JPH0447554B2 - - Google Patents
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- JPH0447554B2 JPH0447554B2 JP57078342A JP7834282A JPH0447554B2 JP H0447554 B2 JPH0447554 B2 JP H0447554B2 JP 57078342 A JP57078342 A JP 57078342A JP 7834282 A JP7834282 A JP 7834282A JP H0447554 B2 JPH0447554 B2 JP H0447554B2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Measurement Of Current Or Voltage (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は直流電圧をスイツチングして出力電圧
を所望値に制御する多相PWMインバータの出力
電流を検出する多相PWMインバータの電流検出
方法に関する。
を所望値に制御する多相PWMインバータの出力
電流を検出する多相PWMインバータの電流検出
方法に関する。
直流電圧をスイツチングして出力電圧の基本波
成分を所望の値に制御する電力変換器としては、
誘導電動機の可変速駆動などに用いられるパルス
幅変調（以下PWMと略称する）インバータや直
流電動機の駆動用としてチヨツパなどがある。一
般に、これら電力変換器の出力電流はスイツチン
グされる出力電圧に対応して基本波成分に脈動成
分が重畳した波形となる。このような出力電流を
検出して電流制御を行うためにはできるだけ基本
波成分のみを抽出して脈動成分の影響の少ない検
出値として取り出すことが望まれる。
成分を所望の値に制御する電力変換器としては、
誘導電動機の可変速駆動などに用いられるパルス
幅変調（以下PWMと略称する）インバータや直
流電動機の駆動用としてチヨツパなどがある。一
般に、これら電力変換器の出力電流はスイツチン
グされる出力電圧に対応して基本波成分に脈動成
分が重畳した波形となる。このような出力電流を
検出して電流制御を行うためにはできるだけ基本
波成分のみを抽出して脈動成分の影響の少ない検
出値として取り出すことが望まれる。
一方、マイクロプロセツサなどを用いたデイジ
タル制御装置では所定周期毎に電流制御を実行す
る。電力変換器の出力電流の検出もこの制御周期
毎に行われる。このため、脈動する電力変換器出
力電流をどの時点で検出するかによつて得られる
値が大きく変動する。このような検出値は電流制
御を行う検出値としては不適当である。
タル制御装置では所定周期毎に電流制御を実行す
る。電力変換器の出力電流の検出もこの制御周期
毎に行われる。このため、脈動する電力変換器出
力電流をどの時点で検出するかによつて得られる
値が大きく変動する。このような検出値は電流制
御を行う検出値としては不適当である。
従来、電流検出値の脈動成分を取り除くには電
流検出器の電流検出値を低域通過フイルタを用い
て平滑している。平滑した脈動成分の少ない電流
検出値を制御周期毎に取り込むことにより、電力
変換器の出力電流の基本波成分の検出が可能とな
る。
流検出器の電流検出値を低域通過フイルタを用い
て平滑している。平滑した脈動成分の少ない電流
検出値を制御周期毎に取り込むことにより、電力
変換器の出力電流の基本波成分の検出が可能とな
る。
しかし、低域通過フイルタを用いると基本波成
分と除去したい脈動成分との周波数が接近してい
る場合にはフイルタによつて基本波成分を正確に
検出して脈動成分を除去することが難しくなる。
また、フイルタによる時間遅れのため電流検出値
の位相が遅れてしまい瞬時の電流値として検出で
きないという問題点がある。
分と除去したい脈動成分との周波数が接近してい
る場合にはフイルタによつて基本波成分を正確に
検出して脈動成分を除去することが難しくなる。
また、フイルタによる時間遅れのため電流検出値
の位相が遅れてしまい瞬時の電流値として検出で
きないという問題点がある。
このような問題点を解決し、制御周期毎に脈動
成分の影響が少なくしかも遅れのない瞬時電流を
検出する方法として、電力変換器のスイツチング
信号（点弧パルス信号）に同期して出力電流を検
出する方法が考えられている。この方法によれ
ば、点弧パルス信号に対応して脈動する電流波形
の特定の時点の電流値を検出するため、低域通過
フイルタなどを用いることなく脈動成分の影響の
ない電流値を得ることができる。しかも、得られ
た電流値はフイルタを通していないので位相の遅
れがなく検出した時点の瞬時の電流値となる。
成分の影響が少なくしかも遅れのない瞬時電流を
検出する方法として、電力変換器のスイツチング
信号（点弧パルス信号）に同期して出力電流を検
出する方法が考えられている。この方法によれ
ば、点弧パルス信号に対応して脈動する電流波形
の特定の時点の電流値を検出するため、低域通過
フイルタなどを用いることなく脈動成分の影響の
