JPH04289782A - 単相交流電力変換装置 - Google Patents

単相交流電力変換装置

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JPH04289782A JP3295705A JP29570591A JPH04289782A JP H04289782 A JPH04289782 A JP H04289782A JP 3295705 A JP3295705 A JP 3295705A JP 29570591 A JP29570591 A JP 29570591A JP H04289782 A JPH04289782 A JP H04289782A
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、一般に、電源の分野に
係り、より詳細には、スタティック電力コンバータを用
いた電源に係る。
【０００２】
【従来の技術】１つの電圧又は周波数の電力を別の電圧
又は周波数に変換するために種々の回路が開発されてい
る。例えば、交流（ＡＣ）電力を別の周波数に変換する
（ＡＣ／ＡＣ電力変換）一般的なソリッドステート回路
構造体は、入力交流電圧を直流リンク上の直流電圧に変
換する整流ブリッジと、直流電圧を所望の周波数の交流
電力に反転するソリッドステートインバータとを備えて
いる。出力電圧レベルを入力電圧とは異なったレベルに
変換するための簡単な方法は、入力側又は出力側にステ
ップ・アップ又はステップ・ダウン変圧器を設けること
である。しかしながら、これらの変圧器は比較的大きく
、重量があり、しかも高価である。特に、電源回路が入
力電圧の変化に関わりなく出力電圧を所望レベルに維持
できるように（或いは逆に、一定の入力電圧において出
力電圧を所望のレベルに調整できるように）意図された
ものである場合には、もっと複雑な変圧器構造が要求さ
れる。例えば、ある電力調整回路はタップ変更の変圧器
を使用しており、この場合、一次側は多数の個別のタッ
プを備えており、これらはスタティックなスイッチによ
って入力端子に接続され、制御回路が出力電圧を監視し
て入力側の適当なスタティックスイッチを切り換え、ほ
ぼ所望の電圧を出力側に維持するようにする。しかしな
がら、このタップ変更構成は、サイリスタのような多数
のスイッチを必要とし、出力電圧をおおまかに制御する
ことしかできない。更に、負荷にかかる電圧の歪を充分
に制御することはできない。
【０００３】別の形式のライン調整構造体は鉄共振変圧
器を用いており、入力電圧の短時間変化を受動的に補償
する回路に変圧器自体が接続される。鉄共振変圧器は広
く使用されており、入力電圧のマイナス２０％ないしプ
ラス１０％の変化に対し出力側に典型的にプラス・マイ
ナス４％の適度な電圧調整を与える。しかしながら、出
力の歪が負荷入力の高調波を感知してしまい、引き出さ
れる入力電力が不所望な力率及び歪レベルをもつことが
ある。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】タップ変更の変圧器及
び鉄共振の変圧器は、どちらも、低周波数の変圧器が存
在して全定格電力を取り扱えねばならないことにより制
約が生じる。例えば、１キロボルトアンペア（ＫＶＡ）
のライン調整器の場合、変圧器自体の重量が３０ないし
４０ポンドを越えることになり、電力調整装置を収容す
るキャビネットのサイズを決める主たる要素となる。
【０００５】ウメズ氏の米国特許第４，６５６，５７１
号では、倍電圧器を用いて、得られる交流出力電圧が増
加される。しかしながら、このような回路は、一般に、
入力交流電圧を直流バス上の直流電圧レベルに完全に変
換し、次いで、全波ブリッジを用いて交流電力に反転し
、例えば、上記ウメズ氏の特許に開示されたように、４
つのスイッチングデバイスを用いて単相出力電圧を発生
しそして６つのスイッチングデバイスを用いて三相出力
を発生することを必要とする。
【０００６】スタティック電力コンバータは無停電電源
システム（ＵＰＳ）にも一般に使用されており、このよ
うなシステムでは、コンバータが正常の動作中に交流電
源から負荷へ電力を供給するように働き、ライン電源の
停電中には直流バスラインにまたがって接続された蓄積
装置（例えば、バッテリ）から電力を供給するように切
り換わる。２つのインバータスイッチのみでＵＰＳ動作
を与える簡単なスイッチングコンバータがベルマン氏の
英国特許出願ＧＢ２，１１１，３２６Ａに開示されてい
る。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明による電力変換装
置は、変圧器を伴うことなく且つ最小限のソリッドステ
ートスイッチングデバイスだけで、１つの電圧レベルの
交流電源電圧を異なった電圧レベルの出力交流電圧に変
換することができる。交流入力電力は、これを中間の直
流電圧レベルに全波ブリッジ変換することなく、その同
じ周波数の交流出力電流に変換される。本発明の装置は
、例えば、倍電圧装置として実施することができ、入力
電圧レベルが変化しても出力電圧レベルを調整するよう
に電力調整を行うことができ、更に、バックアップ電源
、例えば、バッテリを設けて、入力電源が停電したとき
にそこから電力を引き出して出力電圧を供給することに
より、無停電電源として構成することもできる。更に、
本発明の装置は、入力（電源）及び出力（負荷）に対し
て共通の中性点を与える。
【０００８】本発明の基本的な回路は、第１ノードに一
緒に接続された一対の整流器と、第２ノードに一緒に接
続された一対のキャパシタと、第３ノードに一緒に接続
された一対の制御可能なスイッチングデバイスとを備え
ており、これら対の整流器、キャパシタ及びスイッチン
グデバイスは直流バスラインによって並列に接続される
。これら３つのノードはコンバータの３つの端子として
働く。第１端子、即ちノードは、入力電源及び負荷の両
方に共通であり、第２ノード即ち端子は電源に接続され
、そして第３ノード即ち端子は負荷に接続される。第１
端子と第３端子との間に負荷が接続されそして第１端子
と第２端子との間に電源が接続された状態で、変換回路
は、入力のピーク・ピーク電圧から実質的に２倍のピー
ク・ピーク出力電圧を負荷に供給するように制御するこ
