WO2014054562A1 - Ｄｃ－ｄｃコンバータと、それを用いたソーラーパワーコントローラおよび移動体 - Google Patents

Ｄｃ－ｄｃコンバータと、それを用いたソーラーパワーコントローラおよび移動体 Download PDF

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transistor
transistors
electrode
voltage
breakdown voltage
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健治 小宮
竹史 塩見
野村　勝
柴田　晃秀
岩田　浩
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シャープ株式会社
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    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H02M1/088—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters for the simultaneous control of series or parallel connected semiconductor devices
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention relates to a DC-DC converter using a transformer, a solar power controller using the same, and a moving object.
  • a rectifier is provided on the secondary side.
  • each of the four rectification units provided on the secondary side is configured by a single MOS transistor.
  • each of the four rectifiers provided on the secondary side is composed of a single MOS transistor, so that a large recovery current is generated in the parasitic diode of the MOS transistor. (Reverse recovery current) flows, a large loss occurs, and there is a problem that the transmission efficiency is greatly reduced during low power transmission.
  • each secondary side rectification unit may be configured with a fast recovery diode. In this case, synchronous rectification cannot be performed, so that each secondary side rectification unit is not connected. There is a problem in that the efficiency is reduced as compared with the case of the MOS transistor.
  • an object of the present invention is to provide a highly efficient DC-DC converter, a solar power controller using the DC-DC converter, and a moving body.
  • the DC-DC converter according to the present invention is a DC-DC converter including a transformer, a switching circuit provided on a primary side of the transformer, and a rectifier circuit provided on a secondary side of the transformer,
  • the circuit includes a first rectification unit that is a series connection body of a first transistor and a second transistor in which a first electrode is connected to a second electrode of the first transistor, and
  • Each of the second transistors has a parasitic diode connected in a forward direction between the second and first electrodes, and the breakdown voltage between the first and second electrodes of the first transistor is
  • the transistor is configured to have a higher breakdown voltage (first configuration) than the first and second electrodes of the transistor.
  • the rectifier circuit includes a third transistor and a fourth transistor in which a first electrode is connected to a second electrode of the third transistor.
  • a third rectifier that is a series connection body of a second rectification unit that is a connection body, and a sixth transistor in which the fifth transistor and the first electrode are connected to the second electrode of the fifth transistor.
  • a fourth rectification unit which is a serial connection body of an eighth transistor in which the seventh transistor and the first electrode are connected to the second electrode of the seventh transistor, And a first electrode of the fifth transistor is connected to a first electrode of the fifth transistor, a second electrode of the second transistor is connected to a first electrode of the third transistor, and 6th transistor And a first electrode of the seventh transistor are connected to each other, and a second electrode of the fourth transistor and a first electrode of the eighth transistor are connected to each other.
  • Each of the third, fourth, fifth, sixth, seventh and eighth transistors has a parasitic diode connected in a forward direction between the second and first electrodes, and the third transistor
  • the breakdown voltage between the first and second electrodes of the transistor is higher than the breakdown voltage between the first and second electrodes of the fourth transistor, and the breakdown voltage between the first and second electrodes of the fifth transistor.
  • the rectifier circuit includes a third transistor and a fourth transistor in which a first electrode is connected to a second electrode of the third transistor.
  • a second rectification unit that is a connection body, wherein the first electrode of the first transistor and the first electrode of the third transistor are connected, and each of the third and fourth transistors includes: A parasitic diode connected in a forward direction between the second and first electrodes, wherein a withstand voltage between the first and second electrodes of the third transistor is the first and second of the fourth transistor; It is good also as a structure (3rd structure) higher than the proof pressure between these electrodes.
  • all the second k ⁇ 1 (k is a natural number) transistors included in the rectifier circuit are depletion type transistors. All of the included 2k (k is a natural number) transistors may be enhancement-type transistors (fourth configuration).
  • the configuration may be an enhancement type transistor (fifth configuration).
  • the output voltage of the DC-DC converter may be set within a range of 100V to 1000V (sixth configuration).
  • the solar power controller according to the present invention includes a DC-DC converter having any one of the first to sixth configurations.
  • the moving body according to the present invention includes a DC-DC converter having any one of the first to sixth configurations.
  • the efficiency of the DC-DC converter can be increased.
  • FIG. 1 is a circuit block diagram showing a configuration of a DC-DC converter according to a first embodiment of the present invention.
  • 6 is a time chart showing measurement results of current output from the secondary winding of the transformer during low power transmission of the DC-DC converter according to the first embodiment of the present invention. It is a circuit block diagram which shows the structure of the DC-DC converter of a comparative example. It is a time chart which shows the measurement result of the electric current output from the secondary winding of the transformer at the time of low electric power transmission of the DC-DC converter of a comparative example.
  • FIG. 5 is a circuit block diagram showing a configuration of a modification of the DC-DC converter according to the first embodiment of the present invention.
  • the DC-DC converter according to the first embodiment of the present invention includes a primary transformer driving circuit 2, a transformer T1, a smoothing reactor L3, N-channel MOS transistors Q1 to Q8, and a capacitor. C1 and C2, diodes D1 and D2, a gate power supply 3 and a driver 4 are provided.
  • the DC voltage output from the DC power supply 1 is DC-DC converted, and the DC voltage after DC-DC conversion (output voltage) Is supplied to the load 5.
  • the output voltage of the DC-DC converter according to the first embodiment of the present invention is not particularly limited. However, when the output voltage is large, the efficiency is higher than that of the bidirectional DC-DC converter disclosed in Non-Patent Document 1. Therefore, the output voltage of the DC-DC converter according to the first embodiment of the present invention is desirably set within a range of 100V to 1000V, for example.
  • the primary-side transformer drive circuit 2 is a switching circuit having a switching element, which converts a DC power output from the DC power supply 1 into a transformer drive voltage by switching of the switching element, and converts the transformer drive voltage to the transformer T1. Supply to the primary winding L1.
  • a full-bridge, half-bridge, push-pull, forward, flyback, or the like circuit can be used.
  • the current generated in the secondary winding L2 of the transformer T1 is smoothed by the smoothing reactor L3, rectified by the rectifying bridge circuit including the transistors Q1 to Q8, and then supplied to the load 5.
  • Transistors Q1 to Q8 each have a built-in parasitic diode.
  • the anodes of the parasitic diodes are connected to the sources of the corresponding transistors Q1 to Q8, respectively, and the cathodes of the parasitic diodes are connected to the drains of the corresponding transistors Q1 to Q8, respectively.
  • Each of the transistors Q1, Q3, Q5 and Q7 is a high breakdown voltage transistor having an on-resistance of, for example, 0.099 ⁇ and a source-drain breakdown voltage of, for example, 600V.
  • Each of transistors Q2, Q4, Q6, and Q8 is a low breakdown voltage transistor having an on-resistance of, for example, 0.079 ⁇ and a source-drain breakdown voltage of, for example, 30V.
  • the recovery current of a low breakdown voltage transistor is smaller than the recovery current of a high breakdown voltage transistor. Therefore, in the present embodiment, the recovery current of the low breakdown voltage transistors Q2, Q4, Q6, and Q8 is made smaller than the recovery current of the high breakdown voltage transistors Q1, Q3, Q5, and Q7.
