CN103595274A - 一种双向功率流高频隔离有源钳位整流器的控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种双向功率流高频隔离有源钳位整流器的控制方法，通过对变压器原边周波变换器和有源钳位电路的调制、副边H桥电路的调制，不但解决了此类整流器固有的电压过冲和振荡的问题，并且能够实现所有开关的零电压开断，进一步提高了工作效率，减小了电磁干扰。本发明的控制方法对输出电压进行闭环控制，使得不论在电阻负载还是整流器负载下，还是输入交流电压波动的情况下，该整流器都能输出稳定的直流电压。

Description

一种双向功率流高频隔离有源钳位整流器的控制方法

技术领域

本发明涉及一种双向功率流高频隔离有源钳位整流器，属于电力电子变换技术。

背景技术

高频隔离PWM整流器相比于工频变压器隔离的晶闸管相控整流器，具有体积小，重量轻、噪声小和造价低等特点。常规的高频隔离AC/DC变换器由AC/DC/HFAC/DC三级变换构成，因其中间有一级是二极管整流电路，所以功率是单方向的。同时，因为功率变换等级较多，导致效率降低；直流母线的大电容会降低可靠性。双向高频链整流器采用AC/HFAC/DC两级变换，不需要直流母线大电容。该高频隔离的整流器可以广泛用于新能源并网发电、UPS、高功率因数大功率直流电源和电动汽车充电等领域

许多学者提出了双功率流向的高频隔离逆变器，但是提出作为整流器模式工作的高频隔离型变换器，包括其电路、调制方法及其控制策略的文献很少。也有人初步提出了单相双功率流高频隔离整流器，但有电压过冲和振荡等问题。

以上论述表明，双向功率流高频隔离整流器以其独特的优点越来越受到关注，如何消除其消除电压过冲和振荡，实现尽可能多的软开关工作条件以提高效率，并开发相应的控制策略对高频链整流器的输出电压和电网侧电感电流进行高性能控制等问题亟待解决。

发明内容

技术问题：本发明的目的是提出一种双向功率流高频隔离有源钳位整流器的控制方法，该方法消除了此类整流器的电压过冲和振荡现象，钳位电路和周波变换器均实现零电压开断，并且在负载变化和输入交流电压波动情况下，能输出稳定的直流电压，并保证高质量的且功率因数可设定的电网侧电流波形。

技术方案：

本发明为实现上述目的，采用如下技术方案：

一种双向功率流高频隔离有源钳位整流器的控制方法，所述整流器主电路包括：原边的由双向开关构成的周波变换器、原边的由全桥电路及二极管构成的有源钳位电路、副边的H桥电路和谐振电感，其特征在于：

载波和调制波以及负调制波比较产生主电路中各开关管的动作信号，并留出足够的死区时间保证钳位电路和周波变换器中开关管的零电压开断和保证所有开关管的足够的安全裕量；在调制波极性变化的时候，副边H桥电路的超前桥臂和滞后桥臂也跟着互换；在周波变换器切换时，有源钳位电路中全桥电路同一桥臂上下开关管工作在互补的模式下，给原边电网侧电感电流和变压器原边的电流提供通路，不产生电流突变，从而避免电压过冲和电压振荡；有源钳位电路中全桥电路的开关管的开关动作都是在开关管两端电位相同的时刻进行，实现钳位电路的零电压开关。

有益效果：

本发明所提出的双向功率流高频隔离有源钳位整流器的控制方法通过对变压器原边周波变换器和有源钳位电路的调制、副边H桥电路的调制，不但解决了此类整流器固有的电压过冲和振荡的问题，并且能够实现所有开关的零电压开断，进一步提高了工作效率，减小了电磁干扰。本发明的控制方法对输出电压进行闭环控制，使得不论在电阻负载还是整流器负载下，还是输入交流电压波动的情况下，该整流器都能输出稳定的直流电压。

附图说明

图1是双向功率流高频隔离有源钳位整流器的控制方法原理图。

图2是图1中主电路的实现形式之一，其原边为全波结构的周波变换器。

图3是图1中主电路的实现形式之一，其原边为全桥结构的周波变换器。

图4是本发明主要调制波形。

图5(a)和5(b)是未加有源钳位电路的高功率密度隔离型整流器系统变压器副边电压u_AB和原边电压u_CD。图5(c)和5(d)是带钳位电路的高功率密度隔离型整流器系统变压器副边电压u_AB和原边电压u_CD。

