JP2911447B2 - 電動機の制御装置 - Google Patents
電動機の制御装置Info
- Publication number
- JP2911447B2 JP2911447B2 JP61074836A JP7483686A JP2911447B2 JP 2911447 B2 JP2911447 B2 JP 2911447B2 JP 61074836 A JP61074836 A JP 61074836A JP 7483686 A JP7483686 A JP 7483686A JP 2911447 B2 JP2911447 B2 JP 2911447B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- power supply
- phase
- point
- pair
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は、インバータを備えた電動機の制御装置、
特に力率を改善した装置に関するものである。 〔従来の技術〕 この種の電動機の制御装置としては従来第６図に示す
ようなものがある（1984年International Conference o
n Industrial Electronics,Control and Instrumentati
on"AC−input Brushless DC Motor Smoothing Capacito
r."参照）。図はその回路構成を示したものであり、入
力側は商用電源に接続され、出力側は負荷に接続されて
いる。図において、１は単相交流電源、２はその交流を
直流に変換する単相整流器で、ダイオードブリッジによ
り構成されている。３はサージ電圧を吸収するためのス
ナバー回路、４は後述する制御回路に電源を供給するた
めの制御電源回路、５は整流器２により変換された直流
を任意周波数の３相交流に変換するトランジスタインバ
ータで、制御回路によってPWM（パルス幅変調）制御さ
れる。６はインバータ５の出力により駆動するブラシレ
スDC（直流）モータ、７はこのモータ６の回転子位置を
検出する回転子位置検出回路、８はトランジスタインバ
ータ５を制御する前述の制御回路、９はインバータ５の
各トランジスタを駆動するベースアンプ回路、10は負荷
である上記モータ６の電流のリップルを一定に制御する
電流制御回路、11はモータ６に流れる直流電流を検出す
る抵抗器（分流器）である。 次に動作について説明する。単相交流電源１の電圧波
形は第７図（ａ）の実線（イ）で示す波形となるが、こ
れを整流器２で整流すると鎖線（ロ）で示す波形となる
（平滑コンデンサを有していないので全波整流した波形
のままである）。そして、この整流された直流をインバ
ータ５により再び交流に変換してモータ６に供給し、モ
ータ６を駆動する。この時、モータ６に流れる負荷電流
の波形は第７図（ｂ）に示すようになり、上記電源電圧
Ｖが低下した時点（Ｑ）で落ちこみがある。又、単相交
流電源１から流れる電源電流Ｉは、モータ６の各相に流
れる電流の総量であり、第７図（ｃ）に示すような電流
波形となる。この電源電流は、第７図（ｄ）の曲線
（ハ）で示される通常のコンデンサインプット形の整流
回路に流れる電流に比べて、曲線（イ）の交流電圧が印
加されている各位相に平均して流れるので、電源力率が
高くなるという特長を有している。 〔発明が解決しようとする問題点〕 従来の電動機の制御装置は以上のように構成されてお
り、整流回路に平滑コンデンサを使用することなく電源
力率を高めようとしているが、第７図（ｂ）で示したよ
うに電源電圧が低下した時点（Ｑ）でモータ６に流れる
負荷電流は電源１からのエネルギーの供給がないので零
になり、トルクリップルが多く電動機の速度制御を高速
で行うことができないという問題点があった。即ち、モ
ータ６の発生トルクＴはＴ＝Bli（B:空隙磁速密度、l:
固定子導体の長さ、i:負荷電流）で表わされるので、負
荷電流ｉが零になるとモータ６の発生トルクＴも零とな
り、トルクリップルの多いものとなる。又、負荷電流の
総量が電源電流となるので、電源電流は正弦波状とはな
らず、一定の矩形波状の電流となり、電源力率は完全に
1.0とは成り得ない。従って、モータ６の速度制御を高
速で行うことができないという問題点があった。 この発明は、このような問題点を解消するためになさ
れたもので、トルクリップルがなく、電源力率が高く、
電動機の速度制御を高速で行うことが可能な電動機の制
御装置を得ることを目的としている。 〔問題点を解決するための手段〕 この発明の電動機の制御装置は、直列接続された一対
のスイッチング素子を有し、その第１の接続点に単相交
流電源の一端が交流リアクトルを介して接続された第１
の電力変換器と、この第１の電力変換器により変換され