  • the drains of the transistors Q1 and Q5 are both connected to one end of the load 5.
  • the drains of the transistors Q2 and Q6 are connected to the sources of the transistors Q1 and Q5, respectively, the source of the transistor Q2 is connected to the drain of the transistor Q3, and is connected to one end of the secondary winding L2 of the transformer T1, and the source of the transistor Q6 Is connected to the drain of the transistor Q7 and is connected to the other end of the secondary winding L2 of the transformer T1 through the smoothing reactor L3.
  • the drains of transistors Q4 and Q8 are connected to the sources of transistors Q3 and Q7, respectively, and the sources of transistors Q4 and Q8 are both connected to the ground voltage GND line.
  • the cathodes of the diodes D1 and D2 are connected to the gates of the transistors Q1 and Q5, respectively.
  • the first output terminal 31 of the gate power supply 3 is connected to the anodes of the diodes D 1 and D 2 and the driver 4.
  • the second output terminal 32 of the gate power supply 3 is connected to the gates of the transistors Q3 and Q7.
  • a DC voltage (for example, 0.2 to 50 V) higher than each threshold voltage VTH of each transistor is output from the second output node.
  • the capacitor C1 is connected between the gate of the transistor Q1 and one end of the secondary winding L2 of the transformer T1.
  • Capacitor C2 is connected between the gate of transistor Q5 and smoothing reactor L3.
  • the capacitor C1 is provided to apply a voltage obtained by adding the voltage from one end of the secondary winding L2 of the transformer T1 and the voltage from the first output terminal 31 of the gate power supply 3 to the gate of the transistor Q1.
  • Capacitor C2 applies a voltage obtained by adding the voltage from the end of smoothing reactor L3 on the side not connected to secondary winding L2 and the voltage from first output terminal 31 of gate power supply 3 to the gate of transistor Q5. It is provided for.
  • the output potential of the gate power supply 3 is applied to the gate of the high voltage transistor Q1 via the diode D1. Thereafter, even if the potential at one end of the secondary winding L2 of the transformer T1 rises, the potential difference between the one end of the secondary winding L2 of the transformer T1 and the gate of the high breakdown voltage transistor Q1 due to capacitive coupling of the capacitor C1. Is kept. Similarly, the potential difference between the end of the smoothing reactor L3 on the side not connected to the secondary winding L2 and the gate of the high breakdown voltage transistor Q5 is also maintained at the output voltage of the gate power supply 3.
  • the gates of the transistors Q1, Q2, Q4, Q5, Q6, and Q8, one end of the secondary winding L2 of the transformer T1, and the end of the smoothing reactor L3 that is not connected to the secondary winding L2 are connected to the driver 4.
  • the Driver 4 controls the gate voltages of transistors Q2, Q4, Q6, and Q8 to turn on / off transistors Q2, Q4, Q6, and Q8.
  • the operation of the DC-DC converter according to the first embodiment of the present invention will be described.
  • the gate power supply 3 is turned on, and the high breakdown voltage transistors Q1 and Q5 have high breakdown voltage.
  • a DC voltage higher than the sum of the threshold voltage VTH of each of the transistors Q1 and Q5 and the forward drop voltage of the diodes D1 and D2 is applied, and a high breakdown voltage is applied to each gate of the high breakdown voltage transistors Q3 and Q7.
  • a DC voltage higher than the threshold voltage VTH of each of the transistors Q3 and Q7 is applied.
  • the driver 4 turns off the low breakdown voltage transistors Q2 and Q8 when the absolute value of the current flowing from the winding L2 in the arrow direction in FIG. 1 decreases and reaches a predetermined value near zero.
  • the recovery characteristics of the low breakdown voltage transistors Q2 and Q8 are smaller than the recovery currents of the high breakdown voltage transistors Q1 and Q7. It is good.
  • the recovery characteristics of the high breakdown voltage transistors Q1 and Q7 are also good. Therefore, the recovery characteristics of the rectifying unit including the high breakdown voltage transistor Q1 and the low breakdown voltage transistor Q2 and the rectifying unit including the high breakdown voltage transistor Q7 and the low breakdown voltage transistor Q8 are improved.
  • the low breakdown voltage transistors Q4 and Q6 are turned on at the timing when the return current disappears.
  • the high breakdown voltage transistors Q3 and Q5 are also turned on, and a current in the direction opposite to the arrow direction in FIG. 1 starts to be output from the secondary winding L2 of the transformer T1 by the transformer driving voltage from the primary side transformer driving circuit 2. Then, a current is supplied to the load 5.
  • the low-voltage transistors Q4 and Q6 are turned off by the driver 4 at the timing when the absolute value of the current flowing in the direction opposite to the arrow in FIG. .
  • the channel portions of the high breakdown voltage transistors Q3 and Q5 maintained in the ON state and the low breakdown voltage transistors Q4 and Q6 in the OFF state. Current flows back through the current path including the parasitic diode.
  • the recovery characteristics of the low breakdown voltage transistors Q4 and Q6 are smaller than the recovery currents of the high breakdown voltage transistors Q3 and Q5. It is good.
  • the recovery characteristics of the high breakdown voltage transistors Q3 and Q5 are also good. Therefore, the recovery characteristics of the rectifying unit including the high breakdown voltage transistor Q3 and the low breakdown voltage transistor Q4 and the rectifying unit including the high breakdown voltage transistor Q5 and the low breakdown voltage transistor Q6 are improved.
  • the gate power supply 3 When the DC-DC converter according to the first embodiment of the present invention stops supplying DC power to the load 5, the gate power supply 3 is turned off, and the gates of the transistors Q1, Q3, Q5, and Q7 are “L”. The transistors Q1, Q3, Q5 and Q7 are fixed to the off state. Further, the drivers 4 also fix the transistors Q2, Q4, Q6, and Q8 to the off state. One capacitor may be connected between the gates of the transistors Q3 and Q4, and another capacitor may be connected between the gates of the transistors Q7 and Q8.
  • the cathode and anode of one diode may be connected to the gates of the transistors Q3 and Q4, respectively, and the cathode and anode of another diode may be connected to the gates of the transistors Q7 and Q8, respectively.
  • FIG. 2 shows the measurement result of the current that is generated.
  • the DC-- shown in FIG. FIG. 4 shows the measurement result of the current output from the secondary winding L2 of the transformer T1 during low power transmission in which the DC converter supplies low power (output voltage 250V, output current 0.1A) to the load 5. .
  • the source-drain breakdown voltage of the low breakdown voltage transistors Q2, Q4, Q6, Q8 is preferably in the range of 3 to 200V.
  • the source-drain breakdown voltage of the low breakdown voltage transistors Q2, Q4, Q6, Q8 exceeds 200V, the recovery current in the low breakdown voltage transistors Q2, Q4, Q6, Q8 increases. Further, when the source-drain breakdown voltage of the low breakdown voltage transistors Q2, Q4, Q6, Q8 is less than 3V, the resistance of the low breakdown voltage transistors Q2, Q4, Q6, Q8 to the noise of the power supply circuit is lowered.
