JPS63500700A

JPS63500700A - 改良された変調方法および静止形電力周波数変換装置用の装置

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Publication number: JPS63500700A
Application number: JP61504655A
Authority: JP
Inventors: スミス，グレゴリ−　ピ−タ−
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1985-08-26
Filing date: 1986-08-26
Publication date: 1988-03-10
Also published as: EP0267915A1; WO1987001529A1; US4777581A

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】改良された変調方法および静止形電力周波数変換装置用の装置本発明は主としてサイクロコンバータに関するが、その他の静止形電力周波数変換装置にも関し、特に、交流電源からの１つ又は２つ以上の入力位相の入力波形をスイッチングして希望する出力波形に近似したものを得る特定の方法及び装置に関する。

記ｊ駆口（肌ｆ、入力周波数。

ｆ０出力周波数。

ｔｌ　トリガ期間の開始時点。

ｔｚ　）リガ期間の終了時点。

ｔ０時点１．の前にＶｔの特定の位相の最後に発生した時点。

１１　）リガ期間においてサイリスクがトリガされた時点。

ｔｅ　）リガ周期中に電流がゼロに降下（これが発生する場合）する時点。

Ｖ０サイクロコンバータの１つの位相における出力電圧。

■、、１つの位相における出力基準電圧。

ｖｂ　ＩＺ電圧降下を克服するために印加される、１つの位相のブースト電圧。

Ｖｔ）リガ期間においてトリガされるべきサイリスクに接続される入力電圧。

Ｖ、）リガ期間の開始時点においてオン状態にある、サイリスクに接続される入力電圧。

甲　誘導電動機の１つの相における磁束鎖交量の基準値。

Ｋ　安定性を決定する定数。

Ｌ＋−相あたり固定子漏れインダクタンス。

Ｌ２−相あたり固定子関連の回転子漏れインダクタンス。

従」ＬＪＬ止静止形周波数変換装置は、本質的には、１つ又は複数の入力波形の一部分を装置の出力端子に連続的にスイッチングすることにより所望の出力波形に近似する波形を合成する装置である。使用される入力波形は入力相電圧波形又はその反転形、もしくはその両方である。使用される入力波形の数は周波数変換装置のパルス数と呼ばれるが、このように呼ばれるのは、これが通常は（必ずではないが）１つの入力サイクルにわたって出力ヘスイソチされる入力波形部分の平均の数である６１らである。希望される出力波形は、代表的には、何れか１つの入力波形の周波数の２分の１より小なる周波数を有する。入力波形のスイッチングは、代表的には、入力波形の周波数において実行される。

自然的に整流されるサイリスクを使用する静止形周波数変換装置としてサイクロコンバータを定義することができる。

サイクロコンバータは循環電流形、非循環電流形のいずれであっても良い。その他の全ての種類の静止形周波数変換装置は、現在、ターンオフする能力を自ら有するか、又は強制整流によってオフされるサイリスクを使用するスイッチを使用している。

公知の入力波形切換え方式は「余弦交差制御（コサインクロッシングコントロル）」及び「積分制御」を含む。

余弦交差制御は、移相される入力波形（通常は９０°）の選択された複数の部分と所望の出力基準波形との交差に基づくスイッチング基準を使用する。積分制御は、出力電圧波形と所望の基準電圧波形との差の積分値（リアルタイムで決定される）がゼロに等しいときに決定される入力波形トリガ時点の選択に基づ（。これら２つの方法をサイクロコンバータに適用した場合の限界はＧｙｕｇｙｉ、　Ｒｏｓａ、及びＰｅ１．Ｉｙの米国特許第３５８５４８５号に述べられている。

この米国特許第３５８５４８５号には、非直流出力波形を近似するために積分方法を適用する場合に固有の問題に関する特定の解決方法が開示される。

解決方法は次の積分値計算にオフセット成分を導入することを含み、そのオフセント成分は積分方法の計算されるリプル積分値の直流成分に比例する。米国特許第３５８５４８５号は循環電流形サイクロコンバータへの積分方法の適用に関する。米国特許第３５８５４８６号は、非循環電流サイクロコンバータに積分方法を適用することに関する同じ発明者による同時的特許である。

”力幻゛められるユ　占及μｍＨＬ引虹桝■別Ａ本発明の方法は非循環電流サイクロコンバータに特に適用可能であるが、それのみに限定されるのではない。

非循環電流サイクロコンバータはその他の形態の交流変速駆動装置と比べて数多くの利点を有する：その最大出力は実質的に無限大であり：その電力回路は位相制御サイリスクと、それらに関連するスナツパのみから構成され、非常に簡単であり；且つ自ら再生する。しかしながら、本変調方法を使用する場合（フィードバックを伴なうか、または伴なわない、余弦交差制御／積分制御）、幾つかの重大な欠点がある。非循環電流サイクロコンバータは、出力端子に現われるサブハーモニック（低調波）のために、低い最大出力周波数（６バルスシステムで約２５ｔ（ｚ）を有する。電流交差点があいまいであることと、従来の変調方法がサイリスクの不連続電流を補償する能力をもたないことによって電圧ひずみ及び関連するトルク脈動を生じる。また、特に出力電圧が低いときに入力力率が低い。

サイクロコンバータ及びその変調器の周囲に別の電流フィードバックループを付加することにより、性能を改善することができる（たとえば、ＨＡｋａｇｉ他のｒＡｐｐｌｉｃａｔｊｏｎ　ｏｆｍｉｃｒｏ−ｃｏｍｐｕｔｅｒ　ｔｏ　ｃｕｒｒｅｎｔ　ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ　ｃｙｃｌｏｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓｙｓｔｅｍｓ　：　Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ　Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ　ｉｎ　Ｊａｐａｎ− Ｖｏｌ、　１００＋　Ｎｃｈ４．１９８０年、８６〜９４ページに掲載を参照）。この方法を使用すると、改善は安定性の問題により制限され、そこで、サイクロコンバータはより理想的な電圧制御装置ではなく、むしろ、電流制御装置になる。電流制御は複数電動機式の駆動装置において特に問題である。

ここで、性能の問題を、現在の方法を電流フィードバックによって線形化しようとするのではなく、基本変調方法を改善することにより解決することが仮定され、これは有利であると考えられる。

提案される本発明の変調方法は基本変調方法を改良しようとする試みである。提案される改良された方法においては、サブハーモニックは完全ではなくとも、はぼ除去され；不連続電流の発生は実際に出力電圧ひずみを大きくするのではなく、それを減少させ；且つサイリスクバンク間の交差は常に最適の時点で起こる。

新しい方法を使用した最大出力周波数は３パルスサイクロコンバータで少なくとも２５Ｈｚであり（セクション３．４を参照）、６バルスサイクロコンバータでは５０１（ｚになると予想される。

提案される改良された変調方法はここでは総じて二重積分制御と呼ばれる。

二重積分制御は、誘導電動機駆動装置の３パルスサイクロコンバータと共に使用されたときに特に有用である。電力回路はわずか１８個のサイリスクから構成され（第２図を参照）、直流電動機駆動装置の同等の変換器と同じ効率及び大きさを有する。好ましい実施例の例１においては、性能は同等の１２サイリスク、４力ドランド直流電動機駆動装置と少なくとも同程度に良く、より頑丈な誘導電動機を使用するという利点がある。

改良された変調方法の性能向上の代価は、制御回路がさらに複雑になることである。二重積分制御方法は、余弦波交差制御に基づく現在の方法よりかなり複雑である。マイクロプロセッサ又は同等の専用機器が不可欠であると考えられる。

ここに開示される好ましい実施例の例１は、Ｔｅｘａｓ　Ｉｎｓｔｒｕｍｅｎｔの超高速（２００ｎｓの指令時間）１６ビソトＴＭＳ３２０１０マイクロプロセッサを使用する。より低速のマイクロプロセッサを使用することは可能であろうが、応答時間（現在のところ３パルスシステムについて？　ｍｓ）は犠牲になり且つ電流リプルは増加する。

現在、完全再生形交流駆動装置は入力端子に完全制御４カドランドブリツジを有するＰ、Ｗ、Ｍ、インバータ又はより簡単ではあるが、性能の低い電流源インバータを使用している。効率が高く、電力回路は簡単で且つ高い性能を有するサイクロコンバータは、適切に駆動されるならば、この応用及びたいていの４象限直流駆動装置への応用において第１に選ばれる装置となるべき潜在能力を備えている。ここでは、サイクロコンバータ、特に（必ずしも限定されないが）１８ザイリス〉、３パルス非循環電流サイクロコンバータに関する現在の問題点を克服し、この潜在能力を発揮させることができる方法及び装置が開示される。しかしながら、本発明はそのような応用にのみ限定されると解釈されてはならない。その方法は、電流波形の改善につながる電圧波形の改善が負荷の性質により通常指示される所望のものであれば、必ずその他の形態の静止形電力周波数変換装置に関して有用である。

力ｊ又パ髪血改良された変調方法は入力力率を改善するのではな（、ここでは、本発明の変調方法と共に適正に作用する入力力率を改善する方法が説明される。しかしながら、入力力率改善方法は、特に３パルスサイクロコンバータの場合に入力電流の低調波成分を出現させるものであっても良い。本明細書に開示される力率改善方法は任意の変調方式において利用されることができる。

７”ｕ積勿六９−制御前述の２つの方法（余弦交差及び積分）の問題点を克服しようとする別のスイッチング基準はここでは「プレ積分（Ｐｒｅ−４ｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ）　Ｊ制御と呼ばれる。プレ積分制御は、所望の出力波形と実際の出力波形との間に包囲される計算上の面積が等しいことに基づくスイッチング時点の選択を含む。プレ積分制御は、スイッチング時点の決定に必要とされる面積の一部がスイッチング時点に先立っているためにリアルタイムでは得られず、出力波形特性の推定に基づいて事前に計算されなければならないという点で積分制御とは異なる。プレ計算の使用により、この変調方法に固有の安定性が導入される。

プレ積分制御方法は従来の技術に比べて利点を有する。その性能特性は次のものを含む：１、積分制御方法と比較して（プレ計算のために）安定している：２、余弦制御方法に対して：ａ）プレ積分制御は不連続電流を補償する、ｂ）出力電圧の低調波成分を完全にではなくとも、はぼ除去する（低調波成分が所望の出力周波数より低い周波数成分として定義される場合）、Ｃ）余弦交差方法により制御された場合、不連続電流は補償されないので、誘導電動機は不安定になることがある。

