JPH04289782A - 単相交流電力変換装置 - Google Patents
単相交流電力変換装置Info
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Abstract
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Description
係り、より詳細には、スタティック電力コンバータを用
いた電源に係る。
又は周波数に変換するために種々の回路が開発されてい
る。例えば、交流(AC)電力を別の周波数に変換する
(AC/AC電力変換)一般的なソリッドステート回路
構造体は、入力交流電圧を直流リンク上の直流電圧に変
換する整流ブリッジと、直流電圧を所望の周波数の交流
電力に反転するソリッドステートインバータとを備えて
いる。出力電圧レベルを入力電圧とは異なったレベルに
変換するための簡単な方法は、入力側又は出力側にステ
ップ・アップ又はステップ・ダウン変圧器を設けること
である。しかしながら、これらの変圧器は比較的大きく
、重量があり、しかも高価である。特に、電源回路が入
力電圧の変化に関わりなく出力電圧を所望レベルに維持
できるように(或いは逆に、一定の入力電圧において出
力電圧を所望のレベルに調整できるように)意図された
ものである場合には、もっと複雑な変圧器構造が要求さ
れる。例えば、ある電力調整回路はタップ変更の変圧器
を使用しており、この場合、一次側は多数の個別のタッ
プを備えており、これらはスタティックなスイッチによ
って入力端子に接続され、制御回路が出力電圧を監視し
て入力側の適当なスタティックスイッチを切り換え、ほ
ぼ所望の電圧を出力側に維持するようにする。しかしな
がら、このタップ変更構成は、サイリスタのような多数
のスイッチを必要とし、出力電圧をおおまかに制御する
ことしかできない。更に、負荷にかかる電圧の歪を充分
に制御することはできない。
器を用いており、入力電圧の短時間変化を受動的に補償
する回路に変圧器自体が接続される。鉄共振変圧器は広
く使用されており、入力電圧のマイナス20%ないしプ
ラス10%の変化に対し出力側に典型的にプラス・マイ
ナス4%の適度な電圧調整を与える。しかしながら、出
力の歪が負荷入力の高調波を感知してしまい、引き出さ
れる入力電力が不所望な力率及び歪レベルをもつことが
ある。
び鉄共振の変圧器は、どちらも、低周波数の変圧器が存
在して全定格電力を取り扱えねばならないことにより制
約が生じる。例えば、1キロボルトアンペア(KVA)
のライン調整器の場合、変圧器自体の重量が30ないし
40ポンドを越えることになり、電力調整装置を収容す
るキャビネットのサイズを決める主たる要素となる。
号では、倍電圧器を用いて、得られる交流出力電圧が増
加される。しかしながら、このような回路は、一般に、
入力交流電圧を直流バス上の直流電圧レベルに完全に変
換し、次いで、全波ブリッジを用いて交流電力に反転し
、例えば、上記ウメズ氏の特許に開示されたように、4
つのスイッチングデバイスを用いて単相出力電圧を発生
しそして6つのスイッチングデバイスを用いて三相出力
を発生することを必要とする。
システム(UPS)にも一般に使用されており、このよ
うなシステムでは、コンバータが正常の動作中に交流電
源から負荷へ電力を供給するように働き、ライン電源の
停電中には直流バスラインにまたがって接続された蓄積
装置(例えば、バッテリ)から電力を供給するように切
り換わる。2つのインバータスイッチのみでUPS動作
を与える簡単なスイッチングコンバータがベルマン氏の
英国特許出願GB2,111,326Aに開示されてい
る。
置は、変圧器を伴うことなく且つ最小限のソリッドステ
ートスイッチングデバイスだけで、1つの電圧レベルの
交流電源電圧を異なった電圧レベルの出力交流電圧に変
換することができる。交流入力電力は、これを中間の直
流電圧レベルに全波ブリッジ変換することなく、その同
じ周波数の交流出力電流に変換される。本発明の装置は
、例えば、倍電圧装置として実施することができ、入力
電圧レベルが変化しても出力電圧レベルを調整するよう
に電力調整を行うことができ、更に、バックアップ電源
、例えば、バッテリを設けて、入力電源が停電したとき
にそこから電力を引き出して出力電圧を供給することに
より、無停電電源として構成することもできる。更に、
本発明の装置は、入力(電源)及び出力(負荷)に対し
て共通の中性点を与える。
緒に接続された一対の整流器と、第2ノードに一緒に接
続された一対のキャパシタと、第3ノードに一緒に接続
された一対の制御可能なスイッチングデバイスとを備え
ており、これら対の整流器、キャパシタ及びスイッチン
グデバイスは直流バスラインによって並列に接続される
。これら3つのノードはコンバータの3つの端子として
働く。第1端子、即ちノードは、入力電源及び負荷の両
方に共通であり、第2ノード即ち端子は電源に接続され
、そして第3ノード即ち端子は負荷に接続される。第1
端子と第3端子との間に負荷が接続されそして第1端子
と第2端子との間に電源が接続された状態で、変換回路
は、入力のピーク・ピーク電圧から実質的に2倍のピー
ク・ピーク出力電圧を負荷に供給するように制御するこ
とができ、或いはもし所望ならば、ローパスフィルタを
接続して負荷への出力電圧をフィルタしそして実質的に
正弦波形を発生するようにした状態では、負荷に加えら
れる出力電圧を制御して、負荷にかかる電圧を実質的に
ゼロからピーク・ピーク入力電圧の実質的に2倍まで変
えるようにすることができる。効果的に電圧を倍にする