  • the source-drain breakdown voltage of the high breakdown voltage transistors Q1, Q3, Q5, Q7 should be in the range of 3 times to 100 times the source-drain breakdown voltage of the low breakdown voltage transistors Q2, Q4, Q6, Q8. Is preferred. If the source-drain breakdown voltage of the high breakdown voltage transistors Q1, Q3, Q5, Q7 is smaller than three times the source-drain breakdown voltage of the low breakdown voltage transistors Q2, Q4, Q6, Q8, the recovery voltage of the high breakdown voltage transistor is low. The difference from the recovery current of the withstand voltage transistor is reduced, and the effect of the present embodiment is reduced.
  • the source-drain breakdown voltage of the high breakdown voltage transistors Q1, Q3, Q5, Q7 is greater than 100 times the source-drain breakdown voltage of the low breakdown voltage transistors Q2, Q4, Q6, Q8, the low breakdown voltage transistor against switching noise The tolerance of will decrease.
  • the gates of the high voltage transistors Q1, Q3, Q5, Q7 are respectively connected to the potentials of the sources of the low voltage transistors Q2, Q4, Q6, Q8.
  • a voltage higher than the voltage obtained by adding the threshold voltages is applied. Therefore, the voltage difference between the source and drain of the high voltage transistors Q1, Q3, Q5, Q7 can be almost eliminated. Therefore, the effect of reducing the recovery current of the high breakdown voltage transistors Q1, Q3, Q5, and Q7 can be maximized.
  • Capacitors C1 and C2 are connected between the gates of the high voltage transistors Q1 and Q5, one end of the secondary winding L2 of the transformer T1, and the end of the smoothing reactor L3 on the side not connected to the secondary winding L2, respectively.
  • Capacitors C1 and C2 are connected between the gates of the high voltage transistors Q1 and Q5, respectively.
  • the cathodes of the diodes D1 and D2 are connected to the gates of the high voltage transistors Q1 and Q5, respectively.
  • a voltage higher than the threshold voltage of the high voltage transistors Q1 and Q5 is applied to the anodes of the diodes D1 and D2, respectively.
  • the high voltage transistors Q1 and Q5 are sufficiently turned on by capacitive coupling by the capacitors C1 and C2. Since a high potential can be continuously applied to the gates of the high voltage transistors Q1 and Q5, the recovery current of the high voltage transistors Q1 and Q5 can be reliably reduced.
  • the potentials of the gates of the high voltage transistors Q1 and Q5 are respectively one end of the secondary winding L2 of the transformer T1, the smoothing reactor L3. Is stabilized at a potential close to the potential of the end portion on the side not connected to the secondary winding L2. Therefore, the high breakdown voltage transistors Q1 and Q5 can be prevented from being turned on illegally due to a surge or the like, so that safety can be improved.
  • each element of the rectifying bridge circuit can be switched on / off, it can be used as a bidirectional DC-DC converter.
  • the high voltage transistors Q1, Q3, Q5, and Q7 are enhancement type transistors, but the high voltage transistors Q1, Q3, Q5, and Q7 may be depletion type transistors.
  • the high voltage transistors Q1, Q3, Q5, Q7 are depletion type transistors, as shown in FIG. 5, the gates of the high voltage transistors Q1, Q3, Q5, Q7 are respectively connected to the low voltage transistors Q2, Q4, Q6, Q8. Connect to the source.
  • the low breakdown voltage transistors Q4 and Q6 (or Q2 and Q8) that are not switched are always turned off and a current flows through the parasitic diodes of the low breakdown voltage transistors Q4 and Q6 (or Q2 and Q8). It is not limited, and synchronous rectification may be performed.
  • the low breakdown voltage transistors Q4, Q6 are turned on to switch the low breakdown voltage transistors Q2, Q2
  • the low breakdown voltage transistors Q4, Q6 (or Q2, Q8) are turned off immediately before Q8 (or Q4, Q6) is turned on, that is, immediately before current stops flowing to the low breakdown voltage transistors Q4, Q6 (or Q2, Q8). As a result, power loss can be further reduced.
  • FIG. 6 shows the configuration of a DC-DC converter according to the second embodiment of the present invention. 6 that are the same as those in FIG. 1 are assigned the same reference numerals, and detailed descriptions thereof are omitted.
  • the DC-DC converter according to the second embodiment of the present invention is a full-bridge rectifier bridge when the rectifier circuit provided on the secondary side of the transformer T1 is the DC-DC converter according to the first embodiment of the present invention. Unlike the circuit, it is different from the DC-DC converter according to the first embodiment of the present invention in that it is composed of only the high voltage transistors Q1 and Q3 and the low voltage transistors Q2 and Q4.
  • the DC-DC converter according to the second embodiment of the present invention has almost no reverse current and no power loss because the recovery current hardly flows. small. As a result, power transmission efficiency can be increased even in low power transmission.
  • FIG. 7 shows the configuration of a DC-DC converter according to a third embodiment of the present invention.
  • the same parts as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof is omitted.
  • the DC-DC converter according to the third embodiment of the present invention is a full-bridge rectifier bridge in which the rectifier circuit provided on the secondary side of the transformer T1 is the DC-DC converter according to the first embodiment of the present invention. Unlike the circuit, it is different from the DC-DC converter according to the first embodiment of the present invention in that it is composed of only the high voltage transistor Q1 and the low voltage transistor Q2.
  • the DC-DC converter according to the third embodiment of the present invention has almost no reverse current flow because the recovery current hardly flows, and the power loss is small. small. As a result, power transmission efficiency can be increased even in low power transmission.
  • FIG. 8 is a diagram showing a schematic configuration of a moving body according to the fourth embodiment of the present invention.
  • the moving body shown in FIG. 8 is, for example, an electric vehicle or an electric motorcycle, and includes a solar panel 11, an MPPT (Maximum Power Point Tracking) 12, a battery management unit 13, a sub battery 14, a bidirectional DC-DC converter 15, a control.
  • a solar power controller including a circuit 16, a battery management unit 17, and a main battery 18, an inverter 19, and a motor 20 are provided.
  • the solar panel 11 has a plurality of solar cells arranged in a panel shape, and is provided, for example, on the roof of an electric vehicle.
  • the MPPT 12 is a DC-DC converter that controls the operating point of the solar panel 11 in order to maximize the power generated by the solar panel 11.
  • the output end of the solar panel 11 is connected to the input end of the MPPT 12, and the output end of the MPPT 12 is connected to the sub battery 14.
  • Battery management unit 13 manages sub-battery 14 and controls charging / discharging of sub-battery 14.
  • the battery management unit 17 manages the main battery 18 and controls charging / discharging of the main battery 18.
  • the voltage of the main battery 18 is larger than the voltage of the sub battery 14.
  • the voltage range of the main battery 18 becomes a range suitable for driving the motor 20 and the voltage of the sub battery 14 is set.
  • the range is a range suitable for charging the generated power of the solar panel 11.
  • the bidirectional DC-DC converter 15 is, for example, a DC-DC converter according to any of the first to third embodiments of the present invention described above, and transmits electric power between the sub battery 14 and the main battery 18.
  • a first input / output terminal 21 of the bidirectional DC-DC converter 15 is connected to the sub-battery 14 via the battery management unit 13, and each second input / output terminal 22 of the bidirectional DC-DC converter 15 connects the battery management unit 17. To the main battery 18.
  • the control unit 16 controls the transmission power (output voltage or output current) of the bidirectional DC-DC converter 15.
  • the inverter 19 converts the DC voltage output from the main battery 18 into an AC voltage for driving the motor.