３、　バンククロスオーバ方式に関して、プレ積分方法はバンク間のクロスオーバの間に最小の電圧ひずみを確保する。

４、　フィードバックを伴なう余弦交差制御方法は低調波の低減にごく部分的に有効であるにすぎない。この点に関してはプレ積分制御方法よりはるかに有効でない。さらに、フィードバックを伴なう余弦交差制御の場合、高周波数では、方法が高周波数で固有の低調波の問題を伴なう通常の余弦交差制御に有効に戻るように、フィードバンクを減少させなければならない。

７’Ｌ／　ハエ゛″　法における一Ｌｉ第７（ａ）図は、基準波形ｖ、、からプレ積分制御を使用して得られると考えられる出力波形Ｖ０を示す。簡略にするために、出力電流は出力電圧と同相であり且つ不連続にならないものと仮定する。

第７　（ｂ）図はＶ７の積分及び■。の積分を示す。プレ積分制御方法では出力波形の積分の平均が不適正にひずむことがわかる。誘導電動機において、これは磁束波形に電動機の性能を劣化させる対応するひずみを発生させると考えられる。

二Ｗ訓姓匪本発明の二重積分変調方法はプレ積分制御の利点、すなわち低調波の除去及び不連続電流の補償をそのまま維持する。

バンクスイッチング自然的な整流が行われるサイクロコンバータの場合、申し分のない出力を得るために、バンク間のスイッチングの方法も同様に重要である。

本発明の改良された変調方法を補足するために、ここでは最適バンククロスオーバ時間を決定する改良された方法が開示される。

従来の方法は、これまで、バンククロスオーバ時間の不適切を選択によって望ましくない出力波形の電圧ひずみを発生していた。

最も一般的に適用された従来技術の方法は、出力電流がバンク動作中に最初にゼロに向かう瞬時におけるクロスオーバに基づくバンククロスオーバ選択基準を採用する。

主所Ω皿爪友星述本発明の二重積分方法の基礎は、静止形電力周波数変換の変調に適用される式：から取出される。

１つの広い意味の形態では、１つ又は複数の出力端子に１つ又は複数の入力位相を接続する静止形電力周波数変換装置であって、該変換装置は、複数の電子的スイッチから構成される１つ又は複数の電子的スイッチング手段と、該電子的スイッチング手段の個々のスイッチを順次動作させる変調手段とを具備し、該電子的スイッチング手段は１つ又は複数の入力位相を含む交流供給電圧を１つの出力端子に接続し、従って、該出力端子の出力電圧波形は該１つ又は複数の入力位相の入力電圧波形の各部分から構成されるような静止形電力周波数変換装置において；それぞれの該出力端子に関して、該出力端子に接続されるべき入力波形のスイッチングの時点を選択する方法であって：それぞれの出力端子に関して、該スイッチングの時点は、所定の時間間隔の中で、所望の出力電圧の連続積分と実際の出力電圧の連続積分の推定値との差の平均が最小になるように選択され、該所定の時間間隔は別の入力波形への該スイッチングの時点を含む、方法が提供される。

別の広い意味の形態においては、自然的に整流が行われ、正バンクと負バンクとに分割される複数のサイリスクを具備するサイクロコンバータにおけるバンクスイッチング方法であって；ある１つの時点で一方のバンクのみが動作し；且つ該サイリスクのスイッチングの時間を選択する方法は、不連続電流を考慮に入れるために該サイリスクのスイッチングの時間を調整する方法を含む；方法において、該バンクスイッチング方法は：該スイッチングの時間が波形交差時間に対し遅延されたとき、すなわち、波形交差時間を通過したときに別のバンクへ変更することを含み；波形交差時間は、該スイッチングの時点で出力端子に切換えられるべき入力波形と所望の出力波形との交差の時間として定義される；バンクスイッチング方法が提供される。

さらに別の広い意味の形態においては、自ら整流を行い、正電流スイッチングバンクと負電流スイッチングバンクに分割される複数のサイリスクを具備し、ある１つの時点で一方のバンクのみが動作しているサイクロコンバータにおけるバンクスイッチング方法において、該方法は、該正バンクから該負バンクへのクロスオーバの時点を、出力電流がゼロであると同時に出力電圧と基準電圧との差の積分が正となる最初の時点で起こるように選択することを含み、該方法は、該負バンクから該正バンクへのスイッチングの時点を、出力電流がゼロであると同時に出力電圧と基準電圧との差の積分が負となる最初の時点として選択することをさ凹皿■皿単広起巡次に、図面を参照して本発明の詳細な説明するが、図面中：第１図は、本発明の好ましい実施例により駆動されるのに適するトライアックを使用する１人力位相、２パルス、２出力位相サイクロコンバータの電力回路の略図（回路は２相、分割巻線誘導電動機に接続されている）、第２図は、本発明の好ましい実施例により駆動されるのに適する３人力位相、３パルス、３出力位相サイクロコンバータの電力回路の略図、第３図は、本発明の好ましい実施例により駆動されるのに通ずる３人力位相、６バルス、３出力位相サイクロコンバータの電力回路の略図、第４図は、プレ積分制御を使用するサイクロコンバータの出力の１トリガ周期をグラフにより示し、第５図は、プレ積分制御を実行する実際の方法をグラフにより示し、第６図は、プレ積分制御を使用するサイクロコンバータの出力に対する不連続電流の影響をグラフにより示し、第７Ａ図及び第７Ｂ図は、プレ積分制御に伴なう典型的な波形をグラフにより示す（出力電波は正弦形であり且つ出力電圧と同相であると仮定する）。第７Ａ図は、入力電圧と共に出力電圧及び基準電圧（それぞれＶｏとＶ、）を示す。第７Ｂ図は、プレ積分制御に伴なって発生されるひずみを示す第７Ａ図からのＶｏ及びｖｒの積分を示す。

第８Ａ図及び第８Ｂ図は、安定化されない二重積分制御から起こる不安定性をグラフにより表わしたものである。第８Ａ図は、入力波形と共に出力波形及び基準波形、それぞれ■。と■、を示す。第８Ｂ図は、（Ｖ、の積分がＯに等しい場合について）■。及びＶ、、の積分を示す。

第９Ａ図は、リプル電流決定のための簡単な位相ごとの等価回路を示す。

第９Ｂ図は、■。と■、との差の積分に関する典型的な波形を示す。（これはりプル電流波形に対応する。）第１０図は、最適バンククロスオーバ時点をグラフにより示し、第１１図は、モータ負荷を伴なう基本的な３パルスサイクロコンバータの電子回路の略図、第１２Ａ図及び第１２Ｂ図は、中性点電圧基準の調整による新たな出力電圧波形の取出しをグラフにより示す。

第１２Ａ図は、出力中性点を基準とする出力電圧波形及び中性点電圧波形Ｖ７を示す。■、は１／２Ｖ、となるように設定される。

第１．２Ｂ図は、■７を加えた出力電圧波形を示す。

第１３図は、入力基準（例１で使用される）を発生するのに適する電力回路を示し、第１４Ａ図及び第１４Ｂ図は、選択可能な２つの入力基準に関して最大正電圧レベルにおける典型的な出力電圧リプル波形を示す（２つの図は同じスケールである）。第１４Ａ図は、中性点基準を使用するりプル波形を示す。第１４Ｂ図は、第１３図の基準を使用するりプル波形を示す。

第１５図は、本発明の方法の好ましい実施例を利用する３人力位相、３パルス、３出力位相サイクロコンバータの１例（例１）のブロック線図、第１６図は、安定性に関連する計算のために使用される近似波形をグラフにより示す。

第１７Ａ図及び第１７Ｂ図は、力率改善のだめの出力基準波形の変化を示す。第１７Ａ図は、ゼロ中性点電圧による出力波形を示す。第１７Ｂ図は、変化させられた出力波形を示す。

第１８Ａ図は、力率修正のために改善された基準を示す入力波形を示す。

第１８Ｂ図は、出力基準波形の１つの位相をも同様に示す。

第１８Ａ図の改善された基準に関して取出される入力波形を示す。

第１９Ａ図〜第１９Ｄ図は、出力振幅を最大値の２０％とし且つ出力周波数を入力周波数の５０％とした場合の、ここに開示される力率改善方法を使用する３パルスサイクロコンバータに関する典型的な波形を示す。

第１９Ａ図、第１９Ｂ図及び第１９Ｃ図は、３つの出力位相のそれぞれにおける電圧を基準電圧及び３つの入力電圧と共に示す。

第１９Ｄ図は、Ｒ位相における入力電流をＲ位相入力電圧及び３つの出力電流と共に示す。入力電流波形はその他の波形からグラフにより取出された。

第２０図は、二重積分制御を実行する３つの異なる実際の方法に関して■。及び ■、の積分の典型的な波形を示す。

１、井を支記ス１豆至詳豊ム川ユ説明のために、正電流サイリスクバンクが動作しているものと仮定する。負電流サイリスクバンクについては、この方法は電圧及び電流の方向が逆転されることを除いて同じである。

冊Ｊヨ１ここでは、まず、プレ積分制御と呼ばれる変調方法を説明する。この変調方法は交流／直流サイリスク変換器制御に有利に使用することができる。

プレ積分制御方法は第４図に示される。入力電圧波形と、所望の基本出力波形■ 、と、サイリスクのトリガ時点１ｆとが示される。この制御方式においては、サイリスクは、基準波形が入力側サイリスクと、出力側サイリスクとに供給される入力波形と交差する瞬時の間にトリガされるべきである。

これら２つの瞬時は、プレ積分制御のための計算が実行されるトリガ周期と呼ばれる周期の理想の開始時点と終了時点であるが、その他のトリガ周期の選択を使用することができる。

第４図において、選択されるトリガ周期は１．からｔ２までの時間である。サイリスクがトリガされる時間１．は、面積Ｃが面積りと等しいときに起こる。この場合、面積りはサイリスクがトリガされた後に発生するので、これを直接測定することはできない。これは事前に計算されなければならない。