た直流を任意周波数の交流に変換して負荷に出力する第
２の電力変換器と、前記第１の電力変換器の正負の直流
出力端間に直列接続された一対の平滑コンデンサの各々
に逆並列に接続されたダイオードを有し、前記一対の平
滑コンデンサの第２の接続点に前記単相交流電源の他端
が接続され、前記第１及び第２の電力変換器を電源電圧
と電源電流を同相にするようにパルス幅変調制御する制
御回路とを備えたものである。 〔作用〕 交流電源を直流電源に変換する第１の電力変換器は、
単相交流電源と複数の直列接続された平滑用コンデンサ
との間に接続されているので、その一対のスイッチング
素子は各々別個のPWM（パルス幅変調）制御される。そ
のため、単相交流電源と電動機の相互間のエネルギー
（パワー）の授受が高速に行われ、結果として電源率が
±1.0に保たれ、電動機の位置及び高速制御を高速に行
わせることができる。 〔実施例〕 以下、この発明の実施例を図面について説明する。 第１図はこの発明の第１実施例を示す回路構成図であ
り、図において１は単相交流電源、５はトランジスタイ
ンバータ（第２の電力変換器）、６は負荷であるブラシ
レスDCモータで、２相構成の永久磁石式の電動機であ
る。７はその回転子位置検出回路、８はインバータ５を
ベースアンプ回路９を介してPWM制御する制御回路で、
回転子位置検出回路７からの検出信号が入力される。12
は直列接続された一対のスイッチング素子（ここではト
ランジスタの例を示す）を有し交流電源１からの交流を
直流に変換する整流器（第１の電力変換器）で、トラン
ジスタの接続点に単相交流電源１の一端が交流リアクト
ル13を介して接続されており、各トランジスタにはダイ
オードが逆並列に接続されている。14,14は整流器12の
正負の直流出力端と中性点との間にそれぞれ接続された
平滑コンデンサ、15,15は平滑コンデンサ14,14の正の電
位方向と逆並列にそれぞれ接続されたダイオード、16は
整流器12の各トランジスタを駆動するベースアンプ回
路、17は平滑コンデンサ14,14の両端の直流電圧を検出
する直流電圧検出器、18は単相交流電源１の電源位相を
検出する電圧位相検出回路で、絶縁変換器19からの信号
が入力される。20〜23は電源１の電圧位相に対して位相
同期ループを構成する位相コンパレータ、ローパスフィ
ルタ、電圧制御発生器（VCO）及び分周器で、分周器23
から得られた電源電圧位相は制御回路８に送られる。 なお、平滑コンデンサ14,14の接続点には、単相交流
電源１の他端及びモータ６の入力端子の一端が接続され
ている。モータ６の入力端子はそれぞれ１本ずつがイン
バータ５に接続され、残り２本が整流器12の直流出力端
子に接続されている。又、制御回路８は、モータ６の回
転子位置の検出信号、電源電圧位相の検出信号及び電流
電圧検出器17の検出信号を受けてPWM信号を演算し、整
流器12のベースアンプ回路16及びインバータ５のベース
アンプ回路９に出力する。 次に、第２図に示す各部の波形図及び第３図のブロッ
ク図を用いて動作を説明する。 単相交流電源１の電圧波形は第２図（ｅ）に示す様に
正弦波であり、この電源電圧を絶縁変換器19を通して電
圧位相検出回路18に入力すると第２図（ｃ）のような電
圧位相信号が得られる。この電圧位相を位相コンパレー
タ20,ローパスフィルタ21,電圧制御発振器22及び分周器
23で構成される位相同期ループに入力する。位相コンパ
レータ20は電圧位相検出回路18の出力と分周器23の出力
との位相差を検出して差信号電圧を出力する。差信号電
圧は、ローパスフィルタ21で不要な高周波成分を除去し
た後、電圧制御発振器22に加えられる。電圧制御発振器
22は入力電圧により出力周波数が変化する発振器であ
り、その出力は分周器23で分周された後に位相コンパレ
ータ20に入力される。このため、位相のフィードバック
ループが構成され、電圧制御発振器22の出力周波数は電
圧位相検出回路18の出力と分周器23の出力との差が縮ま
る方向に動作する。分周器23はカウンタであり、そのカ
ウント数は第２図（ｄ）で示すような入力された電圧位
相に同期した位相信号となる。 他方、制御回路８は分周器23から出力される位相信号
をもとに、内蔵している第３図のsin関数テーブル24よ
りsinθの関数を発生する。このsinθ関数は、単相交流
電源１に同期した正弦波となる。又、直流電圧検出器17
で検出された直流電圧DCP,DCN（第２図（ａ），（ｂ）
参照）を直流電圧指令値DCrefから減算した誤差電圧が
得られる。この誤差電圧に上記sinθ関数に乗算する
と、整流器12の交流側に換算した誤差電圧が得られる。 単相交流電源１の電圧と整流器12の電圧の差電圧が交
流リアクトル13に印加され、電源電流が流れるため、上