图6（a）是双向开关S₅S₆上的开关波形图，图6(b)和图6(c)是原边S_C1上的驱动及开关管两端电压。

图7是本发明软开关实现方法以及详细波形示意图。

图8是该整流器输出的电压和电网侧单位功率因数的电流波形图。

具体实施方式

下面结合附图对发明的技术方案进行详细说明：

如图1所示，双向功率流高频隔离有源钳位整流器主电路结构包括：原边的由双向开关构成的周波变换器、原边的由全桥电路及二极管构成的有源钳位电路、副边的H桥电路和谐振电感。

图2是原边周波变换器为全波连接方式的整流器结构图。该整流器采用副边一个绕组，原边两个绕组的三绕组变压器。在变压器原边，双向开关S₅S₆，S₇S₈的输出分别连接到变压器原边绕组N₂的同名端C点和原边绕组N₃的异名端E点，双向开关S₅S₆，S₇S₈的输入都连接于一点F，原边电网侧电感L_f的输出端也连接到点F；两个二极管D_C5和D_C6连接点与周波变换器的输入点F相连，全桥电路中第一、第二电力电子开关S_C1、S_C2的连接点和第三、第四电力电子开关S_C3、S_C4的连接点分别连接变压器原边绕组N₂的同名端C点和异名端D点。副边H桥电路由第一～第四开关管S₁、S₂、S₃和S₄组成，第一、第二开关管S₁和S₂串联形成一个桥臂，第三、第四开关管S₃和S₄串联构成另一个桥臂。第一、第二开关管S₁和S₂的连接点、第三、第四开关管S₃和S₄的连接点分别连接到变压器副边绕组N₁的同名端A点和异名端B点，H桥的母线上并联了直流大电容C_d。图中的电感L_K是谐振电感。

组成原边的周波变换器的基本单元是双向开关，双向开关有两个全控型的电力电子开关组成，有两个开关反向串联、两个开关反向并联等几种，此处仅画出了以两个开关反向串联(图2中的S₅S₆等，图3中S₅S₅'等)的形式。

图3是原边为全桥结构周波变换器的整流器主电路图，其原边有源钳位电路和副边结构与图2大致相同，不再赘述。该整流器采用原、副边均一个绕组的双绕组变压器。在变压器原边，两个二极管D_C5、D_C6的连接点F与原边电感L_f的输出端相连，有源钳位全桥电路中第一、第二电力电子开关S_C1、S_C2的连接点和第三、第四电力电子开关S_C3、S_C4的连接点分别连接变压器原边绕组N₂的同名端C点和异名端D点；双向开关S₅S₅'、S₆S₆'、S₇S₇'和S₈S₈'组成全桥结构，该全桥的两个母线分别接到变压器副边绕组N₂的N₂的同名端C点和异名端D点，全桥结构中双向开关S₅S₅'和双向开关S₈S₈'连接点E点、双向开关S₆S₆'和双向开关S₇S₇'连接点F分别连到原边电网侧电感L_f的输出端、电网不连接电感L_f的另一端。

下面以图2中的主电路拓扑结构为例，结合图4对本发明的控制方法进行阐述。

副边H桥电路开关管的开关时刻由调制波u_g和锯齿载波(或者三角载波)u_c比较来决定。相邻的载波周期内u_g和u_c的交点(调制波u_g和载波u_c相等的点)分别用来决定第一开关管S₁的开通和关断信号，第二开关管S₂的驱动信号与第一开关管S₁的驱动信号互补。同时在以上两个相邻载波周期内，负调制波-u_g和载波u_c的交点(负调制波-u_g和载波u_c相等的点)分别用来决定第三开关管S₃的开通和关断信号，第四开关管S₄的驱动信号与第三开关管S₃的驱动信号互补。

副边的H桥电路工作在移相调制模式下，从图4中可以看出，其移相角度是变化的，并且留出了足够的上下开关管的死区时间保证足够的安全裕度。输入脉冲的宽度是正弦变化的，在调制波u_g>0时，S₁S₂是超前桥臂，S₃S₄是滞后桥臂。u_g<0时,超前桥臂和滞后桥臂互换。副边移相方式工作的全桥电路将电能在高频交流和直流之间转换。

原边的周波变换器电路承担单极性PWM脉冲电压到正负脉冲电压之间的转换。周波变换器具体动作方式是：在电网侧为单位功率因数工作状态下，1)在电网电压的正半波，周波变换器将电能在正负相间的高频方波脉冲和正的单极性PWM方波脉冲之间相互转换。2)在输出电压的负半波周波变换器将电能在正负相间的高频方波脉冲和负的单极性PWM方波脉冲之间相互转换。

