JPH10174437A

JPH10174437A - 無停電電力供給方式

Info

Publication number: JPH10174437A
Application number: JP8325771A
Authority: JP
Inventors: Yasunobu Suzuki; 康暢鈴木; Isao Sugawara; 庸菅原
Original assignee: I HITSUTSU KENKYUSHO KK; Chiyoda Corp
Current assignee: I HITSUTSU KENKYUSHO KK; Chiyoda Corp
Priority date: 1996-12-05
Filing date: 1996-12-05
Publication date: 1998-06-26
Anticipated expiration: 2016-12-05
Also published as: US5856712A; JP3805844B2

Abstract

(57)【要約】【課題】優れた効率および力率を有し、小型で軽量、
低コストな無停電電力供給装置を実現させることのでき
る、新しい無停電電力供給方式を提供する。【解決手段】常時および非常時において電力を負荷に
供給するための方式であって、常時には、商用交流入力
電力を高周波交流電力に変換し、この高周波交流電力を
１次巻線と２次巻線と３次巻線とから成る高周波変圧器
の１次巻線に加え、１次巻線から２次巻線に誘起する高
周波交流電力を商用交流入力電力に近似あるいは相似す
る交流出力電力に復調して、この交流出力電力を負荷に
供給し、一方、１次巻線から３次巻線に誘起する高周波
交流電力を直流電力に整流し、この直流電力を用いて蓄
電池の充電を行い、非常時には、蓄電池からの直流電力
を高周波交流電力に変換して、この高周波交流電力を３
次巻線に加え、３次巻線から２次巻線に誘起する高周波
交流電力を平均化して、この交流出力電力を負荷に供給
する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、無停電電力供給
方式に関するものである。さらに詳しくは、この発明
は、パーソナル・コンピュータ、ワークステーション、
オフィス・コンピュータ等の情報処理装置や、通信回
線、ローカル・エリア・ネットワーク等に接続して２４
時間連続運転する端末機器、ゲートウェイ、サーバ等に
有用な、優れた効率および力率を有し、小型で軽量、低
コストな無停電電力供給装置を実現させることのでき
る、新しい無停電電力供給方式に関するものである。

【０００２】

【従来の技術とその課題】無停電電力供給装置、つまり
Uninterrputible Power Supply（以下、ＵＰＳと呼ぶこ
ととする）は、負荷に供給する電力の質、たとえば電
圧、周波数、波形を、商用電力供給系統に停電、電圧低
下、サージ等が生じた場合においても、一定に保つため
の装置であり、パーソナル・コンピュータ、ワークステ
ーション、オフィス・コンピュータ等の情報処理装置
や、通信回線、ローカル・エリア・ネットワーク等に接
続して２４時間連続運転する端末機器、ゲートウェイ、
サーバ等における誤動作や動作不能を防止するために、
工場やオフィス等においての需要が増加してきている。

【０００３】図１は、従来のＵＰＳの回路構成の一例を
示したものである。この図１において、（１）は商用交
流入力端子、（２）はノイズ・フィルタ（Ｆ）、（３）
は商用交流直送用配線、（４）は力率改善回路（ＰＦ
Ｃ）、（５）はＤＣ−ＤＣコンバータ、（６）は直流端
子、（７）は蓄電池、（８）はＤＣ−ＡＣインバータ、
（９）は絶縁トランス（ＬＦ）、（１０）は商用交流直
送用配線（３）の出力とＤＣ−ＡＣインバータ（８）の
出力との切替スイッチ、（１１）は負荷、（１２）は負
荷用力率改善回路（ＰＦＣ）、（１３）は負荷用ＤＣ−
ＤＣコンバータである。

【０００４】この図１に例示した従来のＵＰＳには、２
通りの動作方式、すなわち瞬断許容方式と無瞬断常時給
電方式とがある。瞬断許容方式によるＵＰＳでは、常
時、商用交流を、商用交流入力端子（１）、ノイズ・フ
ィルタ（２）、商用交流直送用配線（３）、および切替
スイッチ（１０）を通して直接負荷（１１）に供給し、
停電等の非常時にのみ、切替スイッチ（１０）を切り換
えて、蓄電池（７）からの電力を、ＤＣ−ＡＣインバー
タ（８）を通して絶縁トランス（９）から取り出し、負
荷（１１）に給電する。

【０００５】もう一つの動作方式である無瞬断常時給電
方式のＵＰＳでは、切替スイッチ（１０）を、常時、絶
縁トランス（９）に接続させておき、ノイズ・フィルタ
（２）、力率改善回路（１２）、ＤＣ−ＤＣコンバータ
（５）、ＤＣ−ＡＣインバータ（８）、絶縁トランス
（９）を通し、商用電源から蓄電池（７）を介して交流
電力を取り出し、負荷（１１）に給電する。

【０００６】しかしながら、これらの動作方式を用いた
従来のＵＰＳには、それぞれ解決すべき問題点があっ
た。すなわち、瞬断許容方式では、停電等を検知して切
替スイッチ（１０）を切り換えるまでの時間、瞬時では
あるが、負荷（１１）への電力供給が中断してしまうた
め、この瞬断時に電力を負荷（１１）へ供給するための
エネルギーを、負荷用力率改善回路（１２）または負荷
用ＤＣ−ＤＣコンバ−タ（１３）に蓄えておかなければ
ならないといった問題があった。

【０００７】また、無瞬断常時給電方式の場合は、上述
のような瞬断許容方式の動作時における電力供給の瞬断
が起こらないために負荷（１１）にとっては安全である
ものの、装置が、蓄電池（７）を充電するための力率改
善回路（４）およびＤＣ−ＤＣコンバ−タ（５）の効率
約８０％と、ＤＣ−ＡＣインバ−タ（８）の効率約８０
〜８５％との積、つまり７０％に満たない効率で運転さ
れるため、非常に効率が悪く、電力の無駄使いとなって
いるといった問題があった。

【０００８】このような動作を行う従来のＵＰＳは、た
とえば１ｋＶＡの負荷に給電する場合、つまり１ｋＷの
出力を得る場合には、装置の効率を考慮すると、たとえ
ば、約１．４ｋＷ出力の力率改善回路（４）と、約１．
３ｋＷ出力のＤＣ−ＤＣコンバータ（５）と、約１．１
ｋＷ出力のＤＣ−ＡＣインバ−タ（８）と、約１ｋＶＡ
の絶縁トランス（９）が必要である。よって、非常に大
きな容積が必要となるため、大型で、たとえば１０数ｋ
ｇの重量、絶縁トランス（９）が用いられていない場合
でも数ｋｇの重量と非常に重いものとなり、必然的にコ
ストも増加してしまう。

【０００９】また、電源高調波対策用の回路として組み
込まれる力率改善回路、つまりＰＦＣとしては、ノイズ
・フィルタ（２）の出力側に設置される力率改善回路
（４）と、負荷用に設置される負荷用力率改善回路（１
１）とが必要であり、回路構成の単純化、装置の小型化
を妨げる一要因となっている。そこで、この発明は、以
上の通りの事情に鑑みてなされたものであり、優れた効
率および力率を有し、小型で軽量、低コストな無停電電
力供給装置を実現させることのできる、新しい無停電電
力供給方式を提供することを目的としている。