数式で表わすと、１．ば：となるように設定される。

この方式は、ｔ、からｔｚまでの出力電圧の推定値の積分を同じ時間にわたる基準電圧の積分と等しくなるよう保持することを目指し、従って、この期間にわたる２つの波形の平均を等しく保持しようとするものである。誘渾電動機を駆動するこの方法の１つの利点は、電動機磁束が時間ｔ、で正しい値にある場合、それは時間ｔ２においても、また、後続するどのトリガ周期の終了時においても正しい値になることである。また、基準波形及び出力波形の積分はそれぞれのトリガ周期の終了時には互いに等しいので、長期間にわたる、低調波の原因となる誤差の積重ねはなくなる。（誤差の積重ねは従来の余弦交差方法について特に問題である。）１．２　不止軌１跋Ω■頂」前櫃芳■辺Ω尖除旦爽丘出力相電流が正であるとき、トリガ時間１．の前に起こるＶ、以下への負電圧移行は、この電流をわずかな時間だけゼロにする（すなわち、電流を不連続にする）といえる。同様の状況は、負の相電流についても、■１以上への正電圧移行によって起こりうる。このゼロ電流の時間中、電動機端子における相電圧■。はその他の２つの位相の電圧によって決まり、きわめて不確定である。

前述の方法と同じトリガ時間をもたらすが、不連続電流に起因する電圧ひずみを補償すべき場合にはより実用的である改良された計算方法は第５図に示される。

この図における面積Ａが最初にプレ計算される。これは式：により与えられる。

次に、電圧差Ｖｔ−Ｖ、は時間１．に関してリアルタイムで積分される。この積分が面積Ａの値（プレ計算された）に達したときにサイリスクはトリガされる。

そのアルゴリズムは実際には弐（２）を次のように展開したものである：第１の項はトリガ周期の開始時に事前に計算される。他方し計算される。第２の項が第１の項の値に達したときに、サイリスクはトリガされる。

不連続電流に対するこの方法の効果は第６図に示される。

時間１ｃにおいて、電流はゼロに降下し、先にオンしていたサイリスクはオフする。サイクロコンバータの入力端子と出力端子とが接続されないため、Ｖｏは不確定になる。電流は、次のサイリスクがトリガして、正電流の流れを再び成立させる時間ｔ、まで、ゼロのままである。第６図かられかるように、サイリスクが前述の方法により、すなわち、面積Ｂが面積Ａと等しいときにトリガされる場合は、１．からｔ２までの■。−■、の積分は再びゼロとなり、従って、不連続電流の効果は補償される。

１．３　二　＼″・　法の云゛日プレ積分制御によって、■。の平均値は１トリガ周期について■、の平均値に維持されるが、これら２つの波形の積分についてはその通りにならないことは第７図から明らかである。誘逗電動機において正しい磁束を維持するために、２っの積分の平均値を等しくなるよう保持することは主要な必要条件である。数式により表わすと、これは、トリガ周期中のとなるように選択されたときに達成される。

これは二重プレ積分制御の基礎である。

この式を解＜１１の値は、周期の開始時における（■。−■、）の積分の初期値によって決定される。これは実際の状況での実行に際して問題を生じさせる（積分変調方法に伴なって同様の問題点が見られた米国特許第３５８５４８５号も参照）。

第８図に示されるような非対称のトリガ動作が発生しうる。

これをシステム不安定の一形態として考えることができる。

不安定性はそれぞれのトリガ周期の終了時にＶ、−Ｖ、の積分の値の振動として現われる。

この変調方法を安定させるために、１つの方法は、連続する周期の終了時における■。−ｖｌの積分の差はシステムが不安定であるときに振動するという第８　（ｂ）図かられかる事実を利用するものである。他の方法を使用することができる。システムが不安定であるとき、この差を減少させ、従って不安定性を低減するためにサイリスクのトリガ時間を調整することができるが、その代わりに、式５のＲＨ３の値はその理想値であるゼロから変化してしまう。これを達成する実用的な方法は、式５に表わされる値が不安定性を抑制するような方法で強制的に変化するように、この差の適切な割合の部分を加算することにより式５を変形するものである。これを取入れた式５は次のようになる：これは例１で使用される方法である。

ただし、定数にはそれを無次元にするために項（ｔｚ−ｔ、）と乗算されている。定数の最適値を決定するために、入力波形が正弦形ではなく台形である（これは例１における実際の波形により近い）と仮定する、変調方法の大まかなコンピュータシミュレーションが実行された〔付録Ｉ参照〕。臨界減衰に対応するＫの最適値は０．５であることがわかった。Ｋがこの値のとき、外乱がらの回復が非常に急速であることもシミュレーションにより示された。トリガ周期の開始時に外乱が起こった場合、■。−Ｖｒの積分はその周期の終了時までに定常状態値の９６％に達する。Ｋの最適値を、それが波形に依存するか否かを判定するために、後に数学的に取出すことが期待される。

この変調方法を実行するための実際のアルゴリズムを決定し、且つ不連続電流を自動的に補償させるために、式（６）を１．から始まる積分を伴なわない式（４）と同様の形態に展開しなければならない。これらの基準を満たす展開は数多くある。例１で使用されるマイクロプロセッサに特に適する展開は： φ＝時間ｔ０は、常に■、の特定の位相角に対応するように選択される時間である。

例１においては、それはトリガ周期の開始時より前になるようにも選択されるが、これは不可欠ではない。これは、■、に関連する計算を高速ルックアンプテーブルを使用して実行可能とするために導入される。このアルゴリズムでは、出力電圧は要求されず、その積分のみが要求される。これにより、積分を積分形ｖ／ｆ変換器と、分離パルス変圧器と、カウンタとを介してデジタル形態で直接得ることができるので、トランスジューサの必要条件は容易になる。まるめ誤差の蓄積の結果、出力端子に低調波が発生すると考えられるので、出力電圧の積分をソフトウェアで実行することは推められない。動作中、１．に関連する項はトリガ周期の開始時からｔ、を現在時間と置換えて繰返し計算され、次にその他のプレ計算項に加算される。合計がゼロを通過するとき、サイリスクはトリガされる。

式７の部分（ａ）は、トリガ周期の開始時までの任意の時点で及びおそらくはその直後に計算することができる。プロトタイプにおいては、これはシステム応答時間を最短にするために開始時の直後に計算される。部分（ｂ）はトリガ周期の開始時の積分を読出し、次に乗算を実行することによりめられ、従って、トリガ周期の開始後まで得ることはできない。残る部分は変数１．を含むので、前述のように繰返し計算されなければならない。部分（ｃ）はＶｏの積分の値を連続して読出し、それを、アキュムレータに加算することにより数学的に計算される。

１．４　束の権′卸および０　ブースト実際の電動機においては、電動機磁束はこれまでに仮定されたような印加電圧の積分ではなく、電動機漏れリアクタンス及び固定子抵抗による電圧降下を印加電圧から滅じたものの積分である。基準電圧Ｖｒをこの電圧降下を補償するためのブースト電圧成分■５と、時間ｔにおける電動機磁束を表わす、新たな基準Ｖ　＜ｔ＞による成分とに分割すれば、■。

の積分を次のように展開することができる：この展開を使用すると、式（７）は次のようになる：φ＝次回減弱を伴なわない通常の電動機制御の場合、磁束波形は一定に保持されるべきであるので、式（１０）のｖ（ｔ）をルックアンプテーブルから見出すことができる。ブースト電圧■、の振幅及び位相は簡単な制御方式については固定することができるか、又は負荷の変化に応答して電動機電流変化の基本成分として急速に変化させることができる。

１．５　−九１丑１ｊ■（社）処果電動機のそれぞれの位相における電流リプルは高周波成分のみから構成される。

このため、その値を決定するときは、電動機の漏れインダクタンスを考慮するだけで良い。電流リプル波形を決定するのに適切である位相ごとの電動機等価回路は第９　（ａ）図に示される。電圧■、はサイクロコンバータの対応する位相の基準電圧であり、逆起電力の基本成分に固定子抵抗による降下及び総漏れインダクタンスを加えたものに等しい。この等価回路を使用すると、リプル電流は：により与えられる。サイクロコンバータからの正電流に関する典型的なりプル電流波形は第９　（ｂ）図に示される。

式（１０）を式（５）及び（６）と比較すると、二重プレ積分制御方法はそれぞれのトリガ周期の間に電流リプル波形の積分をできる限りゼロに近くなるように保持することがわかる。

これは、さらに、電流リプルの振幅をその最小値に近くなるように保持すべきである。これは、二重プレ積分制御が高周波電力システム相互結合及び同期電動機駆動装置等の他の用途に使用されるサイクロコンバータに対しても非常に良い変調方法であることを示す。

１．６　二里櫃況Ｍ有Ω■厘囮ム虫鬼スー丘上述の二重積分制御を実現する方法は非常に正確であるが、実現するために相当に高い演算力を要求する。用途がそれほど苛酷なものでないならば、以下に説明されるより単純ではあるが、はるかに精度の低い方法を使用することができる。

二重積分制御におけるトリガ時間を決定するために使用される基本式である式（５）に何らかの操作を加えて、次の形態で表わすことができる：ないシステムにおいて、１つのトリガ周期の開始時の■。−■、の積分はその周期の終了時のＶｏ−Ｖ、の積分と等しい（Ｖ、が変化しているときは必ずしもそうではないが、この簡単な実行については十分なほど近い）、すなわち、この関係を式（１１）に使用すると、式：を得ることができる。

この式の右側の項は、実際には、ｔ、からｔ２までの周期にわたるＶｏの積分におけるリプルを表わす。これは正サイリスクバンクが動作しているときは正であり、負サイリスクバンクが動作しているときには負であるが、その値は、不連続電流が存在しないと仮定すれば、トリガ周期中のＶｒの平均値にほぼ従って決定される。

これは、正サイリスクバンクが動作しているときは正であり、負バンクが動作しているときは負であると共に、式（１３）の右側の項の期待平均値に固定される大きさを有する定数をＭとしたとき、トリガ周期中のサイリスクのスイッチング、時間が次の式：を満たすように選択される二重プレ積分制御の非常に簡単な　−実行を示唆する。これは非常に大まかではあるが、非常に簡単な実行である。あるいは、Ｍばさらに正確な近似を得るために周期中にｖ、、の平均値に従って変化される。また、容易ではないが、周期中に不連続電流を補償するためにＭの値を調整することも可能である。この方法の非常に簡単な方式はＭをゼロに設定するものである。