とができ、或いはもし所望ならば、ローパスフィルタを
接続して負荷への出力電圧をフィルタしそして実質的に
正弦波形を発生するようにした状態では、負荷に加えら
れる出力電圧を制御して、負荷にかかる電圧を実質的に
ゼロからピーク・ピーク入力電圧の実質的に２倍まで変
えるようにすることができる。効果的に電圧を倍にする
ためには、制御回路がターン・オン及びターン・オフ信
号を制御可能なスイッチに交互に且つ入力電圧と同相で
与え、充電されたキャパシタの１つにかかる電圧と入力
電圧が入力電力波形の半サイクル中に負荷に送られるよ
うにすると共に、充電された他方のキャパシタにかかる
電圧と逆極性の入力電圧が入力電圧波形の第２の半分の
間に負荷に加えられるようにする。負荷にまたがる出力
電圧の完全な倍電圧より低い電圧を得るために、スイッ
チングデバイスは、入力電圧波形の完全な半サイクルよ
り小さいデューティサイクル中にオンに切り換えられる
。例えば、スイッチングデバイスを切り換えるのにパル
ス巾変調を使用し、所望の効果的な交流電圧が負荷にか
かるようにする。このような動作を行うには２つのスイ
ッチングデバイスが必要とされるだけである。
【０００９】本発明の電力変換装置は、スイッチングデ
バイスの対を接続する直流バスラインにまたがって直流
電力蓄積デバイスを設けることにより無停電電源の動作
まで更に拡張することができる。上記蓄積デバイスは、
受動的な整流器ではなくてスイッチ可能な整流器を用い
ることにより正常な入力電力状態の間に充電することの
できる大きな充電キャパシタである。受動的なデバイス
ではなくて能動的なデバイスを用いることにより、入力
電流を制御することができ、力率１を得ることができ、
そしてキャパシタをバッテリに代える場合にはバッテリ
の充電を制御することができる。キャパシタは、入力電
力が瞬間的に失われる間に負荷にまたがる電圧を維持で
きるに充分な出力を発生する。入力電力が失われる間全
体にわたって連続的な出力電力を維持できるようにする
ために、蓄電池のような長時間の蓄積デバイスを直流バ
スにまたがって接続し、正常の入力電力の間に充電する
ことができる。電力の出力中に、非中性入力ラインを変
換装置から切り離し、バッテリから負荷へ連続的な電力
を送ることができる。
【００１０】本発明の変換装置は、２つの制御可能なス
イッチングデバイスしか必要としない特に簡単な回路構
造体を提供するもので、比較的簡単な制御構成体を用い
て、負荷へ交流出力電力を供給すると共に、その電力の
電圧レベルを制御して電力レベルを調整するか又は入力
電圧レベルの変化を補償することができるようにする。
【００１１】本発明の更に別の目的、特徴及び効果は、
添付図面を参照した以下の詳細な説明から明らかとなろ
う。
【００１２】
【実施例】添付図面の図１には、本発明の電力変換装置
が２０で一般的に示されており、この装置は、電源２１
から交流（ＡＣ）電圧を受けて負荷２２に交流電力を供
給するように接続されている。この装置２０は、図１に
２４で一般的に示された変換回路を備えており、これは
図１にＩ、ＩＩ及びＩＩＩと示された３つの端子を有し
ている。図１に示すように、電源２１は端子ＩとＩＩと
の間に接続されそして負荷は端子ＩとＩＩＩとの間に接
続される。中性ライン２６は端子Ｉを電源２１に接続し
、中性ライン４１は端子Ｉを負荷２２に接続する。変換
回路２４は、端子ＩとＩＩとの間で交流入力電圧を受け
そして電源によって送られる電圧とは異なる電圧レベル
であるが本質的に同じ周波数の交流出力電圧を端子Ｉと
ＩＩＩとの間に供給する。変換回路２４の動作は、ライ
ン２９を経て変換回路２４に制御信号を供給する制御器
２８によって制御される。説明上、制御器２８は、変換
回路への入力電圧を感知するように端子ＩとＩＩとの間
に接続されたライン３０と、出力電圧を感知するように
出力端子ＩとＩＩＩとの間に接続されたライン３１と、
負荷２２へと流れる電流ＩＬ　を感知するのに用いる変
流器３４に接続されたライン３３とを有するものとして
示されている。
【００１３】本発明において、変換回路２４は、負荷２
２へ出力電圧を供給するように制御器２８によって制御
することができ、この出力電圧は、ピーク・ピーク電源
電圧ＶＳ　の２倍であるか、或いはそれより低いある電
圧で、所望レベルに選択できると共に電源電圧の値又は
負荷電流が変化してもそのレベルを維持するように調整
することのできる電圧である。負荷に対して調整可能な
電圧動作を得るために、ローパスフィルタ回路が設けら
れるのが好ましく、このフィルタ回路は、端子ＩとＩＩ
Ｉとの間に接続されたキャパシタ３６と、端子ＩとＩＩ
Ｉとの間で負荷に直列に接続されたインダクタ３７とで
構成され、キャパシタ３６及びインダクタ３７はどちら
も図１に点線で示されている。このＬＣフィルタは、変
換回路２４から送られる変調された電圧をフィルタする
ように働く。更に、ライン４０によって変換回路２４に
接続されたオプションのエネルギ蓄積デバイス３９は、
電源２１から送られる電源電圧ＶＳ　に瞬間的な遮断が
生じる間に負荷に送られる出力電圧を維持するために変
換回路に一時的に電力を与えることができる。エネルギ
蓄積デバイス３９は大きなエネルギ蓄積キャパシタの形
態をとることができ、これは、正常動作中は充電状態に
維持されそして短時間の遮断中に変換回路に向かって放
電することができる。或いは又、エネルギ蓄積デバイス
は、長時間の直流電力を変換回路に与えるバッテリであ
ってもよい。本発明によれば、変換回路２４は、受動部
品及び電子スイッチしか使用しておらず、負荷に送られ
る電力の調整もしくは負荷に送られる電圧レベルの調整
に変圧器を必要としない。しかしながら、分離が所望さ
れる場合には、変圧器を用いることができる。
【００１４】倍電圧装置として実施された変換回路を有
する本発明の電源装置が図２に示されている。説明上、
電源から変換回路へ電圧Ｖｉ　を送る入力ライン２６及
び２７と、変換回路を負荷に接続する出力ライン４１及
び４２には、図１と同じ参照番号が与えられている。中
性の入力ライン２６は、図２に端子又はノードＩとして
示された第１ノードに接続され、このノードは、一対の
整流器（即ち、半導体ダイオード）４８及び４９を接合
するもので、これら整流器４８及び４９は同じ方向に導
