JPS5856426B2 - 電磁トルク脈動成分測定方法及び回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は電流源インバータで作動される交流電動機の脈
動トルクを測定する回路および方法、特に機械内に探知
もしくは磁束感知コイルを必要としない電磁トルクの瞬
時脈動成分のオンライン計算方式に関するものである。

牽引駆動装置を含む多くの用途では電動機トルクの正確
な調整を必要とする。

電動機巻線に非正弦状の矩形波電流を供給する電流源即
ち電流制御式インバータの発達により、この装置を可変
速度交流誘導電動機駆動装置に応用する努力が行われる
ようになった。

現在の制御方式の弱点は電磁トルクの高調波即ちコギン
グ（ｃｏｇｇｉｎｇ）成分によるトルク脈動が機械の非
常に低い周波数にお（・てきびしく、不安定と不均一運
転の原因となることである。

６パルス多相全波ブリツジインバータではトルクリップ
ルは、電動機基本周波数の他に非正弦波電動機電流内に
第６、第１２、第１８高調波成分が存在することにより
生じる。

トルク脈動は起動時およびゼロ速度を通過して回転方向
を変える時に特に問題であり、インバータに供給される
入力直流電流を変調することにより除去することができ
る。

実際上電動機パラメータは温度および周波数と共に変動
するため、トルクの正確な制御には開ループ補償に依存
するよりもむしろ脈動トルクの実際の実時間測定及び閉
ループ帰還制御が必要である。

感知した電動機電圧および電流からトルクを連続的に計
算する必要のあるトルクリップル低減用閉ループ技術は
米国特許第３９１９６０９号に開示されているが、この
場合に計算されたトルクは軸トルクと脈動トルクとの合
計トルクである。

トルクを計算するその他の従来の技術は機械の固定子ス
ロットに磁束コイルを埋込むことである。

本発明は正確で、電動機パラメータの変化に依存しない
電磁トルクの瞬時脈動成分のみを計算する装置を実現す
るものであり、容易に利用出来る電流および電動機端子
電圧を感知することにより実施される。

低周波数において交流電動機を安定化するコギング帰還
信号として使用されるトルクの瞬時脈動成分を計算する
回路を提供することが本発明の目的である。

固定子巻線に非正弦状矩形波電流を供給する多相電流源
インバータにより作動される誘導機においては、開路し
た固定子相巻線の両端間には空隙電圧に対応する瞬時電
圧が存在し、この電圧を積分すると電動機空隙磁束とな
る。

瞬時トルクは互いに直交する空隙磁束と固定子電流との
積であり、固定子電流は電流源インバータの場合は直流
リンク電流即ちインバータ入力電流（もしくはインバー
タ出力電流）を感知することにより容易に測定すること
ができる。

こうして機械内に探知コイルを必要とせずにトルクの脈
動成分のオンライン計が実現される。

リップルトルクを測定する方法および回路は同期機およ
び負荷転流式同期機にも応用できる。

模範的実施例において脈動トルク測定回路はインバータ
入力電流、各相巻線内のゼロ電流期間、および電動機端
子で感知される各相巻線の両端間の瞬時電圧を夫々表わ
す信号を発生する装置を有する。

脈動トルク計算回路は巻線内の電流がゼロである期間中
各相巻線電圧を順次積分して電動機空隙磁束を表わす信
号を発生する装置と、反対極性の磁束信号を交互に反転
加算する装置と、加算された磁束信号を高域ｒ波して直
流分を除去する装置と、ｒ波された磁束信号に直流リン
ク電流信号を乗じて電磁トルクの瞬時脈動成分を表わす
出力を発生する装置とを有する。

計算回路に於けるスイッチングを制御するため、インバ
ータサイリスタのゲート信号がサイリスタの導通期間に
対応する信号を導き出すように処理され、後者の信号が
論理回路に印加される。

電磁トルクの式を与え理論的観点から発明の詳細な説明
する前に、平衡３相誘導電動機の定常および過度動作の
解析を、３相交流量を２つの直交軸即ち直軸ｄおよび横
軸ｑＫ沿った等価２相変数に変換することにより簡単化
できることを簡単に述べる。