プレ積分制御及び二重積分制御の第１に説明された実現において実行されるように、式（１４）の実用的形態は電圧Ｖｔを使用し且つ時間ｔ、において積分開始のないことを確保することによりめることができる。このようにして展開される式（１４）の一形態は：・・・（１５）である。

Ｍをゼロに設定する、上述の方法の最も単純な方式は、実際には、プレ積分制御と同様のものであることがわかるが、ここでは「取゛消し」と呼ばれる改善を伴なう。この改善について以下に説明する：プレ積分制御方法の正しい動作は、第１に、Ｖｔがトリガ周期中はひずみのないままであることに依存し、第２に、サイリスクの整流時間が非常に短いことに依存することは第６図から明らかである。これらの条件は、いずれも、実際のサイクロコンバータでは必ずしも保持されないと思われる。この結果、いくつかのトリガ周期にわたり■。−■、の積分の望ましくない集積が起こるであろう。

この誤差は制御方法の次の追補により修正することができる：電圧Ｖ、−Ｖ、は積分器に供給される。時間ｔ２における積分器の出力はこの時間の■。と■、との面積の誤差を表わす。この誤差は、第５図の次のプレ計算される面積Ａに加算されれば、次のトリガ周期に関して自動的に修正される。

この誤差修正方法の取入れにより、面積Ａの計算に要求される精度を緩和するという利点が追加された。不正確な計算により導入された誤差は次のトリガ周期で修正される。

誤差修正方法を取入れた場合、式（２）及び（４）は次の上述の方法は、おそらく、二重プレ積分制御の最も退化した形態であろう。ただし、Ｖｏ及びＶｏの時間ゼロ（通常はサイクロコンバータの始動時間）からの連続積分が要求されるので、上述の方法がプレ積分制御まで退化することは決してありえず、これに対し、プレ積分制御では、それらの積分は周期の開始ごとに実行される。

１．７　二Ｊ口ｔた凱１ｆ」ｌ【餐Ａ１才が乞り較−以下は、二重積分制御の、それぞれの方法が出力電圧の積分と基準電圧の積分との差の平均値をどのようにしてゼロに近似させるか及びそれぞれの方法がどのようにして不安定性を阻止するかに関して異なる方法の説明である。方法の相違点は第２０図に示される。

第２０図の第１の部分は、式６の方法を使用するときの２つの積分の典型的な出力波形を示す。不安定性が存在しない場合、この方法は２つの波形の平均を厳密に等しく保持する（ハードウェア実行に由来する誤差は無視）。時間ｔ１と時間ｔ２の■。−■、の積分の差が現在の周期中にゼロになることが期待されず、不安定性を指示するとき、この差は、２つの波形の平均を等しい状態から変化させる代わりに減少される。これら２つの必要条件の妥協は、弐〇の重み係数Ｋにより決定される。

第２０図の第２の部分は、式１４の方法を使用するときの２つの積分の典型的な出力波形を示す。これらの波形の差の平均はＭを制御することにより間接的に制御される。それぞれの周期の開始時と終了時に選択されるＭの値は通常は等しく保持されて、その周期の開始時と終了時とにおけるｖｏ−■、の積分（その周期の開始時と終了時とにおけるＭの値である）の差を強制的にゼロにし、それによって不安定性を阻止する。Ｍの値が変化されるとき、たとえば、バンククロスオーバが起こるとき、その周期の開始時と終了時におけるＶｏ−Ｖ、の積分の差は、これらの状況で２つの波形の平均をさらにゼロに近づけるために、ゼロではない。

第２０図の最後の部分は、Ｍがゼロに設定されるときの２つの積分の典型的な出力波形を示す。２つの波形の差の平均がゼロにどれほど近く近似するかは、この場合、ｖｏの積分におけるリプルの量によって決まる。安定性は、それぞれの周期の開始時と終了時におけるＶｏ−Ｖ、の積分の差を常にゼロに設定することにより強制される。

２−　５ＬＥＥＪ〜　の　菫　びひずみ７生弐６の変調方法を使用して、３パルスサイクロコンバータに誘導電動機の速度を効率良く且つ正確に制御させることができる。例１のサイクロコンバータにおいては、性能を最高にするためにさらにいくつかの変形が実施されたが、それらを以下に説明する。それらの変形によって、クリッピング以前の最大出力電圧は入力電圧の９５％にまで増加され、最大出力電圧で又はその付近で動作するときのひずみは改善される。その変形は、ここで説明される改良された変調方法及び従来の変調方法を含む大半の変調方法と共に使用することが３相誘導電動機負荷（ここでは星形接続と仮定）を伴なうサイクロコンバータの基本回路は第１１図に示される。通常、中性点電圧■７はできる限りゼロに近く保持されるが、実際には、Ｕ、Ｖ及びＷの間の電圧が三相正弦波であるとすれば、Ｖゎは電動機に影響を与えずに任意の値をとることができる。

ｖ７について適切な波形を選択することにより、同じ線間電圧に対してサイクロコンバータの出力端子のピーク電圧を低下させることが可能である。■、、について選択される通常の波形は出力周波数の３倍の周波数と、出力端子のピーク電圧を最も低くする振幅の正弦波である。この手順は良く知られでおり、何度も文献に記載されているが、−例はＮａｋａｊ　ｉｍａ他（”Ｒｅａｃｔｉｖｅ　Ｐｏｗｅｒ　Ｒｅｄｕｃｅｄ　Ｃｙｃｌｏｃｏ＋＋ｖｅｒｔｅｒ　ｗｉｔｈ　ＢｉａｓＶｏｌｔａｇｅ　ａｔ　ｔｈｅ　Ｎｅｕｔｒａｌ　Ｐｏ１ｎｔ”−ＩＥＥＥ −ＩＡＳ　Ｍｅｅｔｉｎｇ−１９８０年−Ｐｔ２．　７８５〜７９０ページ）である。

ここでは、出力電圧範囲を改善するための同じ方法が使用されるが、効果を最大限にするために、正弦波の代わりにその波形が選択される。第１２（ａ）図はＶｎについて使用される波形と、それがどのように選択されるかを示し、第１２（ｂ）図はその結果として得られる出力波形を示す。この変形によって、クリッピング以前のピーク線間出力電圧は入力電圧の９５％である。■７について正弦波を選択する通常の方法の場合、ピーク線間出力電圧は同様に入力電圧の９５％まで改善されるが、出力瞬時電圧は各サイクルのより長い部分についてそのピークレベルにあるので、クリッピングによりさらに重大な出力電圧ひずみが発生ずる結果となる。

２．２　久方Ｉ連９亦ヒによるひずみの　１これまでは、サイクロコンバータ制御回路により使用される測定基準点は入力中性点であると仮定していた。サイクロコンバータには実際の中性点は供給されていないので、抵抗器の星形ネットワークを使用してこの基準点を得なければならないと考えられる。プロトクィブのサイクロコンバータにおいては、第１３図の回路によって得られる別の基準点が使用される。真の入力中性点に関してこの新しい基準点における電圧波形は、電源周波数の３倍の周波数を有して、第１２（ａ）図のｖｎと同じである。この新しい基準点に関しては、入力波形は正弦波ではなくなり、第１２（ｂ）図の波形と同じである。

別の基準を使用することの利点は、最大動作電圧で動作しているときに、電圧ひずみが低減され且つリプル周波数が２倍になることである。この効果は第１４図に示される。別の基準を使用することの重要な副次的利点は、入力波形を台形波形により近似できることである。これは、１つのトリガ周期の開始時間と終了時間を決定するためにマイクロプロセッサにおいて要求される計算をかなり容易にする。

本発明の変調方法を展開させるに当たり、多くの用途について好ましい電動機であるところから特に誘導電動機に関して、サイクロコンバータにより駆動される場合の電動機要件はきわめて慎重に限定された。

誘導電動機−サイクロコンバータ駆動装置から良い性能を引出す１つの方法は、それをサイリスク変換装置−直流電動機駆動装置にできる限り近くシミュレートさせるものであり、これはここで採用される方法である。直流駆動装置においては、電動＠磁束が一定の界磁電流により一定に保持されるのに対し、速度は電機子に印加される非常に大きくひずんだ直流電圧により制御される。電機子電圧のひずみは高いリプル電流を発生させ、相応して電動機の加熱を増すが、電動機の性能にはほとんど影響を及ぼさない。これは、トルクが磁束と電流の積に比例し、従って、リプル電流は平均トルクに影響することなく対応する高周波リプルトルクのみを発生させるためである。

誘導電動機に関して直流装置の条件をシミュレートするためには、３つの位相における鎖交磁束の成分を等しい振幅を有し且つ１２０度ずつ変位された３つの正弦波にできる限り近くなるように保持しなければならない、すなわち、３つの入力電圧の積分を同様に保持しなければならない。これは新しい変調方法を展開させる元になった基準である。それぞれの位相の鎖交磁束成分をサイクロコンバータにより正弦形に保持することができるならば、同じ周波数の電流の成分のみがトルクの直流成分に寄与できる。これは電流のりプル成分による脈動トルクであろうが、サイクロコンバータの２／３の数のサイリスクを含む同等の直流装置の脈動トルクより悪くなることはないであろう。

３．２　ハードウェア第１５図は、二重積分制御を伴なう３パルスサイクロコンバータを使用する例１のブロック線図である。それぞれの出力位相のゼロ電流検出器は、Ｈａｍｂｌｊｎ及びＢａｒｔｏｎ　（”Ｃｙｃｌｏｃｏｎ−ｖｅｒｔｅｒ　Ｃｏｎｔｒｏｌ　Ｃ１ｒｃｕｉｔｓ’″−ＩＥＥＥ　Ｔｒａｒ＋ｓ、Ｉｎｄ、Ａｐｐ、１９７２年Ｖ　ｏ　Ｉ　、　Ｉ　Ａ　−８−Ｎｏ　４．　、４４３〜４５２ページ）に記載されるようにそれぞれのサイリスクの両端電圧を検出することにより動作する。