通するように互いに接続されており、即ち、整流器４８
はノードから離れる方向に導通するように接続されそし
て整流器４９はノードに向かって導通するように接続さ
れる。他の入力ライン２７は、一対のキャパシタ５０及
び５１を接合する第２のノード即ち端子ＩＩに接続され
る。第３ノード即ち端子ＩＩＩは、図２にダイオード５
５及び５６が各々並列に接続されたバイポーラトランジ
スタ５３及び５４として示された一対のスイッチングデ
バイスを接合する。これらのスイッチングデバイスは同
じ方向に導通するように接続されている。整流器即ちダ
イオード４８及び４９の対、キャパシタ５０及び５１の
対、そしてスイッチングデバイス５３及び５４の対は、
直流バスライン５８及び５９によって互いに並列に接続
される。これらのラインは、それにかかる電圧が単一極
性であることから直流バスラインと称するが、ラインに
かかる実際の電圧は時間と共に変化することを理解され
たい。負荷２２は、入力ライン４２の１つによってノー
ドＩＩＩに接続されそしてライン４１によって共通ノー
ドＩに接続される。負荷にまたがる電圧は、ノードＩ及
びＩＩＩにかかる電圧で、Ｖｏ　と示されている。電源
から中性ノードＩへ送られる電流は、Ｉｉ　と示されて
いる。キャパシタ５０にまたがる電圧はＶｃ１で示され
ており、キャパシタ５１にまたがる電圧はＶＣ２で示さ
れている。
【００１５】図２の回路に見られる波形が図３に示され
ている。この回路は次のように働く。Ｖｉ　がその波形
の正の半分にある場合には、キャパシタ５０にかかる電
圧Ｖｃ１は、キャパシタ５０が充電されるときに入力電
圧のピークに達する。例えば、入力電圧が１１５ボルト
ＲＭＳである場合には、キャパシタ５０の電圧Ｖｃ１の
ピーク電荷が約１６２ボルトである。入力電圧Ｖｉ　の
波形の正に向かう部分の間に、スイッチ５４がオンにな
り、即ちその導通状態になる。従って、入力電圧（正に
向かう）及びキャパシタ５１にかかる電圧ＶＣ２（この
時点では負である）は、負荷に直列に加えられる。この
半サイクルの間に、負荷回路にもよるが、キャパシタ５
１が放電するにつれて電圧ＶＣ２が若干減少する。電圧
ＶＣ２が負荷２２に向かって放電されている間に、キャ
パシタ５０が電源電圧で充電されるにつれて、それにま
たがる電圧Ｖｃ１が確立される。入力電圧Ｖｉ　が負に
なったときの半サイクル中にも同様のサイクルが繰り返
され、このときは、電圧Ｖｃ１が放電され、その間に入
力電圧と直列に負荷に電圧が送られる。電圧ＶＣ２は、
キャパシタ５１が充電するにつれて−Ｖｐ　（ピーク電
源電圧）の電圧レベルまで増加する。電圧Ｖｉ　、Ｖｃ
１、ＶＣ２及びＶｏ　そして入力電流Ｉｉ　の波形がこ
の回路に対し図３に入力波形角θの関数として示されて
いる。半波時間スパンＴ１　は、スイッチ５３が導通し
そしてスイッチ５４がオフとなる時間周期であり、そし
て時間スパンＴ２　は、スイッチ５４がオンとなりそし
てスイッチ５３がオフにされる半波時間周期である。
【００１６】スイッチングデバイス５３及び５４は、ゲ
ートターン・オン／ターン・オフ型のデバイスであり、
バイポーラトランジスタ（これを保護するために図２に
示すように並列なダイオードをもつのが好ましい）と、
種々の形式の他のゲートターン・オフデバイス、例えば
、ＦＥＴやゲートターン・オフサイリスタ、等を含む。
【００１７】本発明は、倍電圧機能を得るのに必要な全
電圧の一部分を与えるのに入力電圧自体を使用するもの
である。図２の回路は、電源が端子ＩとＩＩとの間に接
続されそして負荷が端子ＩＩとＩＩＩとの間に接続され
る従来のインバータ回路と対照的である。このような接
続では、いかなる周波数も負荷に加えることができる。 しかしながら、出力電圧は入力電圧より低く制限される
。
【００１８】図２の回路の制御は容易に達成される。制
御器は、電圧Ｖｉ　が正であるときの半サイクル中にス
イッチ５４をオンにしそして電圧Ｖｉ　が負であるとき
にオフにし、一方、電圧Ｖｉ　が負であるときの第２の
半サイクル中にスイッチ５３をターン・オンしそして電
圧Ｖｉ　が正であるときにターン・オフするように実施
することができる。このスイッチング構成においては、
導通している整流器４８又は４９に直流バスラインによ
って接続されたスイッチングデバイス５３又は５４がタ
ーン・オフされ、そして非導通の整流器に接続されたス
イッチングデバイスがターン・オンされる。２つの導通
周期間にはある程度のデッドタイムがあるのが好ましい
。制御のための簡単なやり方は、図４に示すような小さ
な制御変圧器６０を使用することであり、この変圧器の
一次側６１には入力電圧Ｖｉ　が接続され、そして２つ
の二次側回路６３及び６４が各々スイッチングデバイス
５３及び５４の制御ゲート（即ち、ベース）に接続され
る。二次側回路６３及び６４は、互いに逆の電圧極性を
もつように極性定めされる。
【００１９】図２の倍電圧回路は、多数の望ましい特徴
を有している。まず、第１に、入力電源及び負荷の両方
に対し共通の中性点が維持される。出力のピーク電圧は
、（１１５Ｖ　　ＲＭＳ入力に対し）２３０√２ボルト
（約３２５ボルト）以下であり、これは２３０ボルト系
の通常の電圧範囲である。従って、倍電圧回路は、電子
負荷と、モータ及びヒータとの両方に使用することがで
きる。これは、非常に簡単であり、部品点数も僅かであ
る。負荷電流が増加すると、出力電圧は低下する。これ
は、過負荷に対してある程度の保護を与える。更に保護
が必要とされる場合には、電流制限機能を回路に含ませ
ることができる。簡単なやり方は、過電流が送られたと
きにスイッチ５３及び５４の両方をオフにすることであ
る。
【００２０】過負荷保護回路が図５に示されており、こ
れは出力ライン４２に変流器７０を用いている。この変
流器７０の二次側の出力電圧は整流ブリッジ７１によっ
て整流され、その整流された出力電圧は出力ライン７２
及び７３に通される。変圧器６０の一次側６１間にはト
ライアック７５が接続されており、そのゲート入力は入
力ライン７３に接続されている。過電流が変流器７０に
よって検出されると、トライアック７５がオンになり、
両スイッチングデバイス５３及び５４のベースへ流れる
電流を遮断する。トライアックは、次のゼロ電圧交差に