【００１０】

【課題を解決するための手段】この発明は、上記の課題
を解決するものとして、常時および非常時において電力
を負荷に供給するための方式であって、常時には、商用
交流入力電力を高周波交流電力に変調し、この高周波交
流電力を１次巻線と２次巻線と３次巻線とから成る高周
波変圧器の１次巻線に加え、１次巻線から２次巻線に誘
起する高周波交流電力を商用交流入力電力に近似あるい
は相似する交流出力電力に復調して、この交流電力を負
荷に供給し、一方、１次巻線から３次巻線に誘起する高
周波交流電力を直流電力に整流し、この直流電力を用い
て蓄電池の充電を行い、非常時には、蓄電池からの直流
電力を高周波交流電力に変換して、この高周波交流電力
を３次巻線に加え、３次巻線から２次巻線に誘起する高
周波交流電力を平均化して、この交流出力電力を負荷に
供給することを特徴とする無停電電力供給方式（請求項
１）を提供する。

【００１１】また、この発明は、上記の方式において、
１次巻線側における商用交流入力電力の高周波交流電力
への変調と、２次巻線側における高周波交流電力の交流
出力電力への復調および高周波交流電力の平均化と、３
次巻線側における高周波交流電力の直流電力への整流お
よび直流電力の高周波交流電力への変換とを、それぞ
れ、半導体スイッチを介して行うこと（請求項２）や、
半導体スイッチを介して負荷に供給される交流出力電力
の電圧調整を行うこと（請求項３）や、非常時におい
て、３次巻線に加えられる高周波交流電力が矩形波交流
であって、３次巻線から２次巻線に誘起する矩形波交流
の正負の高周波矩形パルスに対して、半導体スイッチを
介して、正パルスと負パルスとの平均値を平滑化し、正
弦波出力を取り出すこと（請求項４）等を好ましい態様
としている。

【００１２】さらにまた、この発明は、半導体スイッチ
の駆動パルス位相を変調または反転制御すること（請求
項５）や、半導体スイッチが正逆双方向半導体スイッチ
または片方向半導体スイッチであること（請求項６）等
をもその好ましい態様としている。

【００１３】

【発明の実施の形態】この発明の無停電電力供給方式
は、上記の通り、高周波変圧器の１次巻線側における商
用交流入力電力の高周波交流電力への変調と、２次巻線
側における高周波高流電力の商用交流入力電力に近似あ
るいは相似する交流出力電力への復調とを行って、交流
出力電力を負荷に供給し、一方で、高周波変圧器の３次
巻線側における高周波交流電力の直流電力への整流を行
って、この直流電力を用いて蓄電池への充電を行い、さ
らに、非常時には、３次巻線側における蓄電池からの直
流電力の高周波交流電力への変換と、２次巻線側におけ
る高周波交流電力の平均化とを行って、正弦波の出力電
力を負荷に供給する。

【００１４】このようなこの発明の無停電電力供給方式
の実施の形態としては、たとえば図２に例示したものと
することができる。図２は、この発明の無停電電力供給
方式を用いた無停電電力供給装置、すなわちＵＰＳの回
路構成を例示したものである。この図２において、（１
４）は商用交流入力電力から高周波交流電力への変調を
行うＡＣ−ＨＦＡＣコンバータ、（１５）は高周波交流
電力から商用交流入力電力に近似あるいは相似する交流
出力電力への復調および出力電圧調整を行うＨＦＡＣ−
ＡＣコンバータ、（１６）は１次巻線ｎ１と２次巻線ｎ
２と３次巻線ｎ３とから成る高周波変圧器、（１７）は
高周波交流電力を直流電力に整流して蓄電池を充電し、
非常時には直流電力を高周波交流電力に変換するＤＣ−
ＨＦＡＣ変換器である。高周波変圧器（１６）は、たと
えば数ｋＨｚないし数１０ｋＨｚで動作するものとす
る。他の構成要素は、図１の従来のＵＰＳにおける構成
要素と同じである。

【００１５】この図２に示したこの発明の無停電電力供
給方式を用いたＵＰＳでは、商用交流入力電力は、商用
交流入力端子（１）から入力され、ノイズ・フィルタ
（２）を介して、ＡＣ−ＨＦＡＣコンバータ（１４）に
より高周波交流電力に変調され、この高周波交流電力が
高周波変圧器（１６）の１次巻線ｎ１に印加される。２
次巻線ｎ２には高周波交流電力が誘起され、この高周波
交流電力はＨＦＡＣ−ＡＣコンバータ（１５）により入
力された商用交流入力電力に近似あるいは相似した交流
出力電力に復調される。この復調時には、電圧振幅の調
整も行われる。そして、このようにして取り出された交
流出力電力が負荷（１１）に供給される。

【００１６】一方、高周波変圧器（１６）の３次巻線ｎ
３にも高周波交流電力が誘起されており、この高周波交
流電力はＤＣ−ＨＦＡＣ変換器（１７）により直流電力
に変換される。そして、この直流電力により蓄電池
（７）が充電される。さらに、停電等の非常時において
は、蓄電池（７）からの直流電力がＤＣ−ＨＦＡＣ変換
器（１７）により高周波交流電力に変換され、この高周
波交流電力が３次巻線ｎ３に加えられる。この高周波交
流電力は２次巻線ｎ２に誘起され、誘起された高周波交
流電力はＨＦＡＣ−ＡＣ（１５）により平均化されて、
安定な交流出力電力が負荷（１１）に供給される。

【００１７】このようなこの発明の無停電電力供給方式
を用いたＵＰＳは、図２に示したように、ＡＣ−ＨＦＡ
Ｃコンバータ（１４）とＨＦＡＣ−ＡＣコンバータ（１
５）とにより商用交流入力電力ＡＣ−高調波交流電力Ｈ
ＦＡＣ−交流出力電力ＡＣの変復調を行う、すなわち電
子トランス一段を通るのみで絶縁と１次巻線ｎ１および
２次巻線ｎ２の巻数比での電圧変換とを行うことがで
き、よって、所望の電圧を有する交流出力電力を容易に
得ることができる。

【００１８】また、蓄電池（７）は通常自然放電を補う
程度の補充電の状態におかれているので、蓄電池（７）
の充電に必要な電力、つまり高周波変圧器（１６）の３
次巻線ｎ３から取り出される電力は、負荷（１１）へ供
給される電力と比べると数％以下である。したがって、
この数％以下の充電用電力のためのＡＣ−ＨＦＡＣコン
バータ（１４）の出力容量増は非常に僅かなものであ
り、装置全体の効率や大きさ等に対しては何ら問題とな
らなず、従来のＵＰＳよりも、非常に小型で軽量なＵＰ
Ｓとすることができる。