出力電圧の積分を測定するために、カウンタを介してマイクロプロセッサにインタフェースされる積分形の３つの電圧／周波数変換装置が使用される。オフセット電圧（第１５図には示されない）は電圧／周波数変換装置をバイポーラモードで動作させることを可能にするために、それらの変換装置の入力端子に印加される。これはマイクロプロセッサソフトウェアにより補償される。入力アナログ速度指令も、同様に、カウンタに結合される電圧／周波数変換装置により測定される。これはアナログ／デジタル変換装置より安価であるという利点を有し、各サンプリング時点の速度ではなく、各速度サンプリング周期の間の平均速度を測定することができ、且つ無限の速度分解能を提供する。

マイクロプロセンサは、電源にロックされるフェーズロックループにより供給される２つの割込み信号によりタイミング限定される。一方は電源と同じ周波数であり、マイクロプロセッサを電源と同期させるために使用される。他方は電源の６０倍の周波数であり、サンプリング時点を決定する。

正確且つ急速な電動機応答を可能にするだめの電圧ブーストの正確な制御のために、図示されるように回転速度計を追加することができる。例１においては、サイクロコンバータのサイリスクはヒユーズで保護されているために電流フィードバックは使用されず、電動機電流をスリップから推定する（タコフィードバンクから取出す）ことができる。

３．３　マイクロプロセッサについで東斐水マイクロプロセッサの選択に課される主要な制限は処理速度である。式（７）かられかるように、それぞれのサンプリング期間中には多数の計算が要求されると共に、ゼロ電流の検査などの他のジョブも要求される。マイクロプロセッサの負担を軽減するためには、サンプリング期間をできる限り長くすべきであるが、サンプリング期間を長くすると、サイリスク点弧時間が理想時間からサンプリング期間１つ分に当るほど遅延してしまうことがあるので、余分な電圧ひずみが発生する。点弧時間をサンプリング期間１つ分だけ遅延させることにより導入されるｖｏのサンプリング期間が■。＝■ 、の積分の通常ピーク値として数量化することができる通常出力ひずみよりはるかに小さければ、理想的であると考えられる。プロトタイプについて選択されるサンプリング期間は、通常出力ひずみの約四分の−の誤差を生じる３３３　ミリ秒である。これは理想より長いが、使用されるマイクロプロセッサの速度により制限された。

選択されたマイクロプロセッサＴＭＳ３２０１０は、ビットスライス装置に依存せずに十分な処理速度を示す、現在市販されている台数のごく少ないものの１つである。それはデジタル信号処理用に設計されているが、−ａ制御に使用するのに十分に強力な命令セットを有する。

３．４　尖■上夏性脂サイクロコンバータを使用する駆動装置は低速での円滑さで知られている。改良された変調方法によって、これはさらに改善される。二重積分制御方法は低調波の可能性を完全にではなくとも、はぼ排除し且つ不連続電流によりひずみが導入されるのを阻止する。

実例１の出力周波数は少なくとも２５Ｈｚまで達することができ、出力電圧は入力電圧の９５％である。２極誘導電動機の場合、これば、大半の用途に適するＯから１５００ｒ、ｐｏｍの速度範囲を可能にする。ただし、二重プレ積分制御を使用する６バルスサイクロコンバータから５０Ｈｚの出力周波数を得ることはできるが、その代わりに電力回路のサイリスタの個数は２倍になる。標準の電源電圧デルタ接続形誘導電動機を足形構成に接続し直すことにより、３パルスサイクロコンバータに使用することができる。その場合、２５ｔｋ動作に要求される線間電圧は電源電圧の８６．６％になると考えられ、これはサイクロコンバータに適正に適合する。これが実例１を試験するために使用されたものである。

試験に使用された電動機は、直流発電機により２５）１ｚで２ｋＷの負荷を与えられる４極、７．５ｋＷ電動機であった。回転速度計フィードバックは使用されず、サイクロコンバータからの電圧ブーストは全負荷Ｉ・ルクの二重の−の低速で、最大トルクを提供すると考えられるレベルに固定された。０．５から２５Ｈｚまでを最高周波数として試験したとき、駆動性能は少しの不安定性またはトルク脈動もなくすぐれていた。０．５　Ｈｚ未満では、それぞれ真の電流ゼロ点の付近で正バンクと負バンクとのスイッチングが複数回起こり、それらの時点でわずかなトルク脈動を発生させた。その理由をさらに研究する必要がある。

二重プレ積分制御を伴なうサイクロコンバータの応答時間は、アルゴリズムがマイクロプロセッサにおいてどのように実現されるかによって決まる。好ましい実施例では、１．３項で説明したように、所定のトリガ周期に関する式（７）の第１の部分はその周期の開始直後に計算される。この計算を実行するために、周期の終了時までの基準電圧波形を知らなければならない。この問題は、例１においては、入力変数、速度基準及び回転速度計出力を測定することにより、又はタコフィードバックがないときには、それぞれ入力位相より１２０度先行きせて速度基準のみを測定するが、それらの読出し値の使用を次の１２０度先行き後まで遅延させることにより解決される。これは、最良の直流駆動装置と同程度に良い約７ミリ秒の有効応答時間遅延を提供する。

変調方法が不連続電流を補償する場合（たとえばプレ積分制御及び二重プレ積分制御）に使用することができる、パンククロスオーバが起こるべき時間を決定する単純な方法は次の通りである：たとえば、第６図において、ｔ２のトリガ周期の終了時までに次のサイリスクがオンされなければ、平均出力を基準電圧に維持することは不可能であり、これは、負バンクへのバンクスイッチングが実行される時間である。パンククロスオーバ後の次のトリガ時間を計算するために、パンククロスオーバの時間を次のトリガ周期の開始時間とすることができる。

ただし、これは、出力電流の基本成分のゼロ交差の推定時にバンクを切換える本発明の変調方法で使用される方法とはまったく異なる方法である。その代わりに、出力電圧ひずみを最小にするために、バンクスイッチングの瞬時が選択される。

４．２　パックス（ム九ＺＬ二改浪−さ立法誘導電動機の用途の大半について最適のバンククロスオーバ時間は、電流の基本成分がゼロを通過した後に実際の電流がゼロになる（従って、その位相の全てのサイリスクがオフになる）最初の時間である。電流リプルの瞬時値は、二重プレ積分制御方法が使用されるときに利用できる値であるｖｏ−■、の積分に比例するので、この最適バンククロスオーバ時間を正確に決定することはきわめて容易である。第１０図に示されるように、正の出力電流に対して、負バンクへのクロスオーバは、出力電流がゼロであり且つＶｏ−Ｖ、の積分が正である最初の時点で起こるべきである（負の出力電流に対しては積分は負でなければならない。）これは、電流がゼロであり且つ電流の基本成分が負である最初の時点である。

バンククロスオーバ後の次のトリガ時間を計算するために、事前積分制御及び二重プレ積分制御の場合のバンククロスオーバ時間を次のトリガ周期の開始時間とすることができる。

このバンククロスオーバ決定方法は、４．１項で説明した方法を改良したものである。バンククロスオーバは、真の電流ゼロが起こるトリガ周期の終了時を待たずに開始される。サイクロコンバータが誘導電動機負荷の場合のように中性点接続を伴なわない３相負荷を有するとき、３つの出力端子金てに共通する電圧ひずみが対応する電擦りプルを発生しないということを考慮に入れるために、さらに変形を実施することができる。特定の１つの出力端子における電流リプルの瞬時値は、この場合、■。−Ｖｌの積分から３つの出力端子のぞれぞれにおける対応する積分の瞬時平均値を減じたものに比例する。これは式（１７）に表わされる：これを補償するために、正バンクから負バンクへのクロスオーバは、出力電流がゼロであり且つ式（１７）の右側の式が正である（負バンクから正バンクへのクロスオーバの場合には負である）最初の時点で起こるべきである。これが例１で使用される方式である。

ただし、このバンクスイッチング方法をプレ積分制御及び二重積分制御並びにその他の多くの制御方法（ここに開示される従来の方法を含む）に使用することができる。

５、力崖匁致１サイクロコンバータは特に低い出力電圧のときに入力力率が低いことで良く知られている。ここで説明される力率改善方法は二重積分制御と共に使用するのに非常に適しているが、他の変調方法と共に使用することもできる。トレードオフは、入力電流の低調波成分が現われる可能性があることである。

以下のその方法の説明は、サイクロコンバータが３パルス、１８サイリスク形（たとえば、第２図に示されるような種類）であることを前提としている。

５．１　系−ヨ■ ３相誘導電動機負荷（ここでは星形接続と仮定）を伴なうサイクロコンバータの基本回路は第１１図に示される。前述のように、中性点電圧Ｖ。は、Ｕ、Ｖ及びＷの間の電圧が３相正弦波であるならば、電動機に影響せずに任意の値をとることができる。新しい力率改善方法は入力力率を最大限にするためにＶ７を設定するだけである。これはＮａｋａｊｉｍａ他（先に引用）により使用される方法と同様であるが、はるかに有効である。

入力力率を最大限にするために、中性点電圧は次のように変化される。中性点を基準としている３相正弦波形の３相電圧は第１７（ａ）図に示される。任意の時点で基準が第１７（ａ）図の最も負の電圧に変更されると（当然のことながら、これは線間電圧には全く影響を及ぼさない）、第１７（ｂ）図の波形が得られる。ここで、この出力基準を、第１８（ａ）図に示されるように、最も負の瞬時入力電圧と等しくすることができる。中性点電圧Ｖｎは第１７（ａ）図及び第１８（ａ）図の２つの新しい基準波形の組合せとなる。観察による理解を容易にす冠ために、この入力基準は第１８（ｂ）図では「直線」基準に変化されている。また、第１８（ｂ）図においては可能な１つの出力波形の１つの位相の基準電圧が入力波形に重ね合わされて、両者の関係を示している。

５．２　…狂立起土改豊入力力率に対するＶゎの変化の影響を示すために、入力力率が最悪であるときの通常の状況である非常に低い出力電圧に関して、３つの出力波形と、１つの位相の入力電流波形とが第１９図に示される。ただし、簡略にするため、サイリスク整流時間はゼロであると仮定する。第１９（ｄ）図でわかるように、入力電流は大半の時間についてゼロであり、相対的に短い期間だけ１つの入力電流又は２つの入力電流を加えたものに等しくなるだけである。入力電流がゼロであるとき、出力電流は実際には入力位相を循環しているのではなく、サイリスクを介して「フリーホイール」動作している。出力基準電圧の振幅がゼロまで減少するにつれて、入力電流がゼロでない期間も同様に入力電流のｒ、ｍ、ｓ、値をゼロまで減少させる。これを、「フリーホイール」動作する電流がなく且つ入力電流及び出力電流のｒ、ｍ、ｓ、値は常にほぼ等しい、■□を最小値に保持する通常の方法と比較することができる。入力電力は常に出力電力と等しいので、入力力率はｒ、ｍ、ｓ、入力電流が減少されたのと同じ率だけ改善される。

また、出力電圧ひずみも改善される。出力電圧が低いとき、出力端子に印加される入力電圧波形の部分は低振幅部分になろうとする。通常の方法の場合、出力に入力電圧波形のピークからの部分により構成されるため、ｒ、ｍ、ｓ、電圧リプルは大きくなる。

新しい方式による最大出力電圧は第１８（ｂ）図に示される。

■、の最大ピーク値は入力電圧のピーク値の３／π、すなわち約９５％であり、これは力率改善を伴なわずに得ることができるのと同じである。

５．３　サブハーモニック入力サブハーモニック（低調波）の問題は第１９（ｄ）図に明瞭に見ることができる。この場合、入力電流の直流成分が存在する。この例では、出力周波数は入力周波数の２分の１であるので、直流成分は、おそらく、ｆ、−２ｆ０相互変調積によるものであろう。

入力サブハーモニック電流の存在は、サイクロコンバータに給電する電源変圧器がサイクロコンバータの定格に近い場合に限って問題となるであろう。この状況においては、変圧器は飽和状態になりすぎると思われる。

付−録一上皮定株冗数水屋広Ｚ安定性定数にの最適値についての大まかな概念を得るために、サイクロコンバータの１つの出力の近似シミュレーションを実行した。入力波形及び出力波形は第１６図に示される波形に近似される。時間及び電圧はこの図に示される値に正規化されるものと仮定する。正電流は出力端子から流れており且つ出力基準電圧は０．５で一定であると仮定する。

第１６図に示されるようなｔｌからｔ２までのトリガ期間に関して、式（６）は次のようになる：＋　２　Ｖｒ”＋　８　Ａ　・・・　（Ａ１）この式をｔｃｔについて解くと：次位の期間の開始時に関するへの値は：により与えられる。

期間によってのＡの値の変化は安定性を良く示すものである。安定性を決定するために、当初はＡをゼロに設定し、次に、後続する周期ごとにＫの異なる値に対して計算した。その結果を下記に示す。

テーブルＡ１：シミュレーショｙ、ＪＪ＝Ｋ　＝　０．４経過した期間　Ａの値（最終値に対する％）１　１０６．５１５１４２９５３２　９９．２５４７４１４０６３　１００．０８２５２８９４　９９．９９０８２６７１３５　１００．００１０１９２１１６　９９．９９９８８６７５４Ｋ　＝　０．５経過した期間　Ａの値（最終値に対する％）１　９６、５９８００８９９０２　９９．９９５７９０９１４３　９９．９９９９９９９９３４　ｉｏｏ、　ｏｏｏｏｏｏｏｏ。

５　１００、０００００００００６　１００．０００００００００Ｋ　＝　０．６経過した期間　へ〇値（最終値に対する％）１　８８．３２３５１７６８９２　９８．９０１４１６２１７７３　９９．８９９７９８３８２４　９９．９９０８８８０１６５　９９．９９９１７１６１６６　９９、９９９９２４６９５以上の結果は、Ｋの最良の値が約０．５であることを示す。これは平衡条件に対し最も早い調定時間（セントリングタイム）を提供する。

＝＼Ｎ埜電Ｖコ　〉　ズＯイ　ω　ト一 γ　ｃＪ′））− Ｆ／θ、４Ｆ／θ、５Ｆ／θ、６Ｆ／θ、７ｂ１トリガ期間Ｆ／θ、ＩＩＦ／θ、９ａＦ／θ、１６Ｆ／θ、２０補正書の翻訳文提出書（特許法第１８４条の７第１項）昭和６２年４月２ｚ日特許庁長官　黒　１）明　雄　殿２　発明の名称改良された変調方法および静止形電力周波数変換装置用の装置３　特許出願人氏　名　スミス、グレゴリ−ピータ−・４代理人住　所　東京都港区虎ノ門−丁目８番１０号静光虎ノ門ビル〒１０５　電話（５０４）０７２１５　補正書の提出年月日補正請求の範囲１．　１つ又は複数の入力位相を１つ又は複数の出力端子に接続させる静止形電力周波数変換装置であって、該電力周波数変換装置は、複数の電子的スイッチから構成される１つ又は複数の電子的スイッチング手段と、該電子的スイッチング手段の個々のスイッチを順次動作させる変調手段とを具備し、該電子的スイッチング手段は該１つ又は複数の入力位相を含む交流供給電圧を該１つ又は複数の出力端子の中の１つの出力端子に接続させ、それにより、該出力端子における出力電圧波形が該１つ又は複数の入力位相の入力電圧波形の各部分から構成されるようになっている静止形電力周波数変換装置において；該出力端子のそれぞれに関して、該出力端子に接続されるべき入力波形のスイッチングの時点を選択する方法であって：それぞれの出力端子に関して、該スイッチングの時点は、所望の出力電圧の連続積分と実際の出力電圧の連続積分の推定値との差の所定の時間間隔にわたる平均が最小になるように選択され、該所定の時間間隔は別の入力波形への該スイッチングの時点を含むようになっている、スイッチングの時点を選択する方法。

２、　それぞれのトリガ周期に関してＭ＝Ｏとした式１４又は１５の特別の場合が除外されることを特徴とする請求の範囲第１項記載の方法。

３、該所定の時間間隔は該方法により決定される該スイッチングの時点を唯一つ含む請求の範囲第１項又は第２項記載の方法。

４、該所定の時間間隔は該スイッチングの時間で終了しない請求の範囲第１項から第３項までのいずれかに記載の方法。

５、該所定の時間間隔は複数の同一の連続する所定の時間間隔の代表的な１つであり、且つそれぞれの所定の時間間隔の終了時は次の所定の時間間隔の開始時と一致する請求の範囲第１項から第４項までのいずれかに記載の方法。

６、該複数の電子的スイッチは自然的に整流されるサイリスクから構成される請求の範囲第１項から第５項までのいずれかに記載の方法。

７、該所定の時間間隔の開始時は第１の入力電圧波形と該所望の出力電圧波形との交差の時間として定義され且つ該所定の時間間隔の終了時は第２の入力電圧波形と該所望の出力電圧波形との交差の時間として定義され；該第１の入力電圧波形は該スイッチングの時点に先立って該出力端子に接続される最後の入力電圧波形であり；且つ該第２の入力電圧波形は該不イソチングの時点で該出力端子に接続されるべき入力電圧波形である請求の範囲第１項から第６項までのいずれかに記載の方法。

８、該方法は、出力波形を安定させるためにシステム安定化手段を設けることをさらに含む請求の範囲第１項から第７項のいずれか１項に記載の方法。

９、該システム安定化手段は、該所定の時間間隔の連続するものの終了時に該出力電圧波形と該所望の出力電圧波形との差の連続積分の振動を最小にするか又は除去する手段から構成される請求の範囲第８項記載の方法。

１０、スイッチングの時点は、該所定の時間間隔の開始時から終了時において、該出力電圧波形と該所望の出力電圧波形との差の積分が最小になるように選択される請求の範囲第９項記載の方法。

１１、式（６）の解をめることにより該平均は最小とされ且つ咳差の該積分は最小とされる請求の範囲第１０項記載の方法。

１２、請求の範囲第１１項の式は該スイッチングの時間から積分が開始しないように展開される請求の範囲第１１項記載の方法。

１３、請求の範囲第１１項の式は式（７）に展開される請求の範囲第１１項記載の方法。

１４、式（１４）の解をめることにより該平均は最小とされ且つ咳差の該積分は最小とされ、該式（１４）中のＭは適切な近似値となるようにめられる請求の範囲第１０項記載の方法。

１５、請求の範囲第１４項の式は該スイッチングの時間から積分が開始しないように展開される請求の範囲第１４項記載の方法。

１６、請求の範囲第１４項の式は式（１５）に展開される請求の範囲第１５項記載の方法。

１７、Ｍは所定のトリガ周期に関してゼロでない一定値となるように選択される請求の範囲第１４項、第１５項、又は第１６項記載の方法。

１８、該ゼロでない定数は式（１３）のＲＨＳを近似するように計算される請求の範囲第１７項記載の方法。

１９、電圧ブースト及び磁束に起因する該所望の出力電圧波形の成分を分離するために、該所望の出力電圧の積分は式（８）に従って展開される請求の範囲第１項から第１８項までのいずれかに記載の方法。

２０、静止電力周波数変換器として動作する、請求の範囲第１項から第１９項までのいずれかに記載の方法を利用する装置。

２１、該静止電力周波数変換器は３パルス３人力位相３出力位相サイクロコンバータとして接続される請求の範囲第２０項記載の装置。

２２、該静止電力周波数変換器は６パルス３人力位相３出力位相サイクロコンバータとして接続される請求の範囲第２０項記載の装置。

２３、該静止電力周波数変換器は２パルス１人力位相２出力位相サイクロコンバータとして接続される請求の範囲第２０項記載の装置。

２４、該出力電圧波形の積分はハードウェア積分電圧／周波数変換器の利用により実行される請求の範囲第２０項から第２３項までのいずれかに記載の装置。

２５、正スイッチングバンクと負スイッチングバンクとに分割される複数の自然的に整流を行うサイリスクを具備するサイクロコンバータにおけるバンクスイッチング方法であって；ある１つの時点において一方のバンクのみが動作しており；且つ該サイリスクのスイッチングの時間を選択する方法は、不連続電流を考慮に入れるために該サイリスクのスイッチングの時間を調整する方法を含むバンクスイッチング方法において；該バンクスイッチング方法は：該スイッチングの時間が波形交差時間に対して遅延されたとき、すなわち、波形交差時間を通過したときに別のバンクに変更することを含み；波形交差時間は、該スイッチングの時間に出力端子に切換えられるべき入力波形と所望の出力波形との交差の時間として定義されるバンクスイッチング方法。

２６．１つ又は複数の出力端子を有し、正電流スイッチングバンクと負電流スイッチングバンクとに分割される複数の自然的に整流を行うサイリスクを出力端子ごとに具備し、且つある１つの時点で出力端子ごとに一方のバンクのみが動作しているサイクロコンバータにおけるバンクスイッチング方法において、該方法は、該正バンクがら該負バンクへのクロスオーバの時点を、出力電流がゼロであると同時に、実際の出力電圧と所望の基準電圧との差の積分から該積分のコモンモード成分を減じたもの（多重出力サイクロコンバータの場合）が正である最初の時点（ハードウェアの制約を受ける）で起こるように選択することを含み；該方法は、該負バンクから該正バンクへのスイッチングの時点を、出力電流がゼロであると同時に、出方電圧と基準電圧との差の積分から該積分のコモンモード成分を減じたもの（多重出力サイクロコンバータの場合）が負である最初の時点（ハードウェアの制約を受ける）に選択することをさらに含むバンクスイッチング方法。

２７、該コモンモード成分はゼロである請求の範囲第２６項記載の方法。

２８、該コモンモード成分は該サイクロコンバータの全ての出力端子に関する該積分の平均である請求の範囲第２６項記載の方法。

２９．３パルス三和サイクロコンパ・−夕として接続される該スイッチングバンクに適用される請求の範囲第２５項から第２８項のいずれか１項に記載の方法。

ａｏ、　該スイッチングバンクは６バルス三和サイクロコンバータとして接続される請求の範囲第２５項から第２８項のいずれか１項に記載の方法。

３１、　該スイッチングバンクは２パルスニ相サイクロコンバータとして接続される請求の範囲第２５項から第２８項のいずれか１項に記載の方法。

３２．１つ又は複数の入力位相を２つ以、」：の出力端子に接続する静止形電力周波数変換装置であって、該変換装置は、複数の電子的スイッチから構成される１つ又は複数の電子的スイッチング手段と、該電子的スイッチング手段の個々のスイッチを順次動作させる変調手段とを具備し、該電子的スイッチング手段は１つ又は複数の入力位相を含む交流供給電圧を１つの出力端子に接続し、従って、該出力端子における出力電圧波形は該１つ又は複数の入力位相の入力電圧波形の各部分から構成される静止形電力周波数変換装置においで；それぞれの出力にコモンモード電圧波形が追加され且つ該コモンモード電圧波形は入力力率を最大限にするように選択される入力力率を改善する方法。

３３、該コモンモード電圧波形は、全ての出力波形の中で最も負のものが全ての入力波形の中で最も負のものとなるべく設定されるように選択される請求の範囲第３２項記載の方法。

３４、該コモンモード電圧波形は、全ての出力波形の中で最も負のものが、該電子的スイッチが自然的に整流を行う場合に該電子的スイッチの正しい整流を確保した上で全ての入力波形の中で最も負のものとなるべく設定されるように選択される請求の範囲第３２項記載の方法。

３５、該コモンモード電圧波形は、全ての出力波形の中で最も正のものが全ての入力波形の中で最も正のものとなるべく設定されるように選択される請求の範囲第３２項記載の方法。

３６、該コモンモード電圧波形は、全ての出力波形の中で最も正のものが、該電子的スイッチが自然的に整流を行う場合に該電子的スイッチの正しい整流を確保した上で全ての入力波形の中で最も正のものとなるべく設定されるように選択される請求の範囲第３２項記載の方法。

３７．１つ又は複数の入力位相を２つ以上の出力端子に接続する静止電力周波数変換器であって、該変換器は、複数の電子的スイッチから構成される１つ又は複数の電子的スイッチング手段と、該電子的スイッチング手段の個々のスイッチを順次動作させる変調手段とを具備し、該電子的スイッチング手段は１つ又は複数の入力位相を含む交流供給電圧を１つの出力端子に接続し、従って、該出力端子における出力電圧波形は該１つ又は複数の入力位相の入力電圧波形の各部分から構成される静止形電力周波数変換装置において；入力基準電圧の選択的選択により性能を改善するか又は制御方法の複雑さを軽減する方法。

３８．３札止弦入力を有する静止形電力周波数変換装置に適用され且つ入力中性点波形に関する入力基準電圧波形は該３札止弦入力の３倍の周波数を有する３角波又は３角波に近い波形である請求の範囲第３７項記載の方法。

３９、該入力基準波形と該入力中性点波形との交差点は該３札止弦入力と該入力中性点波形との交差点と同じであり；該入力基準波形の振幅は該３札止弦入力の振幅の４分の１である請求の範囲第３８項記載の方法。

４０、該入力基準電圧波形は該入力中性点波形と、該３札止弦入力とに関して第１２（ａ）図のＶ。が有するような振幅及び位相関係を有する請求の範囲第３８項又は第３９項記載の方法。

４１、該入力基準電圧は第１３図の回路により発生される請求の範囲第３７項記載の方法。

４２、請求の範囲第３２項から第４１項のいずれか１項に記載の方法を利用する装置。

４３．１つ又は複数の入力位相を１つ又は複数の出力端子に接続する静止形電力周波数変換装置であって、該変換装置は、複数の電子的スイッチから構成される１つ又は複数の電子的スイッチング手段と、該電子的スイッチング手段の個々のスイッチを順次動作させる変調手段とを具備し、該電子的スイッチング手段は該１つ又は複数の入力位相を含む交流供給電圧を該もう１つの出力端子の中の１つの出力端子に接続し、従って、該出力端子における出力電圧波形は該１つ又は複数の入力位相の入力電圧波形の各部分から構成される静止形電力周波数変換装置において；該変調手段は、該出力端子のそれぞれに関して該出力端子に選択されるべき入力波形のスイッチングの時点を選択する手段を含み：それぞれの出力端子に関して、該スイッチングの時点は、所望の出力電圧の連続積分と実際の出力電圧の連続積分の推定価との差の所定の時間間隔にわたる平均が最小となるように選択され、該所定の時間間隔は別の入力波形への該スイッチングの時点を含む電力周波数変換装置。

４４゜それぞれのトリガ周期に関してＭ＝Ｏである式（１４）又は（１５）の特別の場合が除外されることを特徴とする請求の範囲第４３項記載の変換装置。

４５、該所定の時間間隔は該方法により決定される該スイッチングの時点をただ一つ含む請求の範囲第４３項又は第４４項記載の変換装置。

４６、該所定の時間間隔は該スイッチングの時間に終了しない請求の範囲第４３項から第４５項までのいずれかに記載の変換装置。

４７、該所定の時間間隔は複数の連続する所定の時間間隔の代表的な１つであり、それぞれの所定の時間間隔の終了時は次の所定の時間間隔の開始時と一致する請求の範囲第４３項から第４６項までのいずれかに記載の変換装置。

４８、該複数の電子スイッチは自然整流されるサイリスクから構成される請求の範囲第４３項から第４７項までのいずれかに記載の変換装置。

４９、該所定の時間間隔の開始時は、第１の入力電圧波形と該所望の出力電圧波形との交差の時間として定義され且つ該所定の時間間隔の終了時は、第２の入力電圧波形と該所望の出力電圧波形との交差の時間として定義され；該第１の入力電圧波形は該スイッチングの時点に先立って該出力端子に接続される最後の入力電圧波形であり；且つ該第２の入力電圧波形は該スイッチングの時点で該出力端子に接続されるべき入力電圧波形である請求の範囲第４３項から第４８項までのいずれかに記載の変換装置。

５０、該変換装置は出力波形を安定させるためにシステム安定化手段を設けることをさらに含む請求の範囲第４３項から第４９項までのいずれかに記載の変換装置。

５１、該システム安定化手段は、該所定の時間間隔の連続するものの終了時に該出力電圧波形と該所望の出力電圧波形との差の連続積分の振動を最小にするか又は除去する手段から構成される請求の範囲第５０項記載の変換装置。

５２、スイッチングの時点は、該所定の時間間隔の開始時から終了時において、該出力電圧波形と該所望の出力波形との差の積分が最小となるように選択される請求の範囲第５１項記載の変換装置。

５３、式（６）の解をめることにより該平均は最小とされ且つ該差は最小とされる請求の範囲第５２項記載の変換装置。

５４、請求の範囲第５３項の式は該スイッチングの時間から積分が開始しないように展開される請求の範囲第５３項記載の変換装置。

５５、請求の範囲第５３項の式は式（７）に展開される請求の範囲第５４項記載の変換装置。

５６、式（１４）の解をめることにより該平均は最小とされ且つ咳差の該積分は最小とされ、該式（１４）中のＭは適切な近似値となるようにめられる請求の範囲第５２項記載の変換装置。

５７、請求の範囲第５６項の式は該スイッチングの時間から積分が開始しないように展開される請求の範囲第５６項記載の変換装置。

５８６請求の範囲第５６項の式は式（１５）に展開される請求の範囲第５７項記載の変換装置。

５９、Ｍは所定のトリガ周期に関してゼロでない一定値となるように選択される請求の範囲第５６項、第５７項又は第５８項記載の変換装置。

６０、該ゼロでない定数は式（１３）のＲＨ３を近似するように計算される請求の範囲第５９項記載の変換装置。

６１、電圧ブースト及び磁束に起因する該所望の出力電圧の成分を分離するために、該所望の出力電圧の積分は式（８）に従って展開される請求の範囲第４３項から第６０項までのいずれかに記載の変換装置。

６２、該静止形電力周波数変換装置は３パルス３人力位相３出力位相サイクロコンバータとして接続される請求の範囲第４３項から第６１項までのいずれか１項に記載の変換装置。

