CN104685774A - Dc-dc转换器、使用该dc-dc转换器的太阳能控制器及移动体 - Google Patents

Dc-dc转换器、使用该dc-dc转换器的太阳能控制器及移动体 Download PDF

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Abstract

DC-DC转换器具备：变压器；开关电路，其设置于上述变压器的初级侧；以及整流电路，其设置于上述变压器的次级侧。上述整流电路包含第1整流部，上述第1整流部是第1晶体管和第2晶体管的串联连接体，上述第2晶体管的第1电极连接到上述第1晶体管的第2电极。上述第1晶体管和第2晶体管各自具有正向连接到第2电极和第1电极间的寄生二极管，上述第1晶体管的第1电极和第2电极间的耐压高于上述第2晶体管的第1电极和第2电极间的耐压。

Description

DC-DC转换器、使用该DC-DC转换器的太阳能控制器及移动体
技术领域
本发明涉及使用变压器的DC-DC转换器、使用该DC-DC转换器的太阳能控制器及移动体。
背景技术
在使用变压器的DC-DC转换器中，在次级侧设置有整流部。
在非专利文献1所公开的使用变压器的双向DC-DC转换器中，设置于次级侧的4个整流部分别由MOS晶体管单体构成。
现有技术文献
非专利文献
非专利文献1：Florian Krismer,Johann W.Kolar,“Accurate Power LossModel Derivation of a High-Current Dual Active Bridge Converter for anAutomotive Application”,IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRIALELECTRONICS,VOL.57,NO.3,MARCH 2010
发明内容
发明要解决的问题
但是，非专利文献1所公开的双向DC-DC转换器，由于设置于次级侧的4个整流部分别由MOS晶体管单体构成，因此存在如下问题：MOS晶体管的寄生二极管中会流过较大的恢复电流(反向恢复电流)，产生较大的损耗，低电力传输时传输效率会大幅降低。
此外，为了解决恢复电流的问题，也可以考虑用快速恢复二极管构成次级侧的各整流部，但在该情况下，无法进行同步整流，因此存在如下问题：与用MOS晶体管构成次级侧的各整流部的情况相比，效率会下降。
鉴于上述状况，本发明的目的在于，提供高效率的DC-DC转换器以及使用该DC-DC转换器的太阳能控制器及移动体。
用于解决问题的方案
本发明的DC-DC转换器设为如下构成(第1构成)：具备：变压器；开关电路，其设置于上述变压器的初级侧；以及整流电路，其设置于上述变压器的次级侧，其中，上述整流电路包含第1整流部，上述第1整流部是第1晶体管和第2晶体管的串联连接体，上述第2晶体管的第1电极连接到上述第1晶体管的第2电极，上述第1晶体管和第2晶体管各自具有正向连接到第2电极和第1电极间的寄生二极管，上述第1晶体管的第1电极和第2电极间的耐压高于上述第2晶体管的第1电极和第2电极间的耐压。
另外，在上述第1构成的DC-DC转换器中，也可以设为如下构成(第2构成)：上述整流电路是整流桥电路，包含：第2整流部，其是第3晶体管和第4晶体管的串联连接体，上述第4晶体管的第1电极连接到上述第3晶体管的第2电极；第3整流部，其是第5晶体管和第6晶体管的串联连接体，上述第6晶体管的第1电极连接到上述第5晶体管的第2电极；以及第4整流部，其是第7晶体管和第8晶体管的串联连接体，上述第8晶体管的第1电极连接到上述第7晶体管的第2电极，上述第1晶体管的第1电极和上述第5晶体管的第1电极相连接，上述第2晶体管的第2电极和上述第3晶体管的第1电极相连接，上述第6晶