おいてオフになり、従って、スイッチ５３及び５４も通
常の仕方でオンになる。
【００２１】電力変換回路２４は、スイッチングデバイ
ス５３及び５４がパルス巾変調（ＰＷＭ）制御のもとで
作動される場合に負荷に送られる電力を調整するように
動作することができる。スイッチングデバイス５３及び
５４のこのような制御を用いると、回路は、ゼロと入力
電圧の２倍との間の本質的に全ての電圧において負荷２
２に出力電圧を与えることができる。電力変換回路２４
は、図６には、負荷２２に対してこのような電力調整機
能を発揮する構成で示されており、負荷２２に直列のイ
ンダクタ３７及び負荷２２に並列なキャパシタ３６より
成るローパスフィルタが追加されている。図６において
は、スイッチングデバイス５３及び５４は、図２及び図
４ないし５においてスイッチングデバイスとして示され
たバイポーラトランジスタではなくて、電界効果トラン
ジスタ（ＦＥＴ）として示されているが、スイッチング
デバイスの機能は全く同じである。本発明では、適当な
制御可能なターン・オン／ターン・オフスイッチング部
品（例えば、ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ、ＢＪＴ、等）を
使用することができる。このようなデバイスは、これま
でゲートを有するとして述べられていたものかどうかの
説明を簡略化するため、ここでは、“ゲートターン・オ
ン”デバイス又は“ゲート制御”デバイスと称する。唯
一必要なことは、これらデバイスがターン・オン及びタ
ーン・オフするように制御できねばならないことである
。
【００２２】図６の回路は、倍電圧機能を使用して、ラ
イン調整器を形成するに必要なブースト特性を実現する
ものである。又、この回路は、負荷に対して共通の中性
接続を維持し、ライン４１はノード１において電源から
延びる中性ライン２６に接続される。図６の回路の動作
は倍電圧回路の動作と同様であるが、パルス巾変調方式
で動作される。電源電圧Ｖｉ　が正になると、スイッチ
５４がオンになり、負の最大電圧−（Ｖｃ２＋Ｖｉｐ）
を端子Ｉ及びＩＩ間に加える。但し、Ｖｉｐは入力電圧
Ｖｉ　のピーク電圧レベルである。この電圧は、負荷２
２と、インダクタ３７及びキャパシタ３６より成るＬＣ
フィルタとの組み合わせ体に加えられる。スイッチ５４
がオフでありそしてスイッチ５３がオンであるときには
、負荷２２と、インダクタ３７及びキャパシタ３２より
成るＬＣフィルタとの組み合せ体に、ＶＣ１＋Ｖｉｐに
等しい電圧が加えられる。ダイオード４８が導通すると
きには、キャパシタ５０にかかる電圧ＶＣ１がＶｉ　に
等しく、スイッチ５３が導通するときに端子Ｉ及びＩＩ
Ｉにかかる電圧はゼロである。同様に、ダイオード４９
が導通するときには、キャパシタ５１にかかる電圧Ｖｃ
２がＶｉ　に等しく、Ｖｉｐに到達する。従って、スイ
ッチ５３及び５４のデューティサイクル即ち導通周期を
変えることにより、負荷に流れる電流Ｉｏ　又は負荷に
かかる電圧を制御することができる。パルス巾変調（Ｐ
ＷＭ）技術は公知である。 例えば、１９９０年６月にテキサス州サン・アントニオ
で開催されたパワー・エレクトロニックス・スペシャリ
スト・コンファレンス　　’９０におけるＤ．Ｍ．ディ
バン氏、Ｔ．Ａ．リポ氏及びＴ．Ｇ．ハベツラー氏の“
電源インバータ用のＰＷＭ技術（ＰＷＭ　Ｔｅｃｈｎｉ
ｑｕｅｓ　ｆｏｒ　Ｖｏｌｔａｇｅ　Ｓｏｕｒｃｅ　Ｉ
ｎｖｅｒｔｅｒｓ）　”と題するツトリアル・ノートを
参照されたい。
【００２３】図６の回路については種々の制御構成が考
えられる。簡単な構成は、インバータの極、ノードＩＩ
Ｉに所望の基本的な電圧成分を発生する電圧レギュレー
タである。このような調整は、例えば、規則的にサンプ
リングするシグマ・デルタ変調器を用いて行うことがで
きる。調整を行う別の方法は、電圧ＶＣ１、Ｖｃ２、Ｖ
ｉ　に基づくデッド・ビート制御器を使用することであ
る。
【００２４】図７は、図６の回路のための例示的な電圧
レギュレータのブロック図である。この電圧レギュレー
タは、入力電圧Ｖｉ　と、インバータ出力電圧Ｖｏ　、
即ち端子ＩＩＩとＩとの間の電圧を使用する。入力電圧
Ｖｉ　は、ライン８５を経て、同期回路８６及び利得補
償回路８７より成る基準信号発生器へ送られる。同期回
路８６は、良く知られた従来設計のものであり、例えば
、基本周波数を分離するように入力信号をフィルタする
か又は位相固定ループを用いることにより、同期した出
力信号を発生する。回路８７は、同期回路８６からの出
力信号に対して所望の利得補償を与えて、基準出力電圧
Ｖｏｒをライン８９に発生する。この基準電圧信号Ｖｏ
ｒは、正しい振幅を有し、比較的純粋な正弦波信号であ
り、そしてＶｉ　に存在するようなスパイクやノイズパ
ルスを含まない。ライン８９上の同期した出力電圧Ｖｏ
ｒは、制御回路９０に送られ、この制御回路は、もし所
望ならば、ライン９１を経て生の入力信号Ｖｉ　を受け
取ると共に、ライン９３を経て出力電圧Ｖｏを受け取る
。制御回路は、基準信号Ｖｏｒを正常な状態のもとでは
出力電圧Ｖｏ　と比較し（又は入力信号から基準信号Ｖ
ｏｒを得ることができない場合には入力Ｖｉ　と比較し
）、エラー出力信号をライン９５に発生する。これらの
出力信号はパルス巾変調器９６に送られ、該変調器は、
ライン９７及び９８を経、ゲートドライバ１００及び１
０１を経て、スイッチングデバイス５３及び５４のゲー
トライン各々８１及び８２にゲート出力信号を発生する
。
【００２５】別の制御構成においては、フィルタ出力電
圧からの電圧フィードバックと、インダクタ電流及び出
力電流（又はキャパシタ電流）のフィードバックとを使
用して、変調器を制御するエラー信号を発生してもよい
。電流レギュレータの使用は、パルス巾変調インバータ
において、特に非リニアな負荷に感じないことが所望さ
れる場合に、非常に有用である。
【００２６】図６の回路に対する例示的な回路部品の値
としては、キャパシタ５０及び５１のキャパシタンスが
１０００ｕＦであり、フィルタキャパシタ３６のキャパ
シタンスＣｆ　が１０００ｕＦであり、インダクタ３７
のインダクタンスＬｆ　が１００ｕｈであり、サンプリ
ング周波数が１００ＫＨｚであり、キャパシタは１５０
ボルトピークの定格を有し、そしてスイッチングデバイ
