子間に印加される電圧Ｖｔの半分以下にすることが望ましい。同様に、補助スイッチング素子２６をオンすると、電圧源１１，補助インダクタ７４，寄生容量６４から直列共振回路が形成される。そして共振の作用により、電圧源１１から補助インダクタ７４を介して寄生容量６４に電流を流すと、寄生容量６４の電圧は電圧源１１の電圧Ｖ（１１）の２倍になる。これより、Ｖ（１１）は、図３の期間（Ｃ）中もスイッチング素子２５の出力端子間に印加される電圧Ｖｔの半分以下にすることが望ましい。なお、本実施例では、Ｖ（１１）の電圧をＶｔ／２としている。
　以上説明した通り、本実施例では本発明に関わる補助回路１１０を利用することで、スイッチング素子と整流ダイオードの出力端子間に発生するサージ電圧を低減して、耐圧の低いスイッチング素子と整流ダイオードを使用できる。その結果、損失の少ないスイッチング電源装置を提供する効果を得ることができる。かつ、本実施例では整流回路にスイッチング素子と整流ダイオードの並列接続体を用いたので、整流ダイオードのみを使用した場合と比較して損失を低減できる。
　なお、本実施例では補助回路１１０の電圧源１１，補助インダクタ７４を補助スイッチング素子２６，ダイオード３８の直列接続体と補助スイッチング素子２７とダイオード３９の直列接続体で共通に用いたが、補助スイッチング素子２６，ダイオード３８の直列接続体と補助スイッチング素子２７とダイオード３９の直列接続体で別々の電圧源，補助インダクタを用いる構成であってもよいし、電圧源１１のみを共通に用い、別々の補助インダクタを用いる構成であってもよい。
　また、本実施例においては、整流回路においてスイッチング素子と、整流ダイオードが並列に接続された並列接続体を２組用いた例を挙げて説明しているが１組であってもよく、さらに、整流回路においてスイッチング素子を用いずに整流ダイオードのみを用いてもよいし、例えばダイオードブリッジなどを用いてもよく、本実施例のみに限定するものではない。
　図４は、本発明の第２の実施例によるスイッチング電源装置の回路構成図である。図４において、図１と同一の構成要素には同一符号を付し、重複説明は避ける。
　図４と図１で異なる点について説明する。図４において、スイッチング電源装置２は、電流検出手段１０５と１０６を備え、それらの出力は制御手段１００に接続される。電流検出手段１０５は、スイッチング素子２４，整流ダイオード４４，寄生容量６４に流れる電流を検出する。電流検出手段１０６は、スイッチング素子２５，整流ダイオード４５，寄生容量６５に流れる電流を検出する。本実施例は、電流検出手段１０５と１０６を備えることにより、実施例１よりも更にサージ電圧の低減を可能にする。
　次に、本実施例の動作を説明する。各部の動作波形を図５に示す。以下、図５を参照しながら説明する。ここから、期間（Ｄ）から（Ａ）に動作が切り替わった際の動作を説明する。なお、期間（Ｂ）から（Ｃ）に切り替わるときの動作は、期間（Ｄ）から（Ａ）に切り替わる動作の対称動作であるので、その説明は省略する。
　本実施例において、整流ダイオード４５にリカバリ電流が流れはじめるまでの動作は実施例１と同じである。整流ダイオード４５にリカバリ電流が流れはじめると、Ｉｄは正から負となる。そこで、本実施例では、Ｉｄが負になったことを電流検出手段１０６で検知して、制御手段１００が補助スイッチング素子２７をオンする。すると、整流ダイオード４５の蓄積キャリアを放電する間、電圧源１１→補助インダクタ７４→ダイオード３８→補助スイッチンング素子２７→整流ダイオード４５の経路に電流が流れる。一方、これと同時に２次巻線７０ｂ→寄生インダクタ７５→整流ダイオード４５→スイッチング素子２４の経路にも電流が流れる。このように、整流ダイオード４５には２つの経路から電流が流れて、寄生インダクタ７５を介して整流ダイオード４５に流れていた電流が低減する。
　次に、蓄積キャリアの放電が終わって整流ダイオード４５がオフすると、実施例１と同様に、電圧源１１→補助インダクタ７４→ダイオード３９→補助スイッチング素子２７→寄生容量６５の経路と、２次巻線７０ｂ→寄生インダクタ７５→寄生容量６５→スイッチング素子２４の経路で電流が流れる。２つの経路から寄生容量６５に電流が流れるので、寄生容量６５の電圧が早くＶｔに達し、寄生インダクタ７５の電流のピークはＩｔに示すように低減する。
　これらの動作により、本実施例では、寄生インダクタ７５の電流のピークは、Ｉｔに示すように実施例１よりも低減する。つまり、本実施例では、整流ダイオード４５にリカバリ電流が流れたのを電流検出手段１０６で検知して、電圧源１１から寄生容量６５に電荷を供給することで、寄生インダクタ７５を経由して寄生容量６５に流れる電流をより低減して、実施例１よりも寄生インダクタ７５に蓄積するエネルギーを低減でき、Ｖｄに示すように整流スイッチング素子および整流ダイオードの出力端子間に発生するサージ電圧を低減できる。即ち、直流交流変換回路からの出力がある期間に、整流ダイオード４５にリカバリ電流が流れたのを電流検出手段１０６で検知して、電圧源１１から寄生容量６５に電荷を供給することで、サージ電圧を発生させるエネルギーが蓄えられることを低減できる。