体管的第2电极和上述第7晶体管的第1电极相连接，上述第4晶体管的第2电极和上述第8晶体管的第1电极相连接，上述第3晶体管、第4晶体管、第5晶体管、第6晶体管、第7晶体管和第8晶体管各自具有正向连接到第2电极和第1电极间的寄生二极管，上述第3晶体管的第1电极和第2电极间的耐压高于上述第4晶体管的第1电极和第2电极间的耐压，上述第5晶体管的第1电极和第2电极间的耐压高于上述第6晶体管的第1电极和第2电极间的耐压，上述第7晶体管的第1电极和第2电极间的耐压高于上述第8晶体管的第1电极和第2电极间的耐压。
另外，在上述第1构成的DC-DC转换器中，也可以设为如下构成(第3构成)：上述整流电路包含第2整流部，上述第2整流部是第3晶体管和第4晶体管的串联连接体，上述第4晶体管的第1电极连接到上述第3晶体管的第2电极，上述第1晶体管的第1电极和上述第3晶体管的第1电极相连接，上述第3和第4晶体管各自具有正向连接到第2电极和第1电极间的寄生二极管，上述第3晶体管的第1电极和第2电极间的耐压高于上述第4晶体管的第1电极和第2电极间的耐压。
另外，在上述第1构成～第3构成中的任一构成的DC-DC转换器中，也可以设为如下构成(第4构成)：上述整流电路所包含的所有的第2k-1(k为自然数)个晶体管为耗尽型晶体管，上述整流电路所包含的所有的第2k(k为自然数)个晶体管为增强型晶体管。
另外，在上述第1构成～第3构成中的任一构成的DC-DC转换器中，也可以设为如下构成(第5构成)：上述整流电路所包含的所有的第2k-1(k为自然数)个晶体管和第2k(k为自然数)个晶体管为增强型晶体管构成(第5构成)。
另外，在上述第1构成～第5构成中的任一构成的DC-DC转换器中，也可以设为如下构成(第6构成)：上述DC-DC转换器的输出电压设定在100V～1000V的范围内。
另外，本发明的太阳能控制器设为如下构成：具备上述第1构成～第6构成中的任一构成的DC-DC转换器。
另外，本发明的移动体设为如下构成：具备上述第1构成～第6构成中的任一构成的DC-DC转换器。
发明效果
根据本发明，能够实现DC-DC转换器的高效率化。
附图说明
图1是表示本发明的第1实施方式的DC-DC转换器的构成的电路框图。
图2是表示本发明的第1实施方式的DC-DC转换器在低电力传输时从变压器的次级线圈输出的电流的测定结果的时序图。
图3是表示比较例的DC-DC转换器的构成的电路框图。
图4是表示比较例的DC-DC转换器在低电力传输时从变压器的次级线圈输出的电流的测定结果的时序图。
图5是表示本发明的第1实施方式的DC-DC转换器的变形例的构成的电路框图。
图6是表示本发明的第2实施方式的DC-DC转换器的构成的电路框图。
图7是表示本发明的第3实施方式的DC-DC转换器的构成的电路框图。
图8是表示本发明的第4实施方式的移动体的概略构成的图。
具体实施方式
＜第1实施方式＞
如图1所示，本发明的第1实施方式的DC-DC转换器具备初级侧变压器驱动电路2、变压器T1、平滑电抗器L3、N沟道MOS晶体管Q1～Q8、电容器C1和C2、二极管D1和D2、栅极电源3以及驱动器4，对从直流电源1输出的直流电压进行DC-DC转换，将DC-DC转换后的直流电压(输出电压)供应给负载5。
本发明的第1实施方式的DC-DC转换器的输出电压没有特别限制，但在输出电压较大的情况下，与非专利文献1所公开的双向DC-DC转换器相比，高效率化的效果显著，因此，优选本发明的第1实施方式的DC-DC转换器的输出电压设定在例如100V～1000V的范围内。
初级侧变压器驱动电路2是具有开关元件的开关电路，通过该开关元件的切换将从直流电源1输出的直流电源转换为变压器驱动电压，将该变压器驱动电压供应给变压器T1的初级线圈L1。初级侧变压器驱动电路2例如使用全桥、半桥、推拉、前进、反激等方式的电路。