ためには、制御回路がターン・オン及びターン・オフ信
号を制御可能なスイッチに交互に且つ入力電圧と同相で
与え、充電されたキャパシタの1つにかかる電圧と入力
電圧が入力電力波形の半サイクル中に負荷に送られるよ
うにすると共に、充電された他方のキャパシタにかかる
電圧と逆極性の入力電圧が入力電圧波形の第2の半分の
間に負荷に加えられるようにする。負荷にまたがる出力
電圧の完全な倍電圧より低い電圧を得るために、スイッ
チングデバイスは、入力電圧波形の完全な半サイクルよ
り小さいデューティサイクル中にオンに切り換えられる
。例えば、スイッチングデバイスを切り換えるのにパル
ス巾変調を使用し、所望の効果的な交流電圧が負荷にか
かるようにする。このような動作を行うには2つのスイ
ッチングデバイスが必要とされるだけである。
バイスの対を接続する直流バスラインにまたがって直流
電力蓄積デバイスを設けることにより無停電電源の動作
まで更に拡張することができる。上記蓄積デバイスは、
受動的な整流器ではなくてスイッチ可能な整流器を用い
ることにより正常な入力電力状態の間に充電することの
できる大きな充電キャパシタである。受動的なデバイス
ではなくて能動的なデバイスを用いることにより、入力
電流を制御することができ、力率1を得ることができ、
そしてキャパシタをバッテリに代える場合にはバッテリ
の充電を制御することができる。キャパシタは、入力電
力が瞬間的に失われる間に負荷にまたがる電圧を維持で
きるに充分な出力を発生する。入力電力が失われる間全
体にわたって連続的な出力電力を維持できるようにする
ために、蓄電池のような長時間の蓄積デバイスを直流バ
スにまたがって接続し、正常の入力電力の間に充電する
ことができる。電力の出力中に、非中性入力ラインを変
換装置から切り離し、バッテリから負荷へ連続的な電力
を送ることができる。
イッチングデバイスしか必要としない特に簡単な回路構
造体を提供するもので、比較的簡単な制御構成体を用い
て、負荷へ交流出力電力を供給すると共に、その電力の
電圧レベルを制御して電力レベルを調整するか又は入力
電圧レベルの変化を補償することができるようにする。
添付図面を参照した以下の詳細な説明から明らかとなろ
う。
が20で一般的に示されており、この装置は、電源21
から交流(AC)電圧を受けて負荷22に交流電力を供
給するように接続されている。この装置20は、図1に
24で一般的に示された変換回路を備えており、これは
図1にI、II及びIIIと示された3つの端子を有し
ている。図1に示すように、電源21は端子IとIIと
の間に接続されそして負荷は端子IとIIIとの間に接
続される。中性ライン26は端子Iを電源21に接続し
、中性ライン41は端子Iを負荷22に接続する。変換
回路24は、端子IとIIとの間で交流入力電圧を受け
そして電源によって送られる電圧とは異なる電圧レベル
であるが本質的に同じ周波数の交流出力電圧を端子Iと
IIIとの間に供給する。変換回路24の動作は、ライ
ン29を経て変換回路24に制御信号を供給する制御器
28によって制御される。説明上、制御器28は、変換
回路への入力電圧を感知するように端子IとIIとの間
に接続されたライン30と、出力電圧を感知するように
出力端子IとIIIとの間に接続されたライン31と、
負荷22へと流れる電流IL を感知するのに用いる変
流器34に接続されたライン33とを有するものとして
示されている。
2へ出力電圧を供給するように制御器28によって制御
することができ、この出力電圧は、ピーク・ピーク電源
電圧VS の2倍であるか、或いはそれより低いある電
圧で、所望レベルに選択できると共に電源電圧の値又は
負荷電流が変化してもそのレベルを維持するように調整
することのできる電圧である。負荷に対して調整可能な
電圧動作を得るために、ローパスフィルタ回路が設けら
れるのが好ましく、このフィルタ回路は、端子IとII
Iとの間に接続されたキャパシタ36と、端子IとII
Iとの間で負荷に直列に接続されたインダクタ37とで
構成され、キャパシタ36及びインダクタ37はどちら
も図1に点線で示されている。このLCフィルタは、変
換回路24から送られる変調された電圧をフィルタする
ように働く。更に、ライン40によって変換回路24に
接続されたオプションのエネルギ蓄積デバイス39は、
電源21から送られる電源電圧VS に瞬間的な遮断が
生じる間に負荷に送られる出力電圧を維持するために変
換回路に一時的に電力を与えることができる。エネルギ
蓄積デバイス39は大きなエネルギ蓄積キャパシタの形
態をとることができ、これは、正常動作中は充電状態に
維持されそして短時間の遮断中に変換回路に向かって放
電することができる。或いは又、エネルギ蓄積デバイス
は、長時間の直流電力を変換回路に与えるバッテリであ
ってもよい。本発明によれば、変換回路24は、受動部
品及び電子スイッチしか使用しておらず、負荷に送られ
る電力の調整もしくは負荷に送られる電圧レベルの調整
に変圧器を必要としない。しかしながら、分離が所望さ
れる場合には、変圧器を用いることができる。
する本発明の電源装置が図2に示されている。説明上、
電源から変換回路へ電圧Vi を送る入力ライン26及
び27と、変換回路を負荷に接続する出力ライン41及
び42には、図1と同じ参照番号が与えられている。中
性の入力ライン26は、図2に端子又はノードIとして
示された第1ノードに接続され、このノードは、一対の
整流器(即ち、半導体ダイオード)48及び49を接合
するもので、これら整流器48及び49は同じ方向に導