　また、期間（Ｄ）から（Ａ）に切り替わる動作の対称動作である期間（Ｂ）から（Ｃ）に切り替わるときの動作においても、本実施例では、整流ダイオード４４にリカバリ電流が流れたのを電流検出手段１０５で検知して、電圧源１１から寄生容量６４に電荷を供給することで、寄生インダクタ７５を経由して寄生容量６４に流れる電流をより低減して、実施例１よりも寄生インダクタ７５に蓄積するエネルギーを低減でき、整流スイッチング素子および整流ダイオードの出力端子間に発生するサージ電圧を低減できる。即ち、直流交流変換回路からの出力がある期間に、整流ダイオード４４にリカバリ電流が流れたのを電流検出手段１０５で検知して、電圧源１１から寄生容量６４に電荷を供給することで、サージ電圧を発生させるエネルギーが蓄えられることを低減できる。
　なお、本実施例でも、補助スイッチング素子２６，２７がオンするとき、補助インダクタ７４には電流が流れておらず、補助スイッチング素子２６，２７はＺＣＳとなる。また、補助スイッチング素子２７がオフするタイミングは、Ｖｔが正の電圧になっている期間（Ａ）の間で、且つ電圧源１１からの寄生容量６５に流れる電流がなくなった後であることが望ましい。同様に補助スイッチング素子２６がオフするタイミングは、Ｖｔが負の電圧になっている期間（Ｃ）の間で、且つ電圧源１１からの寄生容量６４に流れる電流がなくなった後であることが望ましい。そうすれば、補助スイッチング素子２６，２７は電流を遮断することなくオフでき、且つその両端に電圧は印加されていないので、ターンオフ時にＺＶＳ，ＺＣＳとなる。従って、補助スイッチング素子２６，２７にスイッチング損失は殆ど発生しない。
　ここで、電圧源１１の電圧について説明する。本実施例の場合は、整流ダイオード４５がオフしたとき、補助インダクタ７４には整流ダイオード４５のリカバリ電流を起因とする電流が流れている。この電流を初期電流として、電圧源１１，補助インダクタ７４，寄生容量６５から構成される直列共振回路に電流が流れることから、共振の作用により、寄生容量６５の最大電圧は電圧源１１の電圧Ｖ（１１）の２倍以上になる。これより、Ｖ（１１）は、図５の期間（Ａ）中にスイッチング素子２５に印加される電圧Ｖｔの１／２未満にすることが望ましい。
　同様に、整流ダイオード４４がオフしたとき、補助インダクタ７４には整流ダイオード４４のリカバリ電流を起因とする電流が流れている。この電流を初期電流として、電圧源１１，補助インダクタ７４，寄生容量６４から構成される直列共振回路に電流が流れることから、共振の作用により、寄生容量６４の最大電圧は電圧源１１の電圧Ｖ（１１）の２倍以上になる。これより、Ｖ（１１）は、図５の期間（Ｃ）中にスイッチング素子２４に印加される電圧Ｖｔの１／２未満にすることが望ましい。
　なお、本実施例でも補助回路１１０の電圧源１１，補助インダクタ７４を補助スイッチング素子２６，ダイオード３８の直列接続体と補助スイッチング素子２７とダイオード３９の直列接続体で共通に用いたが、補助スイッチング素子２６，ダイオード３８の直列接続体と補助スイッチング素子２７とダイオード３９の直列接続体で別々の電圧源，補助インダクタを用いる構成であってもよいし、電圧源１１のみを共通に用い、別々の補助インダクタを用いる構成であってもよい。
　以上説明した通り、本実施例は、スイッチング素子と整流ダイオードの出力端子間に発生するサージ電圧を実施例１よりも低減できて、耐圧の低いスイッチング素子と整流ダイオードを使用できる。その結果、損失の少ないスイッチング電源装置を提供する効果を得ることができる。
　次に、電圧源１１の構成例について説明する。図６に電圧源１１の一例を示す。２次巻線７０ｂに設けた中間タップ７０ｔと平滑コンデンサ６１の負極の間に、ダイオード４８と抵抗９０とバイパスコンデンサ６２の直列接続体が接続される。また、バイパスコンデンサ６２の両端，抵抗９０と接続されたバイパスコンデンサ６２の一端側にドロッパ９１の入力端子が、バイパスコンデンサ６２の他端側にドロッパ９１のグランド端子が接続され、ドロッパ９１の出力端子とグランド端子にはバイパスコンデンサ６３が接続される。このバイパスコンデンサ６３の両端が電圧源１１の出力端子になる。
　続いて、図６に記載した電圧源１１の動作を説明する。中間タップ７０ｔには、２次巻線７０ｂに誘起する電圧の半分の電圧の交流電圧が誘起する。この交流電圧をダイオード４８で整流し、抵抗９０を介して、バイパスコンデンサ６２を充電する。これにより、バイパスコンデンサ６２の電圧は２次巻線７０ｂの半分の電圧となる。なお、抵抗９０は２次巻線７０ｂからバイパスコンデンサ６２に流れる突入電流を防止するためのものである。バイパスコンデンサ６２の後段に備えられたドロッパ９１は、バイパスコンデンサ６２の電圧を降圧している。この動作により、電圧源１１は、２次巻線７０ｂに誘起する電圧の半分以下の電圧を出力することができる。また、電圧源１１の電圧を２次巻線７０ｂの半分にしたい場合は、バイパスコンデンサ６２の両端を電圧源１１の出力とすればよい。