ない電流値を得ることができる。しかも、得られ
た電流値はフイルタを通していないので位相の遅
れがなく検出した時点の瞬時の電流値となる。
以上述べた点弧パルス信号に同期して電流検出
を行う方法は、チヨツパ制御装置やサイリスタレ
オナード装置のように決められた周期に１回だけ
点弧パルスが出力されるものにおいては電流検出
周期がほぼ一定となるため１回の電流検出に要す
る時間や制御処理に必要な時間が問題になること
はない。しかし、PWMインバータのようにスイ
ツチング信号の時間間隔が変調されるものではス
イツチング信号に対応して電流検出周期が変動す
る。このため、オンオフの時間間隔が変調され狭
くなつた時点では、１回の電流検出に要する時間
よりパルス間隔のほうが狭くなる場合がある。更
に、スイツチング信号に同期して制御処理を行う
場合には、パルス間隔が狭い時点において１回の
制御処理に要する時間よりパルス間隔のほうが短
くなり、処理時間が不足するなどの問題点があ
る。
を行う方法は、チヨツパ制御装置やサイリスタレ
オナード装置のように決められた周期に１回だけ
点弧パルスが出力されるものにおいては電流検出
周期がほぼ一定となるため１回の電流検出に要す
る時間や制御処理に必要な時間が問題になること
はない。しかし、PWMインバータのようにスイ
ツチング信号の時間間隔が変調されるものではス
イツチング信号に対応して電流検出周期が変動す
る。このため、オンオフの時間間隔が変調され狭
くなつた時点では、１回の電流検出に要する時間
よりパルス間隔のほうが狭くなる場合がある。更
に、スイツチング信号に同期して制御処理を行う
場合には、パルス間隔が狭い時点において１回の
制御処理に要する時間よりパルス間隔のほうが短
くなり、処理時間が不足するなどの問題点があ
る。
また、点弧パルスに同期して電力変換器の出力
電流を検出する方法では脈動成分の影響の少ない
電流検出を実現できるが、検出値は点弧パルスの
時点に対応した、電流脈動のピーク時の電流値と
なり、出力電流の基本波成分を表わす平均値の電
流検出値が得られないという欠点もある。
電流を検出する方法では脈動成分の影響の少ない
電流検出を実現できるが、検出値は点弧パルスの
時点に対応した、電流脈動のピーク時の電流値と
なり、出力電流の基本波成分を表わす平均値の電
流検出値が得られないという欠点もある。
本発明は上記点に対処して成されたもので、そ
の目的とするところは脈動成分の影響が少なく出
力電流の基本波成分の検出値が得られる多相
PWMインバータの電流検出方法を提供すること
にある。
の目的とするところは脈動成分の影響が少なく出
力電流の基本波成分の検出値が得られる多相
PWMインバータの電流検出方法を提供すること
にある。
本発明の特徴は搬送波信号の最大振幅値近傍の
タイミングでPWMインバータの出力電流の瞬時
値を取込むようにしたことにある。
タイミングでPWMインバータの出力電流の瞬時
値を取込むようにしたことにある。
第１図に本発明の一実施例を示す。
第１図はPWMインバータで誘導電動機を駆動
する場合の実施例である。
する場合の実施例である。
第１図においてPWMインバータ１には交流電
源２の交流電圧を順変換器３で直流に変換しコン
デンサ４で平滑された直流電圧が入力される。
PWMインバータ１は直流入力電圧をパルス幅変
調し誘導電動機６に加える。誘導電動機６にロー
タリエンコーダ７が直結されており、ロータリエ
ンコーダ７の出力パルスはカウンタ８により計数
される。マイクロコンピユータ（以後、マイコン
と略称する）９はカウンタ８の計数値を一定時間
毎に読込んで誘導電動機６の速度を演算する。マ
イコン９は例えば10ms毎の時間割込み処理によ
つて速度演算を実行する。誘導電動機６に流れる
電流は電流検出器１０で検出され、マルチプレク
サ１１を介してＡ／Ｄ変換器１２に入力される。
マイコン９は後述するようにして与えられる電流
検出タイミング信号を入力するとマルチプレクサ
の相アドレスを指定する。マルチプレクサ１１は
指定された相の電流検出値をＡ／Ｄ変換器１２に
印加する。Ａ／Ｄ変換器１２はマイコン９から
Ａ／Ｄ変換起動信号を与えられると電流検出値を
デイジタル量に変換する。マイコン９はＡ／Ｄ変
換が終了するとその値を電流検出値として取込み
入力する。１つの相の電流取込みが終了すると同
様な処理を行い他の２つの相の電流検出値を取込
む。これらの電流検出値の取込みは0.5〜1mSの
間に行われる。一方、マイコン９は速度指令回路
１３から速度指令値を取込み入力する。速度指令
値の取込みは例えば10mS間隔で行う。
源２の交流電圧を順変換器３で直流に変換しコン
デンサ４で平滑された直流電圧が入力される。
PWMインバータ１は直流入力電圧をパルス幅変
調し誘導電動機６に加える。誘導電動機６にロー
タリエンコーダ７が直結されており、ロータリエ
ンコーダ７の出力パルスはカウンタ８により計数
される。マイクロコンピユータ（以後、マイコン
と略称する）９はカウンタ８の計数値を一定時間
毎に読込んで誘導電動機６の速度を演算する。マ
イコン９は例えば10ms毎の時間割込み処理によ