スは３２５ボルトの定格である。インダクタ３７及びキ
ャパシタ３６より成るローパスＬＣフィルタは、カット
オフ周波数が５００Ｈｚであり、ＰＷＭ波形の高調波成
分をフィルタするのに加えてライン上のスパイク及び短
時間過渡状態に対する保護を与えることができる。この
ような回路は、たとえ入力電圧Ｖｉ　が所望レベル（例
えば、１１５ＶＲＭＳ）よりも実質的に低下した（例え
ば、８５Ｖ　　ＲＭＳまで）場合でも、負荷２２にかか
る出力電圧をその所望レベルに維持することができる。 又、入力電圧が所望の出力電圧よりも高くなった場合に
も出力電圧を調整することができる。
【００２７】もし所望ならば、キャパシタ５０及び５１
の充電のインパクトを軽減するために、非中性の入力ラ
イン２７に追加のラインインダクタンスを使用すること
ができる。キャパシタ５０及び５１は、各サイクル中に
深く放電できるように適度に小さくすることができる。 このようにすれば、キャパシタ５０及び５１の所要サイ
ズを減少し、ピークライン入力電流を最小にすることが
できる。
【００２８】制御器９０及び変調器９６の例示的なシグ
マ・デルタ変調構成体が図８に示されている。ライン９
３上の出力信号Ｖｏ　は、加算接合点１０５において、
ライン８９上の基準電圧Ｖｏｒから差し引きされ、その
差が積分器１０６に与えられる。積分器１０６からの出
力は、バン・バン（ｂａｎｇ−ｂａｎｇ）　リミッタ１
０７へ送られ、その出力がサンプル・ホールド回路１０
８へ送られる。 このサンプル・ホールド回路は、ライン１０９を経てサ
ンプリング周波数の信号を受け取り、ライン１０９上の
サンプリングパルスの時間にサンプル・ホールド回路１
０８への入力に等しい出力信号を各サンプリングパルス
間にライン１１０に与える。この出力信号は、次のサン
プリングパルスまで保持される。ライン１１０上の出力
信号は、ゲートドライブ回路１００へ通じているライン
９７を経て送られて、スイッチングデバイス５３のゲー
トライン８１を駆動する。ライン１１０の信号は、ライ
ン１１２を経てインバータ１１３にも送られ、該インバ
ータは、スイッチングデバイス５４のゲートライン８２
に接続されたゲートドライブ１０１に通じているライン
９８に反転した出力信号を供給する。従って、スイッチ
ングデバイス５３及び５４は、互いに相補的にスイッチ
するように制御される。
【００２９】図８の変調器を用いた図６の回路の実施例
においては、サンプル・ホールド回路１０８に送られる
サンプリング周波数が３０ＫＨｚであった。フィルタキ
ャパシタ３６の値はＣｆ　＝７５ｕＦであり、キャパシ
タ５０及び５１の値は、各々、４７０ｕＦであった。こ
の回路は、バック及びブーストオペレーションで動作す
ることができる。例えば、図９に示された波形は、ブー
ストオペレーションで得られたものであり、波形１２０
は、中性ノードＩに対して入力電圧Ｖｉ　を示すもので
あり、波形１２２は、中性ノードＩに対して出力信号Ｖ
ｏ　のパルス巾変調された波形を示すものであり、そし
て波形１２３は、差電圧Ｖｏ　−Ｖｉ　、即ちパルス巾
変調波形を示している。波形１２２のパルス巾変調包絡
線内には、電圧ＶＬ　の出力電圧波形１２４があり、こ
れは負荷２２に印加される。
【００３０】前記のライン調整回路は、負荷に無停電電
力を供給して回路を無停電電源システム（ＵＰＳ）とし
て使用できるように拡張することができる。本発明の電
力変換装置は、バック及びブーストの両オペレーション
に対し変圧器を必要としないオンラインＵＰＳシステム
として構成することができる。
【００３１】受動的エネルギ蓄積式の限定されたライド
スルー特徴を有するＵＰＳ回路として構成された本発明
の電力変換装置が図１０に示されている。この回路は、
図６の電力調整器について上記したものと基本的に同じ
であるが、追加のゲートターン・オン／ターン・オフ制
御スイッチングデバイス１３０及び１３１が各々ダイオ
ード４８及び４９のまわりに接続されている。ゲート制
御ライン１３５によって制御される付加的なスタティッ
クバイパススイッチ１３４（例えば、トライアック）と
、小さな負荷インダクタ１３６（入力ラインの電流波形
を改善するための）とが電源と端子ＩＩとの間でライン
２７に接続されている。同じ目的で図２及び６の回路に
おいて同様に小さなインダクタを入力ライン２７に接続
できることに注意されたい。説明上、スイッチングデバ
イス１３０とダイオード４８の組み合せ、及びスイッチ
ングデバイス１３１とダイオード４９の組み合せは、整
流装置とみなす。これらの整流装置がダイオードとして
のみ機能する場合には、スイッチ５３及び５４が半ブリ
ッジを形成するので、全供給電圧の半分未満の電圧しか
得られない。しかしながら、追加のスイッチ１３０及び
１３１を使用することにより、全ブリッジ回路が得られ
る。従って、１１５ボルトＲＭＳの入力電圧Ｖｉ　につ
いては、直流バス電圧、即ちライン５８及び５９に接続
する直流バスラインにかかる電圧が約３５０ボルト直流
まで充電できる。全波ブリッジで１１０ボルトの出力を
与えるためには、直流バスが１６５ボルトより大きけれ
ばよい。従って、約３５０ボルトＤＣから１６５ボルト
ＤＣまでのバス電圧から出力電圧調整を維持することが
できる。
【００３２】キャパシタ５０及び５１が充分に大きなも
のである場合には、これらキャパシタに充分なエネルギ
が蓄積され、短時間のライドスルー機能が与えられる。 好ましい別の実施例では、直流電圧しか維持されないた
めに電解コンデンサである大きなキャパシタ１４０がス
イッチングデンバイス５３及び５４に並列に直流バスラ
イン５８及び５９にまたがって接続される。必要に応じ
てキャパシタ１４０を自由に放電できるようにしながら
その充電率を制御するために、並列接続されたインダク
タ１４１（或いは又、小さな抵抗）とダイオード１４２
が直流バスライン５８及び５９にまたがってキャパシタ
１４０と直列に接続される。ライン５８及び５９からの
充電電流は、低い限定された割合でキャパシタ１４０に
流れる。しかしながら、電源電圧Ｖｉ　が落ちると、ス
タティックバイパススイッチ１３４がオフとなり、電力
変換回路を電源から分離し、電力はキャパシタ１４０が
放電するまでこのキャパシタから供給される。相対的な
比較のために、キャパシタ１４０のキャパシタンスが１