　本実施例として説明した電圧源１１は他の実施例のスイッチング電源装置に用いることができるものである。なお、電圧源１１としては、このような構成のみに限られることなく、電池や他の電源装置を使用することも可能である。
　次に、補助回路の構成例について説明する。図７に示す補助回路は、補助インダクタを２つ備えており、補助インダクタ７４と７６のインダクタンス値を違う値に設定することができる。これにより、図３および図５の期間（Ａ）と（Ｃ）、それぞれの期間における寄生インダクタ７５に蓄積するエネルギーを調整でき、例えば、寄生容量６４と６５に差がある場合などでもスイッチング素子２４,２５および整流ダイオード４４，４５に発生するサージ電圧を同じ電圧値に調整できる。
　図８は、本発明の第５の実施例による電源システムの構成図である。２００は電源システムであり、２０１は電源入力端子であり、２０２は整流回路であり、２０３は電源装置２０４の電源入力端子であり、２０４はスイッチング電源装置であり、２０５は電源装置２０４の電源出力端子であり、２０６は電源システム２００の電源出力端子である。
　本実施例の電源システム２００は電源入力端子２０１に整流回路２０２の入力を接続し、整流回路２０２の出力に電源装置２０４の電源入力端子２０３を接続し、電源装置２０４の電源出力端子２０５に電源システム２００の電源出力端子２０６を接続したものである。そして、スイッチング電源装置２０４として実施例１と２で示したスイッチング電源装置１やスイッチング電源装置２を用いたものである。
　電源システム２００は、商用電源等の電力を電源入力端子２０１から受電し、整流回路２０２で直流に変換し、電源装置２０４で所望の値に安定化された直流電圧を作り、電源出力端子２０６へ出力する。
　ここで、商用電源等の交流電力を直流に変換する整流回路２０２には、ダイオードブリッジを使用した整流回路，ＰＦＣ（力率改善）回路などを使用することができる。
　電源システム２００は、実施例１と２で説明した電源装置１と２を使用していることから、従来の電源システムより、電力損失が少なく発熱量が少ない。そのため、電源システム２００は、従来の電源と同じ冷却能力のファンで、同じ外形寸法で、整流回路の出力電力を大きくできて、より出力の大きい電源装置とすることができた。
　図９は、本発明の第６の実施例による電子装置の構成図である。３００は電子装置であり、３０１は電子装置３００の電源入力端子であり、２００は実施例５で示した電源システムであり、３０２は電子回路である。図９に示す通り、本実施例の電子装置３００は電源入力端子３０１に電源システム２００を接続し、電源システム２００に電子回路３０２を接続したものである。
　ここで、電子回路３０２は、例えば、電子演算回路，メモリ回路，増幅回路，発振回路，Ｄ／Ａコンバータ，Ａ／Ｄコンバータなどのデジタル回路，アナログ回路を問わない全ての電子回路である。
　電子装置３００は、本発明の実施例５の電源システム２００を使用している。従来の電源システムの電力容量では電子回路５個に給電できたが、それ以上は電力が不足であった。本発明の電源システム２００を用いた場合、出力電力が増え、６個の電子回路に給電することができた。これより、本電子装置３００の性能が向上した。なお、このような電子装置３００としては、ストレージサーバやＰＣ，情報機器などが挙げられる。
　本発明は、家電製品，情報機器，自動車機器などの幅広い分野において、その電源装置，電源システム，電子装置に利用できる。
１，２，２０４　スイッチング電源装置
１０　直流電源
１０ａ，１０ｂ　入力端子
１１　電圧源
２０～２５　スイッチング素子
２６，２７　補助スイッチング素子
３８，３９，４８　ダイオード
４０～４３，４６，４７　フリーホイールダイオード
４４，４５　整流ダイオード
６０，６２，６３　バイパスコンデンサ
６１　平滑コンデンサ
７０　トランス
７０ａ　トランス１次巻線
７０ｂ　トランス２次巻線
７２，７３　平滑インダクタ
７４，７６　補助インダクタ
７５　寄生インダクタ
８０　負荷
８０ａ，８０ｂ　出力端子
９０　抵抗
９１　ドロッパ
１００　制御手段
１０１，１０２，１０３，１０４　電圧検出手段
１０５，１０６　電流検出手段
２００　電源システム
２０１，２０３，３０１　電源入力端子
２０２　整流回路
２０５，２０６　電源出力端子
３００　電子装置
３０２　電子回路

Claims (8)