【００１９】また、入力交流波形と出力交流波形とには
殆ど差がないため、図１の従来のＵＰＳにおける大型で
重く高コストの絶縁トランス（９）を必要とせず、回路
構成をより単純化することができ、より小型な装置とす
ることができる。従来のＵＰＳでは、たとえば図１に例
示したように、大きい効率低下分を補うための出力電力
容量を上回る電力容量の蓄電池充電器、つまり力率改善
回路（４）およびＤＣ−ＤＣ−コンバータ（５）と、出
力電力容量に見合うＤＣ−ＡＣインバータ（８）および
絶縁トランス（９）とを、負荷（１１）に直列接続して
使用していたことが、装置の効率低下や大型化等の要因
となっていた。そこで、この発明の無停電電力供給方式
を用いたＵＰＳでは、たとえば図２に示したように、蓄
電池充電器としてのＤＣ−ＨＦＡＣ変換器（１７）を負
荷（１１）とは並列に接続することにより、装置の効率
を改善することができ、優れた効率を得ることができ
る。

【００２０】さらにまた、この発明の無停電電力供給方
式では、たとえば正逆双方向の半導体スイッチを用い、
この正逆双方向半導体スイッチの駆動パルス位相を変調
または反転制御することにより、１次巻線側における変
調と、２次巻線側における復調および平滑化と、３次巻
線側における整流および直流交流変換とを、非常に容易
に安定して行うことができ、さらには負荷に供給される
出力交流電力の電圧の振幅をも容易に調整することがで
きる。もちろん、半導体スイッチとしては、片方向半導
体スイッチを用いてもよい。

【００２１】このように、この発明の無停電電力供給方
式により、優れた効率および力率を有し、小型で軽量、
低コストな無停電電力供給装置を実現させることができ
る。以下、添付した図面に沿って実施例を示し、この発
明の実施の形態についてさらに詳しく説明する。

【００２２】

【実施例】

（実施例１）図３は、この発明の一実施例である無停電
電力供給方式を用いた無停電電力供給装置の回路構成を
例示したものである。この図３に示したＵＰＳでは、イ
ンダクタＬ１ａ、Ｌ１ｂとコンデンサＣ１とによりノイ
ズ・フィルタ（２）が構成されており、コンデンサＣ
２、Ｃ３と、半導体スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４
と、入力切替スイッチＳ０とによりＡＣ−ＨＦＡＣコン
バータ（１４）が構成されている。また、半導体スイッ
チＳ５および半導体スイッチＳ６とにより高周波交流電
力ＨＦＡＣを交流出力電力ＡＣに復調する同期整流器
（１８）が構成され、インダクタＬ２と平滑コンデンサ
Ｃ４とにより交流出力電力ＡＣの高調波成分を平滑化す
る平滑フィルタ（１９）が構成されており、同期整流器
（１８）と平滑フィルタ（１９）とがＨＦＡＣ−ＡＣコ
ンバータ（１５）を構成している。高周波変圧器（１
６）は１次巻線ｎ１と２次巻線ｎ２と３次巻線ｎ３とを
有している。また、高周波変圧器（１６）の３次巻線ｎ
３側には、半導体スイッチＳ７、Ｓ８と抵抗Ｒとコンデ
ンサＣ５とにより構成されるＤＣ−ＨＦＡＣ変換器（１
７）が設けられており、このＤＣ−ＨＦＡＣ変換器（１
７）に、インダクタＬ３を介して、蓄電池（７）が接続
されている。

【００２３】また、（２１）はこのような各半導体スイ
ッチの駆動パルス位相を変調または反転制御する制御回
路であり、たとえばこの制御回路（２１）による半導体
スイッチの駆動パルス位相を変調または反転制御するこ
とにより、常時および非常時における電力の変復調、整
流、交流−直流変換が行われ、さらには交流出力電力の
電圧調整も行われる。

【００２４】次に、図３のＵＰＳにおける回路接続につ
いて説明する。商用交流電源（２０）からの商用交流入
力電力が入力される入力端子の一端１ａと他端１ｂは、
それぞれ、ノイズ・フィルタ（２）の入力端子であるイ
ンダクタＬ１ａの一端とコンデンサＣ１の一端、あるい
はインダクタＬ１ｂの一端とコンデンサＣ１の他端に接
続されるとともに、制御手段（２１）に接続されてい
る。ノイズ・フィルタ（２）の出力の一端であるインダ
クタＬ１ａの他端は、ＡＣ−ＨＦＡＣコンバータ（１
４）の入力の一端であるコンデンサＣ２の一端と半導体
スイッチＳ１および半導体スイッチＳ４の一端に接続さ
れ、ノイズ・フィルタ（２）の出力の他端であるインダ
クタＬ１ｂの他端は、ＡＣ−ＨＦＡＣコンバータ（１
４）の入力の他端であるコンデンサＣ３の一端と半導体
スイッチＳ２および半導体スイッチＳ３の一端に接続さ
れている。コンデンサＣ２およびＣ３の他端はそれぞ
れ、互いに接続されるとともに、切替スイッチＳ０のａ
接点へ接続されている。半導体スイッチＳ１の他端と半
導体スイッチＳ２の他端はそれぞれ、互いに接続される
とともに、切替スイッチＳ０のｂ接点に接続されてい
る。高周波変圧器（１６）の１次巻線ｎ１の一端は半導
体スイッチＳ４の他端と半導体スイッチＳ３の他端とに
接続され、１次巻線ｎ１の他端は切替スイッチＳ０のコ
モンに接続されている。

【００２５】なお、入力切替スイッチＳ０は、交流入力
電圧が１００Ｖ系の時にはｂ接点側に接続されて、ＡＣ
−ＨＦＡＣコンバータ（１４）がブリッジ・コンバータ
として動作するようにし、交流入力電圧が２００Ｖ系の
時にはａ接点側に接続されて、ＡＣ−ＨＦＡＣコンバー
タ（１４）がハーフ・ブリッジ・コンバータとして動作
するようにしている。図３では、この入力切替スイッチ
Ｓ０はｂ接点側に接続されている。

【００２６】高周波変圧器（１６）の２次巻線ｎ２の一
端および他端は、それぞれ、同期整流器（１８）の入力
の一端である半導体スイッチＳ５の一端、および同期整
流器（１８）の入力の他端である半導体スイッチＳ６の
一端に接続されている。同期整流器（１８）の出力の一
端である半導体スイッチＳ５の他端および同期整流器
（１８）の出力の他端である半導体スイッチＳ６の他端
は、それぞれ、お互いに接続されるとともに、平滑フィ
ルタ（１９）の入力の一端であるインダクタＬ２の一端
に接続されている。高周波変圧器（１６）の２次巻線ｎ
２の中点は、平滑フィルタ（１９）の入力の他端である
コンデンサＣ４の一端に接続されるとともに、平滑フィ
ルタ（１９）の出力の一端を介して負荷に接続されてい
る。インダクタＬ２の他端はコンデンサＣ４の他端に接
続されるとともに、平滑フィルタ（１９）の出力の他端
を介して負荷に接続されている。なお、同期整流器（１
８）の入力端および平滑フィルタ（１９）の出力端はそ
れぞれ、ＨＦＡＣ−ＡＣコンバータ（１５）の入力端お
よび出力端に相当する。