  • the motor 20 is rotationally driven by a motor driving AC voltage output from the inverter 19.
  • the drive wheel of the moving body is rotated by the rotation of the motor 20.
  • Regenerative energy generated by the motor 20 during braking of the moving body is recovered by the battery management unit 17 and stored in the main battery 18.
  • the DC voltage output from the sub-battery 14 is also used as a power source for electrical components such as headlights.

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Abstract

　ＤＣ－ＤＣコンバータは、トランスと、前記トランスの１次側に設けられるスイッチング回路と、前記トランスの２次側に設けられる整流回路とを備える。前記整流回路は、第１のトランジスタと第１の電極が前記第１のトランジスタの第２の電極に接続された第２のトランジスタとの直列接続体である第１の整流部を含む。前記第１および第２のトランジスタの各々は、第２および第１の電極間に順方向に接続された寄生ダイオードを有し、前記第１のトランジスタの第１および第２の電極間の耐圧は、前記第２のトランジスタの第１および第２の電極間の耐圧よりも高い。

Description

ＤＣ－ＤＣコンバータと、それを用いたソーラーパワーコントローラおよび移動体
　本発明は、トランスを用いたＤＣ－ＤＣコンバータと、それを用いたソーラーパワーコントローラおよび移動体に関する。
　トランスを用いたＤＣ－ＤＣコンバータでは、２次側に整流部が設けられる。
　非特許文献１で開示されているトランスを用いた双方向ＤＣ－ＤＣコンバータは、２次側に設けられる４つの整流部それぞれをＭＯＳトランジスタ単体で構成している。
Florian　Krismer,　Johann　W.　Kolar,　"Accurate　Power　Loss　Model　Derivation　of　a　High-Current　Dual　Active　Bridge　Converter　for　an　Automotive　Application",　IEEE　TRANSACTIONS　ON　INDUSTRIAL　ELECTRONICS,　VOL.　57,　NO.　3,　MARCH　2010
　しかし、非特許文献１で開示されている双方向ＤＣ－ＤＣコンバータは、２次側に設けられる４つの整流部それぞれがＭＯＳトランジスタ単体で構成されているため、ＭＯＳトランジスタの寄生ダイオードに大きなリカバリ電流（逆回復電流）が流れ、大きな損失が発生し、低電力電送時に電送効率が大幅に低減するという問題がある。
　なお、リカバリ電流の問題を解決するために、２次側の各整流部をファーストリカバリダイオードで構成することも考えられるが、この場合には同期整流ができないため、２次側の各整流部をＭＯＳトランジスタで構成する場合に比べ効率が低下するという問題がある。
　本発明は、上記の状況に鑑み、高効率のＤＣ－ＤＣコンバータと、それを用いたソーラーパワーコントローラおよび移動体を提供することを目的とする。
　本発明に係るＤＣ－ＤＣコンバータは、トランスと、前記トランスの１次側に設けられるスイッチング回路と、前記トランスの２次側に設けられる整流回路とを備えるＤＣ－ＤＣコンバータであって、前記整流回路は、第１のトランジスタと第１の電極が前記第１のトランジスタの第２の電極に接続された第２のトランジスタとの直列接続体である第１の整流部を含み、前記第１および第２のトランジスタの各々は、第２および第１の電極間に順方向に接続された寄生ダイオードを有し、前記第１のトランジスタの第１および第２の電極間の耐圧は、前記第２のトランジスタの第１および第２の電極間の耐圧よりも高い構成（第１の構成）とする。
　また、上記第１の構成のＤＣ－ＤＣコンバータにおいて、前記整流回路は、第３のトランジスタと第１の電極が前記第３のトランジスタの第２の電極に接続された第４のトランジスタとの直列接続体である第２の整流部と、第５のトランジスタと第１の電極が前記第５のトランジスタの第２の電極に接続された第６のトランジスタとの直列接続体である第３の整流部と、第７のトランジスタと第１の電極が前記第７のトランジスタの第２の電極に接続された第８のトランジスタとの直列接続体である第４の整流部とを含み、前記第１のトランジスタの第１の電極と前記第５のトランジスタの第１の電極とが接続され、前記第２のトランジスタの第２の電極と前記第３のトランジスタの第１の電極とが接続され、前記第６のトランジスタの第２の電極と前記第７のトランジスタの第１の電極とが接続され、前記第４のトランジスタの第２の電極と前記第８のトランジスタの第１の電極とが接続される整流ブリッジ回路であって、前記第３、第４、第５、第６、第７および第８のトランジスタの各々は、第２および第１の電極間に順方向に接続された寄生ダイオードを有し、前記第３のトランジスタの第１および第２の電極間の耐圧は、前記第４のトランジスタの第１および第２の電極間の耐圧よりも高く、前記第５のトランジスタの第１および第２の電極間の耐圧は、前記第６のトランジスタの第１および第２の電極間の耐圧よりも高く、前記第７のトランジスタの第１および第２の電極間の耐圧は、前記第８のトランジスタの第１および第２の電極間の耐圧よりも高い構成（第２の構成）としてもよい。
　また、上記第１の構成のＤＣ－ＤＣコンバータにおいて、前記整流回路は、第３のトランジスタと第１の電極が前記第３のトランジスタの第２の電極に接続された第４のトランジスタとの直列接続体である第２の整流部を含み、前記第１のトランジスタの第１の電極と前記第３のトランジスタの第１の電極とが接続され、前記第３および第４のトランジスタの各々は、第２および第１の電極間に順方向に接続された寄生ダイオードを有し、前記第３のトランジスタの第１および第２の電極間の耐圧は、前記第４のトランジスタの第１および第２の電極間の耐圧よりも高い構成（第３の構成）としてもよい。
　また、上記第１～第３のいずれかの構成のＤＣ－ＤＣコンバータにおいて、前記整流回路に含まれる全ての第２ｋ－１（ｋは自然数）のトランジスタはデプレッション型トランジスタであり、前記整流回路に含まれる全ての第２ｋ（ｋは自然数）のトランジスタはエンハンスメント型トランジスタである構成（第４の構成）としてもよい。
　また、上記第１～第３のいずれかの構成のＤＣ－ＤＣコンバータにおいて、前記整流回路に含まれる全ての第２ｋ－１（ｋは自然数）のトランジスタおよび第２ｋ（ｋは自然数）のトランジスタは、エンハンスメント型トランジスタである構成（第５の構成）としてもよい。
　また、上記第１～第５のいずれかの構成のＤＣ－ＤＣコンバータにおいて、前記ＤＣ－ＤＣコンバータの出力電圧は１００Ｖ～１０００Ｖの範囲内で設定される構成（第６の構成）としてもよい。
　また、本発明に係るソーラーパワーコントローラは、上記第１～第６のいずれかの構成のＤＣ－ＤＣコンバータを備える構成とする。