变压器T1的次级线圈L2所产生的电流由平滑电抗器L3进行平滑化，由包含晶体管Q1～Q8的整流桥电路进行整流，然后供应给负载5。
晶体管Q1～Q8中分别内置有寄生二极管。寄生二极管的阳极分别连接到对应的晶体管Q1～Q8的源极，寄生二极管的阴极分别连接到对应的晶体管Q1～Q8的漏极。
晶体管Q1、Q3、Q5、Q7分别是导通电阻例如为0.099Ω且源极-漏极间耐压例如为600V的高耐压晶体管。晶体管Q2、Q4、Q6、Q8分别是导通电阻例如为0.079Ω且源极-漏极间耐压例如为30V的低耐压晶体管。
一般来说，低耐压晶体管的恢复电流小于高耐压晶体管的恢复电流。因此，在本实施方式中，使低耐压晶体管Q2、Q4、Q6、Q8的恢复电流小于高耐压晶体管Q1、Q3、Q5、Q7的恢复电流。
晶体管Q1、Q5的漏极均连接到负载5的一端。晶体管Q2、Q6的漏极分别连接到晶体管Q1、Q5的源极，晶体管Q2的源极连接到晶体管Q3的漏极并且连接到变压器T1的次级线圈L2的一端，晶体管Q6的源极连接到晶体管Q7的漏极并且经由平滑电抗器L3连接到变压器T1的次级线圈L2的另一端。晶体管Q4、Q8的漏极分别连接到晶体管Q3、Q7的源极，晶体管Q4、Q8的源极均连接到接地电压GND的线。
二极管D1、D2的阴极分别连接到晶体管Q1、Q5的栅极。栅极电源3的第1输出端子31连接到二极管D1、D2的阳极和驱动器4。栅极电源3的第2输出端子32连接到晶体管Q3、Q7的栅极。栅极电源3从第1输出节点输出比高耐压晶体管Q1、Q5(例如，阈值电压VTH＝0.1～7V的增强型晶体管)各自的阈值电压VTH与二极管D1、D2的正向压降之和的电压高的直流电压(例如，0.2～50V)，从第2输出节点输出比高耐压晶体管Q3、Q7(例如，阈值电压VTH＝0.1～7V的增强型晶体管)各自的阈值电压VTH高的直流电压(例如，0.2～50V)。
电容器C1连接到晶体管Q1的栅极与变压器T1的次级线圈L2的一端之间。电容器C2连接到晶体管Q5的栅极与平滑电抗器L3之间。此外，电容器C1是为了向晶体管Q1的栅极施加将来自变压器T1的次级线圈L2的一端的电压与来自栅极电源3的第1输出端子31的电压相加得到的电压而设置的。电容器C2是为了向晶体管Q5的栅极施加将来自平滑电抗器L3的未连接到次级线圈L2的一侧的端部的电压与来自栅极电源3的第1输出端子31的电压相加得到的电压而设置的。例如，在变压器T1的次级线圈L2的一端处于接地电位时，栅极电源3的输出电位经由二极管D1施加到高耐压晶体管Q1的栅极。其后，即使变压器T1的次级线圈L2的一端的电位上升，变压器T1的次级线圈L2的一端与高耐压晶体管Q1的栅极之间的电位差也可通过电容器C1的电容耦合被保持。同样地，平滑电抗器L3的未连接到次级线圈L2的一侧的端部与高耐压晶体管Q5的栅极之间的电位差也被保持为栅极电源3的输出电压的量。
晶体管Q1、Q2、Q4、Q5、Q6、Q8的栅极、变压器T1的次级线圈L2的一端以及平滑电抗器L3的未连接到次级线圈L2的一侧的端部连接到驱动器4。驱动器4控制晶体管Q2、Q4、Q6、Q8的栅极电压来对晶体管Q2、Q4、Q6、Q8进行导通/截止控制。
接着，说明本发明的第1实施方式的DC-DC转换器的动作。在本发明的第1实施方式的DC-DC转换器向负载5供应直流电力的情况下，首先，栅极电源3成为导通状态，比高耐压晶体管Q1、Q5各自的阈值电压VTH与二极管D1、D2的正向压降之和的电压高的直流电压施加到高耐压晶体管Q1、Q5各自的栅极，比高耐压晶体管Q3、Q7各自的阈值电压VTH高的直流电压施加到高耐压晶体管Q3、Q7各自的栅极。
在该状态下，在利用初级侧变压器驱动电路2的变压器驱动电压从变压器T1的次级线圈L2输出图1中的箭头方向的电流的情况下，首先，利用驱动器4使低耐压晶体管Q2、Q8导通。由此，高耐压晶体管Q1、Q7也导通，电流供应到负载5。