０００ｕＦである場合には、１キロワット（ＫＷ）の放
電率により９０ミリ秒のライドスルー容量が得られる。 キャパシタ１４０のキャパシタンスを１０，０００ｕＦ
に増加すると、ほぼ１秒のライドスルーが得られ、これ
は瞬間的な電源ラインの停電を取り扱わねばならないほ
とんどの場合に充分なものである。図１０の回路は、素
子１４０、１４１及び１４２なしでライドスルー機能を
発揮することができる。しかしながら、そのためには、
キャパシタ５０及び５１が比較的大きなものでなければ
ならない。
【００３３】図１０の回路には４つの能動的なスイッチ
が設けられるので、この回路の顕著な制御を行うことが
できる。スイッチングデバイス５３、５４、１３０及び
１３１の切り換えを用いて、入力電流及び負荷電流の両
方を制御することができる。又、このような制御は間接
的に直流バス電圧の制御も与える。その結果、この回路
は、出力電流及び電圧、入力電流、直流バス電圧を完全
に制御できると共に、直流バス電圧の動作範囲が広いこ
とにより自動的なライドスルー機能を与えることができ
る。図１１の回路は、キャパシタ１４０をバッテリに取
り換えることによりその両方がエネルギ蓄積装置として
働くので真のＵＰＳとして機能することができる。図１
１の回路では、バッテリ電圧は直流バスラインのピーク
・ピーク電圧、例えば、３５０ボルトの大きさでなけれ
ばならない。
【００３４】ＵＰＳ動作をするように本質的に構成され
た本発明の電力変換装置が図１１に示されている。図１
１の回路は図１０の回路と同様であるが、大きな相違点
は、キャパシタ１４０がバッテリ１４６に取り換えられ
てこれが直流バスライン５８及び５９にまたがって接続
されていることである。バッテリ１４６に供給されそし
てそこから送り出される電力を制御するために、ゲート
制御スイッチングデバイス１４９及び並列接続ダイオー
ド１５０が小さなインダクタ１５１と共にバッテリに直
列に接続される。バッテリを通る電流の逆流を防止する
ためにダイオード１５２がバッテリ１４６とインダクタ
１５１との間に接続されている。図１１の回路は、ブー
ストオペレーション及びバックオペレーションを達成す
ることができ、即ち入力電圧より高い出力電圧を得るこ
とができると共に、入力電圧より低い電圧を得ることが
できる。図１１の回路は、低周波数変圧器をもたずにＵ
ＰＳの用途に使用することができ、ＵＰＳシステムのコ
ストを低減化することができる。３５０ないし１６５ボ
ルトＤＣの直流供給電圧及び１１５ボルトＲＭＳの交流
用途に対して連続的な動作を行うことができ、受動的な
ライドスルーオプションを得ることができるようにされ
た。
【００３５】図１０及び１１の回路における能動的なデ
バイスは、入力電圧のピーク電圧の２倍を取り扱うこと
が要求され、キャパシタ５０及び５１は比較的大きな電
流定格を有していなければならない。しかしながら、キ
ャパシタ５０及び５１は充分小さくすることができ、従
って、半サイクル中にほぼ完全に放電することができる
。これらの回路は、更に、出力調整能力に優れ、入力電
流を制御できそして共通の中性接続を設けられるという
効果を奏する。図１０及び１１の回路に対する例示的な
供給電圧Ｖｉ　及びライン電流Ｉｉ　の波形が図１２に
示されている。これら回路は入力電流を完全に制御する
ことができ、従って、力率１の正弦波入力電流を得るこ
とができる。
【００３６】図１１の回路構成は、比較的低電圧のバッ
テリを使用できると共に、直流バスの深い放電能力を得
ることができる。スイッチ１４９、インダクタ１５１及
びダイオード１５２は、バッテリ１４６を充電するのに
使用できるバックチョッパを形成し、ここではこれを通
常の直流バス値の半分（例えば、１６５ボルト）に維持
することができる。電源電圧Ｖｉ　が失われるような停
電の際には、ライン５８及び５９にかかる直流バス電圧
が放電するので、ダイオード１４６が順方向にバイアス
されそしてバッテリ１４６が負荷に電力を供給する。他
の全ての制御機能は、キャパシタ１４０がバッテリに代
わっただけで図１１の回路と同様である。図１１の回路
は小型のバッテリを使用することができ、バッテリのサ
イクリングの量を低減すると共に、最適なバッテリ充電
性能をもたらす。
【００３７】以上、特定の実施例について説明したが、
本発明はこれらに限定されるものではなく、本発明の範
囲内で種々の変更が考えられることが明らかであろう。
【図面の簡単な説明】
【図１】入力電源及び負荷に例示的な構成で接続された
本発明の変換装置のブロック図である。
【図２】倍電圧動作を行うように負荷に接続された本発
明の変換装置の回路図である。
【図３】図２の回路に対する電圧及び電流波形を例示的
に示す図である。
【図４】図３の倍電圧回路の制御回路を例示的に示す図
である。
【図５】図２の倍電圧回路の更に別の制御回路を例示的
に示す図である。
【図６】負荷に印加される電圧を制御できる構成にされ
た本発明の変換装置の回路図である。
【図７】負荷にかかる電圧をフィードバック制御するた
めに図６の回路におけるスイッチングデバイスの切り換
えを制御する制御器のブロック図である。
【図８】図７の制御器に使用できるシグマ・デルタ変調
器のブロック図である。
【図９】図６の回路についての電圧波形を示すグラフで
ある。
【図１０】瞬間的に入力電力が失われる間に負荷に対し
て無停電電源となるような構成にされた本発明の変換装
置の回路図である。
【図１１】長時間入力電力が失われる間に負荷に対して
無停電電源となるような構成にされた本発明の変換装置
の回路図である。
【図１２】図１０及び１１の回路に対する供給電圧及び
ライン電流波形を例示的に示すグラフである。
【記号の説明】２０　　電力変換装置 ２１　　電源 ２２　　負荷 ２４　　変換回路 ２８　　制御器 ３４　　変流器 ３６　　キャパシタ ３７　　インダクタ ３９　　エネルギ蓄積デバイス ４８、４９　　整流器 ５０、５１　　キャパシタ ５３、５４　　バイポーラトランジスタ５５、５６　　
ダイオード ５８、５９　　直流バスライン

Claims (30)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】　　１つの周波数及び電圧レベルの交流電
    源からの電力を変換して負荷へ電力を供給するための単