【００２７】高周波変圧器（１６）の３次巻線ｎ３の一
端および他端は、それぞれ、ＤＣ−ＨＦＡＣ変換器（１
７）の入力の一端である半導体スイッチＳ７の一端およ
びＤＣ−ＨＦＡＣ変換器（１７）の入力の他端である半
導体スイッチＳ８の一端に接続されている。半導体スイ
ッチＳ７の他端および半導体スイッチＳ８の他端は、そ
れぞれ、お互いに接続されるとともに、抵抗Ｒの一端に
接続されている。高周波変圧器（１６）の３次巻線ｎ３
の中点は、コンデンサＣ５の一端に接続されるととも
に、ＤＣ−ＨＦＡＣ変換器（１７）の出力の一端を介し
て、蓄電池（７）の−端子に接続されている。抵抗Ｒの
他端とコンデンサＣ５の他端とは互いに接続されてい
る。ＤＣ−ＨＦＡＣ変換器（１７）の出力の他端はイン
ダクタＬ３の一端に接続され、インダクタＬ３の他端は
蓄電池（７）の＋端子に接続されている。

【００２８】また、各半導体スイッチＳ１〜Ｓ８の制御
端子Ａ〜Ｈにはそれぞれ制御回路（２１）の対応する制
御出力Ａ〜Ｈが接続されている。このような半導体スイ
ッチＳ１〜Ｓ８としては、たとえば図３中の部分拡大図
に例示したように、ＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴ等の単方向
半導体スイッチが背面接続されて構成されている正逆双
方向の交流スイッチとすることができ、このような構成
により、入力と出力間の双方向への電力エネルギーの伝
達が可能であり、交流の制御を行うことができ、変圧器
と等価の性質を持つ。

【００２９】この図３の部分拡大図に例示した半導体ス
イッチでは、たとえばＭＯＳＦＥＴが半導体素子として
用いられており、半導体素子Ｑ１、Ｑ２の被制御端子の
一極であるソースＳ同士が接続され、他極の被制御端子
であるドレインＤ間に制御する交流電力が印加される。
また、半導体素子Ｑ１、Ｑ２の被制御端子ドレインＤお
よびソースＳ間にはその導通方向、すなわちドレインＤ
からソースＳへの方向、とは逆方向にダイオードＤ１お
よびＤ２がそれぞれ接続されている。つまり、各ＦＥＴ
のドレインＤ側にカソードが、ソースＳ側にアノードが
それぞれ接続されている。そして、各半導体素子Ｑ１、
Ｑ２の制御端子であるゲートＧに共通の制御信号が入力
されることにより、交流を制御することができる。すな
わち、たとえば各ＦＥＴをオンにすると交流の半サイク
ルでは、半導体素子Ｑ１のドレインＤ−ソースＳ−ダイ
オードＤ２、または／および半導体素子Ｑ２のソースＳ
−ドレインＤという経路で電流が流れ、次の半サイクル
では、半導体素子Ｑ２のドレインＤ−ソースＳ−ダイオ
ードＤ１、または／および半導体素子Ｑ１のソースＳ−
ドレインＤという経路で電流が流れる。なお、ダイオー
ドＤ１、Ｄ２は必ずしも必要なものではなく、たとえ
ば、耐圧や電流容量の条件により、半導体素子Ｑ１、Ｑ
２による同期整流の特性を利用しても同様の効果を得る
ことが可能である。

【００３０】次に、この図３に例示したこの発明の無停
電電力供給方式を用いたＵＰＳの動作について説明す
る。まず常時における動作を説明する。商用交流電源
（２０）による商用交流入力電力ＡＣが、商用交流入力
端子（１）に入力されると、ノイズ・フィルタ（２）を
介して、ＡＣ−ＨＦＡＣコンバータ（１４）に印加され
る。

【００３１】このＡＣ−ＨＦＡＣコンバータ（１４）に
おいて、各半導体スイッチＳ１〜Ｓ４は、半導体スイッ
チＳ１、Ｓ３と半導体スイッチＳ２、Ｓ４とが交互にオ
ン・オフ制御されており、このオン・オフ周期が入力交
流電力の周波数に対し十分高い場合は、半導体スイッチ
Ｓ１−高周波変圧器（１６）−半導体スイッチＳ３、あ
るいは半導体スイッチＳ４−高周波変圧器（１６）−半
導体スイッチＳ２という、高周波変圧器（１６）に対し
て方向の異なる２つの経路で交互にスイッチされること
になる。つまり、商用周波数でエンベロープ変調された
高周波交流電力ＨＦＡＣに変調される。

【００３２】このように変調された高周波交流電力ＨＦ
ＡＣは、高周波変圧器（１６）の１次巻線ｎ１に加えら
れて、２次巻線ｎ２および３次巻線ｎ３に誘起される。
高周波変圧器（１６）の２次巻線ｎ２側では、誘起され
た高周波交流電力ＨＦＡＣはＨＦＡＣ−ＡＣコンバータ
（１５）に入力される。ＨＦＡＣ−ＡＣコンバータ（１
５）では、まず同期整流器（１８）に印加される。この
同期整流器（１８）においては、たとえば半導体スイッ
チＳ５は半導体スイッチＳ１、Ｓ３と同期して駆動し、
半導体スイッチＳ６は半導体スイッチＳ２、Ｓ４と同期
して駆動している。つまり、交流の半サイクルでは常に
一方向にのみ電流を流すように駆動することとなる。従
って、半導体スイッチＳ１、Ｓ３あるいは半導体スイッ
チＳ２、Ｓ４で高周波に変調された高周波交流電力ＨＦ
ＡＣの波形は、一方の波形が反転することにより、再び
合成されて商用交流入力電力の電圧と近似、あるいは相
似の波形となるように同期整流される。この電圧は高周
波変圧器（１６）の１次巻線ｎ１と２次巻線ｎ２との巻
線比によって任意に設定することができる。さらに、こ
の同期整流電圧は、平滑フィルタ（１９）により高周波
成分が平滑されて、入力商用交流波形に追従した所望の
電圧、電流の波形出力を有する交流出力電力に復調され
る。そして、このように同期整流および平滑化されて復
調された交流出力電力が負荷（１１）に安定して供給さ
れる。

【００３３】一方、高周波変圧器（１６）の３次巻線ｎ
３側では、誘起された高周波交流電力ＨＦＡＣは、蓄電
池充電器としてのＤＣ−ＨＦＡＣ変換器（１７）に入力
される。この高周波交流電力ＨＦＡＣは、後述するよう
な制御回路（２１）による駆動パルス位相調整変調が施
された半導体スイッチＳ７、Ｓ８により直流電力ＤＣに
整流されて、この直流電力ＤＣにより蓄電池（７）が充
電される。