  1. 　直流電圧を交流電圧に変換する直流交流変換回路と、前記直流交流変換回路から出力された交流電圧を整流する整流回路と、前記整流回路の出力電圧を直流に平滑する平滑回路を備えたスイッチング電源装置において、
    　前記整流回路に並列に接続する補助回路を備え、前記補助回路は電圧源，補助インダクタ，補助スイッチング素子の直列接続体で構成されたことを特徴とするスイッチング電源装置。
  2. 　請求項１に記載のスイッチング電源装置において、
    　前記整流回路は少なくとも整流ダイオードを有し、
    　前記補助回路を制御する制御手段を備え、
    　前記制御手段は、前記直流交流変換回路からの出力がある期間に、前記整流ダイオードに逆電圧がかかった際、又は、前記整流ダイオードにリカバリ電流が流れた際に、前記補助回路の補助スイッチング素子をオンさせ、前記整流回路内の寄生容量に前記補助回路の電圧源から電荷を供給することを特徴とするスイッチング電源装置。
  3. 　請求項１に記載のスイッチング電源装置において、前記電圧源の電圧が、前記直流交流変換回路の出力電圧の１／２以下であることを特徴とするスイッチング電源装置。
  4. 　請求項２に記載のスイッチング電源装置において、前記整流回路を構成するスイッチング素子または整流ダイオードの出力端子間電圧を検出する電圧検出手段を備え、前記電圧検出手段の出力をもとに補助スイッチング素子をオンすることを特徴とするスイッチング電源装置。
  5. 　請求項２に記載のスイッチング電源装置において、前記整流回路を構成するスイッチング素子または整流ダイオードの出力端子間電流を検出する電流検出手段を備え、前記電流検出手段の出力をもとに補助スイッチング素子をオンすることを特徴とするスイッチング電源装置。
  6. 　請求項１に記載のスイッチング電源装置において、前記電圧源が電池であることを特徴とするスイッチング電源装置。
  7. 　請求項１乃至６のいずれか１項に記載の前記スイッチング電源装置を備えたことを特徴とする電源システム。
  8. 　請求項７に記載の前記電源システムを備えたことを特徴とする電子装置。
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Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104685774A (zh) * 2012-10-05 2015-06-03 夏普株式会社 Dc-dc转换器、使用该dc-dc转换器的太阳能控制器及移动体
FR3025954A1 (ja) * 2014-09-17 2016-03-18 Continental Automotive Systems
TWI723894B (zh) * 2020-06-05 2021-04-01 葉文中 整流電路、電源轉換器、以及相關之電子元件

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5410467A (en) * 1992-03-19 1995-04-25 Astec International Limited Power converters with improved switching efficiency
JP2006187147A (ja) * 2004-12-28 2006-07-13 Hitachi Ltd 双方向絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータ

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5410467A (en) * 1992-03-19 1995-04-25 Astec International Limited Power converters with improved switching efficiency
JP2006187147A (ja) * 2004-12-28 2006-07-13 Hitachi Ltd 双方向絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータ

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104685774A (zh) * 2012-10-05 2015-06-03 夏普株式会社 Dc-dc转换器、使用该dc-dc转换器的太阳能控制器及移动体
FR3025954A1 (ja) * 2014-09-17 2016-03-18 Continental Automotive Systems
TWI723894B (zh) * 2020-06-05 2021-04-01 葉文中 整流電路、電源轉換器、以及相關之電子元件

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