    相交流電力変換装置において、（ａ）第１ノードに一緒
    に接続された一対の整流器であって、その一方は上記ノ
    ードに向かって導通するように接続されそしてその他方
    はノードから離れる方向に導通するように接続されてい
    る整流器と、（ｂ）第２ノードに一緒に接続された一対
    のキャパシタと、（ｃ）第３ノードに一緒に接続された
    一対の制御可能なターン・オフ／ターン・オンスイッチ
    ングデバイスと、（ｄ）上記一対の整流器、キャパシタ
    及びスイッチングデバイスを並列に接続する一対の直流
    バスラインと、（ｅ）交流電源が上記第１ノードと第２
    ノードとの間に交流電圧を供給するように接続されたと
    きに、上記第３ノードと第１ノードとの間の出力電圧が
    上記電源電圧と同じ周波数であるが上記電源によって送
    られる入力電圧とは異なるものとなるように上記スイッ
    チングデバイスの切り換えを制御するための制御手段と
    を具備することを特徴とする単相交流電力変換装置。
  2. 【請求項２】　　上記スイッチングデバイスを制御する
    手段は、上記電源からの電圧波形の第１の半分の間に導
    通しない整流器に接続された上記スイッチングデバイス
    の第１のものをオンにし、上記電源からの電圧波形の第
    １の半分の間に上記スイッチングデバイスの第２のもの
    をオフにし、そして上記入力電圧波形の第２の半分の間
    に上記第１のスイッチングデバイスをオフにすると共に
    第２のスイッチングデバイスをオンにし、負荷に加えら
    れるピーク・ピーク電圧が上記電源からのピーク・ピー
    ク入力電圧のほぼ２倍になるようにする請求項１に記載
    の装置。
  3. 【請求項３】　　上記制御手段は、上記電源からの電圧
    を一次側で受け取るように接続された変圧器であって、
    ２つの互いに逆極性の二次回路も有しているような変圧
    器を備え、各々の二次回路は、スイッチングデバイスの
    １つを制御するためにその出力を供給するよう接続され
    ていて、上記電源電圧の入力波形の各半サイクル中にス
    イッチングデバイスの一方がオンになりそして他方がオ
    フになるようにする請求項２に記載の装置。
  4. 【請求項４】　　負荷へ送られる電流を感知して、負荷
    へ送られる電流がある選択された値を越えるときに負荷
    への電力を遮断するようにスイッチングデバイスの切り
    換えを停止するための過電流保護手段を更に備えた請求
    項３に記載の装置。
  5. 【請求項５】　　上記過電流保護手段は、上記変圧器の
    一次にまたがって接続されたゲート制御のスタティック
    スイッチと、負荷に通じている出力ラインの電流を感知
    して変圧器の電流レベルが選択された最大電流を越えた
    ときに上記スタティックスイッチのゲートへターン・オ
    ン信号を供給するように接続された変流器・整流器とを
    備えている請求項４に記載の装置。
  6. 【請求項６】　　上記スイッチングデバイスは、ベース
    に送られる制御信号によって制御されるバイポーラトラ
    ンジスタである請求項１に記載の装置。
  7. 【請求項７】　　上記スイッチングデバイスは、ゲート
    に送られる制御信号によって制御される電界効果トラン
    ジスタである請求項１に記載の装置。
  8. 【請求項８】　　１つの周波数及び電圧レベルの交流電
    源からの電力を変換してその同じ周波数及び制御可能な
    電圧レベルで負荷に電力を供給するための単相交流電力
    変換装置において、（ａ）第１ノードに一緒に接続され
    た一対の整流器であって、その一方は上記ノードに向か
    って導通するように接続されそしてその他方はノードか
    ら離れる方向に導通するように接続されている整流器と
    、（ｂ）第２ノードに一緒に接続された一対のキャパシ
    タと、（ｃ）第３ノードに一緒に接続された一対の制御
    可能なターン・オフ／ターン・オンスイッチングデバイ
    スと、（ｄ）上記一対の整流器、キャパシタ及びスイッ
    チングデバイスを並列に接続する一対の直流バスライン
    であって、交流電源からの電圧を第１ノードと第２ノー
    ドとの間に供給しそして出力電圧を第１ノードと第３ノ
    ードとの間に供給するようにされた直流バスラインと、
    （ｅ）上記第１ノードと第３ノードとの間に接続されて
    いて、出力電圧をローパスフィルタするためのフィルタ
    と、（ｆ）交流電源が上記第１ノードと第２ノードとの
    間に交流電圧を供給するように接続されたときに、上記
    第３ノードと第１ノードとの間で負荷に与えられるフィ
    ルタされた出力電圧が、実質的にゼロと、上記電源電圧
    と同じ周波数であるが上記交流電源からのピーク・ピー
    ク入力電圧の実質的に２倍の電圧との間のレベルに制御
    されるように上記スイッチングデバイスの切り換えを制
    御するための制御手段とを具備することを特徴とする単
    相交流電力変換装置。
  9. 【請求項９】　　負荷へ送られる電流を感知して、負荷
    へ送られる電流がある選択された値を越えるときに負荷
    への電力を遮断するようにスイッチングデバイスの切り
    換えを停止するための過電流保護手段を更に備えた請求
    項８に記載の装置。
  10. 【請求項１０】　　上記スイッチングデバイスは、ベー
    スに送られる制御信号によって制御されるバイポーラト
    ランジスタである請求項８に記載の装置。
  11. 【請求項１１】　　上記スイッチングデバイスは、ゲー
    トに送られる制御信号によって制御される電界効果トラ
    ンジスタである請求項８に記載の装置。
  12. 【請求項１２】　　上記フィルタは、負荷に並列なキャ
    パシタと、負荷に直列なインダクタより成るもので、ロ
    ーパスフィルタを構成する請求項８に記載の装置。
  13. 【請求項１３】　　上記制御手段は、負荷に送られる電