接着，在利用来自初级侧变压器驱动电路2的变压器驱动电压使得从变压器T1的次级线圈L2流出图1中的箭头方向的电流后经过规定时间的定时(从变压器T1的次级线圈L2流出的图1中的箭头方向的电流的绝对值减小而到达零附近的规定值的定时)，利用驱动器4使低耐压晶体管Q2、Q8截止。这时，当回流电流在本发明的第1实施方式的DC-DC转换器中流动时，电流会在包含维持导通状态的高耐压晶体管Q1、Q7的沟道部和处于截止状态的低耐压晶体管Q2、Q8的寄生二极管在内的电流路径中回流。这样，虽然恢复电流会流过低耐压晶体管Q2、Q8，但由于低耐压晶体管Q2、Q8的恢复电流小于高耐压晶体管Q1、Q7的恢复电流，因此，低耐压晶体管Q2、Q8的恢复特性是良好的。另外，在维持导通状态的高耐压晶体管Q1、Q7中，回流电流会流过沟道部，因此，高耐压晶体管Q1、Q7的恢复特性也是良好的。因此，包括高耐压晶体管Q1和低耐压晶体管Q2的整流部、包括高耐压晶体管Q7和低耐压晶体管Q8的整流部各自的恢复特性良好。
然后，在回流电流消失的定时，低耐压晶体管Q4、Q6导通。由此，高耐压晶体管Q3、Q5也导通，当利用来自初级侧变压器驱动电路2的变压器驱动电压从变压器T1的次级线圈L2输出与图1中的箭头方向为反向的电流时，电流供应到负载5。
接着，在利用来自初级侧变压器驱动电路2的变压器驱动电压使得从变压器T1的次级线圈L2流出与图1中的箭头方向为反向的电流后经过规定时间的定时(从变压器T1的次级线圈L2流出的与图1中的箭头方向为反向的电流的绝对值减小而到达零附近的规定值的定时)，利用驱动器4使低耐压晶体管Q4、Q6截止。这时，当回流电流在本发明的第1实施方式的DC-DC转换器中流动时，电流会在包含维持导通状态的高耐压晶体管Q3、Q5的沟道部和截止状态的低耐压晶体管Q4、Q6的寄生二极管在内的电流路径中回流。这样，虽然恢复电流会流过低耐压晶体管Q4、Q6，但由于低耐压晶体管Q4、Q6的恢复电流小于高耐压晶体管Q3、Q5的恢复电流，因此，低耐压晶体管Q4、Q6的恢复特性是良好的。另外，在维持导通状态的高耐压晶体管Q3、Q5中，回流电流会流过沟道部，因此，高耐压晶体管Q3、Q5的恢复特性也是良好的。因此，包括高耐压晶体管Q3和低耐压晶体管Q4的整流部、包括高耐压晶体管Q5和低耐压晶体管Q6的整流部各自的恢复特性良好。
以下，以同样的方式，向负载5供应直流电力。
在本发明的第1实施方式的DC-DC转换器停止向负载5供应直流电力的情况下，栅极电源3成为截止状态，晶体管Q1、Q3、Q5、Q7的栅极被设为“L(低)”电平而使得晶体管Q1、Q3、Q5、Q7固定在截止状态。另外，利用驱动器4使晶体管Q2、Q4、Q6、Q8也固定在截止状态。此外，也可以将1个电容器连接到晶体管Q3、Q4的栅极之间，并且将另1个电容器连接到晶体管Q7、Q8的栅极之间。另外，也可以将1个二极管的阴极和阳极分别连接到晶体管Q3、Q4的栅极，并且将另1个二极管的阴极和阳极分别连接到晶体管Q7、Q8的栅极。
本发明的第1实施方式的DC-DC转换器在向负载5供应低电力(输出电压250V、输出电流0.1A)的低电力传输时从变压器T1的次级线圈L2输出的电流的测定结果在图2中表示。另外，作为比较例，设置于次级侧的4个整流部分别由导通电阻例如为0.099Ω且源极-漏极间耐压例如为600V的高耐压晶体管单体构成的图3所示的DC-DC转换器在向负载5供应低电力(输出电压250V、输出电流0.1A)的低电力传输时从变压器T1的次级线圈L2输出的电流的测定结果在图4中表示。
从图2与图4的比较可知，在比较例中，由于恢复电流较大，因而向反向流过较大的电流，电力损耗变大，而在本发明的第1实施方式的DC-DC转换器中，由于几乎没有流过恢复电流，因而几乎没有电流的反向流动，电力损耗小。其结果是，在输出电压250V、输出电流0.1A的低电力传输时，在比较例中，电力传输效率为52％，而在本发明的第1实施方式的DC-DC转换器中，电力传输效率提高至89％。