こうして第１図において誘導電動機のＹ結線３相固定子
巻線＆気相巻線ａが開路しており相巻線す、ｃが電流を
通しているものと仮定すれば、ｑおよびｄ軸に沿った２
個の互いに直交する相巻線に置き換えることができる。

電磁トルクはｑ軸起磁力と交差結合するｄ軸磁界および
ｄ軸起磁力と交差結合するｑ軸磁界の重畳相互作用によ
り生じる。

更に詳細な情報については米国特許第４０８８９３４号
を参照されたい。

単位当りで表わした、瞬時電磁トルクは次式で示すこと
ができる。

ここに福４．λ□、は互いに固定子および回転子巻線に
鎖交するｄおよびｑ軸空隙磁束鎖交数であり、ｉ およ
びｉｄｓはｄおよびｑ軸固定予電流である。

（１）式は同期的に回転する基準座標系もしくはその他
の回転基準座標系に対して有効であるが、基準座標系が
固定である場合に特に有効である。

である。

肩文字Ｓは固定基準座標系を示す。この基準座標系にお
いてｄ軸は最大電流即ち最大起磁力の軸に配置できるこ
とが判るであろう。

電流源インバータ電動機駆動装置において、これらイン
バータ出力相の一相は正電流を通しており、一相は負電
流を通しており、一相は浮いている″即ち導通していな
（・。

例えば第４．５，６図の３００゜から３６０の典型的な
期間中１ ａ”” Ｏｔ Ｉ Ｂ−Ｉ 、３ ｔｉｃ＝
■４である。

第１図に示すようにｑ軸がａ相に一致している場合、 とすることが出来る。

Ｉｄは直流リンク電流即ちインバータ入力電流である。

この場合この方向に垂直な軸即ちｑ軸の電流は実質的に
ゼロとなる。

となる。

（５）式は電磁トルクの瞬時脈動成分を計算する手段を
示している。

定義により固定子電流のｄ軸（ｑ軸に直交）成分はＩｄ
である。

一般に３つの固定予相の一つは常にゼロであり、その結
果この相の開路電圧はこの軸の磁束の時間溝函数となる
。

この開路電圧を積分するとｑ軸磁束となり、これにｄ軸
電流節ち直流リンク電流即ちインバータ入力電流を乗じ
るとトルクとなる。

本発明をより簡単に直観的に説明すると次のようになる
。

６０間隔で変化するが、任意の時点において２個の相巻
線は導通しており、もう一つの相巻線の電流はゼロであ
る。

成る相巻線の電流がゼロであるとき、該巻線には正弦波
電圧が印加されており、これは空隙電圧に対応する。

この電圧を積分すると電動機空隙磁束となる。

瞬時トルクは互いに直交する空隙磁束と固定子電流の積
であり、固定子電流は直流リンク電流に対応する。

この技術では積分開始点がインバータサイリスクのスイ
ッチングの関数とであり任意であるため、トルクの瞬時
脈動成分のみが計算され平均トルクは計算されない。

積分の形を取るが、それは脈動成分であり、トルクの平
均値とは無関係である。

第２図および第３図は周波数が調節可能な電流源インバ
ータ誘導電動機駆動装置のコギング帰還変数として使用
される電磁トルクの瞬時脈動成分を測定する回路および
方法の好ましく・実施例を示す。

第２図におい゛て電流源は３相６０Ｈｚ交流電圧源から
給電される位相制御整流器１０であり、直流リンクの平
滑インダクタに可変整流出力電圧を供給してインバータ
入力電流■、を制御する。

電流インバータ１２は米国特許第３９８０９４１号に開
示された改良型自動順次転流インバータの様な多相サイ
リスタブリッジ・インバータである。

従来設計のインバータゲート回路１３はゲート信号を発
生しサイリスタＴ□〜Ｔ６を番号順に順次点弧する。

転流の詳細は示さないが、自動順次転流インバータにお
いては並列コンデンサ転流機構によって正または負バン
ク内の順番が次のサイリスタにゲートパルスを供給した
時に導通しているサイリスタがオフに転ぜられ、サイリ
スタと直列の阻止ダイオードが３相誘導電動機もしくは
他の多相電動機からなる負荷１４から転流コンデンサを
隔離する。