つて速度演算を実行する。誘導電動機６に流れる
電流は電流検出器１０で検出され、マルチプレク
サ１１を介してＡ／Ｄ変換器１２に入力される。
マイコン９は後述するようにして与えられる電流
検出タイミング信号を入力するとマルチプレクサ
の相アドレスを指定する。マルチプレクサ１１は
指定された相の電流検出値をＡ／Ｄ変換器１２に
印加する。Ａ／Ｄ変換器１２はマイコン９から
Ａ／Ｄ変換起動信号を与えられると電流検出値を
デイジタル量に変換する。マイコン９はＡ／Ｄ変
換が終了するとその値を電流検出値として取込み
入力する。１つの相の電流取込みが終了すると同
様な処理を行い他の２つの相の電流検出値を取込
む。これらの電流検出値の取込みは0.5〜1mSの
間に行われる。一方、マイコン９は速度指令回路
１３から速度指令値を取込み入力する。速度指令
値の取込みは例えば10mS間隔で行う。
マイコン９は上述のようにして誘導電動機６の
速度および電流を検出し、誘導電動機６の速度が
速度指令値に応答するように速度制御処理を実行
する。この制御処理によつて誘導電動機６に印加
すべき電圧指令値を出力する。瞬時電圧波形発生
回路１４は電圧指令値に応じて正弦波形の３相分
の瞬時電圧信号（変調波信号）を発生する。この
変調波信号と搬送波信号発生回路１５から出力さ
れる三角波形の搬送波信号とを比較器１６で比較
することにより、PWMインバータ１を制御する
ためのPWM信号が得られる。このPWM信号を
PWMインバータ１に加えることにより、誘導電
動機６を速度指令回路１３から与えられる速度指
令値に制御することができる。
速度および電流を検出し、誘導電動機６の速度が
速度指令値に応答するように速度制御処理を実行
する。この制御処理によつて誘導電動機６に印加
すべき電圧指令値を出力する。瞬時電圧波形発生
回路１４は電圧指令値に応じて正弦波形の３相分
の瞬時電圧信号（変調波信号）を発生する。この
変調波信号と搬送波信号発生回路１５から出力さ
れる三角波形の搬送波信号とを比較器１６で比較
することにより、PWMインバータ１を制御する
ためのPWM信号が得られる。このPWM信号を
PWMインバータ１に加えることにより、誘導電
動機６を速度指令回路１３から与えられる速度指
令値に制御することができる。
第２図に、電流検出タイミング信号とPWM信
号を発生する回路１４，１５，１６の詳 細図を
示す。
号を発生する回路１４，１５，１６の詳 細図を
示す。
瞬時電圧波形発生回路１４は、Ｄ／Ａ変換器
17，19，20，90°位相差の２相正弦波信号を発生
する発振器１８およびアナログ掛算器２１，２２
から構成される。なお、第２図は１相分の瞬時電
圧波形発生回路のみを示してある。瞬時電圧波形
発生回路１４にはマイコン９から、本実施例では
瞬時電圧波形を発生するための指令として、瞬時
電圧の周波数指令値1 *と瞬時電圧を２つの直交
する座標軸成分で表わしたときの２つの成分の大
きさの指令値Vm*，Vt*とが与えられる。周波数
指令値1 *はＤ／Ａ変換器１７でアナログ量に変
換され２相発振器１８に加えられる。２相発振器
１８は1 *の周波数で90°位相差の２相正弦波信号
sin2π1 *ｔ，cos2π1 *ｔを出力する。一方、瞬時
電圧の２軸方向成分Vm*，Vt*はそれぞれＤ／Ａ
変換器１９，２０でアナログ量に変換される。ア
ナログ量の励磁成分指令値Vm*は掛算器２１で
２相発振器１８の出力信号sin2π1 *ｔと掛け合わ
され、同様にトルク成分指令値Vt*はcos2π1 *ｔ
と掛け合わされる。両掛算器２１，２２の出力を
加算することにより１相分の瞬時電圧指令値V1 *
が得られる。瞬時電圧指令値V1 *は次式のように
表わされる。
17，19，20，90°位相差の２相正弦波信号を発生
する発振器１８およびアナログ掛算器２１，２２
から構成される。なお、第２図は１相分の瞬時電
圧波形発生回路のみを示してある。瞬時電圧波形
発生回路１４にはマイコン９から、本実施例では
瞬時電圧波形を発生するための指令として、瞬時
電圧の周波数指令値1 *と瞬時電圧を２つの直交
する座標軸成分で表わしたときの２つの成分の大
きさの指令値Vm*，Vt*とが与えられる。周波数
指令値1 *はＤ／Ａ変換器１７でアナログ量に変
換され２相発振器１８に加えられる。２相発振器
１８は1 *の周波数で90°位相差の２相正弦波信号
sin2π1 *ｔ，cos2π1 *ｔを出力する。一方、瞬時
電圧の２軸方向成分Vm*，Vt*はそれぞれＤ／Ａ
変換器１９，２０でアナログ量に変換される。ア
ナログ量の励磁成分指令値Vm*は掛算器２１で
２相発振器１８の出力信号sin2π1 *ｔと掛け合わ
され、同様にトルク成分指令値Vt*はcos2π1 *ｔ
と掛け合わされる。両掛算器２１，２２の出力を
加算することにより１相分の瞬時電圧指令値V1 *
が得られる。瞬時電圧指令値V1 *は次式のように
表わされる。
V1 *＝Vm*sin2π1 *ｔ＋Vt*cos2π1 *ｔ
＝V1 *sin（2π1 *ｔ＋θv*） …(1)
ここで、
V1 *＝√（*）2＋（*）2 …(2)