此外，优选低耐压晶体管Q2、Q4、Q6、Q8的源极-漏极间耐压在3V～200V的范围内。当低耐压晶体管Q2、Q4、Q6、Q8的源极-漏极间耐压超过200V时，低耐压晶体管Q2、Q4、Q6、Q8中的恢复电流会增大。另外，在低耐压晶体管Q2、Q4、Q6、Q8的源极-漏极间耐压小于3V的情况下，低耐压晶体管Q2、Q4、Q6、Q8对电源电路的噪声的耐性会下降。
另外，优选高耐压晶体管Q1、Q3、Q5、Q7的源极-漏极间耐压在低耐压晶体管Q2、Q4、Q6、Q8的源极-漏极间耐压的3倍以上且100倍以下的范围内。在高耐压晶体管Q1、Q3、Q5、Q7的源极-漏极间耐压小于低耐压晶体管Q2、Q4、Q6、Q8的源极-漏极间耐压的3倍的情况下，高耐压晶体管的恢复电流与低耐压晶体管的恢复电流之差会变小，本实施方式的效果会变小。另外，在高耐压晶体管Q1、Q3、Q5、Q7的源极-漏极间耐压大于低耐压晶体管Q2、Q4、Q6、Q8的源极-漏极间耐压的100倍的情况下，低耐压晶体管对开关噪声的耐性会下降。
在本实施方式中，在高耐压晶体管Q1、Q3、Q5、Q7的栅极，分别施加了比对低耐压晶体管Q2、Q4、Q6、Q8的源极的电位分别加上高耐压晶体管Q1、Q3、Q5、Q7的阈值电压而得到的电压高的电压。因此，几乎能够消除掉高耐压晶体管Q1、Q3、Q5、Q7的源极与漏极间的电压差。因此，能够最大限度发挥减小高耐压晶体管Q1、Q3、Q5、Q7的恢复电流的效果。
另外，在本实施方式中，在高耐压晶体管Q1、Q5的栅极与变压器T1的次级线圈L2的一端、平滑电抗器L3的未连接到次级线圈L2的一侧的端部之间分别连接有电容器C1、C2。而且，二极管D1、D2的阴极分别连接到高耐压晶体管Q1、Q5的栅极。构成为向二极管D1、D2的阳极分别施加比高耐压晶体管Q1、Q5的阈值电压高的电压。由此，即使在向负载5供应直流电力时变压器T1的次级线圈L2所产生的电压发生了变动，也能够通过电容器C1、C2的电容耦合将足以使高耐压晶体管Q1、Q5导通的电位持续提供到高耐压晶体管Q1、Q5的栅极，因此，能够可靠地降低高耐压晶体管Q1、Q5的恢复电流。
另外，在不向负载5进行电力供应的情况下，通过电容器C1、C2的电容耦合，高耐压晶体管Q1、Q5的栅极的电位会分别稳定在与变压器T1的次级线圈L2的一端、平滑电抗器L3的未连接到次级线圈L2的一侧的端部的电位接近的电位。因此，能够防止因电涌等而导致高耐压晶体管Q1、Q5不正常导通，从而能够提高安全性。
在本实施方式中，能够切换整流桥电路的各元件的导通/截止，因此，也能用作双向DC-DC转换器。
在本实施方式中，将高耐压晶体管Q1、Q3、Q5、Q7设为增强型晶体管，但也可以将高耐压晶体管Q1、Q3、Q5、Q7设为耗尽型晶体管。在将高耐压晶体管Q1、Q3、Q5、Q7设为耗尽型晶体管的情况下，如图5所示，只要将高耐压晶体管Q1、Q3、Q5、Q7的栅极分别连接到低耐压晶体管Q2、Q4、Q6、Q8的源极即可。
另外，在本实施方式中，使不进行切换的低耐压晶体管Q4、Q6(或者Q2、Q8)始终截止，从而使得电流流过低耐压晶体管Q4、Q6(或者Q2、Q8)的寄生二极管，但不限于此，也可以进行同步整流。在同步整流中，当电流开始流过低耐压晶体管Q4、Q6(或者Q2、Q8)的寄生二极管时，使低耐压晶体管Q4、Q6(或者Q2、Q8)导通，在要切换的低耐压晶体管Q2、Q8(或者Q4、Q6)即将导通之前，即，在电流即将不再流过低耐压晶体管Q4、Q6(或者Q2、Q8)之前，使低耐压晶体管Q4、Q6(或者Q2、Q8)截止。由此，能够进一步降低电力损耗。
＜第2实施方式＞