　また、本発明に係る移動体は、上記第１～第６のいずれかの構成のＤＣ－ＤＣコンバータを備える構成とする。
　本発明によれば、ＤＣ－ＤＣコンバータの高効率化を図ることができる。
本発明の第１実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータの構成を示す回路ブロック図である。 本発明の第１実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータの低電力電送時のトランスの２次巻線から出力される電流の測定結果を示すタイムチャートである。 比較例のＤＣ－ＤＣコンバータの構成を示す回路ブロック図である。 比較例のＤＣ－ＤＣコンバータの低電力電送時のトランスの２次巻線から出力される電流の測定結果を示すタイムチャートである。 本発明の第１実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータの変形例の構成を示す回路ブロック図である。 本発明の第２実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータの構成を示す回路ブロック図である。 本発明の第３実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータの構成を示す回路ブロック図である。 本発明の第４実施形態に係る移動体の概略構成を示す図である。
＜第１実施形態＞
　本発明の第１実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータは、図１に示すように、１次側トランス駆動回路２と、トランスＴ１と、平滑リアクトルＬ３と、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ１～Ｑ８と、コンデンサＣ１およびＣ２と、ダイオードＤ１およびＤ２と、ゲート電源３と、ドライバ４とを備え、直流電源１から出力される直流電圧をＤＣ－ＤＣ変換し、ＤＣ－ＤＣ変換後の直流電圧（出力電圧）を負荷５に供給する。
　本発明の第１実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータの出力電圧に特に制限はないが、出力電圧が大きい場合に非特許文献１で開示されている双方向ＤＣ－ＤＣコンバータに比べて高効率化の効果が顕著になるため、本発明の第１実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータの出力電圧はたとえば１００Ｖ～１０００Ｖの範囲内で設定されることが望ましい。
　１次側トランス駆動回路２は、スイッチング素子を有するスイッチング回路であって、直流電源１から出力される直流電源を当該スイッチング素子のスイッチングによってトランス駆動電圧に変換し、当該トランス駆動電圧をトランスＴ１の１次巻線Ｌ１に供給する。１次側トランス駆動回路２には、たとえばフルブリッジ、ハーフブリッジ、プッシュプル、フォワード、フライバック等の方式の回路を用いることができる。
　トランスＴ１の２次巻線Ｌ２で発生する電流は、平滑リアクトルＬ３によって平滑化され、トランジスタＱ１～Ｑ８を含む整流ブリッジ回路によって整流されたのち、負荷５に供給される。
　トランジスタＱ１～Ｑ８は、それぞれ寄生ダイオードを内蔵している。寄生ダイオードのアノードはそれぞれ対応のトランジスタＱ１～Ｑ８のソースに接続され、寄生ダイオードのカソードはそれぞれ対応のトランジスタＱ１～Ｑ８のドレインに接続されている。
　トランジスタＱ１，Ｑ３，Ｑ５，Ｑ７の各々は、オン抵抗がたとえば０．０９９Ωでありソース－ドレイン間耐圧がたとえば６００Ｖの高耐圧トランジスタである。トランジスタＱ２，Ｑ４，Ｑ６，Ｑ８の各々は、オン抵抗がたとえば０．０７９Ωでありソース－ドレイン間耐圧がたとえば３０Ｖの低耐圧トランジスタである。
　一般的に低耐圧トランジスタのリカバリ電流は、高耐圧トランジスタのリカバリ電流よりも小さい。そのため、本実施形態では、低耐圧トランジスタＱ２，Ｑ４，Ｑ６，Ｑ８のリカバリ電流を高耐圧トランジスタＱ１，Ｑ３，Ｑ５，Ｑ７のリカバリ電流よりも小さくする。
　トランジスタＱ１，Ｑ５のドレインは、ともに負荷５の一端に接続される。トランジスタＱ２，Ｑ６のドレインはそれぞれトランジスタＱ１，Ｑ５のソースに接続され、トランジスタＱ２のソースはトランジスタＱ３のドレインに接続されるとともにトランスＴ１の２次巻線Ｌ２の一端に接続され、トランジスタＱ６のソースはトランジスタＱ７のドレインに接続されるとともに平滑リアクトルＬ３を介してトランスＴ１の２次巻線Ｌ２の他端に接続される。トランジスタＱ４，Ｑ８のドレインはそれぞれトランジスタＱ３，Ｑ７のソースに接続され、トランジスタＱ４，Ｑ８のソースはともに接地電圧ＧＮＤのラインに接続される。
　ダイオードＤ１，Ｄ２のカソードはそれぞれトランジスタＱ１，Ｑ５のゲートに接続される。ゲート電源３の第１の出力端子３１は、ダイオードＤ１，Ｄ２のアノードおよびドライバ４に接続される。ゲート電源３の第２の出力端子３２は、トランジスタＱ３，Ｑ７のゲートに接続される。ゲート電源３は、高耐圧トランジスタＱ１，Ｑ５（たとえば、しきい値電圧ＶＴＨ＝０．１～７Ｖのエンハンスメント型トランジスタ）の各々のしきい値電圧ＶＴＨとダイオードＤ１，Ｄ２の順方向降下電圧との和の電圧よりも高い直流電圧（たとえば、０．２～５０Ｖ）を第１の出力ノードから出力し、高耐圧トランジスタＱ３，Ｑ７（たとえば、しきい値電圧ＶＴＨ＝０．１～７Ｖのエンハンスメント型トランジスタ）の各々のしきい値電圧ＶＴＨよりも高い直流電圧（たとえば、０．２～５０Ｖ）を第２の出力ノードから出力する。
　コンデンサＣ１は、トランジスタＱ１のゲートとトランスＴ１の２次巻線Ｌ２の一端との間に接続される。コンデンサＣ２は、トランジスタＱ５のゲートと平滑リアクトルＬ３との間に接続される。なお、コンデンサＣ１は、トランスＴ１の２次巻線Ｌ２の一端からの電圧とゲート電源３の第１の出力端子３１からの電圧とを加算した電圧をトランジスタＱ１のゲートに印加するために設けられている。コンデンサＣ２は、平滑リアクトルＬ３の２次巻線Ｌ２に接続されない側の端部からの電圧とゲート電源３の第１の出力端子３１からの電圧とを加算した電圧をトランジスタＱ５のゲートに印加するために設けられている。例えば、トランスＴ１の２次巻線Ｌ２の一端が接地電位にあるときは、ゲート電源３の出力電位はダイオードＤ１を介して高耐圧トランジスタＱ１のゲートに印加される。その後、トランスＴ１の２次巻線Ｌ２の一端の電位が上昇しても、コンデンサＣ１の容量カップリングにより、トランスＴ１の２次巻線Ｌ２の一端と高耐圧トランジスタＱ１のゲートとの間の電位差は保たれる。同様に、平滑リアクトルＬ３の２次巻線Ｌ２に接続されない側の端部と高耐圧トランジスタＱ５のゲートとの間の電位差も、ゲート電源３の出力電圧分に保たれる。
　トランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６，Ｑ８のゲート、トランスＴ１の２次巻線Ｌ２の一端、および平滑リアクトルＬ３の２次巻線Ｌ２に接続されない側の端部は、ドライバ４に接続される。ドライバ４は、トランジスタＱ２，Ｑ４，Ｑ６，Ｑ８のゲート電圧を制御してトランジスタＱ２，Ｑ４，Ｑ６，Ｑ８をオン／オフ制御する。