通するように互いに接続されており、即ち、整流器48
はノードから離れる方向に導通するように接続されそし
て整流器49はノードに向かって導通するように接続さ
れる。他の入力ライン27は、一対のキャパシタ50及
び51を接合する第2のノード即ち端子IIに接続され
る。第3ノード即ち端子IIIは、図2にダイオード5
5及び56が各々並列に接続されたバイポーラトランジ
スタ53及び54として示された一対のスイッチングデ
バイスを接合する。これらのスイッチングデバイスは同
じ方向に導通するように接続されている。整流器即ちダ
イオード48及び49の対、キャパシタ50及び51の
対、そしてスイッチングデバイス53及び54の対は、
直流バスライン58及び59によって互いに並列に接続
される。これらのラインは、それにかかる電圧が単一極
性であることから直流バスラインと称するが、ラインに
かかる実際の電圧は時間と共に変化することを理解され
たい。負荷22は、入力ライン42の1つによってノー
ドIIIに接続されそしてライン41によって共通ノー
ドIに接続される。負荷にまたがる電圧は、ノードI及
びIIIにかかる電圧で、Vo と示されている。電源
から中性ノードIへ送られる電流は、Ii と示されて
いる。キャパシタ50にまたがる電圧はVc1で示され
ており、キャパシタ51にまたがる電圧はVC2で示さ
れている。
ている。この回路は次のように働く。Vi がその波形
の正の半分にある場合には、キャパシタ50にかかる電
圧Vc1は、キャパシタ50が充電されるときに入力電
圧のピークに達する。例えば、入力電圧が115ボルト
RMSである場合には、キャパシタ50の電圧Vc1の
ピーク電荷が約162ボルトである。入力電圧Vi の
波形の正に向かう部分の間に、スイッチ54がオンにな
り、即ちその導通状態になる。従って、入力電圧(正に
向かう)及びキャパシタ51にかかる電圧VC2(この
時点では負である)は、負荷に直列に加えられる。この
半サイクルの間に、負荷回路にもよるが、キャパシタ5
1が放電するにつれて電圧VC2が若干減少する。電圧
VC2が負荷22に向かって放電されている間に、キャ
パシタ50が電源電圧で充電されるにつれて、それにま
たがる電圧Vc1が確立される。入力電圧Vi が負に
なったときの半サイクル中にも同様のサイクルが繰り返
され、このときは、電圧Vc1が放電され、その間に入
力電圧と直列に負荷に電圧が送られる。電圧VC2は、
キャパシタ51が充電するにつれて−Vp (ピーク電
源電圧)の電圧レベルまで増加する。電圧Vi 、Vc
1、VC2及びVo そして入力電流Ii の波形がこ
の回路に対し図3に入力波形角θの関数として示されて
いる。半波時間スパンT1 は、スイッチ53が導通し
そしてスイッチ54がオフとなる時間周期であり、そし
て時間スパンT2 は、スイッチ54がオンとなりそし
てスイッチ53がオフにされる半波時間周期である。
ートターン・オン/ターン・オフ型のデバイスであり、
バイポーラトランジスタ(これを保護するために図2に
示すように並列なダイオードをもつのが好ましい)と、
種々の形式の他のゲートターン・オフデバイス、例えば
、FETやゲートターン・オフサイリスタ、等を含む。
電圧の一部分を与えるのに入力電圧自体を使用するもの
である。図2の回路は、電源が端子IとIIとの間に接
続されそして負荷が端子IIとIIIとの間に接続され
る従来のインバータ回路と対照的である。このような接
続では、いかなる周波数も負荷に加えることができる。 しかしながら、出力電圧は入力電圧より低く制限される
。
御器は、電圧Vi が正であるときの半サイクル中にス
イッチ54をオンにしそして電圧Vi が負であるとき
にオフにし、一方、電圧Vi が負であるときの第2の
半サイクル中にスイッチ53をターン・オンしそして電
圧Vi が正であるときにターン・オフするように実施
することができる。このスイッチング構成においては、
導通している整流器48又は49に直流バスラインによ
って接続されたスイッチングデバイス53又は54がタ
ーン・オフされ、そして非導通の整流器に接続されたス
イッチングデバイスがターン・オンされる。2つの導通
周期間にはある程度のデッドタイムがあるのが好ましい
。制御のための簡単なやり方は、図4に示すような小さ
な制御変圧器60を使用することであり、この変圧器の
一次側61には入力電圧Vi が接続され、そして2つ
の二次側回路63及び64が各々スイッチングデバイス
53及び54の制御ゲート(即ち、ベース)に接続され
る。二次側回路63及び64は、互いに逆の電圧極性を
もつように極性定めされる。
を有している。まず、第1に、入力電源及び負荷の両方
に対し共通の中性点が維持される。出力のピーク電圧は
、(115V RMS入力に対し)230√2ボルト
(約325ボルト)以下であり、これは230ボルト系
の通常の電圧範囲である。従って、倍電圧回路は、電子
負荷と、モータ及びヒータとの両方に使用することがで
きる。これは、非常に簡単であり、部品点数も僅かであ
る。負荷電流が増加すると、出力電圧は低下する。これ
は、過負荷に対してある程度の保護を与える。更に保護
が必要とされる場合には、電流制限機能を回路に含ませ
ることができる。簡単なやり方は、過電流が送られたと
きにスイッチ53及び54の両方をオフにすることであ
る。
れは出力ライン42に変流器70を用いている。この変
流器70の二次側の出力電圧は整流ブリッジ71によっ
て整流され、その整流された出力電圧は出力ライン72
及び73に通される。変圧器60の一次側61間にはト