このインバータは軽負荷の下で転流する能力を有し、相
順を変えることにより電動機を逆転させることができ、
位相制御整流器１０が線路転流インバータとして動作す
る場合制動モード下において回生動作を行って電源に電
力を戻すことができる。

その他の既知の電流制御インバータを本発明の実施にお
いて使用することができ、それには一個の転流コンデン
サを有する第３調波補助転流インバータおよび３個の転
流コンデンサを有する補助インパルス転流インバータも
含まれる。

第４図は直流リンク電流即ち入力電流■６が一定と仮定
して、理想化された３相非正弦状インバータ出力電流ｉ
ａ、ｉｂ、ｉｏを示す。

実際上インバータサイリスタは３本の出力線間で直流リ
ンク電流を切換えるように動作するため、誘導電動機の
各相巻線１４Ｓに供給される固定子電流はインバータ出
力電流に対応し、直流リンク電流■、と同じ大きさを持
つ。

整流器出力電圧を調整すると直流リンク電流従って固定
子電流の大きさが変化し、インバータ動作周波数を調整
すると固定子励磁周波数が変化することは明白である。

これを達成する帰還ループは図示していない。

理想的には各相の出力電流は、転流を無視した場合、各
半サイクル毎に１２０の持続期間の矩形波形を有する。

各相の矩形波出力電流は互い［１２０変位しているため
、常［２個の固定子巻線１４Ｓが導通しており残りの相
が開路されている。

導通相と開路相の組合せは６０毎即ち１サイクルＶＣ６
回変る。

相間転流のため電動機電流は１２０の方形もしくは矩形
波であるので、電動機電流には電動機基本周波数の他に
電動機周波数の第５および第７高調波が存在し、第１１
．第１３高調波等も同様に存在する。

第３．第９．第１５高調波を含む高調波はインバータ構
成により除去され、それより高次の高調波は大きさが小
さいため問題とはならない。

逆方向相順の第５高調波と順方向相順の第７高調波が基
本波と相互作用して電動機発生トルクに第６高調波トル
ク成分を生じ、同様に第１１゜第１３高調波が相互作用
して第１２高調波トルク成分を発生する。

６パルスインバータのｅ、これら高調波即ちコギングト
ルクの次数はパルス数の整数倍により与えられる。

機械が電動機電流内の高調波に応答できるのは非常に低
い周波の場合であるため、コギングトルク脈動はこれら
の非常に低い周波において障害となる。

電流■、を変調することにより高調波脈動は実質的に除
去することができる。

開路相巻線にかかる瞬時正弦波電圧の計算に必要な感知
情報は電動機端子で感知され、中性点Ｎを必要とする。

適当な電動機端子間に変圧器１５ａ。１５ｂ ｔ １５
ｃが接続されており信号ｅ、ｅ５ 。

ｅｃを発生する。

固定子電流の大きさと各電動機相巻線内のゼロ電流期間
は直接インバータ出力電流からＩｆｆすることができる
が、適切な感知器１６を使用してインバータ入力電流■
、のレベルを感知し、インバータサイリスタゲートパル
スを処理してゼロ電流期間を表わす信号を発生する方が
簡便である。

直列接続のサイリスタＴ１およびＴ４のいずれかが導通
している時は常に電動機相巻線ａＫ雷電流供給され、各
半サイクルに電流がゼロとなる期間は６０である。

（第５図のタイミング図参照）。

サイリスタＴ１の導通期間に対応する信号（以後Ｔ１’
で示す）を発生するため、フリップフロップ又はラッチ
１７０セツト入力にはＴ１用ゲートパルス、リセット入
力にはＴ３用ゲートパルスが供給される。

同様に、装置のターンオンと並列転流機構によるターン
オフ開始を表わすゲートパルス対が一連のフリップフロ
ップに供給され信号Ｔ２′乃至Ｔ６′を発生する。

前記したようにゼロ電流期間中、相巻線には電動機空隙
電圧に対応する正弦波電圧が生じ、この電圧を積分する
と空隙磁束となる。

インバータ入力電流■ｄｖＣ磁束を乗じることにより、
トルクの脈動成分を計算することができるがトルクの平
均値ではない。

相巻線電圧ｅａ）ｅ４，５ｅｏは夫々スイッチＳ１．Ｓ
２．Ｓ３を介して積分器１８へ供給され、積分器１８は
各転流後インバータゲート回路１３に誘起されるリセッ
ト信号によりリセットされる。