【００３４】次に非常時における動作を説明する。商用
交流電源からの交流入力電力の供給が停止してしまうよ
うな停電などの非常事態が発生すると、たとえば制御回
路（２１）がその非常事態を検知し、蓄電池（７）から
の直流電力ＤＣが、ＤＣ−ＨＦＡＣ変換器（１７）にお
いて、後述するような制御回路（２１）による駆動パル
ス位相変調制が施された半導体スイッチＳ７、Ｓ８によ
り高周波交流電力ＨＦＡＣに変換される。この高周波交
流電力ＨＦＡＣは、三次巻線ｎ３に加えられ、二次巻線
ｎ２に誘起され、さらにＨＦＡＣ−ＡＣ（１５）におい
て半導体スイッチＳ５、Ｓ６により平均化されて、負荷
（１１）に安定して供給される。

【００３５】またさらに、常時および非常時に、たとえ
ば、２次巻線ｎ２側において、制御回路（２１）により
半導体スイッチＳ５、Ｓ６の駆動パルス位相を変調また
は反転制御することにより、負荷に供給される交流出力
電力の電圧振幅の調整を容易に、且つ任意に行うことが
できる。このような半導体スイッチの駆動パルス位相の
変調または反転制御を行う制御回路（２１）としては、
たとえば図４に例示したようなものとすることができ
る。

【００３６】この図４において、ＣＬＫはクロック信号
発生器、ＦＦ１〜ＦＦ３はフリップフロップ、ＯＳＭ１
〜ＯＳＭ３は単安定マルチバイブレータ、Ｄｅｔは商用
交流入力電圧の正負極性検出回路、ＯＰ１とＯＰ２はオ
ペアンプ、ＰＣ１〜ＰＣ８は光結合形スイッチ駆動回
路、ＰＲＳはパルス極性反転回路である。また、図５
は、図４の制御回路における駆動シーケンスを例示した
ものである。

【００３７】この図４に例示した制御回路では、まず、
図３のＵＰＳにおける高周波変圧器（１６）の１次巻線
ｎ１側の半導体スイッチＳ１〜Ｓ４を駆動する時、たと
えば図５に例示したように、クロック信号発生器ＣＬＫ
から発生した３角波のクロック信号は、オペアンプＯＰ
１において比較電圧ＶＲ１と比較され、波形Ｐ１が出力
される。このオペアンプ出力Ｐ１はフリップフロップＦ
Ｆ１と単安定マルチバイブレータＯＳＭ１とに加えら
れ、フリップフロップＦＦ１からはＰ２および

【００３８】

【００３９】が出力され、単安定マルチバイブレータＯ
ＳＭ１からはＰ３および

【００４０】

【００４１】が出力される。そして、

【００４２】

【００４３】の出力により、光結合形スイッチ駆動回路
ＰＣ１、ＰＣ３を介して半導体スイッチＳ１、Ｐ４を駆
動制御し、

【００４４】

【００４５】の出力により、光結合形スイッチ駆動回路
ＰＣ２、ＰＣ４を介して半導体スイッチＳ２、Ｓ４を駆
動制御する。なお、半導体スイッチＳ１、Ｓ３と半導体
スイッチＳ２、Ｓ４とは、たとえば、１マイクロ秒前後
の短絡保護時間ｔ１を設けて駆動され、この短絡保護時
間ｔ１は単安定マルチバイブレータＯＳＭ１により設定
される。

【００４６】また、高周波変圧器（１６）の２次巻線ｎ
２側の半導体スイッチＳ５、Ｓ６を駆動する時は、たと
えば、オペアンプＯＰ１により３角波クロック信号と比
較電圧ＶＲ１と比較されて出力されたＰ１がＩＮＶ１に
入力され、このＩＮＶ１により

【００４７】

【００４８】が作られ、フリップフロップＦＦ２と単安
定マルチバイブレータＯＳＭ２とに加えられる。フリッ
プフロップＦＦ２からはＰ４と

【００４９】

【００５０】が出力され、単安定マルチバイブレータＯ
ＳＭ２からはＰ５と

【００５１】

【００５２】が出力される。そして、

【００５３】

【００５４】の出力により、光結合形スイッチ駆動回路
ＰＣ５を介して半導体スイッチＳ５が駆動制御し、

【００５５】

【００５６】の出力により、光結合形スイッチ駆動回路
ＰＣ６を介して半導体スイッチＳ６を駆動制御する。こ
の半導体スイッチＳ５、Ｓ６の駆動も、単安定マルチバ
イブレータＯＳＭ２により設定される短絡保護時間ｔ１
を設けて行われる。そして、高周波変圧器（１６）の３
次巻線ｎ３側の半導体スイッチＳ７、Ｓ８を駆動する時
は、たとえば、３角波クロック信号と比較電圧ＶＲ２と
の比較により得られるオペアンプＯＰ２の出力の否定が
ＩＮＶ２により作られて、フリップフロップＦＦ３およ
び単安定マルチバイブレータＯＳＭ３とに加えられる。
そして、フリップフロップＦＦ３の出力とマルチバイブ
レータＯＳＭ３の出力との論理積により、パルス極性反
転回路ＰＲＳを通し、光結合形スイッチ駆動回路ＰＣ
７、ＰＣ８を介して半導体スイッチＳ７、Ｓ８を駆動制
御する。なお、パルス極性判定回路ＰＲＳは、後述する
商用交流入力電圧の正負極性検出回路Ｄｅｔの出力信号
ＨＣＳ、つまりハーフ・サイクル・シーケンスに従って
動作する。

【００５７】この図４の制御回路では、図５から明らか
なように、オペアンプＯＰ１の出力波形Ｐ１のオン・オ
フ比、つまりデューティ比を、入力側の基準電圧ＶＲ１
を３角波の最低値付近から最高値付近まで可変すること
により、２％付近から９８％付近まで変えることができ
ることがわかる。したがって、半導体スイッチＳ１〜Ｓ
４と半導体スイッチＳ５、Ｓ６との相対的な高周波駆動
パルス位相を基準電圧ＶＲ１の電圧値によって自由に変
えることができる。

【００５８】ここで、このような制御回路によるこの発
明の無停電電力供給方式を用いたＵＰＳにおける半導体
スイッチの駆動パルス位相変調制御と、出力電圧調整と
の関係を説明する。図６は、図３のＵＰＳにおける半導
体スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４の駆動パルス位相お
よび半導体スイッチＳ５、Ｓ６の駆動パルス位相と出力
電圧との関係を例示したものである。

【００５９】この図６に示したように、たとえば、制御
回路（２１）により、半導体スイッチＳ１、Ｓ３と半導
体スイッチＳ２、Ｓ４とを交互にオン・オフ制御し、ま
た、半導体スイッチＳ５およびＳ６を、それぞれ、半導
体スイッチＳ１、Ｓ３の駆動パルス位相および半導体ス
イッチＳ２、Ｓ４の駆動パルス位相に対して４５度遅ら
せて交互にオン・オフ制御すると、ＬＣフィルタ（１
９）後の出力電圧Ｖ２が、最大振幅、つまり同期整流回
路（１８）後の電圧Ｖ１の約１／２となることがわか
る。