本发明的第2实施方式的DC-DC转换器的构成在图6中表示。此外，在图6中对与图1相同的部分标注相同的附图标记，省略详细的说明。
对于本发明的第2实施方式的DC-DC转换器，在设置于变压器T1的次级侧的整流电路与本发明的第1实施方式的DC-DC转换器的情况下的全桥形状的整流桥电路不同，而仅由高耐压晶体管Q1、Q3和低耐压晶体管Q2、Q4构成这一点上，与本发明的第1实施方式的DC-DC转换器不同。
对于本发明的第2实施方式的DC-DC转换器，也与本发明的第1实施方式的DC-DC转换器同样，由于几乎没有流过恢复电流，因而几乎没有电流的反向流动，因此电力损耗小。其结果是，在低电力传输时，也能够提高电力传输效率。
＜第3实施方式＞
本发明的第3实施方式的DC-DC转换器的构成在图7中表示。此外，在图7中对与图1相同的部分标注相同的附图标记，省略详细的说明。
本发明的第3实施方式的DC-DC转换器，在设置于变压器T1的次级侧的整流电路与本发明的第1实施方式的DC-DC转换器的情况下的全桥形状的整流桥电路不同，而仅由高耐压晶体管Q1和低耐压晶体管Q2构成这一点上，与本发明的第1实施方式的DC-DC转换器不同。
对于本发明的第3实施方式的DC-DC转换器，也与本发明的第1实施方式的DC-DC转换器同样，由于几乎没有流过恢复电流，因而几乎没有电流的反向流动，电力损耗小。其结果是，在低电力传输时，也能够提高电力传输效率。
＜第4实施方式＞
图8是表示本发明的第4实施方式的移动体的概略构成的图。此外，在图8中，省略了连接到接地电位的连接线的图示。图8所示的移动体例如是电动汽车、电动自行车等，具备：太阳能控制器，其包含太阳能板11、MPPT(Maximum Power Point Tracking：最大功率点跟踪器)12、电池管理部13、副电池14、双向DC-DC转换器15、控制电路16、电池管理部17和主电池18；逆变器19；以及电机20。
太阳能板11是将多个太阳能电池单元配置为板状而成的，例如设置于电动汽车的车顶。
MPPT12是为了将太阳能板11的发电电力最大化而控制太阳能板11的动作点的DC-DC转换器。太阳能板11的输出端连接到MPPT12的输入端，MPPT12的输出端连接到副电池14。
电池管理部13管理副电池14而控制副电池14的充放电。
电池管理部17管理主电池18而控制主电池18的充放电。
在本实施方式中，主电池18的电压大于副电池14的电压。例如，将主电池18的电压范围设为100～600V，将副电池的电压范围设为10～48V，由此，主电池18的电压范围成为适于电机20的驱动的范围，副电池14的电压范围成为适于太阳能板11的发电电力的充电的范围。
双向DC-DC转换器15例如采用上述的本发明的第1～第3实施方式中的任一方式的DC-DC转换器，在副电池14与主电池18之间传输电力。双向DC-DC转换器15的第1输入输出端子21经由电池管理部13连接到副电池14，双向DC-DC转换器15的各第2输入输出端子22经由电池管理部17连接到主电池18。
控制部16控制双向DC-DC转换器15的传输电力(输出电压或者输出电流)。
逆变器19将从主电池18输出的直流电压转换为电机驱动用交流电压。电机20利用从逆变器19输出的电机驱动用交流电压进行旋转驱动。通过电机20的旋转使得移动体的驱动轮旋转。移动体制动时，电机20所产生的再生能量由电池管理部17回收，储存到主电池18。另外，从副电池14输出的直流电压也被用作前灯等电器部件的电源。
＜其它＞
应当认为本次公开的实施方式在所有方面仅为例示，而非限制性的。本发明的范围不是由上述的说明给出，而是由权利要求书给出，意在包含在与权利要求书等同的意思和范围内的所有变更。
附图标记说明
1  直流电源
2  初级侧变压器驱动电路
3  栅极电源
4  驱动器
5  负载