反対極性の空隙磁束信号は直接スイッチＳ４を介して又
はインバータ回路１９とスイッチＳ５を介して加算回路
２０へ供給される。

加算された磁束信号はコンデンサ２１もしくはそれと等
価な機能装置により高域ｒ波されて、信号の直流分が除
去され、ｒ波された磁束信号（ｊγ）は掛算器２２にお
いてインバータ入力電流■ｄと乗算される。

この回路出力は電磁トルクの脈動成分ＪＴ８どなる。

第６ａ乃至６ｄ図は計算回路内のいくつがの段における
波形を示す。

積分器出力の磁束信号は余弦関数であり、積分器がリセ
ットされる６０間隔で極性を変える。

正弦状瞬時相巻線電圧は、その相巻線の電流がゼロであ
る間、順次積分される。

加算器出力において磁束信号は同じ極性を有し、磁束信
号を高域ｒ波して直流分を除去する。

直流リンク電流■ｄが一定でなく変調されている場合、
該変調も脈動トルク成分信号ＪＴ、に現われる。

第３図において信号Ｔ１′とＴ４′はＮＯＲ論理回路２
３へ加えられ、相巻線ａが開路となるサイリスタＴ１．
Ｔ４の非導通期間中スイッチＳ１を閉じる出力を発生す
る。

第５図のタイミング図により動作が明確になろう。

積分器に対し電圧ｅｂを送るためのスイッチＳ２および
電圧ｅｃを送るためのスイッチＳ３も同様に他のＮＯＲ
回路で制御される。

積分器出力側において、信号Ｔ１′、Ｔ３′、Ｔ５′が
ＯＲ論理回路２４への入力となり、その結果スイッチＳ
４は電動機相巻線へ正極性電流を供給するサイリスタの
導通により閉成される。

一方インバータ回路１９に付随するスイッチＳ５は相巻
線に負極性電流を供給するサイリスタの導通により閉成
される。

ゲートパルスがサイリスクの導通と同じ長さの期間を持
つ場合、ＮＯＲ回路２３およびＯＲ回路２４へ直接ゲー
トパルスを印加できることが認められよう。

積分器１８、加算器２０、および掛算器２２は演算増幅
器回路で構成することが好ましいが、他の従来の個別の
回路部品を使用して構成することもできる。

コギングトルク即ちトルクの瞬時脈動成分を測定する本
方法と回路は、強制転流インバータ（ＣＣＩ）もしくは
負荷転流インバータにより給電される同期機にも適用で
きる。