θv*＝tan-1Vt*／Vm* …(3)
この瞬時電圧指令値V1 *が正弦波形の変調波信
号Ｍとなる。
号Ｍとなる。
搬送波信号発生回路１５はクロツクパルス発生
器２４、アツプダウンカウンタ２５、Ｄ／Ａ変換
器２６、最大値判別回路２７、最小値判別回路２
８、オア回路２９およびフリツプフロツプ３０と
から構成される。
器２４、アツプダウンカウンタ２５、Ｄ／Ａ変換
器２６、最大値判別回路２７、最小値判別回路２
８、オア回路２９およびフリツプフロツプ３０と
から構成される。
搬送波信号発生回路１５の動作を第３図を用い
て説明する。クロツクパルス発生器２４から出力
されるクロツクパルスａはアツプダウンカウンタ
２５で計数される。カウンタ２５のカウント値は
第３図ｃのように変化する。カウンタ２５のカウ
ント値は最大値判別回路２７で設定最大値（搬送
波の正の最大振幅値に相当する）と比較され、カ
ウント値が設定最大値と等しくなるとオーバフロ
ーパルスｂを出力する。パルスｂはオア回路２９
を通つてフリツプフロツプ３０に加えられる。フ
リツプフロツプ３０はその出力を「１」レベルか
ら「０」レベルにする。カウンタ２５はフリツプ
フロツプ３０の出力状態に応じてアツプカウント
とダウンカウントとの切替えを行い、カウンタ２
５のカウント値が最大値になるとダウンカウント
に切替わる。同様に、カウント値が最小値（搬送
波の負の最大振幅値に相当する）に等しくなると
最小値判別回路２８よりアンダーフローパルスｄ
が出力される。カウンタ２５はアンダーフローパ
ルスｄを入力するとダウンカウントからアツプカ
ウントに切替わる。カウンタ２５はこのような動
作を繰返し行い最大値と最小値の間を変化する三
角波状のカウント値ｃを出力する。カウント値ｃ
をＤ／Ａ変換器２６でアナログ量に変換すること
により第２図に示す如き搬送波信号Ｔが得られ
る。一方、オア回路２９の出力信号はｆは搬送波
信号Ｔの正負の最大振幅値のときに発生する。こ
の信号ｆが電流検出タイミング信号CDTとして
マイコン９に与えられる。
て説明する。クロツクパルス発生器２４から出力
されるクロツクパルスａはアツプダウンカウンタ
２５で計数される。カウンタ２５のカウント値は
第３図ｃのように変化する。カウンタ２５のカウ
ント値は最大値判別回路２７で設定最大値（搬送
波の正の最大振幅値に相当する）と比較され、カ
ウント値が設定最大値と等しくなるとオーバフロ
ーパルスｂを出力する。パルスｂはオア回路２９
を通つてフリツプフロツプ３０に加えられる。フ
リツプフロツプ３０はその出力を「１」レベルか
ら「０」レベルにする。カウンタ２５はフリツプ
フロツプ３０の出力状態に応じてアツプカウント
とダウンカウントとの切替えを行い、カウンタ２
５のカウント値が最大値になるとダウンカウント
に切替わる。同様に、カウント値が最小値（搬送
波の負の最大振幅値に相当する）に等しくなると
最小値判別回路２８よりアンダーフローパルスｄ
が出力される。カウンタ２５はアンダーフローパ
ルスｄを入力するとダウンカウントからアツプカ
ウントに切替わる。カウンタ２５はこのような動
作を繰返し行い最大値と最小値の間を変化する三
角波状のカウント値ｃを出力する。カウント値ｃ
をＤ／Ａ変換器２６でアナログ量に変換すること
により第２図に示す如き搬送波信号Ｔが得られ
る。一方、オア回路２９の出力信号はｆは搬送波
信号Ｔの正負の最大振幅値のときに発生する。こ
の信号ｆが電流検出タイミング信号CDTとして
マイコン９に与えられる。
以上のようにして得られた瞬時電圧波形信号
V1 *と搬送波信号Ｔとを比較器１６で大きさを比
較することにより１相分のPWM信号PWMが得
られる。他の２相のPWM信号はそれぞれ120°ず
つ位相のずれた各相の瞬時電圧波形信号と同一の
搬送波信号Ｔとを比較することにより求まる。な
お本実施例では搬送波周波数は瞬時電圧信号V1 *
（変調波信号Ｍ）の周波数と関係なく一定であり、
変調波信号Ｍと搬送波信号Ｔとの同期はとつてい
ない。
V1 *と搬送波信号Ｔとを比較器１６で大きさを比
較することにより１相分のPWM信号PWMが得
られる。他の２相のPWM信号はそれぞれ120°ず
つ位相のずれた各相の瞬時電圧波形信号と同一の
搬送波信号Ｔとを比較することにより求まる。な
お本実施例では搬送波周波数は瞬時電圧信号V1 *
（変調波信号Ｍ）の周波数と関係なく一定であり、
変調波信号Ｍと搬送波信号Ｔとの同期はとつてい
ない。
次に、マイコン９の制御処理内容を第４図を用
いて説明する。
いて説明する。
第１図の実施例は誘導電動機に流れる電流を誘
導電動機の回転磁束に平行な成分（励磁電流成
分）とそれに直交する成分（トルク電流成分）と
に分解して、各成分を独立に制御することによ
り、直流機並みの高応答制御を実現するものとな
つている。マイコン９はこのような制御処理をソ
フトウエア処理によつて行うが、理解を容易にす
るため処理内容をアナログ回路的に表わしたもの
が第４図である。第４図の破線９内がマイコンの
処理内容を表わす。マイコン９は一定時間毎（約
10mS毎）のタイマ割込みによつて速度制御タス
クが起動されて速度制御処理を行い、また搬送波
信号Ｔの最大振幅時点毎（約1mS毎）の割込パル
スCDTによつて電流検出タスクが起動されて電
流検出処理および電流制御処理を行う。以下、そ
れぞれの処理について説明する。
導電動機の回転磁束に平行な成分（励磁電流成
分）とそれに直交する成分（トルク電流成分）と
に分解して、各成分を独立に制御することによ
り、直流機並みの高応答制御を実現するものとな
つている。マイコン９はこのような制御処理をソ
フトウエア処理によつて行うが、理解を容易にす
るため処理内容をアナログ回路的に表わしたもの
が第４図である。第４図の破線９内がマイコンの
処理内容を表わす。マイコン９は一定時間毎（約
10mS毎）のタイマ割込みによつて速度制御タス
クが起動されて速度制御処理を行い、また搬送波
信号Ｔの最大振幅時点毎（約1mS毎）の割込パル
スCDTによつて電流検出タスクが起動されて電
流検出処理および電流制御処理を行う。以下、そ
れぞれの処理について説明する。
まず、速度制御タスクでは、ロータリエンコー
ダの出力パルスのカウント値をカウンタ８から読
出し、そのカウント値から速度演算手段３８によ
つて速度検出値frを計算する。マイコン９はこの
値をメモリに格納する。次に、速度指令値fr*を
速度指令設定回路１３１より取込みメモリに格納
する。メモリから読出した速度検出値frと速度指
令値fr*との差を計算し、速度制御処理３９を実
行する。これよりトルク電流の指令値It*が求ま
りこの値をメモリに格納しておく。また、励磁電
流指令回路１３２から励磁電流の指令値Im*を取
込みメモリに格納する。メモリに格納したトルク
電流の指令値It*と励磁電流の指令値Im*とから、
すべり周波数の指令値s*を演算する。このすべ
り周波数指令値s*と速度検出値frとを加算して
誘導電動機６に印加する電圧の周波数指令値1 *
を求める。この値をメモリに格納して速度制御処
理は終了する。次の速度制御割込みパルスで同様
に速度制御処理を行う。
ダの出力パルスのカウント値をカウンタ８から読
出し、そのカウント値から速度演算手段３８によ
つて速度検出値frを計算する。マイコン９はこの
値をメモリに格納する。次に、速度指令値fr*を
速度指令設定回路１３１より取込みメモリに格納
する。メモリから読出した速度検出値frと速度指
令値fr*との差を計算し、速度制御処理３９を実
行する。これよりトルク電流の指令値It*が求ま
りこの値をメモリに格納しておく。また、励磁電
流指令回路１３２から励磁電流の指令値Im*を取
込みメモリに格納する。メモリに格納したトルク
電流の指令値It*と励磁電流の指令値Im*とから、
すべり周波数の指令値s*を演算する。このすべ
り周波数指令値s*と速度検出値frとを加算して
誘導電動機６に印加する電圧の周波数指令値1 *
を求める。この値をメモリに格納して速度制御処
理は終了する。次の速度制御割込みパルスで同様
に速度制御処理を行う。
一方、搬送波Ｔの最大振幅時点毎の電流検出割
込みパルスCDTによつて、電流検出処理と電流
制御処理とが次のように行われる。まず、搬送波
信号発生回路１５から電流検出割込みパルス
CDTが入ると、第５図に示すようにＵ相、Ｖ相、
Ｗ相の電流のうちＵ相電流を選択する選択信号を
マルチプレクサ１１に送り、同時にＡ／Ｄ変換器
１２に対して起動信号を送る。これにより、マル
チプレクサ１１はＵ相の電流検出器１０の電流検
出値をＡ／Ｄ変換器に印加する。Ａ／Ｄ変換器１
２は電流検出値（アナログ量）をデイジタル量に
変換する。Ａ／Ｄ変換器１２が変換に要する時間
（約20μs）の間、マイコン９は待たされる。変換
終了後、マイコン９はデイジタル量のＵ相電流値
ivをＡ／Ｄ変換器１２から取込みメモリに格納す
る。次に、マルチプレクサ１１とＡ／Ｄ変換器１
２に対しＶ相の電流を検出するという選択信号と
起動信号を送り、Ｕ相の場合と同様な処理でデイ
ジタル量のＶ相電流値ivを取込み、この値をメモ
リに格納する。同様にしてＷ相の電流iwを取込
み、メモリに格納する。このときの動作波形は第
５図のようになる。このようにして検出して得ら
れた３相分瞬時電流値iu，iv，iwを、電流成分演
算手段４１によつてトルク電流成分Itdと励磁電
流成分Imdとに分解し、その値をメモリに格納す
る。次に、前述の速度制御処理により求めたトル
ク制御指令値It*と励磁電流指令値Im*とをメモ
リから読出し、電流検出処理により得られたトル
ク電流成分Itdと励磁電流成分Imdとの偏光をそ
れぞれ計算して電流制御手段４２，４３に与え
る。トルク電流制御手段４３によつて誘導電動機
６に印加する電圧のトルク方向成分の指令値Vt*
ｔが得られ、励磁電流制御手段４２で励磁方向成
分の指令値Vm*が得られる。マイコンは、これ
らの計算が終了した後、前述の速度制御処理で求
めメモリに格納してあつた周波数指令値1 *と電
圧指令値Vt*，Vm*とを瞬時電圧発生回路１４に
指令として与える。これにより、指令に応じた正
弦波状の瞬時電圧波形が得られる。以上で、電流
検出割込み毎の処理は終了し、次の電流検出割込
みによつて同様な処理を行う。
込みパルスCDTによつて、電流検出処理と電流
制御処理とが次のように行われる。まず、搬送波
信号発生回路１５から電流検出割込みパルス
CDTが入ると、第５図に示すようにＵ相、Ｖ相、
Ｗ相の電流のうちＵ相電流を選択する選択信号を
マルチプレクサ１１に送り、同時にＡ／Ｄ変換器
１２に対して起動信号を送る。これにより、マル
チプレクサ１１はＵ相の電流検出器１０の電流検
出値をＡ／Ｄ変換器に印加する。Ａ／Ｄ変換器１
２は電流検出値（アナログ量）をデイジタル量に
変換する。Ａ／Ｄ変換器１２が変換に要する時間
（約20μs）の間、マイコン９は待たされる。変換
終了後、マイコン９はデイジタル量のＵ相電流値
ivをＡ／Ｄ変換器１２から取込みメモリに格納す
る。次に、マルチプレクサ１１とＡ／Ｄ変換器１
２に対しＶ相の電流を検出するという選択信号と
起動信号を送り、Ｕ相の場合と同様な処理でデイ
ジタル量のＶ相電流値ivを取込み、この値をメモ
リに格納する。同様にしてＷ相の電流iwを取込
み、メモリに格納する。このときの動作波形は第
５図のようになる。このようにして検出して得ら
れた３相分瞬時電流値iu，iv，iwを、電流成分演
算手段４１によつてトルク電流成分Itdと励磁電
流成分Imdとに分解し、その値をメモリに格納す
る。次に、前述の速度制御処理により求めたトル
ク制御指令値It*と励磁電流指令値Im*とをメモ
リから読出し、電流検出処理により得られたトル
ク電流成分Itdと励磁電流成分Imdとの偏光をそ
れぞれ計算して電流制御手段４２，４３に与え
る。トルク電流制御手段４３によつて誘導電動機
６に印加する電圧のトルク方向成分の指令値Vt*
ｔが得られ、励磁電流制御手段４２で励磁方向成
分の指令値Vm*が得られる。マイコンは、これ
らの計算が終了した後、前述の速度制御処理で求
めメモリに格納してあつた周波数指令値1 *と電
圧指令値Vt*，Vm*とを瞬時電圧発生回路１４に
指令として与える。これにより、指令に応じた正
弦波状の瞬時電圧波形が得られる。以上で、電流
検出割込み毎の処理は終了し、次の電流検出割込
みによつて同様な処理を行う。
以上述べたようなマイコンの処理内容をフロー
チヤートで書くと、速度制御タスクが第６図のよ
うになり、電流検出タスクが第７図のようにな
る。
チヤートで書くと、速度制御タスクが第６図のよ
うになり、電流検出タスクが第７図のようにな
る。
次に、以上述べたような制御処理により発生す
るPWM信号PWMとPWMインバータ１から誘
導電動機に出力される電流との関係を第８図によ
り説明する。まず３相分瞬時電圧波形として与え
られる３相分の変調波信号Mu，Mv，Mwと搬送
波信号Ｔとの関係は第８図ａのようになる。な
お、図は理解を容易にするために変調波信号Ｍと
搬送波信号Ｔの同期がとれている場合を示してい
る。各相の変調波信号Mu，Mv，Mwと搬送波信
号Ｔとの大きさを比較して得られたPWM信号に
より、PWMインバータから出力される各相の相
電圧eu，ev，ewは第８図ｂ，ｃ，ｄのようにな
る。このとき、Ｕ相−Ｖ相間の線間電圧euvは同
図ｅのようになる。一方、PWMインバータ１か
ら誘導電動機６に出力される電流は負荷側の各相
電圧に応じて流れる。いま、Ｕ相の負荷側相電圧
VuNは各相の相電圧eu，ev，ewを用いて次式の
ように表わされる。
るPWM信号PWMとPWMインバータ１から誘
導電動機に出力される電流との関係を第８図によ
り説明する。まず３相分瞬時電圧波形として与え
られる３相分の変調波信号Mu，Mv，Mwと搬送
波信号Ｔとの関係は第８図ａのようになる。な
お、図は理解を容易にするために変調波信号Ｍと
搬送波信号Ｔの同期がとれている場合を示してい
る。各相の変調波信号Mu，Mv，Mwと搬送波信
号Ｔとの大きさを比較して得られたPWM信号に
より、PWMインバータから出力される各相の相
電圧eu，ev，ewは第８図ｂ，ｃ，ｄのようにな
る。このとき、Ｕ相−Ｖ相間の線間電圧euvは同
図ｅのようになる。一方、PWMインバータ１か
ら誘導電動機６に出力される電流は負荷側の各相
電圧に応じて流れる。いま、Ｕ相の負荷側相電圧
VuNは各相の相電圧eu，ev，ewを用いて次式の
ように表わされる。
VuN＝１／３（2eu−ev−ew） …(4)
ここで、Ｎは負荷側の中性点を表わす。この関
係より、電圧VuNの波形は第８図ｆのように表わ
される。したがつて、誘導電動機６に流れるＵ相
電流iuは電圧VuNの変動に対応して脈動し、同図
ｇに示すような波形となる。このとき、電流iuの
基本波成分は電圧VuNの基本波成分に対して誘導
電動機６のインビーダンスに相当した位相だけ遅
れている。このように脈動するＵ相電流iuを搬送
波信号Ｔの最大振幅時点毎に検出すると、得られ
る検出値は同図ｈの黒丸で示すようになる。すな
わち、搬送波信号Ｔの負の最大振幅時点tpで相電
流iuの瞬時電流を検出すると、その検出タイミン
グは同図ｇのようになり検出値Ipが得られる。搬
送波信号Ｔの正の最大振幅時点tQでも同様なタイ
ミングで検出値IQが得られる。この検出値を滑ら
かな曲線で結んだものが同図ｈに破線で示す波形
である。さて、脈動する電流波形と電流検出タイ
ミングの関係を詳細に表わすと第９図のようにな
る。第９図ａは搬送波信号の最大振幅時点に一致
した電流検出タイミング信号CDT、ｂはＵ相変
調波信号Muと搬送波信号Ｔの関係図、ｃはＵ相
負荷側相電圧VuNの波形、ｄは電圧VuNに応じて
流れるＵ相電流iuの波形である。図から明らかな
ように電圧VuNは変調波信号Muと搬送波信号Ｔ
との交点Ａ，Ｂの時点でスイツチングされ、それ
に応じてＵ相電流iuも脈動する。変調波信号Mu
は搬送波信号Ｔの周波数が変調波信号Muに対し
て十分高いため搬送波に対してあまり急激な変化
はしない。また、搬送波信号Ｔは三角波波形とな
つている。このため、電流検出時点である搬送波
信号Ｔの最大振幅点Ｑの時刻tQは、変調波信号
Muと搬送波信号Ｔが交わる２つの交点Ａ，Ｂの
時刻tA，tBのほぼ中点に相当する。この結果、搬
送波信号Ｔの最大振幅時点tQで検出した電流値IQ
は脈動のピーク時点の電流IA，IBのほぼ平均の値
を表わすことになる。したがつて、このタイミン
グで検出した電流値は基本波成分を検出している
ことになる。第８図ｈに破線で示す曲線が相当す
る。
係より、電圧VuNの波形は第８図ｆのように表わ
される。したがつて、誘導電動機６に流れるＵ相
電流iuは電圧VuNの変動に対応して脈動し、同図
ｇに示すような波形となる。このとき、電流iuの
基本波成分は電圧VuNの基本波成分に対して誘導
電動機６のインビーダンスに相当した位相だけ遅
れている。このように脈動するＵ相電流iuを搬送
波信号Ｔの最大振幅時点毎に検出すると、得られ
る検出値は同図ｈの黒丸で示すようになる。すな
わち、搬送波信号Ｔの負の最大振幅時点tpで相電
流iuの瞬時電流を検出すると、その検出タイミン
グは同図ｇのようになり検出値Ipが得られる。搬
送波信号Ｔの正の最大振幅時点tQでも同様なタイ
ミングで検出値IQが得られる。この検出値を滑ら
かな曲線で結んだものが同図ｈに破線で示す波形
である。さて、脈動する電流波形と電流検出タイ
ミングの関係を詳細に表わすと第９図のようにな
る。第９図ａは搬送波信号の最大振幅時点に一致
した電流検出タイミング信号CDT、ｂはＵ相変
調波信号Muと搬送波信号Ｔの関係図、ｃはＵ相
負荷側相電圧VuNの波形、ｄは電圧VuNに応じて
流れるＵ相電流iuの波形である。図から明らかな
ように電圧VuNは変調波信号Muと搬送波信号Ｔ
との交点Ａ，Ｂの時点でスイツチングされ、それ
に応じてＵ相電流iuも脈動する。変調波信号Mu
は搬送波信号Ｔの周波数が変調波信号Muに対し
て十分高いため搬送波に対してあまり急激な変化
はしない。また、搬送波信号Ｔは三角波波形とな
つている。このため、電流検出時点である搬送波
信号Ｔの最大振幅点Ｑの時刻tQは、変調波信号
Muと搬送波信号Ｔが交わる２つの交点Ａ，Ｂの
時刻tA，tBのほぼ中点に相当する。この結果、搬
送波信号Ｔの最大振幅時点tQで検出した電流値IQ
は脈動のピーク時点の電流IA，IBのほぼ平均の値
を表わすことになる。したがつて、このタイミン
グで検出した電流値は基本波成分を検出している
ことになる。第８図ｈに破線で示す曲線が相当す
る。
以上説明したように、本発明は搬送波信号の最
大振幅値近傍のタイミング毎に離散的な電流検出
により脈動分の影響がなく、出力電流の基本波成
分の電流検出値を得ることができる。
大振幅値近傍のタイミング毎に離散的な電流検出
により脈動分の影響がなく、出力電流の基本波成
分の電流検出値を得ることができる。
なお、搬送波信号の最大振幅値近傍のタイミン
グは多相PWMインバータの各線間電圧が総て零
になる電圧零期間のほぼ中心位置であり、電圧零
期間のほぼ中心位置のタイミングで相電流の瞬時
値を取込むようにしてもよいのは勿論のことであ
る。このような電流検出により誘導電動機に流れ
る電流を検出し電流制御を行うことによつて、応
答性のよい電流制御が実現できる。また、搬送波
の最大振幅時点毎の離散的な処理を前提としてお
り、マイコンを用いたデイジタルな制御装置に用
いると好適である。
グは多相PWMインバータの各線間電圧が総て零
になる電圧零期間のほぼ中心位置であり、電圧零
期間のほぼ中心位置のタイミングで相電流の瞬時
値を取込むようにしてもよいのは勿論のことであ
る。このような電流検出により誘導電動機に流れ
る電流を検出し電流制御を行うことによつて、応
答性のよい電流制御が実現できる。また、搬送波
の最大振幅時点毎の離散的な処理を前提としてお
り、マイコンを用いたデイジタルな制御装置に用
いると好適である。
なお、以上の実施例ではPWM信号を発生する
ための変調波信号と搬送波信号とが非同期の場合
について述べたが、同期方式の場合でも同じ関係
が成立つので適用できる。
ための変調波信号と搬送波信号とが非同期の場合
について述べたが、同期方式の場合でも同じ関係
が成立つので適用できる。
また、搬送波信号の正または負のいずれか一方
の振幅最大値のときに検出してもよいのは勿論で
ある。
の振幅最大値のときに検出してもよいのは勿論で
ある。