ライアック75が接続されており、そのゲート入力は入
力ライン73に接続されている。過電流が変流器70に
よって検出されると、トライアック75がオンになり、
両スイッチングデバイス53及び54のベースへ流れる
電流を遮断する。トライアックは、次のゼロ電圧交差に
おいてオフになり、従って、スイッチ53及び54も通
常の仕方でオンになる。
ス53及び54がパルス巾変調(PWM)制御のもとで
作動される場合に負荷に送られる電力を調整するように
動作することができる。スイッチングデバイス53及び
54のこのような制御を用いると、回路は、ゼロと入力
電圧の2倍との間の本質的に全ての電圧において負荷2
2に出力電圧を与えることができる。電力変換回路24
は、図6には、負荷22に対してこのような電力調整機
能を発揮する構成で示されており、負荷22に直列のイ
ンダクタ37及び負荷22に並列なキャパシタ36より
成るローパスフィルタが追加されている。図6において
は、スイッチングデバイス53及び54は、図2及び図
4ないし5においてスイッチングデバイスとして示され
たバイポーラトランジスタではなくて、電界効果トラン
ジスタ(FET)として示されているが、スイッチング
デバイスの機能は全く同じである。本発明では、適当な
制御可能なターン・オン/ターン・オフスイッチング部
品(例えば、MOSFET、IGBT、BJT、等)を
使用することができる。このようなデバイスは、これま
でゲートを有するとして述べられていたものかどうかの
説明を簡略化するため、ここでは、“ゲートターン・オ
ン”デバイス又は“ゲート制御”デバイスと称する。唯
一必要なことは、これらデバイスがターン・オン及びタ
ーン・オフするように制御できねばならないことである
。
イン調整器を形成するに必要なブースト特性を実現する
ものである。又、この回路は、負荷に対して共通の中性
接続を維持し、ライン41はノード1において電源から
延びる中性ライン26に接続される。図6の回路の動作
は倍電圧回路の動作と同様であるが、パルス巾変調方式
で動作される。電源電圧Vi が正になると、スイッチ
54がオンになり、負の最大電圧−(Vc2+Vip)
を端子I及びII間に加える。但し、Vipは入力電圧
Vi のピーク電圧レベルである。この電圧は、負荷2
2と、インダクタ37及びキャパシタ36より成るLC
フィルタとの組み合わせ体に加えられる。スイッチ54
がオフでありそしてスイッチ53がオンであるときには
、負荷22と、インダクタ37及びキャパシタ32より
成るLCフィルタとの組み合せ体に、VC1+Vipに
等しい電圧が加えられる。ダイオード48が導通すると
きには、キャパシタ50にかかる電圧VC1がVi に
等しく、スイッチ53が導通するときに端子I及びII
Iにかかる電圧はゼロである。同様に、ダイオード49
が導通するときには、キャパシタ51にかかる電圧Vc
2がVi に等しく、Vipに到達する。従って、スイ
ッチ53及び54のデューティサイクル即ち導通周期を
変えることにより、負荷に流れる電流Io 又は負荷に
かかる電圧を制御することができる。パルス巾変調(P
WM)技術は公知である。 例えば、1990年6月にテキサス州サン・アントニオ
で開催されたパワー・エレクトロニックス・スペシャリ
スト・コンファレンス ’90におけるD.M.ディ
バン氏、T.A.リポ氏及びT.G.ハベツラー氏の“
電源インバータ用のPWM技術(PWM Techni
ques for Voltage Source I
nverters) ”と題するツトリアル・ノートを
参照されたい。
えられる。簡単な構成は、インバータの極、ノードII
Iに所望の基本的な電圧成分を発生する電圧レギュレー
タである。このような調整は、例えば、規則的にサンプ
リングするシグマ・デルタ変調器を用いて行うことがで
きる。調整を行う別の方法は、電圧VC1、Vc2、V
i に基づくデッド・ビート制御器を使用することであ
る。
レギュレータのブロック図である。この電圧レギュレー
タは、入力電圧Vi と、インバータ出力電圧Vo 、
即ち端子IIIとIとの間の電圧を使用する。入力電圧
Vi は、ライン85を経て、同期回路86及び利得補
償回路87より成る基準信号発生器へ送られる。同期回
路86は、良く知られた従来設計のものであり、例えば
、基本周波数を分離するように入力信号をフィルタする
か又は位相固定ループを用いることにより、同期した出
力信号を発生する。回路87は、同期回路86からの出
力信号に対して所望の利得補償を与えて、基準出力電圧
Vorをライン89に発生する。この基準電圧信号Vo
rは、正しい振幅を有し、比較的純粋な正弦波信号であ
り、そしてVi に存在するようなスパイクやノイズパ
ルスを含まない。ライン89上の同期した出力電圧Vo
rは、制御回路90に送られ、この制御回路は、もし所
望ならば、ライン91を経て生の入力信号Vi を受け
取ると共に、ライン93を経て出力電圧Voを受け取る
。制御回路は、基準信号Vorを正常な状態のもとでは
出力電圧Vo と比較し(又は入力信号から基準信号V
orを得ることができない場合には入力Vi と比較し
)、エラー出力信号をライン95に発生する。これらの
出力信号はパルス巾変調器96に送られ、該変調器は、
ライン97及び98を経、ゲートドライバ100及び1
01を経て、スイッチングデバイス53及び54のゲー
トライン各々81及び82にゲート出力信号を発生する
。
圧からの電圧フィードバックと、インダクタ電流及び出
力電流(又はキャパシタ電流)のフィードバックとを使