【図面の簡単な説明】 第１図は誘導電動機の３相固定子巻線および直軸ｄと横
軸ｑＫ沿った等価２相巻線を示す本発明の詳細な説明の
ための図、第２図は本発明の実施例に従った感知器を付
加した電流制御式誘導電動機駆動装置の回路図、第３図
は望ましい形の脈動トルク計算回路のブロック図、第４
図は入力電流を一定と仮定した場合のインバータ出力お
よび入力電流の理想波形図、第５図は第２図のインバー
タサイリスタおよび第３図のスイッチのタイ□ング図、
第６ａ図乃至第６ｄ図は第３図の計算回路内のいくつか
の点における磁束信号波形と出力における脈動トルク成
分信号を示す図である。 参照符号の説明、１０・・・・・・位相制御整流器、１
２・・・・・・電流源インバータ、１３・・・・・・イ
ンバータケート回路、１４・・・・・・電動機負荷、１
４Ｓ・・・・・・相巻線、１６・・・・・・感知器、１
Ｔ・・・・・・フリップフロップ、１８・・・・・・積
分器、１９・・・・・・インバータ回路、２０・・・・
・・加算回路、２２・・・・・・掛算器、２３・・・・
・・ＮＯＲ論理回路、２４・・・・・・ＯＲ論理回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 多相電流源インバータより作動される電動機の電磁
   トルクの脈動成分を測定する回路において前記電流源イ
   ンバータから電動機相巻線へ供給される公称矩形波イン
   バータ電流の大きさ、各相巻線内のゼロ電流期間、及び
   各相巻線の両端間の瞬時電圧を実効的に感知して、夫々
   それらを表わす信号を発生する装置と、 相巻線電流がゼロである期間中各相巻線電圧を順次積分
   して電動機空隙磁束を表わす信号を発生する装置、並び
   に前記磁束信号を１波して直流成分を除去し、磁束信号
   にインバータ電流信号を乗じてトルクの瞬時脈動成分を
   表わす出力を発生する装置を含む計算回路とを有する電
   磁トルク脈動成分測定回路。 ２、特許請求の範囲第１項記載の回路において、前記計
   算回路は更に前記積分装置により発生された磁束信号を
   交互に反転して該磁束信号を加算する装置を含み、前記
   磁束信号を１波する前記装置がコンデンサである前記回
   路。 ３ ％許請求の範囲第２項記載の回路において、インバ
   ータ電流を実効的に感知してそれを表わす信号を発生す
   る前記装置が、前記電流源インバータへの入力端子を感
   知する電流感知器で構成されている前記回路。 ４ 特許請求の範囲第１項記載の回路において、前記イ
   ンバータが制御回路に発生されたゲート信号で制御され
   る多相サイリスタブリッジ・インバータである前記回路
   。 ５ 特許請求の範囲第４項記載の回路において、電動機
   相巻線内のゼロ電流期間を示す信号を発生する前記装置
   が、前記電流源インバータ内の、各々の相巻線に反対極
   性の電流を供給する各対の直列サイリスタに対するケー
   ト信号を処理して両サイリスタの非導通期間に対応する
   出力を発生する装置を有し、該出力により前記積分装置
   に対する相巻線電圧の結合を制御する前記回路。 ６ ％許請求の範囲第５項記載の回路において、前記計
   算回路は更に、前記積分装置により発生される磁束信号
   を選択的に反転して加算装置に印加する装置と、前記ゲ
   ート信号を処理して、電動機相巻線に正もしくは負極性
   電流を供給するサイリスタの導通に応じて前記加算装置
   への前記積分装置の結合を直接におよび前記反転装置を
   介して行うかを制御する装置とを有する前記回路。 ７ 多相電流源インバータより作動される電動機の電磁
   トルクの脈動成分を測定する方法において、前記電流源
   インバータから固定子相巻線へ供給される非連続公称矩
   形波固定子電流の大きさ、各相巻線のゼロ電流期間、並
   びに各相巻線の両端間の瞬時電圧を夫々表わす信号を発
   生する段階と、相巻線の電流がゼロである期間中各相巻
   線電圧を順次積分して電動機空隙磁束を表わす信号を発
   生する段階と、 前記磁束信号を高域ｒ波して直流電流成分を除去する段
   階と、 １波された磁束信号に固定子電流信号を乗じてトルクの
   瞬時脈動成分を表わす出力を発生する段階とを有する電
   磁トルク脈動成分測定方法。 ８ ％許請求の範囲第７項記載の方法において、矩形波
   固定子電流を表わす信号を発生する段階が、前記電流源
   インバータへの入力端子を感知してそれを表わす信号を
   発生することからなる前記方法。 ９ ％許請求の範囲第８項記載の方法において、前記電
   流源インバータが制御回路で発生されるゲート信号によ
   り制御される多相サイリスタ・インバータであり、固定
   子相巻線内のゼロ電流期間を表わす信号を発生する段階
   が、個々の相巻線に反対極性電流を供給する各対の直列
   のサイリスタに対するゲート信号を処理して両サイリス
   タの非導通期間に対応する出力を発生し、該出力により
   積分段階に於ける積分器への相巻線電圧信号の結合を制
   御することからなる前記方法。 １０ 特許請求の範囲第９項記載の方法において、更
   に、積分器により発生される磁束信号を交互に反転し全
   磁束信号を加算する段階を有し、更にサイリスタゲート
   信号を処理して、相巻線へ正もしくは負極性固定電流を
   供給するサイリスタの導通に応じて前記反転段階を制御
   する段階を有する前記方法。