11 太阳能板
12 MPPT
13 电池管理部
14 副电池
15 双向DC/DC转换器
16 控制电路
17 电池管理部
18 主电池
19 逆变器
20 电机
21 第1输入输出端子
22 第2输入输出端子
31 第1输出端子
32 第2输出端子
C1、C2 电容器
D1、D2 二极管
L1 初级线圈
L2 次级线圈
L3 平滑电抗器
Q1、Q3、Q5、Q7 高耐压晶体管(N沟道MOS晶体管)
Q2、Q4、Q6、Q8 低耐压晶体管(N沟道MOS晶体管)
T1 变压器

Claims (8)

1.一种DC-DC转换器，具备：
变压器；
开关电路，其设置于上述变压器的初级侧；以及
整流电路，其设置于上述变压器的次级侧，
上述DC-DC转换器的特征在于，
上述整流电路，
包含第1整流部，上述第1整流部是第1晶体管和第2晶体管的串联连接体，上述第2晶体管的第1电极连接到上述第1晶体管的第2电极，
上述第1晶体管和第2晶体管各自具有正向连接到第2电极和第1电极间的寄生二极管，
上述第1晶体管的第1电极和第2电极间的耐压高于上述第2晶体管的第1电极和第2电极间的耐压。
2.根据权利要求1所述的DC-DC转换器，其中，
上述整流电路是整流桥电路，包含：
第2整流部，其是第3晶体管和第4晶体管的串联连接体，上述第4晶体管的第1电极连接到上述第3晶体管的第2电极；
第3整流部，其是第5晶体管和第6晶体管的串联连接体，上述第6晶体管的第1电极连接到上述第5晶体管的第2电极；以及
第4整流部，其是第7晶体管和第8晶体管的串联连接体，上述第8晶体管的第1电极连接到上述第7晶体管的第2电极，
上述第1晶体管的第1电极和上述第5晶体管的第1电极相连接，
上述第2晶体管的第2电极和上述第3晶体管的第1电极相连接，
上述第6晶体管的第2电极和上述第7晶体管的第1电极相连接，
上述第4晶体管的第2电极和上述第8晶体管的第1电极相连接，
上述第3晶体管、第4晶体管、第5晶体管、第6晶体管、第7晶体管和第8晶体管各自具有正向连接到第2电极和第1电极间的寄生二极管，
上述第3晶体管的第1电极和第2电极间的耐压高于上述第4晶体管的第1电极和第2电极间的耐压，
上述第5晶体管的第1电极和第2电极间的耐压高于上述第6晶体管的第1电极和第2电极间的耐压，
上述第7晶体管的第1电极和第2电极间的耐压高于上述第8晶体管的第1电极和第2电极间的耐压。
3.根据权利要求1所述的DC-DC转换器，其中，
上述整流电路，
包含第2整流部，上述第2整流部是第3晶体管和第4晶体管的串联连接体，上述第4晶体管的第1电极连接到上述第3晶体管的第2电极，
上述第1晶体管的第1电极和上述第3晶体管的第1电极相连接，
上述第3和第4晶体管各自具有正向连接到第2电极和第1电极间的寄生二极管，
上述第3晶体管的第1电极和第2电极间的耐压高于上述第4晶体管的第1电极和第2电极间的耐压。
4.根据权利要求1～3中的任一项所述的DC-DC转换器，其中，
上述整流电路所包含的所有的第2k-1(k为自然数)个晶体管为耗尽型晶体管，上述整流电路所包含的所有的第2k(k为自然数)个晶体管为增强型晶体管。
5.根据权利要求1～3中的任一项所述的DC-DC转换器，其中，
上述整流电路所包含的所有的第2k-1(k为自然数)个晶体管和第2k(k为自然数)个晶体管为增强型晶体管。
6.根据权利要求1～5中的任一项所述的DC-DC转换器，其中，
上述DC-DC转换器的输出电压设定在100V～1000V的范围内。
7.一种太阳能控制器，其特征在于，具备权利要求1～6中的任一项所述的DC-DC转换器。
8.一种移动体，其特征在于，具备权利要求1～6中的任一项所述的DC-DC转换器。
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