    圧レベルを制御するようにパルス巾変調式にスイッチン
    グデバイスをオン及びオフに切り換える請求項８に記載
    の装置。
  14. 【請求項１４】　　上記制御手段は、負荷に送られる出
    力電圧を基準電圧と比較して基準電圧に対して出力電圧
    を調整するようにパルス巾変調式にスイッチングデバイ
    スの切り換えを制御するための手段を備えている請求項
    １３に記載の装置。
  15. 【請求項１５】　　上記制御手段は、スイッチングデバ
    イスを制御するパルス巾変調を与えるシグマ・デルタ変
    調器を備えている請求項１４に記載の装置。
  16. 【請求項１６】　　１つの周波数及び電圧レベルの交流
    電源からの電力を変換して負荷に電力を供給するための
    単相無停電交流電力変換装置において、（ａ）第１ノー
    ドに一緒に接続された一対の整流器であって、その一方
    は上記ノードに向かって導通するように接続されそして
    その他方はノードから離れる方向に導通するように接続
    されている整流器と、（ｂ）第２ノードに一緒に接続さ
    れた一対のキャパシタと、（ｃ）第３ノードに一緒に接
    続された一対の制御可能なターン・オフ／ターン・オン
    スイッチングデバイスと、（ｄ）上記一対の整流器、キ
    ャパシタ及びスイッチングデバイスを並列に接続する一
    対の直流バスラインであって、交流電源からの電圧を第
    １ノードと第２ノードとの間に供給しそして出力電圧を
    第１ノードと第３ノードとの間に供給するようにされた
    直流バスラインと、（ｅ）上記第１ノードと第３ノード
    との間で負荷に送られる出力電圧をローパスフィルタす
    るように接続されたフィルタと、（ｆ）上記直流バスラ
    インにまたがって接続された直流エネルギ蓄積デバイス
    と、（ｇ）交流電源が上記第１ノードと第２ノードとの
    間に所望の電圧レベルの交流電圧を供給するように接続
    されたときに、上記第３ノードと第１ノードとの間の出
    力電圧が、実質的にゼロと、上記電源電圧と同じ周波数
    であるが上記電源からのピーク・ピーク入力電圧の実質
    的に２倍の電圧との間の所望のレベルになるように上記
    スイッチングデバイスの切り換えを制御すると共に、上
    記電源からの交流電力がフェイスしたときに上記エネル
    ギ蓄積デバイスから送られる直流電圧をインバーティン
    グして負荷に交流電圧を与えるようにする手段とを具備
    することを特徴とする単相無停電交流電力変換装置。
  17. 【請求項１７】　　負荷へ送られる電流を感知して、負
    荷へ送られる電流がある選択された値を越えるときに負
    荷への電力を遮断するようにスイッチングデバイスの切
    り換えを停止するための過電流保護手段を更に備えた請
    求項１６に記載の装置。
  18. 【請求項１８】　　上記スイッチングデバイスは、ベー
    スに送られる制御信号によって制御されるバイポーラト
    ランジスタである請求項１６に記載の装置。
  19. 【請求項１９】　　上記スイッチングデバイスは、ゲー
    トに送られる制御信号によって制御される電界効果トラ
    ンジスタである請求項１６に記載の装置。
  20. 【請求項２０】　　上記フィルタは、負荷に並列なキャ
    パシタと、負荷に直列なインダクタより成るもので、ロ
    ーパスフィルタを構成する請求項１６に記載の装置。
  21. 【請求項２１】　　上記制御手段は、負荷に送られる電
    圧レベルを制御するようにパルス巾変調式にスイッチン
    グデバイスをオン及びオフに切り換える請求項１６に記
    載の装置。
  22. 【請求項２２】　　上記制御手段は、負荷に送られる出
    力電圧を基準電圧と比較してその基準電圧に対して出力
    電圧を調整するようにパルス巾変調式にスイッチングデ
    バイスの切り換えを制御するための手段を備えている請
    求項２１に記載の装置。
  23. 【請求項２３】　　上記制御手段は、スイッチングデバ
    イスを制御するパルス巾変調を与えるシグマ・デルタ変
    調器を備えている請求項２２に記載の装置。
  24. 【請求項２４】　　上記エネルギ蓄積デバイスはキャパ
    シタである請求項１６に記載の装置。
  25. 【請求項２５】　　各々の整流器と並列にゲートターン
    ・オフ／ターン・オンスイッチングデバイスを備え、こ
    れはターン・オンされてエネルギ蓄積キャパシタを充電
    するように制御することができる請求項１６に記載の装
    置。
  26. 【請求項２６】　　上記エネルギ蓄積装置はバッテリで
    ある請求項１６に記載の装置。
  27. 【請求項２７】　　上記交流電源から送られる電力で上
    記バッテリを充電する手段を備えた請求項２６に記載の
    装置。
  28. 【請求項２８】　　上記充電手段は、各々の整流器と並
    列な制御可能なターン・オン／ターン・オフスイッチン
    グデバイスを備えており、このデバイスは、上記交流電
    源が正常に動作する間には交流電源から送られる電力で
    バッテリを充電すると共に、上記電源からの電力がフェ
    イルするときにはバッテリから負荷へ全波ブリッジ反転
    された電力を与えるように制御することができる請求項
    ２７に記載の装置。
  29. 【請求項２９】　　上記電源と、その電源が接続された
    ノードの１つとの間のラインに接続されたゲート制御の
    スタティックバイパススイッチを備え、このスイッチは
    、電源がフェイルしたときにノードから電源を切断する
    ようにオフにすることができる請求項２８に記載の装置
    。
  30. 【請求項３０】　　スタティックスイッチ及びこれに並
    列に接続されたダイオードがバッテリと直流バスライン
    の１つとの間に接続されていて、充電中にバッテリに送
    られる電力を制御できるようになった請求項２９に記載
    の装置。
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