【００６０】このような駆動パルス位相変調制御を、実
際に、図４に示した制御回路を用いて、図３のＵＰＳに
おける各半導体スイッチＳ１〜Ｓ６に施し、各位相差に
対応する出力電圧波形を得た。図７は、各駆動パルス位
相差に対応する各半導体スイッチの駆動パルス波形と出
力電圧波形とを例示したものである。この図７において
は、説明を簡易なものとするために、半導体スイッチＳ
３、Ｓ５、Ｓ６の駆動パルス位相のみが示されている。
上述のように、半導体スイッチＳ１は半導体スイッチＳ
３と同相制御であり、半導体スイッチＳ２、Ｓ４は半導
体スイッチＳ３と反転制御である。また、半導体スイッ
チＳ５は半導体スイッチＳ３に対する位相差で駆動パル
ス位相変調され、半導体スイッチＳ６は半導体スイッチ
Ｓ４、つまり半導体スイッチＳ３の反転、に対する位相
差で駆動パルス位相変調されている。なお、入力交流電
圧波形は、商用交流電源（２０）において測定したもの
であり、出力交流電圧波形は、ＬＣフィルタ（１９）後
において測定したものである。

【００６１】半導体スイッチＳ３と半導体スイッチＳ５
との駆動パルス位相差が０度となるように制御回路によ
り駆動パルス位相変調し、また半導体スイッチＳ４（半
導体スイッチＳ３の逆相）と半導体スイッチＳ６との駆
動パルス位相差が０度となるように駆動パルス位相変調
した場合、出力電圧は、図７（ａ）に示したように、正
位相で最大振幅となる。半導体スイッチＳ３と半導体ス
イッチＳ５との駆動パルス位相差および半導体スイッチ
Ｓ４と半導体スイッチＳ６との駆動パルス位相差が４５
度となるように駆動パルス位相変調した場合は、図７
（ｂ）に示したように、出力電圧は正位相で最大振幅の
１／２となり、駆動パルス位相差が９０度の場合は、図
７（ｃ）に示したように、出力電圧は零となる。さらに
駆動パルス位相差を１３５度に変調すると、図７（ｄ）
に示したように、逆位相で最大振幅の１／２の出力電圧
が得られ、そして、駆動パルス位相差を１８０度とする
と、図７（ｅ）に示したように、逆位相で最大振幅を有
する出力電圧が得られる。

【００６２】したがって、図３のＵＰＳにおいて、一次
巻線ｎ１側の半導体スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４の
駆動パルス位相と、二次巻線ｎ２側の半導体スイッチＳ
５、Ｓ６の駆動パルス位相とを、上述のように、たとえ
ば図４に示したような制御回路を用いて変調制御するこ
とにより、出力電圧の振幅および正負の位相を容易に、
且つ任意に調整することができ、所望の電圧を有する交
流出力電力を負荷に供給することができる。

【００６３】さらにまた、図７（ａ）と図７（ｅ）とか
ら明らかなように、位相差が０度と１８０度の場合、す
なわち半導体スイッチＳ５、Ｓ６の駆動パルス位相が、
それぞれ半導体スイッチＳ３、Ｓ４に対して完全に逆転
すると、出力電圧の位相の正負が逆転することがわか
る。つまり、入力交流波形の正の半サイクルと負の半サ
イクル毎に半導体スイッチＳ５、Ｓ６の駆動パルス位相
を反転させることにより、図７（ａ）の出力波形と図７
（ｅ）の出力波形とが周波数の半サイクル毎に現れて、
直流波形が得られることがわかる。

【００６４】したがって、このような駆動パルス位相の
反転制御を、たとえば図４の制御回路により、高周波変
圧器（１６）の３次巻線ｎ３側の半導体スイッチＳ７、
Ｓ８に施し、図８に例示したように、半導体スイッチｓ
７の駆動パルス位相と半導体スイッチＳ８の駆動パルス
位相とを、図４の制御回路におけるパルス極性反転回路
ＰＲＳを用いて商用交流入力周波数の半サイクル毎に１
８０度反転させることにより、高周波変圧器（１６）の
３次巻線ｎ３に誘起される高周波交流電力ＨＦＡＣを直
流電力ＤＣに容易に整流することができる。

【００６５】この半導体スイッチＳ７、Ｓ８の駆動パル
ス位相の反転制御は、たとえば、図４の制御回路におけ
る商用交流入力電圧の正負極性検出回路Ｄｅｔにより得
られる商用交流入力周波数の正の半サイクルと負の半サ
イクルとを判別するハーフ・サイクル・シーケンスＨＣ
Ｓの論理１・０に従って行うことができる。実際に、図
３のＵＰＳにおいて、図４の制御回路により、上述のよ
うに、三次巻線ｎ３側の半導体スイッチＳ７、Ｓ８の駆
動パルス位相を、商用交流入力周波数に同期させて、Ｄ
ｅｔによるハーフ・サイクル・シーケンスＨＣＳの論理
１・０に従ってパルス極性反転回路ＲＰＳにより１８０
度反転させると、図９（ａ）に示したような電圧波形を
有する商用交流入力電力を、図９（ｂ）に示したような
電圧波形を有する直流電力に整流させることができる。

【００６６】また、商用交流入力周波数の半サイクル内
では、半導体スイッチＳ７、Ｓ８それぞれの駆動パルス
位相を変調制御することもできる。したがって、この駆
動パルス位相の変調制御と、上述のような駆動パルス位
相の反転制御とを一緒に行い、半サイクル内において駆
動パルス位相変調し、さらに半サイクル毎に駆動パルス
位相反転することにより、電圧を調整しながら交流電力
を整流させて、所望の電圧を有する直流電力を得ること
ができる。

【００６７】このように、図３のＵＰＳでは、常時は、
制御回路（２１）として用いられる図４に例示したよう
な制御回路により、上述のような駆動パルス位相の変調
また反転制御が各半導体スイッチに施されて、電圧調整
された交流出力電力が負荷（１１）に供給され、それと
同時に、蓄電池（７）に商用交流入力電力を整流して得
られた直流電力が充電される。またこの半導体スイッチ
Ｓ７、Ｓ８の充電駆動時に、たとえば三次巻線ｎ３に誘
起される電圧が蓄電池（７）の電圧を越す時にのみ定電
流駆動するように制御することにより、力率の良い蓄電
池充電器とすることができる。

【００６８】一方、非常時には、図３のＵＰＳでは、た
とえば図４の制御回路が、停電などの非常事態を検知
し、一次巻線ｎ１側の回路の駆動、つまり半導体スイッ
チＳ１、Ｓ２、Ｓ３、およびＳ４の駆動を停止し、半導
体スイッチＳ７、Ｓ８を三次巻線ｎ３側のインバータ入
力回路スイッチとして動作させ、蓄電池（７）のエネル
ギーを負荷（１１）に供給する。この時、図１０（ａ）
の矩形波インバータ出力を発生させるために、たとえば
時比率５０％弱の駆動信号を半導体スイッチＳ７、Ｓ８
に与え、また、半導体スイッチＳ５、６には、図１０
（ｂ）に示したように、半導体スイッチＳ７、Ｓ８にお
いて発生する矩形波インバータ出力に対して出力電圧の
平均値が正弦波状となる駆動パルス位相変調を行い、Ｌ
Ｃフィルタ（１９）による平均化出力がほぼ正弦波とな
るように制御する。