記の交流側に換算した誤差電圧を交流リアクトル13に印
加することで直流電圧を制御できる。ところで、通常誤
差電圧は小さく制御されていることが期待できるため、
直流電圧検出器17で検出された直流電圧DCP,DCNは直流
電圧指令値DCrefと近い値となる。このため、あらかじ
め直流電圧指令値DCrefをフィートホワードで補正して
おくことが有効である。そこで、誤差電圧に直流電圧指
令値DCrefを加算した後に、加算された信号Dccに上記si
nθ関数を乗算して、整流器12の電圧指令値を得る。こ
の電圧指令値を、三角波発生部25で発生した三角波と比
較器26で比較して、整流器12のPWM信号を得る。 上記三角波比較で得られたPWM信号をベースアンプ回
路16に送って整流器12のトランジスタをスイッチングさ
せる。この時、図２に示す様に、単相交流電圧１の電圧
が正の期間においては、下側のスイッチング素子をスイ
ッチングして上側の平滑コンデンサ14を充電する。単相
交流電源１の電源が負の期間においては、上側のスイッ
チング素子をスイッチングして下側の平滑コンデンサ14
を充電する。ここで、PWM信号は単相交流電源１に同期
しているため、単相交流電源１の電源と整流器12の電圧
の差電圧が交流リアクトル13に印加され電源電流が流れ
る。この電流波形は、正の電流は第２図（ａ）に示す様
になり、電源電圧VACPに同期した電流IACNが流れる。こ
の時、負の電流も同様に第２図に示す様に流れる。従っ
て、単相交流電源１から流れる電流は、第２図（ｆ）の
ように完全に電源電圧に同期し正弦波電流が流れる。
又、PWM信号の振幅値は前述のように直流電圧をフィー
ドホワードして制御しているので、正、負側電圧とも一
定に保たれる。インバータ５は整流器12で制御される
正、負の直流電源で駆動されるので、電源電圧変動にま
ったく影響を受けない。 このように、単相交流電源１の一端が接続された第１
の電力変換器である整流器12の直流出力端の正電圧点か
ら中性点と、この中性点から負電圧点にそれぞれ平滑コ
ンデンサ14,14を接続し、又各々のコンデンサ14,14に正
の電流方向と逆並にダイオード15,15を接続し、整流器1
2を単相交流電源１の電圧値相に同期してPWM制御してい
るので、一対のスイッチング素子を有した整流器12の振
幅値が各々の平滑コンデンサ14,14の２組の端子電圧で
別個に制御される。このため、単相交流電源１とモータ
６の相互間のエネルギー（パワー）の授受が高速に行わ
れ、その結果として電源力率±1.0に保つことができ、
モータ６の位置及び速度制御を高速で行うことが可能と
なる。 第４図はこの発明の第２実施例を示す回路構成図であ
る。この実施例はインバータ５を３相構成したもので、
負荷として３相誘導電動27が接続されおり、平滑用コン
デンサ14,14の接続点である直流側中性点は負側と接続
されていない。又、第５図はこの発明の第３実施例を示
したものであり、これはインバータ５を単相構成とし、
単相負荷28にに接続したものである。これらの第４図、
第５図に示した構成であっても、前述した第１実施例と
同様の効果が得られ、何れも電動機の高速制御が可能で
ある。 〔発明の効果〕 以上説明したように、この発明によれば、直列接続さ
れたスイッチング素子を有し交流を直流に変換する第１
の電力変換器と、その直流を再び交流に変換する第２の
電力変換器を備え、第１の電力変換器の正負の直流出力
端と中性点の間にそれぞれコンデンサとダイオードの並
列回路を接続して第１及び第２の電力変換器をPWM制御
するようにしたため、単相交流電源の電動機の相互間の
エネルギー（パワー）の授受を高速に行わせることがで
き、その結果として電源率を±1.0に保つことができ、
トルクリップルがなく、電動機の制御を高速で行うこと
ができるという効果がある。
特に力率を改善した装置に関するものである。 〔従来の技術〕 この種の電動機の制御装置としては従来第６図に示す
ようなものがある（1984年International Conference o
n Industrial Electronics,Control and Instrumentati
on"AC−input Brushless DC Motor Smoothing Capacito
r."参照）。図はその回路構成を示したものであり、入
力側は商用電源に接続され、出力側は負荷に接続されて
いる。図において、１は単相交流電源、２はその交流を
直流に変換する単相整流器で、ダイオードブリッジによ
り構成されている。３はサージ電圧を吸収するためのス
ナバー回路、４は後述する制御回路に電源を供給するた
めの制御電源回路、５は整流器２により変換された直流
を任意周波数の３相交流に変換するトランジスタインバ
ータで、制御回路によってPWM（パルス幅変調）制御さ