　次に、本発明の第１実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータの動作について説明する。本発明の第１実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータが負荷５へ直流電力を供給する場合は、まず、ゲート電源３がオン状態になり、高耐圧トランジスタＱ１，Ｑ５の各々のゲートに、高耐圧トランジスタＱ１，Ｑ５の各々のしきい値電圧ＶＴＨとダイオードＤ１，Ｄ２の順方向降下電圧との和の電圧よりも高い直流電圧が印加され、高耐圧トランジスタＱ３，Ｑ７の各々のゲートに、高耐圧トランジスタＱ３，Ｑ７の各々のしきい値電圧ＶＴＨよりも高い直流電圧が印加される。
　この状態で、１次側トランス駆動回路２からのトランス駆動電圧によってトランスＴ１の２次巻線Ｌ２から図１中の矢印方向の電流が出力される場合は、まずドライバ４により低耐圧トランジスタＱ２，Ｑ８がオンされる。これにより、高耐圧トランジスタＱ１，Ｑ７もオンし、負荷５に電流が供給される。
　次に、１次側トランス駆動回路２からのトランス駆動電圧によってトランスＴ１の２次巻線Ｌ２から図１中の矢印方向の電流が流れ始めてから所定の時間が経過するタイミング（トランスＴ１の２次巻線Ｌ２から流れる図１中の矢印方向の電流の絶対値が減少して零近傍の所定値に達するタイミング）で、ドライバ４により低耐圧トランジスタＱ２，Ｑ８がオフされる。このとき、本発明の第１実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータに還流電流が流れると、オン状態が維持されている高耐圧トランジスタＱ１，Ｑ７のチャネル部およびオフ状態である低耐圧トランジスタＱ２，Ｑ８の寄生ダイオードを含む電流経路で電流が還流する。このように低耐圧トランジスタＱ２，Ｑ８にリカバリ電流が流れるが、低耐圧トランジスタＱ２，Ｑ８のリカバリ電流は高耐圧トランジスタＱ１，Ｑ７のリカバリ電流よりも小さいため、低耐圧トランジスタＱ２，Ｑ８のリカバリ特性は良好である。また、オン状態が維持されている高耐圧トランジスタＱ１，Ｑ７では還流電流がチャネル部を流れるため、高耐圧トランジスタＱ１，Ｑ７のリカバリ特性も良好である。したがって、高耐圧トランジスタＱ１および低耐圧トランジスタＱ２からなる整流部、高耐圧トランジスタＱ７および低耐圧トランジスタＱ８からなる整流部それぞれのリカバリ特性が良好となる。
　次いで、還流電流が無くなるタイミングで、低耐圧トランジスタＱ４，Ｑ６がオンされる。これにより、高耐圧トランジスタＱ３，Ｑ５もオンし、１次側トランス駆動回路２からのトランス駆動電圧によってトランスＴ１の２次巻線Ｌ２から図１中の矢印方向と逆方向の電流が出力され始めると、負荷５に電流が供給される。
　次に、１次側トランス駆動回路２からのトランス駆動電圧によってトランスＴ１の２次巻線Ｌ２から図１中の矢印方向と逆方向の電流が流れ始めてから所定の時間が経過するタイミング（トランスＴ１の２次巻線Ｌ２から流れる図１中の矢印方向と逆方向の電流の絶対値が減少して零近傍の所定値に達するタイミング）で、ドライバ４により低耐圧トランジスタＱ４，Ｑ６がオフされる。このとき、本発明の第１実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータに還流電流が流れると、オン状態が維持されている高耐圧トランジスタＱ３，Ｑ５のチャネル部およびオフ状態である低耐圧トランジスタＱ４，Ｑ６の寄生ダイオードを含む電流経路で電流が還流する。このように低耐圧トランジスタＱ４，Ｑ６にリカバリ電流が流れるが、低耐圧トランジスタＱ４，Ｑ６のリカバリ電流は高耐圧トランジスタＱ３，Ｑ５のリカバリ電流よりも小さいため、低耐圧トランジスタＱ４，Ｑ６のリカバリ特性は良好である。また、オン状態が維持されている高耐圧トランジスタＱ３，Ｑ５では還流電流がチャネル部を流れるため、高耐圧トランジスタＱ３，Ｑ５のリカバリ特性も良好である。したがって、高耐圧トランジスタＱ３および低耐圧トランジスタＱ４からなる整流部、高耐圧トランジスタＱ５および低耐圧トランジスタＱ６からなる整流部それぞれのリカバリ特性が良好となる。
　以下、同様にして、負荷５に直流電力が供給される。
　本発明の第１実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータが負荷５への直流電力の供給を停止する場合は、ゲート電源３がオフ状態になり、トランジスタＱ１，Ｑ３，Ｑ５，Ｑ７のゲートが「Ｌ」レベルにされてトランジスタＱ１，Ｑ３，Ｑ５，Ｑ７がオフ状態に固定される。また、ドライバ４によりトランジスタＱ２，Ｑ４，Ｑ６，Ｑ８もオフ状態に固定される。なお、トランジスタＱ３，Ｑ４のゲート間に１つのキャパシタを接続するとともに、トランジスタＱ７，Ｑ８のゲート間にもう１つのキャパシタを接続してもよい。また、トランジスタＱ３，Ｑ４のゲートに１つのダイオードのカソードおよびアノードをそれぞれ接続するとともに、トランジスタＱ７，Ｑ８のゲートにもう１つのダイオードのカソードおよびアノードをそれぞれ接続してもよい。
　本発明の第１実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータが負荷５へ低電力（出力電圧２５０Ｖ、出力電流０．１Ａ）を供給している低電力電送時のトランスＴ１の２次巻線Ｌ２から出力される電流の測定結果を図２に示す。また、比較例として、オン抵抗がたとえば０．０９９Ωでありソース－ドレイン間耐圧がたとえば６００Ｖの高耐圧トランジスタ単体で２次側に設けられる４つの整流部それぞれが構成される図３に示すＤＣ－ＤＣコンバータが負荷５へ低電力（出力電圧２５０Ｖ、出力電流０．１Ａ）を供給している低電力電送時のトランスＴ１の２次巻線Ｌ２から出力される電流の測定結果を図４に示す。
　図２と図４の比較から分かるように、比較例ではリカバリ電流が大きいために逆方向に大きな電流が流れ、電力損失が大きくなるのに対して、本発明の第１実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータはリカバリ電流がほとんど流れないために電流の逆流がほとんどなく、電力損失が小さい。その結果、出力電圧２５０Ｖ、出力電流０．１Ａの低電力電送において、比較例では電力電送効率が５２％であったのに対し、本発明の第１実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータでは電力電送効率が８９％に向上した。
　なお、低耐圧トランジスタＱ２，Ｑ４，Ｑ６，Ｑ８のソース－ドレイン間耐圧は、３～２００Ｖの範囲内であることが好ましい。低耐圧トランジスタＱ２，Ｑ４，Ｑ６，Ｑ８のソース－ドレイン間耐圧が２００Ｖを越えると、低耐圧トランジスタＱ２，Ｑ４，Ｑ６，Ｑ８におけるリカバリ電流が増大してしまう。また、低耐圧トランジスタＱ２，Ｑ４，Ｑ６，Ｑ８のソース－ドレイン間耐圧が３Ｖ未満の場合は、電源回路のノイズに対する低耐圧トランジスタＱ２，Ｑ４，Ｑ６，Ｑ８の耐性が低下してしまう。
　また、高耐圧トランジスタＱ１，Ｑ３，Ｑ５，Ｑ７のソース－ドレイン間耐圧は、低耐圧トランジスタＱ２，Ｑ４，Ｑ６，Ｑ８のソース－ドレイン間耐圧の３倍以上で１００倍以下の範囲内であることが好ましい。高耐圧トランジスタＱ１，Ｑ３，Ｑ５，Ｑ７のソース－ドレイン間耐圧が低耐圧トランジスタＱ２，Ｑ４，Ｑ６，Ｑ８のソース－ドレイン間耐圧の３倍よりも小さい場合は、高耐圧トランジスタのリカバリ電流と低耐圧トランジスタのリカバリ電流との差が小さくなり、本実施形態の効果が小さくなってしまう。また、高耐圧トランジスタＱ１，Ｑ３，Ｑ５，Ｑ７のソース－ドレイン間耐圧が低耐圧トランジスタＱ２，Ｑ４，Ｑ６，Ｑ８のソース－ドレイン間耐圧の１００倍よりも大きい場合は、スイッチングノイズに対する低耐圧トランジスタの耐性が低下してしまう。