６３、該静止形電力周波数変換装置は６パルス３人力位相３出力位相サイクロコンバータとして接続される請求の範囲第４３項から第６１項までのいずれかに記載の変換装置。

６４、該静止形電力周波数変換装置は２パルス１人力位相２出力位相ザイクロコンバータとして接続される請求の範囲第４３項から第６１項までのいずれかに記載の変換装置。

６５、該出力電圧波形の積分はハードウェア積分電圧／周波数変換器の利用により実行される請求の範囲第４３項から第６４項までのいずれかに記載の変換装置。

国際調査報告ＡＩＪＮＥＸ　Ｔｏ　ＴＨＥ　ＩＮＴＥＲＮＡＴＩＯＮＡＬ　５ＥＡＲＣＨＲＥＰＯＲＴ　０ＮＩＮＴＥＲＮＡ丁ｒＯＮＡＬ　ＡＰＰＬＩＣＡＴＩＯＮ　Ｎｏ、ＰＣＴ／ＡＵ　８６１００２５０（（ｔｅｄ　イｎ　５ｅａｒｃｈ　Ｐａｔｅｎｔ　Ｆａｍｉｌｙ　Ｍｅｍｂｅｒｓｅｐｏｒｔ εＰ　２９２４９　ＪＰ　５６０８６０７３　ＵＳ　４３０９７５２　ＩＩｓ　４３９０９３８εＰ　２９２５１　ＪＰ　５６０８６０７４　ＬＩＳ　４３０７４４４ＵＳ　３５８５４８５　ＣＨ５１０９５３ＤＥ２０２９８８９　［ｌ５３５８５４８６ＵＳ　４０１３９３７　ＦＲ２２８０２３４ＪＰ　５１０３５０２２

Claims

【特許請求の範囲】

１．１つ又は複数の入力位相を１つ又は複数の出力端子に接続する静止形電力周波数変換装置であって、該電力周波数変換装置は、複数の電子的スイッチから構成される１つ又は複数の電子的スイッチング手段と、該電子的スイッチング手段の個々のスイッチを順次動作させる変調手段とを具備し、該電子的スイッチング手段は１つ又は複数の入力位相を含む交流供給電圧を１つの出力端子に接続し、それにより、該出力端子の出力電圧波形が該１つ又は複数の入力位相における入力電圧波形の各部分から構成されるようになっている静止形電力周波数変換装置において；該出力端子のそれぞれに関して、該出力端子に接続されるべき入力波形のスイッチングの時点を選択する方法であって；それぞれの出力端子に関して、該スイッチングの時点は、所定の時間間隔の間に所望の出力電圧の連続積分と、実際の出力電圧の連続積分の推定値との差の平均が最小になるように選択され、該所定の時間間隔は別の入力波形への該スイッチングの時点を含むようになっている、スイッチングの時点を選択する方法。
２．該所定の時間間隔は該方法により決定される該スイッチングの時点を唯一つ含む請求の範囲第１項記載の方法。
３．該所定の時間間隔は該スイッチングの時間に終了しない請求の範囲第１項又は第２項記載の方法。
４．該複数の電子的スイッチは自然的に整流を行うサイリスタから構成される請求の範囲第１項から第３項までのいずれかに記載の静止形電力周波数変換装置。
５．該所定の時間間隔の開始時は第１の入力電圧波形と該所望の出力電圧波形との交差の時間として規定され且つ該所定の時間間隔の終了時は第２の入力電圧波形と該所望の出力電圧波形との交差の時間として規定され；該第１の入力電圧波形は該スイッチングの時点に先立って該出力端子に接続される最後の入力電圧波形であり、且つ該第２の入力電圧波形は該スイッチングの時点で該出力端子に接続されるべき入力電圧波形である請求の範囲第１項から第４項までのいずれかに記載の方法。
６．該方法は出力波形を安定させるためにシステム安定化手段を設けることをさらに含む請求の範囲第１項から第５項までのいずれかに記載の方法。
７．該システム安定化手段は、該所定の時間間隔の連続するものの終了時に該出力電圧波形と該所望の出力電圧波形との差の積分の振動を最小にするか又は除去する手段から構成される請求の範囲第６項記載の方法。
８．スイッチングの時点は、該所定の時間間隔の開始時から終了時において、該出力電圧波形と該所望の出力電圧波形との差の積分が最小になるように選択される請求の範囲第７項記載の方法。
９．式（６）の解を求めることにより該平均は最小とされ且つ該差は最小とされる請求の範囲第８項記載の方法。
１０．請求の範囲第９項の式は、該スイッチングの時間から積分が開始しないように展開される請求の範囲第９項記載の方法。
１１．請求の範囲第９項の式は式７に展開される請求の範囲第１０項記載の方法。
１２．式（１４）の解を求めることにより該平均は最小とされ且つ該差は最小とされ、該式（１４）中のＭは適切な近似値となるように求められる請求の範囲第８項記載の方法。
１３．請求の範囲第１２項の式は、該スイッチングの時間から積分が開始しないように展開される請求の範囲第１２項記載の方法。
１４．請求の範囲第１２項の式は式１５に展開される請求の範囲第１３項記載の方法。
１５．Ｍは所定のトリガ周期に関してゼロでない定数となるように選択される請求の範囲第１２項、第１３項又は第１４項記載の方法。
１６．該ゼロでない定数は式１３のＲＨＳを近似するように計算される請求の範囲第１５項記載の方法。
１７．Ｍはそれぞれのトリガ周期に関してゼロとなるように選択される請求の範囲第１２項、第１３項又は第１４項記載の方法。
１８．電圧ブースト及び磁束に起因する該所望の出力波形の成分を分離するために、該所望の出力電圧の積分は式８に従って展開される請求の範囲第１項から第１７項までのいずれかに記載の方法。
１９．正バンクと負バンクとに分割される複数の自然的に整流を行うサイリスタを具備するサイクロコンバータにおけるバンクスイッチング方法であって；ある１つの時点で一方のバンクのみが動作しており、且つ該サイリスタのスイッチングの時間を選択する方法は、不連続電流を考慮に入れるために該サイリスタのスイッチングの時間を調整する方法を含むバンクスイッチング方法において；該バンクスイッチング方法は；該スイッチングの時間が波形交差時間に対して遅延されたとき、すなわち波形交差時間を通過したときに他のバンクヘ変更することを含み；波形交差時間は、該スイッチングの時間に出力端子に切換えられるべき入力波形と所望の出力波形との交差の時間として定義されるバンクスイッチング方法。
２０．正電流スイッチングバンクと負電流スイッチングバンクとに分割される複数の自然的に整流を行うサイリスタを具備し、ある１つつ時点で一方のバンクのみが動作しているサイクロコンバータにおけるバンクスイッチング方法であって、該方法は、該正バンクから該負バンクヘのクロスオーバの時点を、出力電流がゼロであると同時に、出力電圧と基準電圧との差の積分が正である最初の時点で起こるように選択することを含み；該方法は、該負バンクから該正バンクヘのスイッチングの時点を、出力電流がゼロであると同時に、出力電圧と基準電圧との差の積分が負である最初の時点で起こるように選択することをさらに含むバンクスイッチング方法。
２１．３パルス３相サイクロコンバータとして接続されるスイッチのバンクに適用される請求の範囲第１項から第２０項まてのいずれかに記載の方法。
２２．該スイッチのバンクは６パルス三相サイクロコンバータとして接続される請求の範囲第１項から第２１項までのいずれかに記載の方法。
２３．該スイッチのバンクは２パルス二相サイクロコンバータとして接続される請求の範囲第１項から第２２項までのいずれかに記載の方法。
２４．サイクロコンバータとして動作する、請求の範囲第１項から第２３項までのいずれかに記載の方法を利用する装置。
２５．該静止形電力周波数変換装置は３パルス３入力位相３出力位相サイクロコンバータとして接続される請求の範囲第１項から第２４項までのいずれかに記載の装置。
２６．該静止形電力周波数変換装置は６パルス３入力位相３出力位相サイクロコンバータとして接続される請求の範囲第１項から第２５項までのいずれかに記載の装置。
２７．該静止形電力周波数変換装置は２パルス１入力位相２出力位相サイクロコンバータとして接続される請求の範囲第１項から第２６項までのいずれかに記載の装置。
２８．該出力電圧波形の積分又は積分の近似の過程はハードウェア積分電圧／周波数変換器の利用により実行される請求の範囲第１項から第２７項までのいずれかに記載の装置。
２９．１つ又は複数の入力位相を１つ又は複数の出力端子に接続する静止形電力周波数変換装置であって、該変換装置は、複数の電子的スイッチから構成される１つ又は複数の電子的スイッチング手段と、該電子的スイッチング手段の個々のスイッチを順次動作させる変調手段とを具備し、該電子的スイッチング手段は１つ又は複数の入力位相を含む交流供給電圧を１つの出力端子に接続し、従って、該出力端子における出力電圧波形は該１つ又は複数の入力位相の入力電圧波形の各部分から構成される静止形電力周波数変換装置において；該出力端子のそれぞれに関して、該出力端子に接続されるべき入力波形のスイッチングの時点を選択する方法であって；それぞれの出力端子に関して、該スイッチングの時点は、所定の時間間隔の中で所望の出力電圧と実際の出力電圧の推定値との差の平均が最小になるように選択され、該所定の時間間隔は別の入力波形への該スイッチの時点を含む方法。
３０．１つ又は複数の入力位相を１つ又は複数の出力端子に接続する静止形電力周波数変換装置であって、該変換装置は、複数の電子的スイッチから構成される１つ又は複数の電子的スイッチング手段と、該電子的スイッチング手段の個々のスイッチを順次動作させる変調手段とを具備し、該電子的スイッチング手段は１つ又は複数の入力位相を含む交流供給電圧を１つの出力端子に接続し、従って、該出力端子における出力電圧波形は該１つ又は複数の入力位相の入力電圧波形の各部分から構成される静止形電力周波数変換装置において、Ｖｎを入力力率を最大になるように選択することにより入力力率を改善する方法。
３１．Ｖｎは第１７（ａ）図に示されるように最も負の電圧波形となるように選択される請求の範囲第３０項記載の方法。
３２．１つ又は複数の入力位相を１つ又は複数の出力端子に接続する静止形電力周波数変換装置であって、該変換装置は、複数の電子的スイッチから構成される１つ又は複数の電子的スイッチング手段と、該電子的スイッチング手段の個々のスイッチを順次動作させる変調手段とを具備し、該電子的スイッチング手段は１つ又は複数の入力位相を含む交流供給電圧を１つの出力端子に接続し、従って、該出力端子における出力電圧波形は該１つ又は複数の入力位相の入力電圧波形の各部分から構成される静止形電力周波数変換装置において、入力基準電圧の選択的選択により動作特性を改良する方法。
３３．請求の範囲第２９項、第３０項、第３１項又は第３２項までのいずれかに記載の方法を利用る装置。