れる。６はインバータ５の出力により駆動するブラシレ
スDC（直流）モータ、７はこのモータ６の回転子位置を
検出する回転子位置検出回路、８はトランジスタインバ
ータ５を制御する前述の制御回路、９はインバータ５の
各トランジスタを駆動するベースアンプ回路、10は負荷
である上記モータ６の電流のリップルを一定に制御する
電流制御回路、11はモータ６に流れる直流電流を検出す
る抵抗器（分流器）である。 次に動作について説明する。単相交流電源１の電圧波
形は第７図（ａ）の実線（イ）で示す波形となるが、こ
れを整流器２で整流すると鎖線（ロ）で示す波形となる
（平滑コンデンサを有していないので全波整流した波形
のままである）。そして、この整流された直流をインバ
ータ５により再び交流に変換してモータ６に供給し、モ
ータ６を駆動する。この時、モータ６に流れる負荷電流
の波形は第７図（ｂ）に示すようになり、上記電源電圧
Ｖが低下した時点（Ｑ）で落ちこみがある。又、単相交
流電源１から流れる電源電流Ｉは、モータ６の各相に流
れる電流の総量であり、第７図（ｃ）に示すような電流
波形となる。この電源電流は、第７図（ｄ）の曲線
（ハ）で示される通常のコンデンサインプット形の整流
回路に流れる電流に比べて、曲線（イ）の交流電圧が印
加されている各位相に平均して流れるので、電源力率が
高くなるという特長を有している。 〔発明が解決しようとする問題点〕 従来の電動機の制御装置は以上のように構成されてお
り、整流回路に平滑コンデンサを使用することなく電源
力率を高めようとしているが、第７図（ｂ）で示したよ
うに電源電圧が低下した時点（Ｑ）でモータ６に流れる
負荷電流は電源１からのエネルギーの供給がないので零
になり、トルクリップルが多く電動機の速度制御を高速
で行うことができないという問題点があった。即ち、モ
ータ６の発生トルクＴはＴ＝Bli（B:空隙磁速密度、l:
固定子導体の長さ、i:負荷電流）で表わされるので、負
荷電流ｉが零になるとモータ６の発生トルクＴも零とな
り、トルクリップルの多いものとなる。又、負荷電流の
総量が電源電流となるので、電源電流は正弦波状とはな
らず、一定の矩形波状の電流となり、電源力率は完全に
1.0とは成り得ない。従って、モータ６の速度制御を高
速で行うことができないという問題点があった。 この発明は、このような問題点を解消するためになさ
れたもので、トルクリップルがなく、電源力率が高く、
電動機の速度制御を高速で行うことが可能な電動機の制
御装置を得ることを目的としている。 〔問題点を解決するための手段〕 この発明の電動機の制御装置は、直列接続された一対
のスイッチング素子を有し、その第１の接続点に単相交
流電源の一端が交流リアクトルを介して接続された第１
の電力変換器と、この第１の電力変換器により変換され
た直流を任意周波数の交流に変換して負荷に出力する第
２の電力変換器と、前記第１の電力変換器の正負の直流
出力端間に直列接続された一対の平滑コンデンサの各々
に逆並列に接続されたダイオードを有し、前記一対の平
滑コンデンサの第２の接続点に前記単相交流電源の他端
が接続され、前記第１及び第２の電力変換器を電源電圧
と電源電流を同相にするようにパルス幅変調制御する制
御回路とを備えたものである。 〔作用〕 交流電源を直流電源に変換する第１の電力変換器は、
単相交流電源と複数の直列接続された平滑用コンデンサ
との間に接続されているので、その一対のスイッチング
素子は各々別個のPWM（パルス幅変調）制御される。そ
のため、単相交流電源と電動機の相互間のエネルギー
（パワー）の授受が高速に行われ、結果として電源率が
±1.0に保たれ、電動機の位置及び高速制御を高速に行
わせることができる。 〔実施例〕 以下、この発明の実施例を図面について説明する。 第１図はこの発明の第１実施例を示す回路構成図であ
り、図において１は単相交流電源、５はトランジスタイ
ンバータ（第２の電力変換器）、６は負荷であるブラシ
レスDCモータで、２相構成の永久磁石式の電動機であ
る。７はその回転子位置検出回路、８はインバータ５を
ベースアンプ回路９を介してPWM制御する制御回路で、
回転子位置検出回路７からの検出信号が入力される。12
は直列接続された一対のスイッチング素子（ここではト
ランジスタの例を示す）を有し交流電源１からの交流を
直流に変換する整流器（第１の電力変換器）で、トラン
ジスタの接続点に単相交流電源１の一端が交流リアクト
ル13を介して接続されており、各トランジスタにはダイ
オードが逆並列に接続されている。14,14は整流器12の
正負の直流出力端と中性点との間にそれぞれ接続された
平滑コンデンサ、15,15は平滑コンデンサ14,14の正の電
位方向と逆並列にそれぞれ接続されたダイオード、16は
整流器12の各トランジスタを駆動するベースアンプ回