用して、変調器を制御するエラー信号を発生してもよい
。電流レギュレータの使用は、パルス巾変調インバータ
において、特に非リニアな負荷に感じないことが所望さ
れる場合に、非常に有用である。
としては、キャパシタ50及び51のキャパシタンスが
1000uFであり、フィルタキャパシタ36のキャパ
シタンスCf が1000uFであり、インダクタ37
のインダクタンスLf が100uhであり、サンプリ
ング周波数が100KHzであり、キャパシタは150
ボルトピークの定格を有し、そしてスイッチングデバイ
スは325ボルトの定格である。インダクタ37及びキ
ャパシタ36より成るローパスLCフィルタは、カット
オフ周波数が500Hzであり、PWM波形の高調波成
分をフィルタするのに加えてライン上のスパイク及び短
時間過渡状態に対する保護を与えることができる。この
ような回路は、たとえ入力電圧Vi が所望レベル(例
えば、115VRMS)よりも実質的に低下した(例え
ば、85V RMSまで)場合でも、負荷22にかか
る出力電圧をその所望レベルに維持することができる。 又、入力電圧が所望の出力電圧よりも高くなった場合に
も出力電圧を調整することができる。
の充電のインパクトを軽減するために、非中性の入力ラ
イン27に追加のラインインダクタンスを使用すること
ができる。キャパシタ50及び51は、各サイクル中に
深く放電できるように適度に小さくすることができる。 このようにすれば、キャパシタ50及び51の所要サイ
ズを減少し、ピークライン入力電流を最小にすることが
できる。
マ・デルタ変調構成体が図8に示されている。ライン9
3上の出力信号Vo は、加算接合点105において、
ライン89上の基準電圧Vorから差し引きされ、その
差が積分器106に与えられる。積分器106からの出
力は、バン・バン(bang−bang) リミッタ1
07へ送られ、その出力がサンプル・ホールド回路10
8へ送られる。 このサンプル・ホールド回路は、ライン109を経てサ
ンプリング周波数の信号を受け取り、ライン109上の
サンプリングパルスの時間にサンプル・ホールド回路1
08への入力に等しい出力信号を各サンプリングパルス
間にライン110に与える。この出力信号は、次のサン
プリングパルスまで保持される。ライン110上の出力
信号は、ゲートドライブ回路100へ通じているライン
97を経て送られて、スイッチングデバイス53のゲー
トライン81を駆動する。ライン110の信号は、ライ
ン112を経てインバータ113にも送られ、該インバ
ータは、スイッチングデバイス54のゲートライン82
に接続されたゲートドライブ101に通じているライン
98に反転した出力信号を供給する。従って、スイッチ
ングデバイス53及び54は、互いに相補的にスイッチ
するように制御される。
においては、サンプル・ホールド回路108に送られる
サンプリング周波数が30KHzであった。フィルタキ
ャパシタ36の値はCf =75uFであり、キャパシ
タ50及び51の値は、各々、470uFであった。こ
の回路は、バック及びブーストオペレーションで動作す
ることができる。例えば、図9に示された波形は、ブー
ストオペレーションで得られたものであり、波形120
は、中性ノードIに対して入力電圧Vi を示すもので
あり、波形122は、中性ノードIに対して出力信号V
o のパルス巾変調された波形を示すものであり、そし
て波形123は、差電圧Vo −Vi 、即ちパルス巾
変調波形を示している。波形122のパルス巾変調包絡
線内には、電圧VL の出力電圧波形124があり、こ
れは負荷22に印加される。
力を供給して回路を無停電電源システム(UPS)とし
て使用できるように拡張することができる。本発明の電
力変換装置は、バック及びブーストの両オペレーション
に対し変圧器を必要としないオンラインUPSシステム
として構成することができる。
スルー特徴を有するUPS回路として構成された本発明
の電力変換装置が図10に示されている。この回路は、
図6の電力調整器について上記したものと基本的に同じ
であるが、追加のゲートターン・オン/ターン・オフ制
御スイッチングデバイス130及び131が各々ダイオ
ード48及び49のまわりに接続されている。ゲート制
御ライン135によって制御される付加的なスタティッ
クバイパススイッチ134(例えば、トライアック)と
、小さな負荷インダクタ136(入力ラインの電流波形
を改善するための)とが電源と端子IIとの間でライン
27に接続されている。同じ目的で図2及び6の回路に
おいて同様に小さなインダクタを入力ライン27に接続
できることに注意されたい。説明上、スイッチングデバ
イス130とダイオード48の組み合せ、及びスイッチ
ングデバイス131とダイオード49の組み合せは、整
流装置とみなす。これらの整流装置がダイオードとして
のみ機能する場合には、スイッチ53及び54が半ブリ
ッジを形成するので、全供給電圧の半分未満の電圧しか
得られない。しかしながら、追加のスイッチ130及び
131を使用することにより、全ブリッジ回路が得られ
る。従って、115ボルトRMSの入力電圧Vi につ
いては、直流バス電圧、即ちライン58及び59に接続
する直流バスラインにかかる電圧が約350ボルト直流
まで充電できる。全波ブリッジで110ボルトの出力を
与えるためには、直流バスが165ボルトより大きけれ
ばよい。従って、約350ボルトDCから165ボルト
DCまでのバス電圧から出力電圧調整を維持することが
できる。
のである場合には、これらキャパシタに充分なエネルギ