变压器原边有源钳位电路的调制实现方法如下：在电网侧双向开关（S₅S₆、S₇S₈）切换时，钳位电路同一桥臂上下管工作在互补的模式下(S_C1与S_C2互补、S_C3与S_C4互补)保证给电网侧电感电流流经变压器原边的电流提供通路，不产生电流突变，从而能够避免电压过冲和电压振荡，并且通过控制钳位电路中开关管的开关动作都是在开关管两端电位相同的时刻（如7中t₁、t₂）进行，从而实现钳位电路的零电压开关。具体工作方式是：1)在变压器原边输入u_CD>0时，第一、第四电力电子开关S_C1、S_C4导通将输入电压钳位到2nE。n是变压器的匝数比，E是直流侧的输出电压。2)在变压器原边输入u_CD=0时，有源钳位电路中全桥电路第二、第四电力电子开关S_C2、S_C4导通将输入电压钳位到零，并给变压器原边和电网侧电感提供电流通路。3)在变压器原边输入u_CD<0时，第二、第三电力电子开关S_C2、S_C3导通将输入电压钳位到-2nE。在调制信号极性变化的时候，其副边全桥电路中的超前桥臂和滞后桥臂也跟着互换。副边移相方式工作的全桥电路（S₁、S₂、S₃、S₄以及它们反并联的二极管），将电能在高频交流和直流之间转换。在电网侧双向开关（S₅S₆、S₇S₈）零电压切换时，钳位电路同一桥臂上下管工作在互补的模式下(S_C1与S_C2互补、S_C3与S_C4互补)保证给电网侧电感电流流经变压器原边的电流提供通路，不产生电流突变，从而能够避免电压过冲和电压振荡，并且通过控制钳位电路中开关管的开关动作都是在开关管两端电位相同的时刻（如图7中t₁、t₂）进行，从而实现钳位电路的零电压开关。在输入交流电压不稳定和负载变化的情况下，该整流器系统都有高质量的电网侧电流波形和稳定的指定直流电压输出。

图5(a)和5(b)是未加钳位电路时的变压器原边电压u_AB电压和副边电压u_CD，可以看出有剧烈的过冲和振荡。从图5(c)和5(d)是加入钳位电路及其相应调制的原边电压u_AB电压和副边电压u_CD，可以看出已经将电压过冲和振荡消除掉了。在图6(a)和图6(b)(c)中代表性的显示了S₅S₆和S_C1上的开关波形，可以看出它们都实现了零电压开关。与之类似周波变换器和有源钳位电路的其它开关管也可以实现零电压开关。

图7是考虑了所有的死区和安全裕度的调制主要波形图，从图中可以看出，周波变换器的换流都是在变压器输出电压u_CD=u_DE=0时进行的，故S₅、S₆、S₇和S₈都是零电压开关。周波变换器将电感侧单极性的PWM波形转化为正负交替的高频交流电压。从图7中可以发现，通过调节钳位电路中IGBT的动作时刻，能保证所有钳位电路中的IGBT(S_C1～S_C4)都是零电压开断。从图7中可以看出，周波变换器的换流都是在变压器输出电压u_CD=u_DE=0时进行的，故S₅、S₆、S₇和S₈、都是零电压开关。图7中可以发现，通过调节钳位电路中IGBT的动作时刻，能保证所有钳位电路中的IGBT(S_C1～S_C4)都是零电压开断。

本发明对输出电压采用闭环控制，如图1，将输出电压的的反馈值v_O与参考值v_Oref相减得到误差信号，误差信号经过PI控制器之后，与锁相环的输出相乘作为电流的给定值i_Nref。电流给定值i_Nref与电网侧电流i_N做减法得到电流误差信号，经多谐振控制器或者重复控制器运算后产生调制信号u_g。载波u_C和调制信号u_g以及负调制波-u_g比较产生主电路中各开关管的动作时刻，并留出足够的死区时间保证开关管开断所需的足够安全裕量。

多谐振控制器的传递函数为：

$G_r\left(s\right)=K_{P1}++\underset{n=0}{\overset{6}{\mathrm{\&Sigma;}}}{2K}_{n}s/[s^2+{({2\mathrm{n\&omega;}}_0+{\mathrm{\&omega;}}_0)}^2]$

其中，K_P1是比例控制器系数，K_n是各次谐振控制器系数。ω₀是输出电压角频率。

重复控制为：

$G_{\mathrm{RC}}\left(z\right)=\frac{k_r{z}^{-N}Q\left(z\right)}{1-z^{-N}Q\left(z\right)}{G}_f\left(z\right)$