路、17は平滑コンデンサ14,14の両端の直流電圧を検出
する直流電圧検出器、18は単相交流電源１の電源位相を
検出する電圧位相検出回路で、絶縁変換器19からの信号
が入力される。20〜23は電源１の電圧位相に対して位相
同期ループを構成する位相コンパレータ、ローパスフィ
ルタ、電圧制御発生器（VCO）及び分周器で、分周器23
から得られた電源電圧位相は制御回路８に送られる。 なお、平滑コンデンサ14,14の接続点には、単相交流
電源１の他端及びモータ６の入力端子の一端が接続され
ている。モータ６の入力端子はそれぞれ１本ずつがイン
バータ５に接続され、残り２本が整流器12の直流出力端
子に接続されている。又、制御回路８は、モータ６の回
転子位置の検出信号、電源電圧位相の検出信号及び電流
電圧検出器17の検出信号を受けてPWM信号を演算し、整
流器12のベースアンプ回路16及びインバータ５のベース
アンプ回路９に出力する。 次に、第２図に示す各部の波形図及び第３図のブロッ
ク図を用いて動作を説明する。 単相交流電源１の電圧波形は第２図（ｅ）に示す様に
正弦波であり、この電源電圧を絶縁変換器19を通して電
圧位相検出回路18に入力すると第２図（ｃ）のような電
圧位相信号が得られる。この電圧位相を位相コンパレー
タ20,ローパスフィルタ21,電圧制御発振器22及び分周器
23で構成される位相同期ループに入力する。位相コンパ
レータ20は電圧位相検出回路18の出力と分周器23の出力
との位相差を検出して差信号電圧を出力する。差信号電
圧は、ローパスフィルタ21で不要な高周波成分を除去し
た後、電圧制御発振器22に加えられる。電圧制御発振器
22は入力電圧により出力周波数が変化する発振器であ
り、その出力は分周器23で分周された後に位相コンパレ
ータ20に入力される。このため、位相のフィードバック
ループが構成され、電圧制御発振器22の出力周波数は電
圧位相検出回路18の出力と分周器23の出力との差が縮ま
る方向に動作する。分周器23はカウンタであり、そのカ
ウント数は第２図（ｄ）で示すような入力された電圧位
相に同期した位相信号となる。 他方、制御回路８は分周器23から出力される位相信号
をもとに、内蔵している第３図のsin関数テーブル24よ
りsinθの関数を発生する。このsinθ関数は、単相交流
電源１に同期した正弦波となる。又、直流電圧検出器17
で検出された直流電圧DCP,DCN（第２図（ａ），（ｂ）
参照）を直流電圧指令値DCrefから減算した誤差電圧が
得られる。この誤差電圧に上記sinθ関数に乗算する
と、整流器12の交流側に換算した誤差電圧が得られる。 単相交流電源１の電圧と整流器12の電圧の差電圧が交
流リアクトル13に印加され、電源電流が流れるため、上
記の交流側に換算した誤差電圧を交流リアクトル13に印
加することで直流電圧を制御できる。ところで、通常誤
差電圧は小さく制御されていることが期待できるため、
直流電圧検出器17で検出された直流電圧DCP,DCNは直流
電圧指令値DCrefと近い値となる。このため、あらかじ
め直流電圧指令値DCrefをフィートホワードで補正して
おくことが有効である。そこで、誤差電圧に直流電圧指
令値DCrefを加算した後に、加算された信号Dccに上記si
nθ関数を乗算して、整流器12の電圧指令値を得る。こ
の電圧指令値を、三角波発生部25で発生した三角波と比
較器26で比較して、整流器12のPWM信号を得る。 上記三角波比較で得られたPWM信号をベースアンプ回
路16に送って整流器12のトランジスタをスイッチングさ
せる。この時、図２に示す様に、単相交流電圧１の電圧
が正の期間においては、下側のスイッチング素子をスイ
ッチングして上側の平滑コンデンサ14を充電する。単相
交流電源１の電源が負の期間においては、上側のスイッ
チング素子をスイッチングして下側の平滑コンデンサ14
を充電する。ここで、PWM信号は単相交流電源１に同期
しているため、単相交流電源１の電源と整流器12の電圧
の差電圧が交流リアクトル13に印加され電源電流が流れ
る。この電流波形は、正の電流は第２図（ａ）に示す様
になり、電源電圧VACPに同期した電流IACNが流れる。こ
の時、負の電流も同様に第２図に示す様に流れる。従っ
て、単相交流電源１から流れる電流は、第２図（ｆ）の
ように完全に電源電圧に同期し正弦波電流が流れる。
又、PWM信号の振幅値は前述のように直流電圧をフィー
ドホワードして制御しているので、正、負側電圧とも一
定に保たれる。インバータ５は整流器12で制御される
正、負の直流電源で駆動されるので、電源電圧変動にま
ったく影響を受けない。 このように、単相交流電源１の一端が接続された第１
の電力変換器である整流器12の直流出力端の正電圧点か
ら中性点と、この中性点から負電圧点にそれぞれ平滑コ