　本実施形態では、高耐圧トランジスタＱ１，Ｑ３，Ｑ５，Ｑ７のゲートには、それぞれ低耐圧トランジスタＱ２，Ｑ４，Ｑ６，Ｑ８のソースの電位に対して、それぞれ高耐圧トランジスタＱ１，Ｑ３，Ｑ５，Ｑ７のしきい値電圧を加算した電圧よりも高い電圧を印加している。そのため、高耐圧トランジスタＱ１，Ｑ３，Ｑ５，Ｑ７のソースとドレイン間の電圧差をほぼ無くすことができる。したがって、高耐圧トランジスタＱ１，Ｑ３，Ｑ５，Ｑ７のリカバリ電流を減らす効果を最大限発揮することができる。
　また、本実施形態では、高耐圧トランジスタＱ１，Ｑ５のゲートとトランスＴ１の２次巻線Ｌ２の一端，平滑リアクトルＬ３の２次巻線Ｌ２に接続されない側の端部との間には、それぞれコンデンサＣ１，Ｃ２が接続されている。さらに、高耐圧トランジスタＱ１，Ｑ５のゲートにはそれぞれダイオードＤ１，Ｄ２のカソードが接続されている。ダイオードＤ１，Ｄ２のアノードには、それぞれ高耐圧トランジスタＱ１，Ｑ５のしきい値電圧よりも高い電圧を印加する構成となっている。これにより、負荷５への直流電力供給時にトランスＴ１の２次巻線Ｌ２に発生する電圧が変動しても、コンデンサＣ１，Ｃ２による容量カップリングにより、高耐圧トランジスタＱ１，Ｑ５をオンさせるに十分な電位を高耐圧トランジスタＱ１，Ｑ５のゲートに与え続けることができるので、高耐圧トランジスタＱ１，Ｑ５のリカバリ電流を確実に低減することができる。
　また、負荷５に電力供給を行わない場合は、コンデンサＣ１，Ｃ２の容量カップリングにより、高耐圧トランジスタＱ１，Ｑ５のゲートの電位は、それぞれトランスＴ１の２次巻線Ｌ２の一端，平滑リアクトルＬ３の２次巻線Ｌ２に接続されない側の端部の電位に近い電位で安定する。そのため、サージ等により高耐圧トランジスタＱ１，Ｑ５が不正にオンすることを防ぐことができるため、安全性を高めることができる。
　本実施形態では、整流ブリッジ回路の各素子のオン／オフをスイッチングできるので、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータとして用いることも可能である。
　本実施形態では、高耐圧トランジスタＱ１，Ｑ３，Ｑ５，Ｑ７をエンハンスメント型トランジスタとしたが、高耐圧トランジスタＱ１，Ｑ３，Ｑ５，Ｑ７をデプレッション型トランジスタとしてもよい。高耐圧トランジスタＱ１，Ｑ３，Ｑ５，Ｑ７をデプレッション型トランジスタにする場合、図５に示すように、高耐圧トランジスタＱ１，Ｑ３，Ｑ５，Ｑ７のゲートをそれぞれ低耐圧トランジスタＱ２，Ｑ４，Ｑ６，Ｑ８にソースに接続すればよい。
　また、本実施形態では、スイッチングさせない低耐圧トランジスタＱ４，Ｑ６(またはＱ２，Ｑ８)を常にオフさせて低耐圧トランジスタＱ４，Ｑ６(またはＱ２，Ｑ８)の寄生ダイオードに電流を流したが、これに限るものではなく、同期整流を行なってもよい。同期整流では、低耐圧トランジスタＱ４，Ｑ６(またはＱ２，Ｑ８)の寄生ダイオードに電流が流れ始めると低耐圧トランジスタＱ４，Ｑ６(またはＱ２，Ｑ８)をオンさせ、スイッチングしている低耐圧トランジスタＱ２，Ｑ８（またはＱ４，Ｑ６）がオンする直前、すなわち低耐圧トランジスタＱ４，Ｑ６(またはＱ２，Ｑ８)に電流が流れなくなる直前に低耐圧トランジスタＱ４，Ｑ６(またはＱ２，Ｑ８)をオフさせる。これにより、電力損失をさらに低減することができる。
＜第２実施形態＞
　本発明の第２実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータの構成を図６に示す。なお、図６において図１と同一の部分には同一の符号を付し、詳細な説明を省略する。
　本発明の第２実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータは、トランスＴ１の２次側に設けられる整流回路が、本発明の第１実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータの場合のフルブリッジ形状の整流ブリッジ回路とは異なり、高耐圧トランジスタＱ１，Ｑ３および低耐圧トランジスタＱ２，Ｑ４のみによって構成される点で、本発明の第１実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータと異なっている。
　本発明の第２実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータも、本発明の第１実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータと同様に、リカバリ電流がほとんど流れないために電流の逆流がほとんどなく、電力損失が小さい。その結果、低電力電送においても電力電送効率を高くすることができる。
＜第３実施形態＞
　本発明の第３実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータの構成を図７に示す。なお、図７において図１と同一の部分には同一の符号を付し、詳細な説明を省略する。
　本発明の第３実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータは、トランスＴ１の２次側に設けられる整流回路が、本発明の第１実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータの場合のフルブリッジ形状の整流ブリッジ回路とは異なり、高耐圧トランジスタＱ１および低耐圧トランジスタＱ２のみによって構成される点で、本発明の第１実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータと異なっている。
　本発明の第３実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータも、本発明の第１実施形態に係るＤＣ－ＤＣコンバータと同様に、リカバリ電流がほとんど流れないために電流の逆流がほとんどなく、電力損失が小さい。その結果、低電力電送においても電力電送効率を高くすることができる。
＜第４実施形態＞
　図８は本発明の第４実施形態に係る移動体の概略構成を示す図である。なお、図８において、グランド電位に接続される接続線は図示を省略している。図８に示す移動体は、例えば電気自動車や電気バイクなどであって、ソーラーパネル１１、ＭＰＰＴ（Maximum　Power　Point　Tracking）１２、バッテリ管理部１３、サブバッテリ１４、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１５、制御回路１６、バッテリ管理部１７、およびメインバッテリ１８を含むソーラーパワーコントローラと、インバータ１９と、モータ２０とを備えている。
　ソーラーパネル１１は、複数の太陽電池セルがパネル状に配置されているものであり、例えば電気自動車のルーフに設けられる。
　ＭＰＰＴ１２は、ソーラーパネル１１の発電電力を最大化するためにソーラーパネル１１の動作点を制御するＤＣ－ＤＣコンバータである。ソーラーパネル１１の出力端がＭＰＰＴ１２の入力端に接続され、ＭＰＰＴ１２の出力端がサブバッテリ１４に接続される。
　バッテリ管理部１３は、サブバッテリ１４を管理してサブバッテリ１４の充放電を制御する。
　バッテリ管理部１７は、メインバッテリ１８を管理してメインバッテリ１８の充放電を制御する。
　本実施形態において、メインバッテリ１８の電圧はサブバッテリ１４の電圧より大きくなっている。例えば、メインバッテリ１８の電圧範囲を１００～６００Ｖとし、サブバッテリの電圧範囲を１０～４８Ｖとすることで、メインバッテリ１８の電圧範囲がモータ２０の駆動に適した範囲となり、サブバッテリ１４の電圧範囲をソーラーパネル１１の発電電力の充電に適した範囲となる。
　双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１５は、たとえば上述した本発明の第１～第３実施形態のいずれかに係るＤＣ－ＤＣコンバータとし、サブバッテリ１４とメインバッテリ１８との間で電力を電送する。双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１５の第１入出力端子２１がバッテリ管理部１３を介してサブバッテリ１４に接続され、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１５の各第２入出力端子２２がバッテリ管理部１７を介してメインバッテリ１８に接続される。
　制御部１６は、双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ１５の電送電力（出力電圧あるいは出力電流）を制御する。
　インバータ１９は、メインバッテリ１８から出力される直流電圧をモータ駆動用交流電圧に変換する。モータ２０は、インバータ１９から出力されるモータ駆動用交流電圧によって回転駆動する。モータ２０の回転により移動体の駆動輪が回転する。移動体の制動時にモータ２０で発生する回生エネルギーはバッテリ管理部１７によって回収され、メインバッテリ１８に蓄えられる。また、サブバッテリ１４から出力される直流電圧はヘッドライト等の電装品の電源としても利用される。
＜その他＞
　今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
　１　直流電源
　２　１次側トランス駆動回路
　３　ゲート電源
　４　ドライバ
　５　負荷
　１１　ソーラーパネル
　１２　ＭＰＰＴ
　１３　バッテリ管理部
　１４　サブバッテリ
　１５　双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ
　１６　制御回路
　１７　バッテリ管理部
　１８　メインバッテリ
　１９　インバータ
　２０　モータ
　２１　第１入出力端子
　２２　第２入出力端子
　３１　第１の出力端子
　３２　第２の出力端子
　Ｃ１、Ｃ２　コンデンサ
　Ｄ１、Ｄ２　ダイオード
　Ｌ１　１次巻線
　Ｌ２　２次巻線
　Ｌ３　平滑リアクトル
　Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５、Ｑ７　高耐圧トランジスタ（ＮチャネルＭＯＳトランジスタ）
　Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６、Ｑ８　低耐圧トランジスタ（ＮチャネルＭＯＳトランジスタ）
　Ｔ１　トランス

Claims (8)

  1. 　トランスと、
    　前記トランスの１次側に設けられるスイッチング回路と、
    　前記トランスの２次側に設けられる整流回路とを備えるＤＣ－ＤＣコンバータであって、
    　前記整流回路は、
    　第１のトランジスタと第１の電極が前記第１のトランジスタの第２の電極に接続された第２のトランジスタとの直列接続体である第１の整流部を含み、
    　前記第１および第２のトランジスタの各々は、第２および第１の電極間に順方向に接続された寄生ダイオードを有し、
    　前記第１のトランジスタの第１および第２の電極間の耐圧は、前記第２のトランジスタの第１および第２の電極間の耐圧よりも高い、ＤＣ－ＤＣコンバータ。
  2. 　前記整流回路は、
    　第３のトランジスタと第１の電極が前記第３のトランジスタの第２の電極に接続された第４のトランジスタとの直列接続体である第２の整流部と、
    　第５のトランジスタと第１の電極が前記第５のトランジスタの第２の電極に接続された第６のトランジスタとの直列接続体である第３の整流部と、
    　第７のトランジスタと第１の電極が前記第７のトランジスタの第２の電極に接続された第８のトランジスタとの直列接続体である第４の整流部とを含み、
    　前記第１のトランジスタの第１の電極と前記第５のトランジスタの第１の電極とが接続され、
    　前記第２のトランジスタの第２の電極と前記第３のトランジスタの第１の電極とが接続され、
    　前記第６のトランジスタの第２の電極と前記第７のトランジスタの第１の電極とが接続され、
    　前記第４のトランジスタの第２の電極と前記第８のトランジスタの第１の電極とが接続される整流ブリッジ回路であって、
    　前記第３、第４、第５、第６、第７および第８のトランジスタの各々は、第２および第１の電極間に順方向に接続された寄生ダイオードを有し、
    　前記第３のトランジスタの第１および第２の電極間の耐圧は、前記第４のトランジスタの第１および第２の電極間の耐圧よりも高く、
    　前記第５のトランジスタの第１および第２の電極間の耐圧は、前記第６のトランジスタの第１および第２の電極間の耐圧よりも高く、
    　前記第７のトランジスタの第１および第２の電極間の耐圧は、前記第８のトランジスタの第１および第２の電極間の耐圧よりも高い、請求項１に記載のＤＣ－ＤＣコンバータ。
  3. 　前記整流回路は、
    　第３のトランジスタと第１の電極が前記第３のトランジスタの第２の電極に接続された第４のトランジスタとの直列接続体である第２の整流部を含み、
    　前記第１のトランジスタの第１の電極と前記第３のトランジスタの第１の電極とが接続され、
    　前記第３および第４のトランジスタの各々は、第２および第１の電極間に順方向に接続された寄生ダイオードを有し、
    　前記第３のトランジスタの第１および第２の電極間の耐圧は、前記第４のトランジスタの第１および第２の電極間の耐圧よりも高い、請求項１に記載のＤＣ－ＤＣコンバータ。
  4. 　前記整流回路に含まれる全ての第２ｋ－１（ｋは自然数）のトランジスタはデプレッション型トランジスタであり、前記整流回路に含まれる全ての第２ｋ（ｋは自然数）のトランジスタはエンハンスメント型トランジスタである、請求項１～３のいずれか１項に記載のＤＣ－ＤＣコンバータ。
  5. 　前記整流回路に含まれる全ての第２ｋ－１（ｋは自然数）のトランジスタおよび第２ｋ（ｋは自然数）のトランジスタは、エンハンスメント型トランジスタである、請求項１～３のいずれか１項に記載のＤＣ－ＤＣコンバータ。
  6. 　前記ＤＣ－ＤＣコンバータの出力電圧は１００Ｖ～１０００Ｖの範囲内で設定される、請求項１～５のいずれか１項に記載のＤＣ－ＤＣコンバータ。
  7. 　請求項１～６のいずれか１項に記載のＤＣ－ＤＣコンバータを備える、ソーラーパワーコントローラ。
  8. 　請求項１～６のいずれか１項に記載のＤＣ－ＤＣコンバータを備える、移動体。
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