が蓄積され、短時間のライドスルー機能が与えられる。 好ましい別の実施例では、直流電圧しか維持されないた
めに電解コンデンサである大きなキャパシタ140がス
イッチングデンバイス53及び54に並列に直流バスラ
イン58及び59にまたがって接続される。必要に応じ
てキャパシタ140を自由に放電できるようにしながら
その充電率を制御するために、並列接続されたインダク
タ141(或いは又、小さな抵抗)とダイオード142
が直流バスライン58及び59にまたがってキャパシタ
140と直列に接続される。ライン58及び59からの
充電電流は、低い限定された割合でキャパシタ140に
流れる。しかしながら、電源電圧Vi が落ちると、ス
タティックバイパススイッチ134がオフとなり、電力
変換回路を電源から分離し、電力はキャパシタ140が
放電するまでこのキャパシタから供給される。相対的な
比較のために、キャパシタ140のキャパシタンスが1
000uFである場合には、1キロワット(KW)の放
電率により90ミリ秒のライドスルー容量が得られる。 キャパシタ140のキャパシタンスを10,000uF
に増加すると、ほぼ1秒のライドスルーが得られ、これ
は瞬間的な電源ラインの停電を取り扱わねばならないほ
とんどの場合に充分なものである。図10の回路は、素
子140、141及び142なしでライドスルー機能を
発揮することができる。しかしながら、そのためには、
キャパシタ50及び51が比較的大きなものでなければ
ならない。
が設けられるので、この回路の顕著な制御を行うことが
できる。スイッチングデバイス53、54、130及び
131の切り換えを用いて、入力電流及び負荷電流の両
方を制御することができる。又、このような制御は間接
的に直流バス電圧の制御も与える。その結果、この回路
は、出力電流及び電圧、入力電流、直流バス電圧を完全
に制御できると共に、直流バス電圧の動作範囲が広いこ
とにより自動的なライドスルー機能を与えることができ
る。図11の回路は、キャパシタ140をバッテリに取
り換えることによりその両方がエネルギ蓄積装置として
働くので真のUPSとして機能することができる。図1
1の回路では、バッテリ電圧は直流バスラインのピーク
・ピーク電圧、例えば、350ボルトの大きさでなけれ
ばならない。
た本発明の電力変換装置が図11に示されている。図1
1の回路は図10の回路と同様であるが、大きな相違点
は、キャパシタ140がバッテリ146に取り換えられ
てこれが直流バスライン58及び59にまたがって接続
されていることである。バッテリ146に供給されそし
てそこから送り出される電力を制御するために、ゲート
制御スイッチングデバイス149及び並列接続ダイオー
ド150が小さなインダクタ151と共にバッテリに直
列に接続される。バッテリを通る電流の逆流を防止する
ためにダイオード152がバッテリ146とインダクタ
151との間に接続されている。図11の回路は、ブー
ストオペレーション及びバックオペレーションを達成す
ることができ、即ち入力電圧より高い出力電圧を得るこ
とができると共に、入力電圧より低い電圧を得ることが
できる。図11の回路は、低周波数変圧器をもたずにU
PSの用途に使用することができ、UPSシステムのコ
ストを低減化することができる。350ないし165ボ
ルトDCの直流供給電圧及び115ボルトRMSの交流
用途に対して連続的な動作を行うことができ、受動的な
ライドスルーオプションを得ることができるようにされ
た。
バイスは、入力電圧のピーク電圧の2倍を取り扱うこと
が要求され、キャパシタ50及び51は比較的大きな電
流定格を有していなければならない。しかしながら、キ
ャパシタ50及び51は充分小さくすることができ、従
って、半サイクル中にほぼ完全に放電することができる
。これらの回路は、更に、出力調整能力に優れ、入力電
流を制御できそして共通の中性接続を設けられるという
効果を奏する。図10及び11の回路に対する例示的な
供給電圧Vi 及びライン電流Ii の波形が図12に
示されている。これら回路は入力電流を完全に制御する
ことができ、従って、力率1の正弦波入力電流を得るこ
とができる。
テリを使用できると共に、直流バスの深い放電能力を得
ることができる。スイッチ149、インダクタ151及
びダイオード152は、バッテリ146を充電するのに
使用できるバックチョッパを形成し、ここではこれを通
常の直流バス値の半分(例えば、165ボルト)に維持
することができる。電源電圧Vi が失われるような停
電の際には、ライン58及び59にかかる直流バス電圧
が放電するので、ダイオード146が順方向にバイアス
されそしてバッテリ146が負荷に電力を供給する。他
の全ての制御機能は、キャパシタ140がバッテリに代
わっただけで図11の回路と同様である。図11の回路
は小型のバッテリを使用することができ、バッテリのサ
イクリングの量を低減すると共に、最適なバッテリ充電
性能をもたらす。
本発明はこれらに限定されるものではなく、本発明の範
囲内で種々の変更が考えられることが明らかであろう。
本発明の変換装置のブロック図である。
明の変換装置の回路図である。
に示す図である。
である。
に示す図である。
た本発明の変換装置の回路図である。
めに図6の回路におけるスイッチングデバイスの切り換
えを制御する制御器のブロック図である。
器のブロック図である。
ある。
て無停電電源となるような構成にされた本発明の変換装
置の回路図である。
無停電電源となるような構成にされた本発明の変換装置
の回路図である。
ライン電流波形を例示的に示すグラフである。