ンデンサ14,14を接続し、又各々のコンデンサ14,14に正
の電流方向と逆並にダイオード15,15を接続し、整流器1
2を単相交流電源１の電圧値相に同期してPWM制御してい
るので、一対のスイッチング素子を有した整流器12の振
幅値が各々の平滑コンデンサ14,14の２組の端子電圧で
別個に制御される。このため、単相交流電源１とモータ
６の相互間のエネルギー（パワー）の授受が高速に行わ
れ、その結果として電源力率±1.0に保つことができ、
モータ６の位置及び速度制御を高速で行うことが可能と
なる。 第４図はこの発明の第２実施例を示す回路構成図であ
る。この実施例はインバータ５を３相構成したもので、
負荷として３相誘導電動27が接続されおり、平滑用コン
デンサ14,14の接続点である直流側中性点は負側と接続
されていない。又、第５図はこの発明の第３実施例を示
したものであり、これはインバータ５を単相構成とし、
単相負荷28にに接続したものである。これらの第４図、
第５図に示した構成であっても、前述した第１実施例と
同様の効果が得られ、何れも電動機の高速制御が可能で
ある。 〔発明の効果〕 以上説明したように、この発明によれば、直列接続さ
れたスイッチング素子を有し交流を直流に変換する第１
の電力変換器と、その直流を再び交流に変換する第２の
電力変換器を備え、第１の電力変換器の正負の直流出力
端と中性点の間にそれぞれコンデンサとダイオードの並
列回路を接続して第１及び第２の電力変換器をPWM制御
するようにしたため、単相交流電源の電動機の相互間の
エネルギー（パワー）の授受を高速に行わせることがで
き、その結果として電源率を±1.0に保つことができ、
トルクリップルがなく、電動機の制御を高速で行うこと
ができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
第１図はこの発明の第１実施例を示す回路構成図、第２
図は第１図の各部の信号波形図、第３図は第１図の制御
回路の要部を示すブロック図、第４図はこの発明の第２
実施例を示す回路構成図、第５図はこの発明の第３実施
例を示す回路構成図、第６図は従来の電動機の制御装置
を示す回路構成図、第７図は第６図の各部の信号波形図
である。 １……単相交流電源 ５……トランジスタインバータ（第２の電力変換器） ６……ブラシレスDCモータ（電動機） 12……整流器（第２の電力変換器） 14……平滑コンデンサ 15……ダイオード なお、図中同一符号は同一又は相当部分を示す。
図は第１図の各部の信号波形図、第３図は第１図の制御
回路の要部を示すブロック図、第４図はこの発明の第２
実施例を示す回路構成図、第５図はこの発明の第３実施
例を示す回路構成図、第６図は従来の電動機の制御装置
を示す回路構成図、第７図は第６図の各部の信号波形図
である。 １……単相交流電源 ５……トランジスタインバータ（第２の電力変換器） ６……ブラシレスDCモータ（電動機） 12……整流器（第２の電力変換器） 14……平滑コンデンサ 15……ダイオード なお、図中同一符号は同一又は相当部分を示す。
フロントページの続き
(72)発明者 木全 政弘
尼崎市塚口本町８丁目１番１号 三菱電
機株式会社応用機器研究所内
(56)参考文献 特開 昭57−177278（ＪＰ，Ａ)
実公 昭58−12560（ＪＰ，Ｙ２)
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 １．直列接続された一対のスイッチング素子と、前記一
対のスイッチング素子の各々に逆並列に接続されたダイ
オードとを有し、前記一対のスイッチング素子の第１の
接続点に単相交流電源の一端が交流リアクトルを介して
接続された第１の電力変換器と、この第１の電力変換器
により変換された直流を任意周波数の交流に変換して負
荷に出力する第２の電力変換器と、前記第１の電力変換
器の正負の直流出力端間に直列接続された一対の平滑コ
ンデンサの各々に逆並列に接続されたダイオードを有
し、前記一対の平滑コンデンサの第２の接続点に前記単
相交流電源の他端が接続され、前記第１及び第２の電力
変換器を電源電圧と電源電流を同相にするようにパルス
幅変調制御する制御回路とを備えた電動機の制御装置。 ２．一対の平滑コンデンサの第２の接続点に電動機の負
荷端子の一端を接続したことを特徴とする特許請求の範
囲第１項記載の電動機の制御装置。 ３．制御回路は、第１の電力変換器の一方のスイッチン
グ素子を第２の接続点から正電圧点の間の直流電圧、他
方のスイッチング素子を負電圧点から第２の接続点の間
の直流電圧に応じてそれぞれ入出力電流制御を行い、各
々の直流電圧を所定値に制御することを特徴とする特許
請求の範囲第１項又は第２項記載の電動機の制御装置。 ４．制御回路は、第１の電力変換器の一方のスイッチン
グ素子を負電圧点より正電圧点の間の直流電圧から負電