【００６９】図１１は、非常時における半導体スイッチ
Ｓ５、Ｓ６、Ｓ７、Ｓ８の駆動パルス位相を変調制御す
る制御回路を例示したものである。また、図１２は、図
１１の制御回路の駆動シーケンスの一例を示したもので
ある。この図１１において、Ｔは正弦波変調用トラン
ス、Ｓ１とＳ２は停電時にのみ動作するスイッチ、ＯＳ
Ｃは５０ないし６０Ｈｚの正弦波発振器、ＦＦ４はフリ
ップフロップ、ＯＳＭ４は単安定マルチバイブレータ、
ＰＣ９とＰＣ１０は光結合形スイッチ駆動回路であり、
その他の構成要素は図４における構成要素と同じであ
る。

【００７０】この図１１の制御回路では、たとえば、図
１２に示したように、クロック信号発生器から発生され
る３角波クロック信号<1>の中心値にオペアンプＯＰ１
の基準電圧ＶＲ１を合わせ、スイッチＳ１を開くと、オ
ペアンプＯＰ１の出力<3>は時比率５０％の矩形波が得
られ、スイッチＳ２が閉じた状態では、出力電圧は、図
１２における波形<11>のように、零となる。

【００７１】ここで、スイッチＳ１を閉じると、たとえ
ば正弦波電圧<2>がオペアンプＯＰ１に加わり、３角波
クロック信号<1>との差電圧により出力<3>が生じる。こ
のオペアンプの出力<3>は、フリップフロップＦＦ２お
よび単安定マルチバイブレータＯＳＭ２に入力されて、
図４の制御回路における動作と同様に、フリップフロッ
プＦＦ２の出力と単安定マルチバイブレータＯＳＭ２の
出力との論理積が得られ、駆動シーケンス<5>および動
作シーケンス<6>により、それぞれ、光結合形スイッチ
駆動回路ＰＣ５、ＰＣ６を介して半導体スイッチＳ５、
Ｓ６を駆動する。

【００７２】一方、半導体スイッチＳ７、Ｓ８はそれぞ
れ駆動シーケンス<7>、<8>により駆動される。この駆動
シーケンス<7>、<8>は、図１２に示したように、それぞ
れ、駆動シーケンス<5>、<6>に対して相対位相が正弦波
電圧<2>に対応して正弦波位相変調される。図３のＵＰ
Ｓにおいて、高周波変圧器（１６）の矩形波インバータ
出力電圧は、駆動シーケンス<7>、<8>の駆動位相に従っ
て、駆動シーケンス<7>または<8>と同一の波形となる
が、同期整流器（１８）において半導体スイッチＳ５、
Ｓ６により同期整流された後の平滑フィルタ（１９）の
入力端子間の電圧波形は、図１２における波形<9>のよ
うな上下非対称な矩形波となり、平滑フィルタ（１９）
の出力、つまり交流出力電圧は、ほぼ正弦波に近い波形
<10>となる。

【００７３】なお、たとえば、正弦波電圧<2>の変調振
幅を１／２に減らすと、平滑フィルタ（１９）の出力波
形も１／２になる。すなわち、正弦波変調用トランスＴ
の変調振幅に比例させて、交流出力電圧を変えることが
できる。したがって、図３のこの発明の無停電電力供給
方式を用いたＵＰＳでは、高周波変圧器（１６）の３次
巻線と、半導体スイッチの駆動パルス位相変調制御とに
より、正常時の交流−交流変換および非常時の直流−交
流変換において、ほぼ正弦波の出力電圧を自由に調整す
ることできる。

【００７４】以上のような常時および非常時における動
作を行う図３のこの発明の無停電電力供給方式を用いた
ＵＰＳを、たとえば周波数２０〜３０ｋＨｚにより１ｋ
Ｗの交流電力を出力させる装置とすると、最大形状寸法
６ｃｍで重量約３００ｇ程度の、たとえばＥＩ−６０な
どの高周波変圧器（１６）と、これよりさらに小型のコ
アのノイズ・フィルタ（２）およびＬＣフィルタ（１
９）と、そして非常に小型且つ軽量な半導体スイッチ、
およびその駆動制御回路とにより構成することができ、
さらに常時給電において、約８０〜８５％の効率を得る
ことができる。

【００７５】したがって、従来のＵＰＳと比較すると、
この発明の無停電電力供給方式によるＵＰＳは、優れた
効率および力率を有し、小型、且つ軽量で、低コストな
ものであり、たとえば小容量のオンライン機器に組み込
むことも可能となる。（実施例２）図１３（ａ）（ｂ）および図１４（ａ）
（ｂ）は、各々、この発明の別の実施例である無停電電
力供給方式を用いた無停電電力供給装置におけるＤＣ−
ＨＦＡＣ変換器の回路構成を例示したものである。

【００７６】この図１３（ａ）（ｂ）および図１４
（ａ）（ｂ）において、ＩＮＶはインバータ、ＣＨＧは
蓄電池充電器であり、また、半導体スイッチＳ９〜Ｓ２
４として、図３のＵＰＳのＤＣ−ＨＦＡＣ変換器におい
て用いられている双方向半導体スイッチＳ７、Ｓ８の代
わりに、片方向の半導体スイッチが用いられている。図
１３（ａ）のＵＰＳのＤＣ−ＨＦＡＣ変換器（１７）で
は、片方向半導体スイッチＳ１１、Ｓ１２とインバータ
ＩＮＶとによりプッシュ・プル矩形波インバータが構成
されている。また、片方向半導体スイッチＳ９、Ｓ１０
と蓄電池充電器ＣＨＧとにより充電回路が構成され、片
方向半導体スイッチＳ９、Ｓ１０により２相半波の充電
制御が行われる。

【００７７】図１３（ｂ）は、比較的大容量のＵＰＳに
おけるＤＣ−ＨＦＡＣ変換器（１７）の回路構成を例示
したものであり、片方向半導体スイッチＳ１４〜Ｓ１７
とインバータＩＮＶとによりブリッジインバータが構成
されており、このブリッジインバータの出力は巻線ｎ３
ａに加えられる。一方、充電回路は片方向半導体スイッ
チＳ１３とダイオードＤ１〜Ｄ４から成る高周波整流器
と蓄電池充電器ＣＨＧとにより構成されており、巻線ｎ
３ａおよび巻線ｎ３ｂの電圧が高周波整流器において全
波整流され、片方向半導体スイッチＳ１３のスイッチン
グ動作により、高力率な充電制御が行われる。

【００７８】図１４（ａ）は、比較的小容量のＵＰＳに
おけるＤＣ−ＨＦＡＣ変換器（１７）の回路構成を例示
したものであり、片方向半導体スイッチＳ１９、Ｓ２０
とインバータＩＮＶとによりプッシュ・プルインバータ
が構成されている。また、片方向半導体スイッチＳ１８
とダイオードＤ５、Ｄ６から成る高周波整流器と蓄電池
充電器ＣＨＧとにより充電回路が構成されており、片方
向半導体スイッチＳ１８のスイッチング動作により、力
率の高い充電制御が行われる。なお、Ｄ７はフライホイ
ール・ダイオードである。