ダイオード 58、59 直流バスライン
Claims (30)
- 【請求項1】 1つの周波数及び電圧レベルの交流電
源からの電力を変換して負荷へ電力を供給するための単
相交流電力変換装置において、(a)第1ノードに一緒
に接続された一対の整流器であって、その一方は上記ノ
ードに向かって導通するように接続されそしてその他方
はノードから離れる方向に導通するように接続されてい
る整流器と、(b)第2ノードに一緒に接続された一対
のキャパシタと、(c)第3ノードに一緒に接続された
一対の制御可能なターン・オフ/ターン・オンスイッチ
ングデバイスと、(d)上記一対の整流器、キャパシタ
及びスイッチングデバイスを並列に接続する一対の直流
バスラインと、(e)交流電源が上記第1ノードと第2
ノードとの間に交流電圧を供給するように接続されたと
きに、上記第3ノードと第1ノードとの間の出力電圧が
上記電源電圧と同じ周波数であるが上記電源によって送
られる入力電圧とは異なるものとなるように上記スイッ
チングデバイスの切り換えを制御するための制御手段と
を具備することを特徴とする単相交流電力変換装置。 - 【請求項2】 上記スイッチングデバイスを制御する
手段は、上記電源からの電圧波形の第1の半分の間に導
通しない整流器に接続された上記スイッチングデバイス
の第1のものをオンにし、上記電源からの電圧波形の第
1の半分の間に上記スイッチングデバイスの第2のもの
をオフにし、そして上記入力電圧波形の第2の半分の間
に上記第1のスイッチングデバイスをオフにすると共に
第2のスイッチングデバイスをオンにし、負荷に加えら
れるピーク・ピーク電圧が上記電源からのピーク・ピー
ク入力電圧のほぼ2倍になるようにする請求項1に記載
の装置。 - 【請求項3】 上記制御手段は、上記電源からの電圧
を一次側で受け取るように接続された変圧器であって、
2つの互いに逆極性の二次回路も有しているような変圧
器を備え、各々の二次回路は、スイッチングデバイスの
1つを制御するためにその出力を供給するよう接続され
ていて、上記電源電圧の入力波形の各半サイクル中にス
イッチングデバイスの一方がオンになりそして他方がオ
フになるようにする請求項2に記載の装置。 - 【請求項4】 負荷へ送られる電流を感知して、負荷
へ送られる電流がある選択された値を越えるときに負荷
への電力を遮断するようにスイッチングデバイスの切り
換えを停止するための過電流保護手段を更に備えた請求
項3に記載の装置。 - 【請求項5】 上記過電流保護手段は、上記変圧器の
一次にまたがって接続されたゲート制御のスタティック
スイッチと、負荷に通じている出力ラインの電流を感知
して変圧器の電流レベルが選択された最大電流を越えた
ときに上記スタティックスイッチのゲートへターン・オ
ン信号を供給するように接続された変流器・整流器とを
備えている請求項4に記載の装置。 - 【請求項6】 上記スイッチングデバイスは、ベース
に送られる制御信号によって制御されるバイポーラトラ
ンジスタである請求項1に記載の装置。 - 【請求項7】 上記スイッチングデバイスは、ゲート
に送られる制御信号によって制御される電界効果トラン
ジスタである請求項1に記載の装置。 - 【請求項8】 1つの周波数及び電圧レベルの交流電
源からの電力を変換してその同じ周波数及び制御可能な
電圧レベルで負荷に電力を供給するための単相交流電力
変換装置において、(a)第1ノードに一緒に接続され
た一対の整流器であって、その一方は上記ノードに向か
って導通するように接続されそしてその他方はノードか
ら離れる方向に導通するように接続されている整流器と
、(b)第2ノードに一緒に接続された一対のキャパシ
タと、(c)第3ノードに一緒に接続された一対の制御
可能なターン・オフ/ターン・オンスイッチングデバイ
スと、(d)上記一対の整流器、キャパシタ及びスイッ
チングデバイスを並列に接続する一対の直流バスライン
であって、交流電源からの電圧を第1ノードと第2ノー
ドとの間に供給しそして出力電圧を第1ノードと第3ノ
ードとの間に供給するようにされた直流バスラインと、
(e)上記第1ノードと第3ノードとの間に接続されて
いて、出力電圧をローパスフィルタするためのフィルタ
と、(f)交流電源が上記第1ノードと第2ノードとの
間に交流電圧を供給するように接続されたときに、上記
第3ノードと第1ノードとの間で負荷に与えられるフィ
ルタされた出力電圧が、実質的にゼロと、上記電源電圧
と同じ周波数であるが上記交流電源からのピーク・ピー
ク入力電圧の実質的に2倍の電圧との間のレベルに制御
されるように上記スイッチングデバイスの切り換えを制
御するための制御手段とを具備することを特徴とする単
相交流電力変換装置。 - 【請求項9】 負荷へ送られる電流を感知して、負荷
へ送られる電流がある選択された値を越えるときに負荷
への電力を遮断するようにスイッチングデバイスの切り
換えを停止するための過電流保護手段を更に備えた請求
項8に記載の装置。 - 【請求項10】 上記スイッチングデバイスは、ベー
スに送られる制御信号によって制御されるバイポーラト
ランジスタである請求項8に記載の装置。 - 【請求項11】 上記スイッチングデバイスは、ゲー
トに送られる制御信号によって制御される電界効果トラ
ンジスタである請求項8に記載の装置。 - 【請求項12】 上記フィルタは、負荷に並列なキャ
パシタと、負荷に直列なインダクタより成るもので、ロ
ーパスフィルタを構成する請求項8に記載の装置。 - 【請求項13】 上記制御手段は、負荷に送られる電
圧レベルを制御するようにパルス巾変調式にスイッチン