圧点より第２の接続点の間の直流電圧を減算した電圧、
他方のスイッチング素子を負電圧点より第２の接続点の
間の電圧に応じてそれぞれ入出力電流の制御を行い、各
々の直流電圧を所定値に制御することを特徴とする特許
請求の範囲第１項又は第２項記載の電動機の制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61074836A JP2911447B2 (ja) | 1986-04-01 | 1986-04-01 | 電動機の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61074836A JP2911447B2 (ja) | 1986-04-01 | 1986-04-01 | 電動機の制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62233069A JPS62233069A (ja) | 1987-10-13 |
| JP2911447B2 true JP2911447B2 (ja) | 1999-06-23 |
Family
ID=13558821
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61074836A Expired - Lifetime JP2911447B2 (ja) | 1986-04-01 | 1986-04-01 | 電動機の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2911447B2 (ja) |
Families Citing this family (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0779548B2 (ja) * | 1987-10-29 | 1995-08-23 | 富士電機株式会社 | Ａｃ／ｄｃ変換回路 |
| JPH02197264A (ja) * | 1989-01-23 | 1990-08-03 | Hitachi Ltd | 電力変換装置 |
| JP2521345B2 (ja) * | 1989-03-01 | 1996-08-07 | 勲 高橋 | 定電圧・定周波数電源装置 |
| JP2760582B2 (ja) * | 1989-07-17 | 1998-06-04 | 株式会社東芝 | 定電圧定周波数電源装置 |
| US5017800A (en) * | 1989-09-29 | 1991-05-21 | Wisconsin Alumni Research Foundation | AC to DC to AC power conversion apparatus with few active switches and input and output control |
| US5099410A (en) * | 1990-11-13 | 1992-03-24 | Wisconsin Alumni Research Foundation | Single phase ac power conversion apparatus |
| JPH0549260A (ja) * | 1991-08-06 | 1993-02-26 | Yashima Koki Kk | 単相電力を３相に変換する変相器 |
| JP2755057B2 (ja) * | 1992-07-21 | 1998-05-20 | 三菱電機株式会社 | 直流ブラシレスモータの駆動回路 |
| DE19541832A1 (de) * | 1995-11-10 | 1997-05-15 | Thomson Brandt Gmbh | Motorsteuerung für elektronisch kommutierende Gleichstrommotoren zur Kompensation von Drehmomenteinbrüchen |
| DE19933156A1 (de) * | 1999-07-20 | 2001-01-25 | Philips Corp Intellectual Pty | Steuerschaltung für einen elektronisch kommutierten Gleichstrommotor |
| ATE240604T1 (de) * | 2000-06-21 | 2003-05-15 | Magnetek Spa | Bürstenloser motor, verfahren und schaltung zu seiner regelung |