其中，K_P1是比例控制器系数，G_f(z)是系统传递函数的倒数，N等于输出电压周期除以采样周期。这里α_i为常数系数。

图8显示了该整流器系统输出的直流电压和电网侧单位功率因数的电感电流波形图。可以看出输出直流电压很好的稳定在给定值，电网侧电感电流波形正弦度高，无畸变。

Claims (7)

1.一种双向功率流高频隔离有源钳位整流器的控制方法，所述整流器主电路包括：原边的由双向开关构成的周波变换器、原边的由全桥电路及二极管构成的有源钳位电路、副边的H桥电路和谐振电感，其特征在于：

载波和调制波以及负调制波比较产生主电路中各开关管的动作信号，并留出足够的死区时间保证钳位电路和周波变换器中开关管的零电压开断和保证所有开关管的足够的安全裕量；在调制波极性变化的时候，副边H桥电路的超前桥臂和滞后桥臂也跟着互换；在周波变换器切换时，有源钳位电路中全桥电路同一桥臂上下开关管工作在互补的模式下，给原边电网侧电感电流和变压器原边的电流提供通路，不产生电流突变，从而避免电压过冲和电压振荡；有源钳位电路中全桥电路的开关管的开关动作都是在开关管两端电位相同的时刻进行，实现钳位电路的零电压开关。

2.根据权利要求1所述的双向功率流高频隔离有源钳位整流器的控制方法，其特征在于原边有源钳位电路的调制：1)在变压器原边输入u _CD>0时，有源钳位电路中全桥电路第一、第四电力电子开关（S_C1、S _C4）导通将输入电压钳位到2nE，n是变压器的匝数比，E是直流侧的输出电压；2)在变压器原边输入u _CD=0时，有源钳位电路中全桥电路第二、第四电力电子开关（S_C2、S _C4）导通将输入电压钳位到零，并给变压器原边和电网侧电感提供电流通路；3) 在变压器原边输入u _CD<0时，有源钳位电路中全桥电路的第二、第三电力电子开关（S_C2 、S _C3）导通将输入电压钳位到-2nE。

3.根据权利要求1所述的双向功率流高频隔离有源钳位整流器的控制方法，其特征在于原边的周波变换器电路承担单极性PWM脉冲电压到正负脉冲电压之间的转换，具体是：在电网侧为单位功率因数工作状态下，在电网电压的正半波，周波变换器将电能在正负相间的高频方波脉冲和正的单极性PWM方波脉冲之间相互转换；在电网电压的负半波，周波变换器将电能在正负相间的高频方波脉冲和负的单极性PWM方波脉冲之间相互转换。

4.根据权利要求1所述的双向功率流高频隔离有源钳位整流器的控制方法，其特征在于副边H桥电路的调制方法，开关管开关时刻由调制波u _g和载波u _c比较来决定，相邻的载波周期内调制波u _g和载波u _c的交点分别用来决定第一开关管（S ₁）的开通和关断信号，与第一开关管（S ₁）同一桥臂的第二开关管（S ₂）的驱动信号与第一开关管（S ₁）的驱动信号互补；同时在以上两个相邻载波周期内，负调制波-u _g和载波u _c的交点分别用来决定第三开关管（S ₃）的开通和关断信号，与第三开关管（S ₃）同一桥臂的第四开关管（S ₄）的驱动信号与与第三开关管（S ₃）的驱动信号互补。

5.根据权利要求1所述的双向功率流高频隔离有源钳位整流器的控制方法，其特征在于副边的H桥电路工作在移相调制模式下，移相角度是变化的，输入脉冲的宽度是正弦变化的，在调制波u _g>0时，第一、第二开关管（S ₁、S ₂）是超前桥臂，第三、第四开关管（S ₃、S ₄）S ₃ S ₄是滞后桥臂，u _g<0时, 超前桥臂和滞后桥臂互换。

6.根据权利要求1所述的双向功率流高频隔离有源钳位整流器的控制方法，其特征在于原边电网侧的功率因数是单位功率因数、滞后的功率因数或者超前的功率因数。

7.根据权利要求1所述的双向功率流高频隔离有源钳位整流器的控制方法，其特征在于，采用闭环控制，将输出电压的的反馈值v _O与参考值v _Oref相减得到误差信号，误差信号经过PI控制器之后，与锁相环的输出相乘作为电流的给定值i_Nref，电流给定值i_Nref与原边电网侧电流i_N做减法得到电流误差信号，经多谐振控制器或者重复控制器运算后产生调制信号u_g，通过PWM调制方法产生整流器各开关管的驱动信号。

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