グデバイスをオン及びオフに切り換える請求項8に記載
の装置。 - 【請求項14】 上記制御手段は、負荷に送られる出
力電圧を基準電圧と比較して基準電圧に対して出力電圧
を調整するようにパルス巾変調式にスイッチングデバイ
スの切り換えを制御するための手段を備えている請求項
13に記載の装置。 - 【請求項15】 上記制御手段は、スイッチングデバ
イスを制御するパルス巾変調を与えるシグマ・デルタ変
調器を備えている請求項14に記載の装置。 - 【請求項16】 1つの周波数及び電圧レベルの交流
電源からの電力を変換して負荷に電力を供給するための
単相無停電交流電力変換装置において、(a)第1ノー
ドに一緒に接続された一対の整流器であって、その一方
は上記ノードに向かって導通するように接続されそして
その他方はノードから離れる方向に導通するように接続
されている整流器と、(b)第2ノードに一緒に接続さ
れた一対のキャパシタと、(c)第3ノードに一緒に接
続された一対の制御可能なターン・オフ/ターン・オン
スイッチングデバイスと、(d)上記一対の整流器、キ
ャパシタ及びスイッチングデバイスを並列に接続する一
対の直流バスラインであって、交流電源からの電圧を第
1ノードと第2ノードとの間に供給しそして出力電圧を
第1ノードと第3ノードとの間に供給するようにされた
直流バスラインと、(e)上記第1ノードと第3ノード
との間で負荷に送られる出力電圧をローパスフィルタす
るように接続されたフィルタと、(f)上記直流バスラ
インにまたがって接続された直流エネルギ蓄積デバイス
と、(g)交流電源が上記第1ノードと第2ノードとの
間に所望の電圧レベルの交流電圧を供給するように接続
されたときに、上記第3ノードと第1ノードとの間の出
力電圧が、実質的にゼロと、上記電源電圧と同じ周波数
であるが上記電源からのピーク・ピーク入力電圧の実質
的に2倍の電圧との間の所望のレベルになるように上記
スイッチングデバイスの切り換えを制御すると共に、上
記電源からの交流電力がフェイスしたときに上記エネル
ギ蓄積デバイスから送られる直流電圧をインバーティン
グして負荷に交流電圧を与えるようにする手段とを具備
することを特徴とする単相無停電交流電力変換装置。 - 【請求項17】 負荷へ送られる電流を感知して、負
荷へ送られる電流がある選択された値を越えるときに負
荷への電力を遮断するようにスイッチングデバイスの切
り換えを停止するための過電流保護手段を更に備えた請
求項16に記載の装置。 - 【請求項18】 上記スイッチングデバイスは、ベー
スに送られる制御信号によって制御されるバイポーラト
ランジスタである請求項16に記載の装置。 - 【請求項19】 上記スイッチングデバイスは、ゲー
トに送られる制御信号によって制御される電界効果トラ
ンジスタである請求項16に記載の装置。 - 【請求項20】 上記フィルタは、負荷に並列なキャ
パシタと、負荷に直列なインダクタより成るもので、ロ
ーパスフィルタを構成する請求項16に記載の装置。 - 【請求項21】 上記制御手段は、負荷に送られる電
圧レベルを制御するようにパルス巾変調式にスイッチン
グデバイスをオン及びオフに切り換える請求項16に記
載の装置。 - 【請求項22】 上記制御手段は、負荷に送られる出
力電圧を基準電圧と比較してその基準電圧に対して出力
電圧を調整するようにパルス巾変調式にスイッチングデ
バイスの切り換えを制御するための手段を備えている請
求項21に記載の装置。 - 【請求項23】 上記制御手段は、スイッチングデバ
イスを制御するパルス巾変調を与えるシグマ・デルタ変
調器を備えている請求項22に記載の装置。 - 【請求項24】 上記エネルギ蓄積デバイスはキャパ
シタである請求項16に記載の装置。 - 【請求項25】 各々の整流器と並列にゲートターン
・オフ/ターン・オンスイッチングデバイスを備え、こ
れはターン・オンされてエネルギ蓄積キャパシタを充電
するように制御することができる請求項16に記載の装
置。 - 【請求項26】 上記エネルギ蓄積装置はバッテリで
ある請求項16に記載の装置。 - 【請求項27】 上記交流電源から送られる電力で上
記バッテリを充電する手段を備えた請求項26に記載の
装置。 - 【請求項28】 上記充電手段は、各々の整流器と並
列な制御可能なターン・オン/ターン・オフスイッチン
グデバイスを備えており、このデバイスは、上記交流電
源が正常に動作する間には交流電源から送られる電力で
バッテリを充電すると共に、上記電源からの電力がフェ
イルするときにはバッテリから負荷へ全波ブリッジ反転
された電力を与えるように制御することができる請求項
27に記載の装置。 - 【請求項29】 上記電源と、その電源が接続された
ノードの1つとの間のラインに接続されたゲート制御の
スタティックバイパススイッチを備え、このスイッチは
、電源がフェイルしたときにノードから電源を切断する
ようにオフにすることができる請求項28に記載の装置
。 - 【請求項30】 スタティックスイッチ及びこれに並
列に接続されたダイオードがバッテリと直流バスライン
の1つとの間に接続されていて、充電中にバッテリに送
られる電力を制御できるようになった請求項29に記載
の装置。
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---|---|---|---|
US07/611961 | 1990-11-13 | ||
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