| AT414189B (de) * | 2001-07-25 | 2006-10-15 | Poisel Herbert | Universeller elektronischer leistungssteller mit variabler zwischenkreisspannung |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS57177278A (en) * | 1981-04-22 | 1982-10-30 | Toshiba Corp | Single-phase double voltage rectifier |
| JPS5812560U (ja) * | 1981-07-15 | 1983-01-26 | 日立精工株式会社 | ワイヤカツト放電加工機の使用済みワイヤ処理装置 |
-
1986
- 1986-04-01 JP JP61074836A patent/JP2911447B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62233069A (ja) | 1987-10-13 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4788485A (en) | Apparatus for controlling electric motor | |
| KR100437932B1 (ko) | 다중-출력 전력 변환 회로 | |
| EP0629038B1 (en) | AC motor control | |
| US4066938A (en) | Input current modulation to reduce torque pulsations in controlled current inverter drives | |
| US4227138A (en) | Reversible variable frequency oscillator for smooth reversing of AC motor drives | |
| JP2911447B2 (ja) | 電動機の制御装置 | |
| EP0251068A2 (en) | AC motor drive apparatus | |
| JPH0746906B2 (ja) | 電圧変換装置 | |
| GB1600617A (en) | Method of energising a load and converter system therefor | |
| JPS5856426B2 (ja) | 電磁トルク脈動成分測定方法及び回路 | |
| Piepenbreier et al. | Regenerative drive converter with line-frequency switched rectifier and without DC link components | |
| JP2624793B2 (ja) | Ｐｗｍ昇圧コンバータの制御装置 | |
| US7190597B2 (en) | Control of an inverter pulse-width modulator | |
| JPS58141699A (ja) | 電動機制御装置 | |
| Barnes et al. | Power factor correction in switched reluctance motor drives | |
| JPH07312898A (ja) | 可変速度モータの三相電気インバータとその駆動方法 | |
| JPH1189219A (ja) | エネルギ源の幹線から単相または多相の負荷に供給するための回路配置 | |
| JP3873203B2 (ja) | 巻線型誘導機の速度制御装置及び方法 | |
| JP3246584B2 (ja) | Ａｃ／ｄｃコンバータ | |
| JP3070314B2 (ja) | インバータの出力電圧補償回路 | |
| US5566219A (en) | X-ray apparatus comprising of a circuit arrangement for accelerating and decelerating the rotary anobe of a rotary-anode x-ray tube | |
| JPS61244275A (ja) | Ｐｗｍ制御電圧形インバ−タ装置 | |
| JPH0789742B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JP2577514B2 (ja) | 中性点クランプ式電力変換器の制御方法 | |
| JPH0652998B2 (ja) | 交流電動機給電用３相インバ−タの制御電圧を制御する方法及び装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |