JP2680494B2 - 単相交流電力変換装置 - Google Patents
単相交流電力変換装置Info
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- H02M7/538—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a push-pull configuration
- H02M7/53803—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a push-pull configuration with automatic control of output voltage or current
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、一般に、電源の分野に
係り、より詳細には、スタティック電力コンバータを用
いた電源に係る。
係り、より詳細には、スタティック電力コンバータを用
いた電源に係る。
【０００２】
【従来の技術】１つの電圧又は周波数の電力を別の電圧
又は周波数に変換するために種々の回路が開発されてい
る。例えば、交流（ＡＣ）電力を別の周波数に変換する
（ＡＣ／ＡＣ電力変換）一般的なソリッドステート回路
構造体は、入力交流電圧を直流リンク上の直流電圧に変
換する整流ブリッジと、直流電圧を所望の周波数の交流
電力に反転するソリッドステートインバータとを備えて
いる。出力電圧レベルを入力電圧とは異なったレベルに
変換するための簡単な方法は、入力側又は出力側にステ
ップ・アップ又はステップ・ダウン変圧器を設けること
である。しかしながら、これらの変圧器は比較的大き
く、重量があり、しかも高価である。特に、電源回路が
入力電圧の変化に関わりなく出力電圧を所望レベルに維
持できるように（或いは逆に、一定の入力電圧において
出力電圧を所望のレベルに調整できるように）意図され
たものである場合には、もっと複雑な変圧器構造が要求
される。例えば、ある電力調整回路はタップ変更の変圧
器を使用しており、この場合、一次側は多数の個別のタ
ップを備えており、これらはスタティックなスイッチに
よって入力端子に接続され、制御回路が出力電圧を監視
して入力側の適当なスタティックスイッチを切り換え、
ほぼ所望の電圧を出力側に維持するようにする。しかし
ながら、このタップ変更構成は、サイリスタのような多
数のスイッチを必要とし、出力電圧をおおまかに制御す
ることしかできない。更に、負荷にかかる電圧の歪を充
分に制御することはできない。
又は周波数に変換するために種々の回路が開発されてい
る。例えば、交流（ＡＣ）電力を別の周波数に変換する
（ＡＣ／ＡＣ電力変換）一般的なソリッドステート回路
構造体は、入力交流電圧を直流リンク上の直流電圧に変
換する整流ブリッジと、直流電圧を所望の周波数の交流
電力に反転するソリッドステートインバータとを備えて
いる。出力電圧レベルを入力電圧とは異なったレベルに
変換するための簡単な方法は、入力側又は出力側にステ
ップ・アップ又はステップ・ダウン変圧器を設けること
である。しかしながら、これらの変圧器は比較的大き
く、重量があり、しかも高価である。特に、電源回路が
入力電圧の変化に関わりなく出力電圧を所望レベルに維
持できるように（或いは逆に、一定の入力電圧において
出力電圧を所望のレベルに調整できるように）意図され
たものである場合には、もっと複雑な変圧器構造が要求
される。例えば、ある電力調整回路はタップ変更の変圧
器を使用しており、この場合、一次側は多数の個別のタ
ップを備えており、これらはスタティックなスイッチに
よって入力端子に接続され、制御回路が出力電圧を監視
して入力側の適当なスタティックスイッチを切り換え、
ほぼ所望の電圧を出力側に維持するようにする。しかし
ながら、このタップ変更構成は、サイリスタのような多
数のスイッチを必要とし、出力電圧をおおまかに制御す
ることしかできない。更に、負荷にかかる電圧の歪を充
分に制御することはできない。
【０００３】別の形式のライン調整構造体は鉄共振変圧
器を用いており、入力電圧の短時間変化を受動的に補償
する回路に変圧器自体が接続される。鉄共振変圧器は広
く使用されており、入力電圧のマイナス２０％ないしプ
ラス１０％の変化に対し出力側に典型的にプラス・マイ
ナス４％の適度な電圧調整を与える。しかしながら、出
力の歪が負荷入力の高調波を感知してしまい、引き出さ
れる入力電力が不所望な力率及び歪レベルをもつことが
ある。
器を用いており、入力電圧の短時間変化を受動的に補償
する回路に変圧器自体が接続される。鉄共振変圧器は広
く使用されており、入力電圧のマイナス２０％ないしプ
ラス１０％の変化に対し出力側に典型的にプラス・マイ
ナス４％の適度な電圧調整を与える。しかしながら、出
力の歪が負荷入力の高調波を感知してしまい、引き出さ
れる入力電力が不所望な力率及び歪レベルをもつことが
ある。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】タップ変更の変圧器及
び鉄共振の変圧器は、どちらも、低周波数の変圧器が存
在して全定格電力を取り扱えねばならないことにより制
約が生じる。例えば、１キロボルトアンペア（ＫＶＡ）
のライン調整器の場合、変圧器自体の重量が３０ないし
４０ポンドを越えることになり、電力調整装置を収容す
るキャビネットのサイズを決める主たる要素となる。
び鉄共振の変圧器は、どちらも、低周波数の変圧器が存
在して全定格電力を取り扱えねばならないことにより制
約が生じる。例えば、１キロボルトアンペア（ＫＶＡ）
のライン調整器の場合、変圧器自体の重量が３０ないし
４０ポンドを越えることになり、電力調整装置を収容す
るキャビネットのサイズを決める主たる要素となる。
【０００５】ウメズ氏の米国特許第４，６５６，５７１
号では、倍電圧器を用いて、得られる交流出力電圧が増
加される。しかしながら、このような回路は、一般に、
入力交流電圧を直流バス上の直流電圧レベルに完全に変
換し、次いで、全波ブリッジを用いて交流電力に反転
し、例えば、上記ウメズ氏の特許に開示されたように、
４つのスイッチングデバイスを用いて単相出力電圧を発
生しそして６つのスイッチングデバイスを用いて三相出
力を発生することを必要とする。
号では、倍電圧器を用いて、得られる交流出力電圧が増
加される。しかしながら、このような回路は、一般に、
入力交流電圧を直流バス上の直流電圧レベルに完全に変
換し、次いで、全波ブリッジを用いて交流電力に反転
し、例えば、上記ウメズ氏の特許に開示されたように、
４つのスイッチングデバイスを用いて単相出力電圧を発
生しそして６つのスイッチングデバイスを用いて三相出
力を発生することを必要とする。
【０００６】スタティック電力コンバータは無停電電源
システム（ＵＰＳ）にも一般に使用されており、このよ
うなシステムでは、コンバータが正常の動作中に交流電
源から負荷へ電力を供給するように働き、ライン電源の
停電中には直流バスラインにまたがって接続された蓄積
装置（例えば、バッテリ）から電力を供給するように切
り換わる。２つのインバータスイッチのみでＵＰＳ動作
を与える簡単なスイッチングコンバータがベルマン氏の
英国特許出願ＧＢ２，１１１，３２６Ａに開示されてい
る。
システム（ＵＰＳ）にも一般に使用されており、このよ
うなシステムでは、コンバータが正常の動作中に交流電
源から負荷へ電力を供給するように働き、ライン電源の
停電中には直流バスラインにまたがって接続された蓄積
装置（例えば、バッテリ）から電力を供給するように切
り換わる。２つのインバータスイッチのみでＵＰＳ動作
を与える簡単なスイッチングコンバータがベルマン氏の
英国特許出願ＧＢ２，１１１，３２６Ａに開示されてい
る。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明による電力変換装
置は、変圧器を伴うことなく且つ最小限のソリッドステ
ートスイッチングデバイスだけで、１つの電圧レベルの
交流電源電圧を異なった電圧レベルの出力交流電圧に変
換することができる。交流入力電力は、これを中間の直
流電圧レベルに全波ブリッジ変換することなく、その同
じ周波数の交流出力電流に変換される。本発明の装置
は、例えば、倍電圧装置として実施することができ、入
力電圧レベルが変化しても出力電圧レベルを調整するよ
うに電力調整を行うことができ、更に、バックアップ電
源、例えば、バッテリを設けて、入力電源が停電したと
きにそこから電力を引き出して出力電圧を供給すること
により、無停電電源として構成することもできる。更
に、本発明の装置は、入力（電源）及び出力（負荷）に
対して共通の中性点を与える。
置は、変圧器を伴うことなく且つ最小限のソリッドステ
ートスイッチングデバイスだけで、１つの電圧レベルの
交流電源電圧を異なった電圧レベルの出力交流電圧に変
換することができる。交流入力電力は、これを中間の直
流電圧レベルに全波ブリッジ変換することなく、その同
じ周波数の交流出力電流に変換される。本発明の装置
は、例えば、倍電圧装置として実施することができ、入
力電圧レベルが変化しても出力電圧レベルを調整するよ
うに電力調整を行うことができ、更に、バックアップ電
源、例えば、バッテリを設けて、入力電源が停電したと
きにそこから電力を引き出して出力電圧を供給すること
により、無停電電源として構成することもできる。更
に、本発明の装置は、入力（電源）及び出力（負荷）に
対して共通の中性点を与える。
【０００８】本発明の基本的な回路は、第１ノードに一
緒に接続された一対の整流器と、第２ノードに一緒に接
続された一対のキャパシタと、第３ノードに一緒に接続
された一対の制御可能なスイッチングデバイスとを備え
ており、これら対の整流器、キャパシタ及びスイッチン
グデバイスは直流バスラインによって並列に接続され
る。これら３つのノードはコンバータの３つの端子とし
て働く。第１端子、即ちノードは、入力電源及び負荷の
両方に共通であり、第２ノード即ち端子は電源に接続さ
れ、そして第３ノード即ち端子は負荷に接続される。第
１端子と第３端子との間に負荷が接続されそして第１端
子と第２端子との間に電源が接続された状態で、変換回
路は、入力のピーク・ピーク電圧から実質的に２倍のピ
ーク・ピーク出力電圧を負荷に供給するように制御する
ことができ、或いはもし所望ならば、ローパスフィルタ
を接続して負荷への出力電圧をフィルタしそして実質的
に正弦波形を発生するようにした状態では、負荷に加え
られる出力電圧を制御して、負荷にかかる電圧を実質的
にゼロからピーク・ピーク入力電圧の実質的に２倍まで
変えるようにすることができる。効果的に電圧を倍にす
るためには、制御回路がターン・オン及びターン・オフ
信号を制御可能なスイッチに交互に且つ入力電圧と同相
で与え、充電されたキャパシタの１つにかかる電圧と入
力電圧が入力電力波形の半サイクル中に負荷に送られる
ようにすると共に、充電された他方のキャパシタにかか
る電圧と逆極性の入力電圧が入力電圧波形の第２の半分
の間に負荷に加えられるようにする。負荷にまたがる出
力電圧の完全な倍電圧より低い電圧を得るために、スイ
ッチングデバイスは、入力電圧波形の完全な半サイクル
より小さいデューティサイクル中にオンに切り換えられ
る。例えば、スイッチングデバイスを切り換えるのにパ
ルス巾変調を使用し、所望の効果的な交流電圧が負荷に
かかるようにする。このような動作を行うには２つのス
イッチングデバイスが必要とされるだけである。
緒に接続された一対の整流器と、第２ノードに一緒に接
続された一対のキャパシタと、第３ノードに一緒に接続
された一対の制御可能なスイッチングデバイスとを備え
ており、これら対の整流器、キャパシタ及びスイッチン
グデバイスは直流バスラインによって並列に接続され
る。これら３つのノードはコンバータの３つの端子とし
て働く。第１端子、即ちノードは、入力電源及び負荷の
両方に共通であり、第２ノード即ち端子は電源に接続さ
れ、そして第３ノード即ち端子は負荷に接続される。第
１端子と第３端子との間に負荷が接続されそして第１端
子と第２端子との間に電源が接続された状態で、変換回
路は、入力のピーク・ピーク電圧から実質的に２倍のピ
ーク・ピーク出力電圧を負荷に供給するように制御する
ことができ、或いはもし所望ならば、ローパスフィルタ
を接続して負荷への出力電圧をフィルタしそして実質的
に正弦波形を発生するようにした状態では、負荷に加え
られる出力電圧を制御して、負荷にかかる電圧を実質的
にゼロからピーク・ピーク入力電圧の実質的に２倍まで
変えるようにすることができる。効果的に電圧を倍にす
るためには、制御回路がターン・オン及びターン・オフ
信号を制御可能なスイッチに交互に且つ入力電圧と同相
で与え、充電されたキャパシタの１つにかかる電圧と入
力電圧が入力電力波形の半サイクル中に負荷に送られる
ようにすると共に、充電された他方のキャパシタにかか
る電圧と逆極性の入力電圧が入力電圧波形の第２の半分
の間に負荷に加えられるようにする。負荷にまたがる出
力電圧の完全な倍電圧より低い電圧を得るために、スイ
ッチングデバイスは、入力電圧波形の完全な半サイクル
より小さいデューティサイクル中にオンに切り換えられ
る。例えば、スイッチングデバイスを切り換えるのにパ
ルス巾変調を使用し、所望の効果的な交流電圧が負荷に
かかるようにする。このような動作を行うには２つのス
イッチングデバイスが必要とされるだけである。
【０００９】本発明の電力変換装置は、スイッチングデ
バイスの対を接続する直流バスラインにまたがって直流
電力蓄積デバイスを設けることにより無停電電源の動作
まで更に拡張することができる。上記蓄積デバイスは、
受動的な整流器ではなくてスイッチ可能な整流器を用い
ることにより正常な入力電力状態の間に充電することの
できる大きな充電キャパシタである。受動的なデバイス
ではなくて能動的なデバイスを用いることにより、入力
電流を制御することができ、力率１を得ることができ、
そしてキャパシタをバッテリに代える場合にはバッテリ
の充電を制御することができる。キャパシタは、入力電
力が瞬間的に失われる間に負荷にまたがる電圧を維持で
きるに充分な出力を発生する。入力電力が失われる間全
体にわたって連続的な出力電力を維持できるようにする
ために、蓄電池のような長時間の蓄積デバイスを直流バ
スにまたがって接続し、正常の入力電力の間に充電する
ことができる。電力の出力中に、非中性入力ラインを変
換装置から切り離し、バッテリから負荷へ連続的な電力
を送ることができる。
バイスの対を接続する直流バスラインにまたがって直流
電力蓄積デバイスを設けることにより無停電電源の動作
まで更に拡張することができる。上記蓄積デバイスは、
受動的な整流器ではなくてスイッチ可能な整流器を用い
ることにより正常な入力電力状態の間に充電することの
できる大きな充電キャパシタである。受動的なデバイス
ではなくて能動的なデバイスを用いることにより、入力
電流を制御することができ、力率１を得ることができ、
そしてキャパシタをバッテリに代える場合にはバッテリ
の充電を制御することができる。キャパシタは、入力電
力が瞬間的に失われる間に負荷にまたがる電圧を維持で
きるに充分な出力を発生する。入力電力が失われる間全
体にわたって連続的な出力電力を維持できるようにする
ために、蓄電池のような長時間の蓄積デバイスを直流バ
スにまたがって接続し、正常の入力電力の間に充電する
ことができる。電力の出力中に、非中性入力ラインを変
換装置から切り離し、バッテリから負荷へ連続的な電力
を送ることができる。
【００１０】本発明の変換装置は、２つの制御可能なス
イッチングデバイスしか必要としない特に簡単な回路構
造体を提供するもので、比較的簡単な制御構成体を用い
て、負荷へ交流出力電力を供給すると共に、その電力の
電圧レベルを制御して電力レベルを調整するか又は入力
電圧レベルの変化を補償することができるようにする。
イッチングデバイスしか必要としない特に簡単な回路構
造体を提供するもので、比較的簡単な制御構成体を用い
て、負荷へ交流出力電力を供給すると共に、その電力の
電圧レベルを制御して電力レベルを調整するか又は入力
電圧レベルの変化を補償することができるようにする。
【００１１】本発明の更に別の目的、特徴及び効果は、
添付図面を参照した以下の詳細な説明から明らかとなろ
う。
添付図面を参照した以下の詳細な説明から明らかとなろ
う。
【００１２】
【実施例】添付図面の図１には、本発明の電力変換装置
が２０で一般的に示されており、この装置は、電源２１
から交流（ＡＣ）電圧を受けて負荷２２に交流電力を供
給するように接続されている。この装置２０は、図１に
２４で一般的に示された変換回路を備えており、これは
図１にＩ、ＩＩ及びＩＩＩと示された３つの端子を有し
ている。図１に示すように、電源２１は端子ＩとＩＩと
の間に接続されそして負荷は端子ＩとＩＩＩとの間に接
続される。中性ライン２６は端子Ｉを電源２１に接続
し、中性ライン４１は端子Ｉを負荷２２に接続する。変
換回路２４は、端子ＩとＩＩとの間で交流入力電圧を受
けそして電源によって送られる電圧とは異なる電圧レベ
ルであるが本質的に同じ周波数の交流出力電圧を端子Ｉ
とＩＩＩとの間に供給する。変換回路２４の動作は、ラ
イン２９を経て変換回路２４に制御信号を供給する制御
器２８によって制御される。説明上、制御器２８は、変
換回路への入力電圧を感知するように端子ＩとＩＩとの
間に接続されたライン３０と、出力電圧を感知するよう
に出力端子ＩとＩＩＩとの間に接続されたライン３１
と、負荷２２へと流れる電流ＩL を感知するのに用いる
変流器３４に接続されたライン３３とを有するものとし
て示されている。
が２０で一般的に示されており、この装置は、電源２１
から交流（ＡＣ）電圧を受けて負荷２２に交流電力を供
給するように接続されている。この装置２０は、図１に
２４で一般的に示された変換回路を備えており、これは
図１にＩ、ＩＩ及びＩＩＩと示された３つの端子を有し
ている。図１に示すように、電源２１は端子ＩとＩＩと
の間に接続されそして負荷は端子ＩとＩＩＩとの間に接
続される。中性ライン２６は端子Ｉを電源２１に接続
し、中性ライン４１は端子Ｉを負荷２２に接続する。変
換回路２４は、端子ＩとＩＩとの間で交流入力電圧を受
けそして電源によって送られる電圧とは異なる電圧レベ
ルであるが本質的に同じ周波数の交流出力電圧を端子Ｉ
とＩＩＩとの間に供給する。変換回路２４の動作は、ラ
イン２９を経て変換回路２４に制御信号を供給する制御
器２８によって制御される。説明上、制御器２８は、変
換回路への入力電圧を感知するように端子ＩとＩＩとの
間に接続されたライン３０と、出力電圧を感知するよう
に出力端子ＩとＩＩＩとの間に接続されたライン３１
と、負荷２２へと流れる電流ＩL を感知するのに用いる
変流器３４に接続されたライン３３とを有するものとし
て示されている。
【００１３】本発明において、変換回路２４は、負荷２
２へ出力電圧を供給するように制御器２８によって制御
することができ、この出力電圧は、ピーク・ピーク電源
電圧ＶS の２倍であるか、或いはそれより低いある電圧
で、所望レベルに選択できると共に電源電圧の値又は負
荷電流が変化してもそのレベルを維持するように調整す
ることのできる電圧である。負荷に対して調整可能な電
圧動作を得るために、ローパスフィルタ回路が設けられ
るのが好ましく、このフィルタ回路は、端子ＩとＩＩＩ
との間に接続されたキャパシタ３６と、端子ＩとＩＩＩ
との間で負荷に直列に接続されたインダクタ３７とで構
成され、キャパシタ３６及びインダクタ３７はどちらも
図１に点線で示されている。このＬＣフィルタは、変換
回路２４から送られる変調された電圧をフィルタするよ
うに働く。更に、ライン４０によって変換回路２４に接
続されたオプションのエネルギ蓄積デバイス３９は、電
源２１から送られる電源電圧ＶS に瞬間的な遮断が生じ
る間に負荷に送られる出力電圧を維持するために変換回
路に一時的に電力を与えることができる。エネルギ蓄積
デバイス３９は大きなエネルギ蓄積キャパシタの形態を
とることができ、これは、正常動作中は充電状態に維持
されそして短時間の遮断中に変換回路に向かって放電す
ることができる。或いは又、エネルギ蓄積デバイスは、
長時間の直流電力を変換回路に与えるバッテリであって
もよい。本発明によれば、変換回路２４は、受動部品及
び電子スイッチしか使用しておらず、負荷に送られる電
力の調整もしくは負荷に送られる電圧レベルの調整に変
圧器を必要としない。しかしながら、分離が所望される
場合には、変圧器を用いることができる。
２へ出力電圧を供給するように制御器２８によって制御
することができ、この出力電圧は、ピーク・ピーク電源
電圧ＶS の２倍であるか、或いはそれより低いある電圧
で、所望レベルに選択できると共に電源電圧の値又は負
荷電流が変化してもそのレベルを維持するように調整す
ることのできる電圧である。負荷に対して調整可能な電
圧動作を得るために、ローパスフィルタ回路が設けられ
るのが好ましく、このフィルタ回路は、端子ＩとＩＩＩ
との間に接続されたキャパシタ３６と、端子ＩとＩＩＩ
との間で負荷に直列に接続されたインダクタ３７とで構
成され、キャパシタ３６及びインダクタ３７はどちらも
図１に点線で示されている。このＬＣフィルタは、変換
回路２４から送られる変調された電圧をフィルタするよ
うに働く。更に、ライン４０によって変換回路２４に接
続されたオプションのエネルギ蓄積デバイス３９は、電
源２１から送られる電源電圧ＶS に瞬間的な遮断が生じ
る間に負荷に送られる出力電圧を維持するために変換回
路に一時的に電力を与えることができる。エネルギ蓄積
デバイス３９は大きなエネルギ蓄積キャパシタの形態を
とることができ、これは、正常動作中は充電状態に維持
されそして短時間の遮断中に変換回路に向かって放電す
ることができる。或いは又、エネルギ蓄積デバイスは、
長時間の直流電力を変換回路に与えるバッテリであって
もよい。本発明によれば、変換回路２４は、受動部品及
び電子スイッチしか使用しておらず、負荷に送られる電
力の調整もしくは負荷に送られる電圧レベルの調整に変
圧器を必要としない。しかしながら、分離が所望される
場合には、変圧器を用いることができる。
【００１４】倍電圧装置として実施された変換回路を有
する本発明の電源装置が図２に示されている。説明上、
電源から変換回路へ電圧Ｖi を送る入力ライン２６及び
２７と、変換回路を負荷に接続する出力ライン４１及び
４２には、図１と同じ参照番号が与えられている。中性
の入力ライン２６は、図２に端子又はノードＩとして示
された第１ノードに接続され、このノードは、一対の整
流器（即ち、半導体ダイオード）４８及び４９を接合す
るもので、これら整流器４８及び４９は同じ方向に導通
するように互いに接続されており、即ち、整流器４８は
ノードから離れる方向に導通するように接続されそして
整流器４９はノードに向かって導通するように接続され
る。他の入力ライン２７は、一対のキャパシタ５０及び
５１を接合する第２のノード即ち端子ＩＩに接続され
る。第３ノード即ち端子ＩＩＩは、図２にダイオード５
５及び５６が各々並列に接続されたバイポーラトランジ
スタ５３及び５４として示された一対のスイッチングデ
バイスを接合する。これらのスイッチングデバイスは同
じ方向に導通するように接続されている。整流器即ちダ
イオード４８及び４９の対、キャパシタ５０及び５１の
対、そしてスイッチングデバイス５３及び５４の対は、
直流バスライン５８及び５９によって互いに並列に接続
される。これらのラインは、それにかかる電圧が単一極
性であることから直流バスラインと称するが、ラインに
かかる実際の電圧は時間と共に変化することを理解され
たい。負荷２２は、入力ライン４２の１つによってノー
ドＩＩＩに接続されそしてライン４１によって共通ノー
ドＩに接続される。負荷にまたがる電圧は、ノードＩ及
びＩＩＩにかかる電圧で、Ｖo と示されている。電源か
ら中性ノードＩへ送られる電流は、Ｉi と示されてい
る。キャパシタ５０にまたがる電圧はＶc1で示されてお
り、キャパシタ５１にまたがる電圧はＶC2で示されてい
る。
する本発明の電源装置が図２に示されている。説明上、
電源から変換回路へ電圧Ｖi を送る入力ライン２６及び
２７と、変換回路を負荷に接続する出力ライン４１及び
４２には、図１と同じ参照番号が与えられている。中性
の入力ライン２６は、図２に端子又はノードＩとして示
された第１ノードに接続され、このノードは、一対の整
流器（即ち、半導体ダイオード）４８及び４９を接合す
るもので、これら整流器４８及び４９は同じ方向に導通
するように互いに接続されており、即ち、整流器４８は
ノードから離れる方向に導通するように接続されそして
整流器４９はノードに向かって導通するように接続され
る。他の入力ライン２７は、一対のキャパシタ５０及び
５１を接合する第２のノード即ち端子ＩＩに接続され
る。第３ノード即ち端子ＩＩＩは、図２にダイオード５
５及び５６が各々並列に接続されたバイポーラトランジ
スタ５３及び５４として示された一対のスイッチングデ
バイスを接合する。これらのスイッチングデバイスは同
じ方向に導通するように接続されている。整流器即ちダ
イオード４８及び４９の対、キャパシタ５０及び５１の
対、そしてスイッチングデバイス５３及び５４の対は、
直流バスライン５８及び５９によって互いに並列に接続
される。これらのラインは、それにかかる電圧が単一極
性であることから直流バスラインと称するが、ラインに
かかる実際の電圧は時間と共に変化することを理解され
たい。負荷２２は、入力ライン４２の１つによってノー
ドＩＩＩに接続されそしてライン４１によって共通ノー
ドＩに接続される。負荷にまたがる電圧は、ノードＩ及
びＩＩＩにかかる電圧で、Ｖo と示されている。電源か
ら中性ノードＩへ送られる電流は、Ｉi と示されてい
る。キャパシタ５０にまたがる電圧はＶc1で示されてお
り、キャパシタ５１にまたがる電圧はＶC2で示されてい
る。
【００１５】図２の回路に見られる波形が図３に示され
ている。この回路は次のように働く。Ｖi がその波形の
正の半分にある場合には、キャパシタ５０にかかる電圧
Ｖc1は、キャパシタ５０が充電されるときに入力電圧の
ピークに達する。例えば、入力電圧が１１５ボルトＲＭ
Ｓである場合には、キャパシタ５０の電圧Ｖc1のピーク
電荷が約１６２ボルトである。入力電圧Ｖi の波形の正
に向かう部分の間に、スイッチ５４がオンになり、即ち
その導通状態になる。従って、入力電圧（正に向かう）
及びキャパシタ５１にかかる電圧ＶC2（この時点では負
である）は、負荷に直列に加えられる。この半サイクル
の間に、負荷回路にもよるが、キャパシタ５１が放電す
るにつれて電圧ＶC2が若干減少する。電圧ＶC2が負荷２
２に向かって放電されている間に、キャパシタ５０が電
源電圧で充電されるにつれて、それにまたがる電圧Ｖc1
が確立される。入力電圧Ｖi が負になったときの半サイ
クル中にも同様のサイクルが繰り返され、このときは、
電圧Ｖc1が放電され、その間に入力電圧と直列に負荷に
電圧が送られる。電圧ＶC2は、キャパシタ５１が充電す
るにつれて−Ｖp （ピーク電源電圧）の電圧レベルまで
増加する。電圧Ｖi 、Ｖc1、ＶC2及びＶo そして入力電
流Ｉi の波形がこの回路に対し図３に入力波形角θの関
数として示されている。半波時間スパンＴ1 は、スイッ
チ５３が導通しそしてスイッチ５４がオフとなる時間周
期であり、そして時間スパンＴ2 は、スイッチ５４がオ
ンとなりそしてスイッチ５３がオフにされる半波時間周
期である。
ている。この回路は次のように働く。Ｖi がその波形の
正の半分にある場合には、キャパシタ５０にかかる電圧
Ｖc1は、キャパシタ５０が充電されるときに入力電圧の
ピークに達する。例えば、入力電圧が１１５ボルトＲＭ
Ｓである場合には、キャパシタ５０の電圧Ｖc1のピーク
電荷が約１６２ボルトである。入力電圧Ｖi の波形の正
に向かう部分の間に、スイッチ５４がオンになり、即ち
その導通状態になる。従って、入力電圧（正に向かう）
及びキャパシタ５１にかかる電圧ＶC2（この時点では負
である）は、負荷に直列に加えられる。この半サイクル
の間に、負荷回路にもよるが、キャパシタ５１が放電す
るにつれて電圧ＶC2が若干減少する。電圧ＶC2が負荷２
２に向かって放電されている間に、キャパシタ５０が電
源電圧で充電されるにつれて、それにまたがる電圧Ｖc1
が確立される。入力電圧Ｖi が負になったときの半サイ
クル中にも同様のサイクルが繰り返され、このときは、
電圧Ｖc1が放電され、その間に入力電圧と直列に負荷に
電圧が送られる。電圧ＶC2は、キャパシタ５１が充電す
るにつれて−Ｖp （ピーク電源電圧）の電圧レベルまで
増加する。電圧Ｖi 、Ｖc1、ＶC2及びＶo そして入力電
流Ｉi の波形がこの回路に対し図３に入力波形角θの関
数として示されている。半波時間スパンＴ1 は、スイッ
チ５３が導通しそしてスイッチ５４がオフとなる時間周
期であり、そして時間スパンＴ2 は、スイッチ５４がオ
ンとなりそしてスイッチ５３がオフにされる半波時間周
期である。
【００１６】スイッチングデバイス５３及び５４は、ゲ
ートターン・オン／ターン・オフ型のデバイスであり、
バイポーラトランジスタ（これを保護するために図２に
示すように並列なダイオードをもつのが好ましい）と、
種々の形式の他のゲートターン・オフデバイス、例え
ば、ＦＥＴやゲートターン・オフサイリスタ、等を含
む。
ートターン・オン／ターン・オフ型のデバイスであり、
バイポーラトランジスタ（これを保護するために図２に
示すように並列なダイオードをもつのが好ましい）と、
種々の形式の他のゲートターン・オフデバイス、例え
ば、ＦＥＴやゲートターン・オフサイリスタ、等を含
む。
【００１７】本発明は、倍電圧機能を得るのに必要な全
電圧の一部分を与えるのに入力電圧自体を使用するもの
である。図２の回路は、電源が端子ＩとＩＩとの間に接
続されそして負荷が端子ＩＩとＩＩＩとの間に接続され
る従来のインバータ回路と対照的である。このような接
続では、いかなる周波数も負荷に加えることができる。
しかしながら、出力電圧は入力電圧より低く制限され
る。
電圧の一部分を与えるのに入力電圧自体を使用するもの
である。図２の回路は、電源が端子ＩとＩＩとの間に接
続されそして負荷が端子ＩＩとＩＩＩとの間に接続され
る従来のインバータ回路と対照的である。このような接
続では、いかなる周波数も負荷に加えることができる。
しかしながら、出力電圧は入力電圧より低く制限され
る。
【００１８】図２の回路の制御は容易に達成される。制
御器は、電圧Ｖi が正であるときの半サイクル中にスイ
ッチ５４をオンにしそして電圧Ｖi が負であるときにオ
フにし、一方、電圧Ｖi が負であるときの第２の半サイ
クル中にスイッチ５３をターン・オンしそして電圧Ｖi
が正であるときにターン・オフするように実施すること
ができる。このスイッチング構成においては、導通して
いる整流器４８又は４９に直流バスラインによって接続
されたスイッチングデバイス５３又は５４がターン・オ
フされ、そして非導通の整流器に接続されたスイッチン
グデバイスがターン・オンされる。２つの導通周期間に
はある程度のデッドタイムがあるのが好ましい。制御の
ための簡単なやり方は、図４に示すような小さな制御変
圧器６０を使用することであり、この変圧器の一次側６
１には入力電圧Ｖi が接続され、そして２つの二次側回
路６３及び６４が各々スイッチングデバイス５３及び５
４の制御ゲート（即ち、ベース）に接続される。二次側
回路６３及び６４は、互いに逆の電圧極性をもつように
極性定めされる。
御器は、電圧Ｖi が正であるときの半サイクル中にスイ
ッチ５４をオンにしそして電圧Ｖi が負であるときにオ
フにし、一方、電圧Ｖi が負であるときの第２の半サイ
クル中にスイッチ５３をターン・オンしそして電圧Ｖi
が正であるときにターン・オフするように実施すること
ができる。このスイッチング構成においては、導通して
いる整流器４８又は４９に直流バスラインによって接続
されたスイッチングデバイス５３又は５４がターン・オ
フされ、そして非導通の整流器に接続されたスイッチン
グデバイスがターン・オンされる。２つの導通周期間に
はある程度のデッドタイムがあるのが好ましい。制御の
ための簡単なやり方は、図４に示すような小さな制御変
圧器６０を使用することであり、この変圧器の一次側６
１には入力電圧Ｖi が接続され、そして２つの二次側回
路６３及び６４が各々スイッチングデバイス５３及び５
４の制御ゲート（即ち、ベース）に接続される。二次側
回路６３及び６４は、互いに逆の電圧極性をもつように
極性定めされる。
【００１９】図２の倍電圧回路は、多数の望ましい特徴
を有している。まず、第１に、入力電源及び負荷の両方
に対し共通の中性点が維持される。出力のピーク電圧
は、（１１５Ｖ ＲＭＳ入力に対し）２３０√２ボルト
（約３２５ボルト）以下であり、これは２３０ボルト系
の通常の電圧範囲である。従って、倍電圧回路は、電子
負荷と、モータ及びヒータとの両方に使用することがで
きる。これは、非常に簡単であり、部品点数も僅かであ
る。負荷電流が増加すると、出力電圧は低下する。これ
は、過負荷に対してある程度の保護を与える。更に保護
が必要とされる場合には、電流制限機能を回路に含ませ
ることができる。簡単なやり方は、過電流が送られたと
きにスイッチ５３及び５４の両方をオフにすることであ
る。
を有している。まず、第１に、入力電源及び負荷の両方
に対し共通の中性点が維持される。出力のピーク電圧
は、（１１５Ｖ ＲＭＳ入力に対し）２３０√２ボルト
（約３２５ボルト）以下であり、これは２３０ボルト系
の通常の電圧範囲である。従って、倍電圧回路は、電子
負荷と、モータ及びヒータとの両方に使用することがで
きる。これは、非常に簡単であり、部品点数も僅かであ
る。負荷電流が増加すると、出力電圧は低下する。これ
は、過負荷に対してある程度の保護を与える。更に保護
が必要とされる場合には、電流制限機能を回路に含ませ
ることができる。簡単なやり方は、過電流が送られたと
きにスイッチ５３及び５４の両方をオフにすることであ
る。
【００２０】過負荷保護回路が図５に示されており、こ
れは出力ライン４２に変流器７０を用いている。この変
流器７０の二次側の出力電圧は整流ブリッジ７１によっ
て整流され、その整流された出力電圧は出力ライン７２
及び７３に通される。変圧器６０の一次側６１間にはト
ライアック７５が接続されており、そのゲート入力は入
力ライン７３に接続されている。過電流が変流器７０に
よって検出されると、トライアック７５がオンになり、
両スイッチングデバイス５３及び５４のベースへ流れる
電流を遮断する。トライアックは、次のゼロ電圧交差に
おいてオフになり、従って、スイッチ５３及び５４も通
常の仕方でオンになる。
れは出力ライン４２に変流器７０を用いている。この変
流器７０の二次側の出力電圧は整流ブリッジ７１によっ
て整流され、その整流された出力電圧は出力ライン７２
及び７３に通される。変圧器６０の一次側６１間にはト
ライアック７５が接続されており、そのゲート入力は入
力ライン７３に接続されている。過電流が変流器７０に
よって検出されると、トライアック７５がオンになり、
両スイッチングデバイス５３及び５４のベースへ流れる
電流を遮断する。トライアックは、次のゼロ電圧交差に
おいてオフになり、従って、スイッチ５３及び５４も通
常の仕方でオンになる。
【００２１】電力変換回路２４は、スイッチングデバイ
ス５３及び５４がパルス巾変調（ＰＷＭ）制御のもとで
作動される場合に負荷に送られる電力を調整するように
動作することができる。スイッチングデバイス５３及び
５４のこのような制御を用いると、回路は、ゼロと入力
電圧の２倍との間の本質的に全ての電圧において負荷２
２に出力電圧を与えることができる。電力変換回路２４
は、図６には、負荷２２に対してこのような電力調整機
能を発揮する構成で示されており、負荷２２に直列のイ
ンダクタ３７及び負荷２２に並列なキャパシタ３６より
成るローパスフィルタが追加されている。図６において
は、スイッチングデバイス５３及び５４は、図２及び図
４ないし５においてスイッチングデバイスとして示され
たバイポーラトランジスタではなくて、電界効果トラン
ジスタ（ＦＥＴ）として示されているが、スイッチング
デバイスの機能は全く同じである。本発明では、適当な
制御可能なターン・オン／ターン・オフスイッチング部
品（例えば、ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ、ＢＪＴ、等）を
使用することができる。このようなデバイスは、これま
でゲートを有するとして述べられていたものかどうかの
説明を簡略化するため、ここでは、“ゲートターン・オ
ン”デバイス又は“ゲート制御”デバイスと称する。唯
一必要なことは、これらデバイスがターン・オン及びタ
ーン・オフするように制御できねばならないことであ
る。
ス５３及び５４がパルス巾変調（ＰＷＭ）制御のもとで
作動される場合に負荷に送られる電力を調整するように
動作することができる。スイッチングデバイス５３及び
５４のこのような制御を用いると、回路は、ゼロと入力
電圧の２倍との間の本質的に全ての電圧において負荷２
２に出力電圧を与えることができる。電力変換回路２４
は、図６には、負荷２２に対してこのような電力調整機
能を発揮する構成で示されており、負荷２２に直列のイ
ンダクタ３７及び負荷２２に並列なキャパシタ３６より
成るローパスフィルタが追加されている。図６において
は、スイッチングデバイス５３及び５４は、図２及び図
４ないし５においてスイッチングデバイスとして示され
たバイポーラトランジスタではなくて、電界効果トラン
ジスタ（ＦＥＴ）として示されているが、スイッチング
デバイスの機能は全く同じである。本発明では、適当な
制御可能なターン・オン／ターン・オフスイッチング部
品（例えば、ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ、ＢＪＴ、等）を
使用することができる。このようなデバイスは、これま
でゲートを有するとして述べられていたものかどうかの
説明を簡略化するため、ここでは、“ゲートターン・オ
ン”デバイス又は“ゲート制御”デバイスと称する。唯
一必要なことは、これらデバイスがターン・オン及びタ
ーン・オフするように制御できねばならないことであ
る。
【００２２】図６の回路は、倍電圧機能を使用して、ラ
イン調整器を形成するに必要なブースト特性を実現する
ものである。又、この回路は、負荷に対して共通の中性
接続を維持し、ライン４１はノード１において電源から
延びる中性ライン２６に接続される。図６の回路の動作
は倍電圧回路の動作と同様であるが、パルス巾変調方式
で動作される。電源電圧Ｖi が正になると、スイッチ５
４がオンになり、負の最大電圧−（Ｖc2＋Ｖip）を端子
Ｉ及びＩＩ間に加える。但し、Ｖipは入力電圧Ｖi のピ
ーク電圧レベルである。この電圧は、負荷２２と、イン
ダクタ３７及びキャパシタ３６より成るＬＣフィルタと
の組み合わせ体に加えられる。スイッチ５４がオフであ
りそしてスイッチ５３がオンであるときには、負荷２２
と、インダクタ３７及びキャパシタ３２より成るＬＣフ
ィルタとの組み合せ体に、ＶC1＋Ｖipに等しい電圧が加
えられる。ダイオード４８が導通するときには、キャパ
シタ５０にかかる電圧ＶC1がＶi に等しく、スイッチ５
３が導通するときに端子Ｉ及びＩＩＩにかかる電圧はゼ
ロである。同様に、ダイオード４９が導通するときに
は、キャパシタ５１にかかる電圧Ｖc2がＶi に等しく、
Ｖipに到達する。従って、スイッチ５３及び５４のデュ
ーティサイクル即ち導通周期を変えることにより、負荷
に流れる電流Ｉo 又は負荷にかかる電圧を制御すること
ができる。パルス巾変調（ＰＷＭ）技術は公知である。
例えば、１９９０年６月にテキサス州サン・アントニオ
で開催されたパワー・エレクトロニックス・スペシャリ
スト・コンファレンス ’９０におけるＤ．Ｍ．ディバ
ン氏、Ｔ．Ａ．リポ氏及びＴ．Ｇ．ハベツラー氏の“電
源インバータ用のＰＷＭ技術(PWM Techniques for Volt
age Source Inverters) ”と題するツトリアル・ノート
を参照されたい。
イン調整器を形成するに必要なブースト特性を実現する
ものである。又、この回路は、負荷に対して共通の中性
接続を維持し、ライン４１はノード１において電源から
延びる中性ライン２６に接続される。図６の回路の動作
は倍電圧回路の動作と同様であるが、パルス巾変調方式
で動作される。電源電圧Ｖi が正になると、スイッチ５
４がオンになり、負の最大電圧−（Ｖc2＋Ｖip）を端子
Ｉ及びＩＩ間に加える。但し、Ｖipは入力電圧Ｖi のピ
ーク電圧レベルである。この電圧は、負荷２２と、イン
ダクタ３７及びキャパシタ３６より成るＬＣフィルタと
の組み合わせ体に加えられる。スイッチ５４がオフであ
りそしてスイッチ５３がオンであるときには、負荷２２
と、インダクタ３７及びキャパシタ３２より成るＬＣフ
ィルタとの組み合せ体に、ＶC1＋Ｖipに等しい電圧が加
えられる。ダイオード４８が導通するときには、キャパ
シタ５０にかかる電圧ＶC1がＶi に等しく、スイッチ５
３が導通するときに端子Ｉ及びＩＩＩにかかる電圧はゼ
ロである。同様に、ダイオード４９が導通するときに
は、キャパシタ５１にかかる電圧Ｖc2がＶi に等しく、
Ｖipに到達する。従って、スイッチ５３及び５４のデュ
ーティサイクル即ち導通周期を変えることにより、負荷
に流れる電流Ｉo 又は負荷にかかる電圧を制御すること
ができる。パルス巾変調（ＰＷＭ）技術は公知である。
例えば、１９９０年６月にテキサス州サン・アントニオ
で開催されたパワー・エレクトロニックス・スペシャリ
スト・コンファレンス ’９０におけるＤ．Ｍ．ディバ
ン氏、Ｔ．Ａ．リポ氏及びＴ．Ｇ．ハベツラー氏の“電
源インバータ用のＰＷＭ技術(PWM Techniques for Volt
age Source Inverters) ”と題するツトリアル・ノート
を参照されたい。
【００２３】図６の回路については種々の制御構成が考
えられる。簡単な構成は、インバータの極、ノードＩＩ
Ｉに所望の基本的な電圧成分を発生する電圧レギュレー
タである。このような調整は、例えば、規則的にサンプ
リングするシグマ・デルタ変調器を用いて行うことがで
きる。調整を行う別の方法は、電圧ＶC1、Ｖc2、Ｖi に
基づくデッド・ビート制御器を使用することである。
えられる。簡単な構成は、インバータの極、ノードＩＩ
Ｉに所望の基本的な電圧成分を発生する電圧レギュレー
タである。このような調整は、例えば、規則的にサンプ
リングするシグマ・デルタ変調器を用いて行うことがで
きる。調整を行う別の方法は、電圧ＶC1、Ｖc2、Ｖi に
基づくデッド・ビート制御器を使用することである。
【００２４】図７は、図６の回路のための例示的な電圧
レギュレータのブロック図である。この電圧レギュレー
タは、入力電圧Ｖi と、インバータ出力電圧Ｖo 、即ち
端子ＩＩＩとＩとの間の電圧を使用する。入力電圧Ｖi
は、ライン８５を経て、同期回路８６及び利得補償回路
８７より成る基準信号発生器へ送られる。同期回路８６
は、良く知られた従来設計のものであり、例えば、基本
周波数を分離するように入力信号をフィルタするか又は
位相固定ループを用いることにより、同期した出力信号
を発生する。回路８７は、同期回路８６からの出力信号
に対して所望の利得補償を与えて、基準出力電圧Ｖorを
ライン８９に発生する。この基準電圧信号Ｖorは、正し
い振幅を有し、比較的純粋な正弦波信号であり、そして
Ｖi に存在するようなスパイクやノイズパルスを含まな
い。ライン８９上の同期した出力電圧Ｖorは、制御回路
９０に送られ、この制御回路は、もし所望ならば、ライ
ン９１を経て生の入力信号Ｖi を受け取ると共に、ライ
ン９３を経て出力電圧Ｖoを受け取る。制御回路は、基
準信号Ｖorを正常な状態のもとでは出力電圧Ｖo と比較
し（又は入力信号から基準信号Ｖorを得ることができな
い場合には入力Ｖi と比較し）、エラー出力信号をライ
ン９５に発生する。これらの出力信号はパルス巾変調器
９６に送られ、該変調器は、ライン９７及び９８を経、
ゲートドライバ１００及び１０１を経て、スイッチング
デバイス５３及び５４のゲートライン各々８１及び８２
にゲート出力信号を発生する。
レギュレータのブロック図である。この電圧レギュレー
タは、入力電圧Ｖi と、インバータ出力電圧Ｖo 、即ち
端子ＩＩＩとＩとの間の電圧を使用する。入力電圧Ｖi
は、ライン８５を経て、同期回路８６及び利得補償回路
８７より成る基準信号発生器へ送られる。同期回路８６
は、良く知られた従来設計のものであり、例えば、基本
周波数を分離するように入力信号をフィルタするか又は
位相固定ループを用いることにより、同期した出力信号
を発生する。回路８７は、同期回路８６からの出力信号
に対して所望の利得補償を与えて、基準出力電圧Ｖorを
ライン８９に発生する。この基準電圧信号Ｖorは、正し
い振幅を有し、比較的純粋な正弦波信号であり、そして
Ｖi に存在するようなスパイクやノイズパルスを含まな
い。ライン８９上の同期した出力電圧Ｖorは、制御回路
９０に送られ、この制御回路は、もし所望ならば、ライ
ン９１を経て生の入力信号Ｖi を受け取ると共に、ライ
ン９３を経て出力電圧Ｖoを受け取る。制御回路は、基
準信号Ｖorを正常な状態のもとでは出力電圧Ｖo と比較
し（又は入力信号から基準信号Ｖorを得ることができな
い場合には入力Ｖi と比較し）、エラー出力信号をライ
ン９５に発生する。これらの出力信号はパルス巾変調器
９６に送られ、該変調器は、ライン９７及び９８を経、
ゲートドライバ１００及び１０１を経て、スイッチング
デバイス５３及び５４のゲートライン各々８１及び８２
にゲート出力信号を発生する。
【００２５】別の制御構成においては、フィルタ出力電
圧からの電圧フィードバックと、インダクタ電流及び出
力電流（又はキャパシタ電流）のフィードバックとを使
用して、変調器を制御するエラー信号を発生してもよ
い。電流レギュレータの使用は、パルス巾変調インバー
タにおいて、特に非リニアな負荷に感じないことが所望
される場合に、非常に有用である。
圧からの電圧フィードバックと、インダクタ電流及び出
力電流（又はキャパシタ電流）のフィードバックとを使
用して、変調器を制御するエラー信号を発生してもよ
い。電流レギュレータの使用は、パルス巾変調インバー
タにおいて、特に非リニアな負荷に感じないことが所望
される場合に、非常に有用である。
【００２６】図６の回路に対する例示的な回路部品の値
としては、キャパシタ５０及び５１のキャパシタンスが
１０００ｕＦであり、フィルタキャパシタ３６のキャパ
シタンスＣf が１０００ｕＦであり、インダクタ３７の
インダクタンスＬf が１００ｕｈであり、サンプリング
周波数が１００ＫＨｚであり、キャパシタは１５０ボル
トピークの定格を有し、そしてスイッチングデバイスは
３２５ボルトの定格である。インダクタ３７及びキャパ
シタ３６より成るローパスＬＣフィルタは、カットオフ
周波数が５００Ｈｚであり、ＰＷＭ波形の高調波成分を
フィルタするのに加えてライン上のスパイク及び短時間
過渡状態に対する保護を与えることができる。このよう
な回路は、たとえ入力電圧Ｖi が所望レベル（例えば、
１１５ＶＲＭＳ）よりも実質的に低下した（例えば、８
５Ｖ ＲＭＳまで）場合でも、負荷２２にかかる出力電
圧をその所望レベルに維持することができる。又、入力
電圧が所望の出力電圧よりも高くなった場合にも出力電
圧を調整することができる。
としては、キャパシタ５０及び５１のキャパシタンスが
１０００ｕＦであり、フィルタキャパシタ３６のキャパ
シタンスＣf が１０００ｕＦであり、インダクタ３７の
インダクタンスＬf が１００ｕｈであり、サンプリング
周波数が１００ＫＨｚであり、キャパシタは１５０ボル
トピークの定格を有し、そしてスイッチングデバイスは
３２５ボルトの定格である。インダクタ３７及びキャパ
シタ３６より成るローパスＬＣフィルタは、カットオフ
周波数が５００Ｈｚであり、ＰＷＭ波形の高調波成分を
フィルタするのに加えてライン上のスパイク及び短時間
過渡状態に対する保護を与えることができる。このよう
な回路は、たとえ入力電圧Ｖi が所望レベル（例えば、
１１５ＶＲＭＳ）よりも実質的に低下した（例えば、８
５Ｖ ＲＭＳまで）場合でも、負荷２２にかかる出力電
圧をその所望レベルに維持することができる。又、入力
電圧が所望の出力電圧よりも高くなった場合にも出力電
圧を調整することができる。
【００２７】もし所望ならば、キャパシタ５０及び５１
の充電のインパクトを軽減するために、非中性の入力ラ
イン２７に追加のラインインダクタンスを使用すること
ができる。キャパシタ５０及び５１は、各サイクル中に
深く放電できるように適度に小さくすることができる。
このようにすれば、キャパシタ５０及び５１の所要サイ
ズを減少し、ピークライン入力電流を最小にすることが
できる。
の充電のインパクトを軽減するために、非中性の入力ラ
イン２７に追加のラインインダクタンスを使用すること
ができる。キャパシタ５０及び５１は、各サイクル中に
深く放電できるように適度に小さくすることができる。
このようにすれば、キャパシタ５０及び５１の所要サイ
ズを減少し、ピークライン入力電流を最小にすることが
できる。
【００２８】制御器９０及び変調器９６の例示的なシグ
マ・デルタ変調構成体が図８に示されている。ライン９
３上の出力信号Ｖo は、加算接合点１０５において、ラ
イン８９上の基準電圧Ｖorから差し引きされ、その差が
積分器１０６に与えられる。積分器１０６からの出力
は、バン・バン(bang-bang) リミッタ１０７へ送られ、
その出力がサンプル・ホールド回路１０８へ送られる。
このサンプル・ホールド回路は、ライン１０９を経てサ
ンプリング周波数の信号を受け取り、ライン１０９上の
サンプリングパルスの時間にサンプル・ホールド回路１
０８への入力に等しい出力信号を各サンプリングパルス
間にライン１１０に与える。この出力信号は、次のサン
プリングパルスまで保持される。ライン１１０上の出力
信号は、ゲートドライブ回路１００へ通じているライン
９７を経て送られて、スイッチングデバイス５３のゲー
トライン８１を駆動する。ライン１１０の信号は、ライ
ン１１２を経てインバータ１１３にも送られ、該インバ
ータは、スイッチングデバイス５４のゲートライン８２
に接続されたゲートドライブ１０１に通じているライン
９８に反転した出力信号を供給する。従って、スイッチ
ングデバイス５３及び５４は、互いに相補的にスイッチ
するように制御される。
マ・デルタ変調構成体が図８に示されている。ライン９
３上の出力信号Ｖo は、加算接合点１０５において、ラ
イン８９上の基準電圧Ｖorから差し引きされ、その差が
積分器１０６に与えられる。積分器１０６からの出力
は、バン・バン(bang-bang) リミッタ１０７へ送られ、
その出力がサンプル・ホールド回路１０８へ送られる。
このサンプル・ホールド回路は、ライン１０９を経てサ
ンプリング周波数の信号を受け取り、ライン１０９上の
サンプリングパルスの時間にサンプル・ホールド回路１
０８への入力に等しい出力信号を各サンプリングパルス
間にライン１１０に与える。この出力信号は、次のサン
プリングパルスまで保持される。ライン１１０上の出力
信号は、ゲートドライブ回路１００へ通じているライン
９７を経て送られて、スイッチングデバイス５３のゲー
トライン８１を駆動する。ライン１１０の信号は、ライ
ン１１２を経てインバータ１１３にも送られ、該インバ
ータは、スイッチングデバイス５４のゲートライン８２
に接続されたゲートドライブ１０１に通じているライン
９８に反転した出力信号を供給する。従って、スイッチ
ングデバイス５３及び５４は、互いに相補的にスイッチ
するように制御される。
【００２９】図８の変調器を用いた図６の回路の実施例
においては、サンプル・ホールド回路１０８に送られる
サンプリング周波数が３０ＫＨｚであった。フィルタキ
ャパシタ３６の値はＣf ＝７５ｕＦであり、キャパシタ
５０及び５１の値は、各々、４７０ｕＦであった。この
回路は、バック及びブーストオペレーションで動作する
ことができる。例えば、図９に示された波形は、ブース
トオペレーションで得られたものであり、波形１２０
は、中性ノードＩに対して入力電圧Ｖi を示すものであ
り、波形１２２は、中性ノードＩに対して出力信号Ｖo
のパルス巾変調された波形を示すものであり、そして波
形１２３は、差電圧Ｖo −Ｖi 、即ちパルス巾変調波形
を示している。波形１２２のパルス巾変調包絡線内に
は、電圧ＶL の出力電圧波形１２４があり、これは負荷
２２に印加される。
においては、サンプル・ホールド回路１０８に送られる
サンプリング周波数が３０ＫＨｚであった。フィルタキ
ャパシタ３６の値はＣf ＝７５ｕＦであり、キャパシタ
５０及び５１の値は、各々、４７０ｕＦであった。この
回路は、バック及びブーストオペレーションで動作する
ことができる。例えば、図９に示された波形は、ブース
トオペレーションで得られたものであり、波形１２０
は、中性ノードＩに対して入力電圧Ｖi を示すものであ
り、波形１２２は、中性ノードＩに対して出力信号Ｖo
のパルス巾変調された波形を示すものであり、そして波
形１２３は、差電圧Ｖo −Ｖi 、即ちパルス巾変調波形
を示している。波形１２２のパルス巾変調包絡線内に
は、電圧ＶL の出力電圧波形１２４があり、これは負荷
２２に印加される。
【００３０】前記のライン調整回路は、負荷に無停電電
力を供給して回路を無停電電源システム（ＵＰＳ）とし
て使用できるように拡張することができる。本発明の電
力変換装置は、バック及びブーストの両オペレーション
に対し変圧器を必要としないオンラインＵＰＳシステム
として構成することができる。
力を供給して回路を無停電電源システム（ＵＰＳ）とし
て使用できるように拡張することができる。本発明の電
力変換装置は、バック及びブーストの両オペレーション
に対し変圧器を必要としないオンラインＵＰＳシステム
として構成することができる。
【００３１】受動的エネルギ蓄積式の限定されたライド
スルー特徴を有するＵＰＳ回路として構成された本発明
の電力変換装置が図１０に示されている。この回路は、
図６の電力調整器について上記したものと基本的に同じ
であるが、追加のゲートターン・オン／ターン・オフ制
御スイッチングデバイス１３０及び１３１が各々ダイオ
ード４８及び４９のまわりに接続されている。ゲート制
御ライン１３５によって制御される付加的なスタティッ
クバイパススイッチ１３４（例えば、トライアック）
と、小さな負荷インダクタ１３６（入力ラインの電流波
形を改善するための）とが電源と端子ＩＩとの間でライ
ン２７に接続されている。同じ目的で図２及び６の回路
において同様に小さなインダクタを入力ライン２７に接
続できることに注意されたい。説明上、スイッチングデ
バイス１３０とダイオード４８の組み合せ、及びスイッ
チングデバイス１３１とダイオード４９の組み合せは、
整流装置とみなす。これらの整流装置がダイオードとし
てのみ機能する場合には、スイッチ５３及び５４が半ブ
リッジを形成するので、全供給電圧の半分未満の電圧し
か得られない。しかしながら、追加のスイッチ１３０及
び１３１を使用することにより、全ブリッジ回路が得ら
れる。従って、１１５ボルトＲＭＳの入力電圧Ｖi につ
いては、直流バス電圧、即ちライン５８及び５９に接続
する直流バスラインにかかる電圧が約３５０ボルト直流
まで充電できる。全波ブリッジで１１０ボルトの出力を
与えるためには、直流バスが１６５ボルトより大きけれ
ばよい。従って、約３５０ボルトＤＣから１６５ボルト
ＤＣまでのバス電圧から出力電圧調整を維持することが
できる。
スルー特徴を有するＵＰＳ回路として構成された本発明
の電力変換装置が図１０に示されている。この回路は、
図６の電力調整器について上記したものと基本的に同じ
であるが、追加のゲートターン・オン／ターン・オフ制
御スイッチングデバイス１３０及び１３１が各々ダイオ
ード４８及び４９のまわりに接続されている。ゲート制
御ライン１３５によって制御される付加的なスタティッ
クバイパススイッチ１３４（例えば、トライアック）
と、小さな負荷インダクタ１３６（入力ラインの電流波
形を改善するための）とが電源と端子ＩＩとの間でライ
ン２７に接続されている。同じ目的で図２及び６の回路
において同様に小さなインダクタを入力ライン２７に接
続できることに注意されたい。説明上、スイッチングデ
バイス１３０とダイオード４８の組み合せ、及びスイッ
チングデバイス１３１とダイオード４９の組み合せは、
整流装置とみなす。これらの整流装置がダイオードとし
てのみ機能する場合には、スイッチ５３及び５４が半ブ
リッジを形成するので、全供給電圧の半分未満の電圧し
か得られない。しかしながら、追加のスイッチ１３０及
び１３１を使用することにより、全ブリッジ回路が得ら
れる。従って、１１５ボルトＲＭＳの入力電圧Ｖi につ
いては、直流バス電圧、即ちライン５８及び５９に接続
する直流バスラインにかかる電圧が約３５０ボルト直流
まで充電できる。全波ブリッジで１１０ボルトの出力を
与えるためには、直流バスが１６５ボルトより大きけれ
ばよい。従って、約３５０ボルトＤＣから１６５ボルト
ＤＣまでのバス電圧から出力電圧調整を維持することが
できる。
【００３２】キャパシタ５０及び５１が充分に大きなも
のである場合には、これらキャパシタに充分なエネルギ
が蓄積され、短時間のライドスルー機能が与えられる。
好ましい別の実施例では、直流電圧しか維持されないた
めに電解コンデンサである大きなキャパシタ１４０がス
イッチングデンバイス５３及び５４に並列に直流バスラ
イン５８及び５９にまたがって接続される。必要に応じ
てキャパシタ１４０を自由に放電できるようにしながら
その充電率を制御するために、並列接続されたインダク
タ１４１（或いは又、小さな抵抗）とダイオード１４２
が直流バスライン５８及び５９にまたがってキャパシタ
１４０と直列に接続される。ライン５８及び５９からの
充電電流は、低い限定された割合でキャパシタ１４０に
流れる。しかしながら、電源電圧Ｖi が落ちると、スタ
ティックバイパススイッチ１３４がオフとなり、電力変
換回路を電源から分離し、電力はキャパシタ１４０が放
電するまでこのキャパシタから供給される。相対的な比
較のために、キャパシタ１４０のキャパシタンスが１０
００ｕＦである場合には、１キロワット（ＫＷ）の放電
率により９０ミリ秒のライドスルー容量が得られる。キ
ャパシタ１４０のキャパシタンスを１０，０００ｕＦに
増加すると、ほぼ１秒のライドスルーが得られ、これは
瞬間的な電源ラインの停電を取り扱わねばならないほと
んどの場合に充分なものである。図１０の回路は、素子
１４０、１４１及び１４２なしでライドスルー機能を発
揮することができる。しかしながら、そのためには、キ
ャパシタ５０及び５１が比較的大きなものでなければな
らない。
のである場合には、これらキャパシタに充分なエネルギ
が蓄積され、短時間のライドスルー機能が与えられる。
好ましい別の実施例では、直流電圧しか維持されないた
めに電解コンデンサである大きなキャパシタ１４０がス
イッチングデンバイス５３及び５４に並列に直流バスラ
イン５８及び５９にまたがって接続される。必要に応じ
てキャパシタ１４０を自由に放電できるようにしながら
その充電率を制御するために、並列接続されたインダク
タ１４１（或いは又、小さな抵抗）とダイオード１４２
が直流バスライン５８及び５９にまたがってキャパシタ
１４０と直列に接続される。ライン５８及び５９からの
充電電流は、低い限定された割合でキャパシタ１４０に
流れる。しかしながら、電源電圧Ｖi が落ちると、スタ
ティックバイパススイッチ１３４がオフとなり、電力変
換回路を電源から分離し、電力はキャパシタ１４０が放
電するまでこのキャパシタから供給される。相対的な比
較のために、キャパシタ１４０のキャパシタンスが１０
００ｕＦである場合には、１キロワット（ＫＷ）の放電
率により９０ミリ秒のライドスルー容量が得られる。キ
ャパシタ１４０のキャパシタンスを１０，０００ｕＦに
増加すると、ほぼ１秒のライドスルーが得られ、これは
瞬間的な電源ラインの停電を取り扱わねばならないほと
んどの場合に充分なものである。図１０の回路は、素子
１４０、１４１及び１４２なしでライドスルー機能を発
揮することができる。しかしながら、そのためには、キ
ャパシタ５０及び５１が比較的大きなものでなければな
らない。
【００３３】図１０の回路には４つの能動的なスイッチ
が設けられるので、この回路の顕著な制御を行うことが
できる。スイッチングデバイス５３、５４、１３０及び
１３１の切り換えを用いて、入力電流及び負荷電流の両
方を制御することができる。又、このような制御は間接
的に直流バス電圧の制御も与える。その結果、この回路
は、出力電流及び電圧、入力電流、直流バス電圧を完全
に制御できると共に、直流バス電圧の動作範囲が広いこ
とにより自動的なライドスルー機能を与えることができ
る。図１１の回路は、キャパシタ１４０をバッテリに取
り換えることによりその両方がエネルギ蓄積装置として
働くので真のＵＰＳとして機能することができる。図１
１の回路では、バッテリ電圧は直流バスラインのピーク
・ピーク電圧、例えば、３５０ボルトの大きさでなけれ
ばならない。
が設けられるので、この回路の顕著な制御を行うことが
できる。スイッチングデバイス５３、５４、１３０及び
１３１の切り換えを用いて、入力電流及び負荷電流の両
方を制御することができる。又、このような制御は間接
的に直流バス電圧の制御も与える。その結果、この回路
は、出力電流及び電圧、入力電流、直流バス電圧を完全
に制御できると共に、直流バス電圧の動作範囲が広いこ
とにより自動的なライドスルー機能を与えることができ
る。図１１の回路は、キャパシタ１４０をバッテリに取
り換えることによりその両方がエネルギ蓄積装置として
働くので真のＵＰＳとして機能することができる。図１
１の回路では、バッテリ電圧は直流バスラインのピーク
・ピーク電圧、例えば、３５０ボルトの大きさでなけれ
ばならない。
【００３４】ＵＰＳ動作をするように本質的に構成され
た本発明の電力変換装置が図１１に示されている。図１
１の回路は図１０の回路と同様であるが、大きな相違点
は、キャパシタ１４０がバッテリ１４６に取り換えられ
てこれが直流バスライン５８及び５９にまたがって接続
されていることである。バッテリ１４６に供給されそし
てそこから送り出される電力を制御するために、ゲート
制御スイッチングデバイス１４９及び並列接続ダイオー
ド１５０が小さなインダクタ１５１と共にバッテリに直
列に接続される。バッテリを通る電流の逆流を防止する
ためにダイオード１５２がバッテリ１４６とインダクタ
１５１との間に接続されている。図１１の回路は、ブー
ストオペレーション及びバックオペレーションを達成す
ることができ、即ち入力電圧より高い出力電圧を得るこ
とができると共に、入力電圧より低い電圧を得ることが
できる。図１１の回路は、低周波数変圧器をもたずにＵ
ＰＳの用途に使用することができ、ＵＰＳシステムのコ
ストを低減化することができる。３５０ないし１６５ボ
ルトＤＣの直流供給電圧及び１１５ボルトＲＭＳの交流
用途に対して連続的な動作を行うことができ、受動的な
ライドスルーオプションを得ることができるようにされ
た。
た本発明の電力変換装置が図１１に示されている。図１
１の回路は図１０の回路と同様であるが、大きな相違点
は、キャパシタ１４０がバッテリ１４６に取り換えられ
てこれが直流バスライン５８及び５９にまたがって接続
されていることである。バッテリ１４６に供給されそし
てそこから送り出される電力を制御するために、ゲート
制御スイッチングデバイス１４９及び並列接続ダイオー
ド１５０が小さなインダクタ１５１と共にバッテリに直
列に接続される。バッテリを通る電流の逆流を防止する
ためにダイオード１５２がバッテリ１４６とインダクタ
１５１との間に接続されている。図１１の回路は、ブー
ストオペレーション及びバックオペレーションを達成す
ることができ、即ち入力電圧より高い出力電圧を得るこ
とができると共に、入力電圧より低い電圧を得ることが
できる。図１１の回路は、低周波数変圧器をもたずにＵ
ＰＳの用途に使用することができ、ＵＰＳシステムのコ
ストを低減化することができる。３５０ないし１６５ボ
ルトＤＣの直流供給電圧及び１１５ボルトＲＭＳの交流
用途に対して連続的な動作を行うことができ、受動的な
ライドスルーオプションを得ることができるようにされ
た。
【００３５】図１０及び１１の回路における能動的なデ
バイスは、入力電圧のピーク電圧の２倍を取り扱うこと
が要求され、キャパシタ５０及び５１は比較的大きな電
流定格を有していなければならない。しかしながら、キ
ャパシタ５０及び５１は充分小さくすることができ、従
って、半サイクル中にほぼ完全に放電することができ
る。これらの回路は、更に、出力調整能力に優れ、入力
電流を制御できそして共通の中性接続を設けられるとい
う効果を奏する。図１０及び１１の回路に対する例示的
な供給電圧Ｖi 及びライン電流Ｉi の波形が図１２に示
されている。これら回路は入力電流を完全に制御するこ
とができ、従って、力率１の正弦波入力電流を得ること
ができる。
バイスは、入力電圧のピーク電圧の２倍を取り扱うこと
が要求され、キャパシタ５０及び５１は比較的大きな電
流定格を有していなければならない。しかしながら、キ
ャパシタ５０及び５１は充分小さくすることができ、従
って、半サイクル中にほぼ完全に放電することができ
る。これらの回路は、更に、出力調整能力に優れ、入力
電流を制御できそして共通の中性接続を設けられるとい
う効果を奏する。図１０及び１１の回路に対する例示的
な供給電圧Ｖi 及びライン電流Ｉi の波形が図１２に示
されている。これら回路は入力電流を完全に制御するこ
とができ、従って、力率１の正弦波入力電流を得ること
ができる。
【００３６】図１１の回路構成は、比較的低電圧のバッ
テリを使用できると共に、直流バスの深い放電能力を得
ることができる。スイッチ１４９、インダクタ１５１及
びダイオード１５２は、バッテリ１４６を充電するのに
使用できるバックチョッパを形成し、ここではこれを通
常の直流バス値の半分（例えば、１６５ボルト）に維持
することができる。電源電圧Ｖi が失われるような停電
の際には、ライン５８及び５９にかかる直流バス電圧が
放電するので、ダイオード１４６が順方向にバイアスさ
れそしてバッテリ１４６が負荷に電力を供給する。他の
全ての制御機能は、キャパシタ１４０がバッテリに代わ
っただけで図１１の回路と同様である。図１１の回路は
小型のバッテリを使用することができ、バッテリのサイ
クリングの量を低減すると共に、最適なバッテリ充電性
能をもたらす。
テリを使用できると共に、直流バスの深い放電能力を得
ることができる。スイッチ１４９、インダクタ１５１及
びダイオード１５２は、バッテリ１４６を充電するのに
使用できるバックチョッパを形成し、ここではこれを通
常の直流バス値の半分（例えば、１６５ボルト）に維持
することができる。電源電圧Ｖi が失われるような停電
の際には、ライン５８及び５９にかかる直流バス電圧が
放電するので、ダイオード１４６が順方向にバイアスさ
れそしてバッテリ１４６が負荷に電力を供給する。他の
全ての制御機能は、キャパシタ１４０がバッテリに代わ
っただけで図１１の回路と同様である。図１１の回路は
小型のバッテリを使用することができ、バッテリのサイ
クリングの量を低減すると共に、最適なバッテリ充電性
能をもたらす。
【００３７】以上、特定の実施例について説明したが、
本発明はこれらに限定されるものではなく、本発明の範
囲内で種々の変更が考えられることが明らかであろう。
本発明はこれらに限定されるものではなく、本発明の範
囲内で種々の変更が考えられることが明らかであろう。
【図１】入力電源及び負荷に例示的な構成で接続された
本発明の変換装置のブロック図である。
本発明の変換装置のブロック図である。
【図２】倍電圧動作を行うように負荷に接続された本発
明の変換装置の回路図である。
明の変換装置の回路図である。
【図３】図２の回路に対する電圧及び電流波形を例示的
に示す図である。
に示す図である。
【図４】図３の倍電圧回路の制御回路を例示的に示す図
である。
である。
【図５】図２の倍電圧回路の更に別の制御回路を例示的
に示す図である。
に示す図である。
【図６】負荷に印加される電圧を制御できる構成にされ
た本発明の変換装置の回路図である。
た本発明の変換装置の回路図である。
【図７】負荷にかかる電圧をフィードバック制御するた
めに図６の回路におけるスイッチングデバイスの切り換
えを制御する制御器のブロック図である。
めに図６の回路におけるスイッチングデバイスの切り換
えを制御する制御器のブロック図である。
【図８】図７の制御器に使用できるシグマ・デルタ変調
器のブロック図である。
器のブロック図である。
【図９】図６の回路についての電圧波形を示すグラフで
ある。
ある。
【図１０】瞬間的に入力電力が失われる間に負荷に対し
て無停電電源となるような構成にされた本発明の変換装
置の回路図である。
て無停電電源となるような構成にされた本発明の変換装
置の回路図である。
【図１１】長時間入力電力が失われる間に負荷に対して
無停電電源となるような構成にされた本発明の変換装置
の回路図である。
無停電電源となるような構成にされた本発明の変換装置
の回路図である。
【図１２】図１０及び１１の回路に対する供給電圧及び
ライン電流波形を例示的に示すグラフである。
ライン電流波形を例示的に示すグラフである。
【記号の説明】２０ 電力変換装置 ２１ 電源 ２２ 負荷 ２４ 変換回路 ２８ 制御器 ３４ 変流器 ３６ キャパシタ ３７ インダクタ ３９ エネルギ蓄積デバイス ４８、４９ 整流器 ５０、５１ キャパシタ ５３、５４ バイポーラトランジスタ ５５、５６ ダイオード ５８、５９ 直流バスライン
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平２−168867（ＪＰ，Ａ) 特開 昭64−5338（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−163566（ＪＰ，Ａ) 特開 昭64−39239（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−102172（ＪＰ，Ａ) 実開 昭61−104788（ＪＰ，Ｕ)
Claims (15)
- 【請求項１】 １つの周波数及び電圧レベルの交流電源
からの電力を変換して負荷へ電力を供給するための単相
交流電力変換装置において、 （ａ）第１ノードに一緒に接続された一対の整流器であ
って、その一方は上記ノードに向かって導通するように
接続されそしてその他方はノードから離れる方向に導通
するように接続されている整流器と、 （ｂ）第２ノードに一緒に接続された一対のキャパシタ
と、 （ｃ）第３ノードに一緒に接続された一対の制御可能な
ターン・オフ／ターン・オンスイッチングデバイスと、 （ｄ）上記一対の整流器、キャパシタ及びスイッチング
デバイスを並列に接続する一対の直流バスラインと、 （ｅ）交流電源が上記第１ノードと第２ノードとの間に
交流電圧を供給するように接続されたときに、上記負荷
に与えられる出力電圧となる上記第３ノードと第１ノー
ドとの間の電圧が上記交流電源電圧と同じ周波数である
が上記交流電源によって送られる電圧とは異なるものと
なるように上記スイッチングデバイスの切り換えを制御
するための制御手段と、を具備することを特徴とする単
相交流電力変換装置。 - 【請求項２】 上記スイッチングデバイスを制御する手
段は、上記交流電源からの電圧波形の第１の半分の間に
導通しない整流器に接続された上記スイッチングデバイ
スの第１のものをオンにし、上記交流電源からの電圧波
形の第１の半分の間に上記スイッチングデバイスの第２
のものをオフにし、そして上記交流電源電圧波形の第２
の半分の間に上記第１のスイッチングデバイスをオフに
すると共に第２のスイッチングデバイスをオンにし、負
荷に加えられるピーク・ピーク電圧が上記交流電源から
のピーク・ピーク電圧のほぼ２倍になるようにする請求
項１に記載の装置。 - 【請求項３】 上記制御手段は、上記交流電源からの電
圧を一次側で受け取るように接続された変圧器であっ
て、２つの互いに逆極性の二次回路も有しているような
変圧器を備え、各々の二次回路は、スイッチングデバイ
スの１つを制御するためにその出力を供給するよう接続
されていて、上記交流電源からの電圧波形の各半サイク
ル中にスイッチングデバイスの一方がオンになりそして
他方がオフになるようにする請求項２に記載の装置。 - 【請求項４】 １つの周波数及び電圧レベルの交流電源
からの電力を変換してその同じ周波数及び制御可能な電
圧レベルで負荷に電力を供給するための単相交流電力変
換装置において、 （ａ）第１ノードに一緒に接続された一対の整流器であ
って、その一方は上記ノードに向かって導通するように
接続されそしてその他方はノードから離れる方向に導通
するように接続されている整流器と、 （ｂ）第２ノードに一緒に接続された一対のキャパシタ
と、 （ｃ）第３ノードに一緒に接続された一対の制御可能な
ターン・オフ／ターン・オンスイッチングデバイスと、 （ｄ）上記一対の整流器、キャパシタ及びスイッチング
デバイスを並列に接続する一対の直流バスラインと、 （ｅ）上記第１ノードと第３ノードとの間に接続されて
いて、出力電圧を低域だけ通過させるためのフィルタ
と、 （ｆ）交流電源が上記第１ノードと第２ノードとの間に
交流電圧を供給するように接続されたときに、上記第３
ノードと第１ノードとの間で負荷に与えられるフィルタ
された出力電圧が、実質的にゼロと、上記交流電源電圧
と同じ周波数であるが上記交流電源から与えられたピー
ク・ピーク電圧の実質的に２倍の電圧との間のレベルに
制御されるように上記スイッチングデバイスの切り換え
を制御するための制御手段と、を具備することを特徴と
する単相交流電力変換装置。 - 【請求項５】 上記フィルタは、負荷に並列なキャパシ
タと、負荷に直列なインダクタより成るもので、ローパ
スフィルタを構成する請求項４に記載の装置。 - 【請求項６】 １つの周波数及び電圧レベルの交流電源
からの電力を変換して負荷に電力を供給するための単相
無停電交流電力変換装置において、 （ａ）第１ノードに一緒に接続された一対の整流器であ
って、その一方は上記ノードに向かって導通するように
接続されそしてその他方はノードから離れる方向に導通
するように接続されている整流器と、 （ｂ）第２ノードに一緒に接続された一対のキャパシタ
と、 （ｃ）第３ノードに一緒に接続された一対の制御可能な
ターン・オフ／ターン・オンスイッチングデバイスと、 （ｄ）上記一対の整流器、キャパシタ及びスイッチング
デバイスを並列に接続する一対の直流バスラインと、 （ｅ）上記第１ノードと第３ノードとの間で負荷に送ら
れる出力電圧を低域だけ通過させるように接続されたフ
ィルタと、 （ｆ）上記直流バスラインにまたがって接続された直流
エネルギ蓄積デバイスと、 （ｇ）交流電源が上記第１ノードと第２ノードとの間に
所望の電圧レベルの交流電圧を供給するように接続され
たときに、上記第３ノードと第１ノードとの間の出力電
圧が、実質的にゼロと、上記交流電源電圧と同じ周波数
であるが上記交流電源からのピーク・ピーク電圧の実質
的に２倍の電圧との間の所望のレベルになるように上記
スイッチングデバイスの切り換えを制御すると共に、上
記交流電源からの交流電力の供給が停止したときに上記
エネルギ蓄積デバイスから送られる直流電圧を変換して
負荷に交流電圧を与えるようにする制御手段と、 （ｈ）各々の整流器と並列に接続されて、上記交流電源
が正常に動作する間には交流電源から送られる電力で直
流エネルギ蓄積デバイスを充電すると共に、上記交流電
源からの電力供給が停止するときには直流エネルギ蓄積
デバイスから負荷へ全波ブリッジ整流回路で反転された
電力を与えるように制御することができる制御可能なタ
ーン・オン／ターン・オフスイッチングデバイスと、を
具備することを特徴とする単相無停電交流電力変換装
置。 - 【請求項７】 負荷へ送られる電流を感知して、負荷へ
送られる電流がある選択された値を越えるときに負荷へ
の電力を遮断するようにスイッチングデバイスの切り換
えを停止するための過電流保護手段を更に備えた請求項
３、４又は６のいずれか１項に記載の装置。 - 【請求項８】 上記変圧器の一次にまたがって接続され
たゲート制御のスタティックスイッチと、負荷に通じて
いる出力ラインの電流を感知して変圧器の電流レベルが
選択された最大電流を越えたときに上記スタティックス
イッチのゲートへターン・オン信号を供給するように接
続された変流器・整流器とを有する過電流保護手段を更
に備えている請求項３に記載の装置。 - 【請求項９】 上記フィルタは、負荷に並列なキャパシ
タと、負荷に直列なインダクタより成るもので、ローパ
スフィルタを構成する請求項６に記載の装置。 - 【請求項１０】 上記制御手段は、負荷に送られる電圧
レベルを制御するようにパルス巾変調式にスイッチング
デバイスをオン及びオフに切り換える請求項４又は６に
記載の装置。 - 【請求項１１】 上記制御手段は、負荷に送られる出力
電圧を基準電圧と比較してその基準電圧に対して出力電
圧を調整するようにパルス巾変調式にスイッチングデバ
イスの切り換えを制御するための手段を備えている請求
項１０に記載の装置。 - 【請求項１２】 上記エネルギ蓄積デバイスはキャパシ
タである請求項６に記載の装置。 - 【請求項１３】 上記エネルギ蓄積装置はバッテリであ
る請求項６に記載の装置。 - 【請求項１４】 上記交流電源と、その交流電源が接続
されたノードの１つとの間のラインに接続されたゲート
制御のスタティックバイパススイッチを備え、このスイ
ッチは、交流電源からの電力供給が停止したときにノー
ドから交流電源を切断するようにオフにすることができ
る請求項１３に記載の装置。 - 【請求項１５】 スタティックスイッチ及びこれに並列
に接続されたダイオードがバッテリと直流バスラインの
１つとの間に接続されていて、充電中にバッテリに送ら
れる電力を制御できるようになった請求項１４に記載の
装置。
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