【００７９】図１４（ｂ）は、比較的高電圧の蓄電池を
用いる場合のＵＰＳにおけるＤＣ−ＨＦＡＣ変換器（１
７）の回路構成を例示したものであり、片方向半導体ス
イッチＳ２１、Ｓ２２とコンデンサＣ１０、Ｃ１１とイ
ンバータＩＮＶとによりハーフ・ブリッジインバータが
構成されている。一方、ダイオードＤ８、Ｄ９とコンデ
ンサＣ１０、Ｃ１１とにより倍電圧整流回路が構成さ
れ、さらにこの倍電圧整流回路と蓄電池充電器ＣＨＧと
片方向半導体スイッチＳ２３、２４とにより充電回路が
構成されており、高力率の充電制御のためのスイッチン
グが片方向半導体スイッチＳ２３、Ｓ２４により行われ
る。

【００８０】このように、この図１３（ａ）（ｂ）およ
び図１４（ａ）（ｂ）に示したＵＰＳでは、高周波変圧
器（１６）の充電時とインバータ駆動時の巻数比の制約
を減らすことができ、ＤＣ−ＨＦＡＣ変換器（１７）の
インバータ駆動時と蓄電池充電時の三次巻線ｎ３電圧の
選択を容易にし、高周波変圧器（１６）の使用率を適正
に保つことができる。

【００８１】このような図１３（ａ）（ｂ）および図１
４（ａ）（ｂ）のＵＰＳも、効率および力率が高く、小
型で軽量、低コストである。もちろん、この発明は以上
の例に限定されるものではなく、細部については様々な
態様が可能であることは言うまでもない。

【００８２】

【発明の効果】以上詳しく説明した通り、この発明によ
って、優れた効率および力率を有し、小型で軽量、低コ
ストな無停電電力供給装置を実現させることのできる、
新しい無停電電力供給方式が提供される。

【図面の簡単な説明】

【図１】従来の無停電電力供給装置の回路構成の一例を
示した回路ブロック図である。

【図２】この発明の無停電電力供給方式を用いた無停電
電力供給装置の回路構成を例示した回路ブロック図であ
る。

【図３】この発明の一実施例である無停電電力供給方式
を用いた無停電電力供給装置を例示した回路構成図であ
る。

【図４】半導体スイッチの駆動パルス位相を変調および
反転制御する制御回路を例示した回路図である。

【図５】図４の制御回路における駆動シーケンスの一例
を示した図である。

【図６】図３の無停電電力供給装置における半導体スイ
ッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４の駆動パルス位相および半
導体スイッチＳ５、Ｓ６の駆動パルス位相と出力電圧と
の関係を例示した図である。

【図７】（ａ）（ｂ）（ｃ）（ｄ）（ｅ）は、各々、図
３の無停電電力供給装置における駆動パルス位相差０
度、４５度、９０度、１３５度、１８０度時の各半導体
スイッチの駆動パルス波形と出力電圧波形とを例示した
図である。

【図８】図３の無停電電力供給装置における半導体スイ
ッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４の駆動パルス位相および半
導体スイッチＳ７、Ｓ８の駆動パルス位相と出力電圧と
の関係を例示した図である。

【図９】（ａ）（ｂ）は、各々、図３の無停電電力供給
装置における商用交流入力電力の電圧波形および直流出
力電力の電圧波形を例示した図である。

【図１０】（ａ）（ｂ）は、各々、半導体スイッチＳ
７、Ｓ８において発生する矩形波インバータ出力、およ
びその矩形波インバータ出力に対する半導体スイッチＳ
５、Ｓ６における正弦波状の駆動パルス位相変調による
出力電圧波形例示した図である。

【図１１】半導体スイッチの駆動パルス位相を変調およ
び反転制御する制御回路を例示した回路図である。

【図１２】図１０の制御回路における駆動シーケンスの
一例を示した図である。

【図１３】（ａ）（ｂ）は、各々、この発明の別の実施
例である無停電電力供給方式を用いた無停電電力供給装
置におけるＤＣ−ＨＦＡＣ変換器を例示した回路構成図
である。

【図１４】（ａ）（ｂ）は、各々、この発明の別の実施
例である無停電電力供給方式を用いた無停電電力供給装
置におけるＤＣ−ＨＦＡＣ変換器を例示した回路構成図
である。

【符号の説明】

１商用交流入力端子２ノイズ・フィルタ３商用交流直送用配線４力率改善回路５ＤＣ−ＤＣコンバ−タ６直流端子７蓄電池８ＤＣ−ＡＣインバータ９絶縁トランス１０切替スイッチ１１負荷１２負荷用力率改善回路１３負荷用ＤＣ−ＤＣコンバータ１４ＡＣ−ＨＦＡＣコンバータ１５ＨＦＡＣ−ＡＣコンバータ１６高周波変圧器１７ＤＣ−ＨＦＡＣ変換器１８同期整流器１９平滑フィルタ２０商用交流電源２１制御回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】常時および非常時において電力を負荷に
供給するための方式であって、常時には、商用交流入力
電力を高周波交流電力に変調し、この高周波交流電力を
１次巻線と２次巻線と３次巻線とから成る高周波変圧器
の１次巻線に加え、１次巻線から２次巻線に誘起する高
周波交流電力を商用交流入力電力に近似あるいは相似す
る交流出力電力に復調して、この交流出力電力を負荷に
供給し、一方、１次巻線から３次巻線に誘起する高周波
交流電力を直流電力に整流し、この直流電力を用いて蓄
電池の充電を行い、非常時には、蓄電池からの直流電力
を高周波交流電力に変換して、この高周波交流電力を３
次巻線に加え、３次巻線から２次巻線に誘起する高周波
交流電力を平均化して、この交流出力電力を負荷に供給
することを特徴とする無停電電力供給方式。
【請求項２】１次巻線側における商用交流入力電力の
高周波交流電力への変調と、２次巻線側における高周波
交流電力の交流出力電力への復調および高周波交流電力
の平均化と、３次巻線側における高周波交流電力の直流
電力への整流および直流電力の高周波交流電力への変換
とを、それぞれ、半導体スイッチを介して行うことを特
徴とする請求項１の無停電電力供給方式。
【請求項３】半導体スイッチを介して負荷に供給され
る交流出力電力の電圧調整を行う請求項１または２の無
停電電力供給方式。
【請求項４】非常時において、３次巻線に加えられる
高周波交流電力が矩形波交流であって、３次巻線から２
次巻線に誘起する矩形波交流の正負の高周波矩形パルス
に対して、半導体スイッチを介して、正パルスと負パル
スとの平均値を平滑化し、正弦波出力を取り出す請求項
１ないし３の無停電電力供給方式。
【請求項５】半導体スイッチの駆動パルス位相を変調
または反転制御することを特徴とする請求項２ないし４
の無停電電力供給方式。
【請求項６】半導体スイッチが正逆双方向半導体スイ
ッチまたは片方向半導体スイッチであることを特徴とす
る請求項２ないし５の無停電電力供給方式。