さらに、前述の実施例では３相インバータにつ
いて説明したが、６相，12相のインバータであつ
ても電圧零期間が存在するので同様にして検出で
きる。
いて説明したが、６相，12相のインバータであつ
ても電圧零期間が存在するので同様にして検出で
きる。
第１図は本発明の一実施例を示す構成図、第２
図は第１図の一部分の詳細構成図、第３図は搬送
波信号と電流検出タイミング信号の発生の動作波
形図、第４図は第１図におけるマイクロコンピユ
ータの制御処理内容をアナログ的に図示したブロ
ツク図、第５図は電流検出の動作説明用タイムチ
ヤート、第６図，第７図は第１図におけるマイク
ロコンピユータのフローチヤート、第８図は搬送
波信号と脈動する出力電流の関係を説明するため
の動作波形図、第９図は第８図の一部拡大波形図
である。 １……PWMインバータ、３……順変換器、５
……逆変換器、６……誘導電動機、７……ロータ
リエンコーダ、９……マイクロコンピユータ、１
０……電流検出器、１１……マルチプレクサ、１
２……Ａ／Ｄ変換器、１４……瞬時電圧波形発生
回路、１５……搬送波信号発生回路、Ｍ……変調
波信号、CDT……電流検出タイミング信号、Ｔ
……搬送波信号。
図は第１図の一部分の詳細構成図、第３図は搬送
波信号と電流検出タイミング信号の発生の動作波
形図、第４図は第１図におけるマイクロコンピユ
ータの制御処理内容をアナログ的に図示したブロ
ツク図、第５図は電流検出の動作説明用タイムチ
ヤート、第６図，第７図は第１図におけるマイク
ロコンピユータのフローチヤート、第８図は搬送
波信号と脈動する出力電流の関係を説明するため
の動作波形図、第９図は第８図の一部拡大波形図
である。 １……PWMインバータ、３……順変換器、５
……逆変換器、６……誘導電動機、７……ロータ
リエンコーダ、９……マイクロコンピユータ、１
０……電流検出器、１１……マルチプレクサ、１
２……Ａ／Ｄ変換器、１４……瞬時電圧波形発生
回路、１５……搬送波信号発生回路、Ｍ……変調
波信号、CDT……電流検出タイミング信号、Ｔ
……搬送波信号。
Claims (1)
- １ 変調波信号と搬送波信号に基づいて得られる
パルス信号によつてPWM制御される多相PWM
インバータにおいて、前記搬送波信号の最大振幅
値のタイミングで前記多相PWMインバータの出
力電流の瞬時値を取込むようにしたことを特徴と
する多相PWMインバータの電流検出方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57078342A JPS58198165A (ja) | 1982-05-12 | 1982-05-12 | Ｐｗｍ変換器の電流検出方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57078342A JPS58198165A (ja) | 1982-05-12 | 1982-05-12 | Ｐｗｍ変換器の電流検出方法 |
Related Child Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5177785A Division JPH0822146B2 (ja) | 1993-07-19 | 1993-07-19 | 電圧形多相ｐｗｍインバータの制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58198165A JPS58198165A (ja) | 1983-11-18 |
| JPH0447554B2 true JPH0447554B2 (ja) | 1992-08-04 |
Family
ID=13659306
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57078342A Granted JPS58198165A (ja) | 1982-05-12 | 1982-05-12 | Ｐｗｍ変換器の電流検出方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58198165A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009118679A (ja) * | 2007-11-08 | 2009-05-28 | Nissan Motor Co Ltd | 電動機制御装置および電動機制御方法 |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2190754A (en) * | 1986-04-11 | 1987-11-25 | Hitachi Ltd | Load current detecting device for pulse width modulation inverter |
| JP5538649B2 (ja) * | 2010-09-24 | 2014-07-02 | 三菱電機株式会社 | 回転機の制御装置 |
| JP6462206B2 (ja) * | 2013-09-30 | 2019-01-30 | 株式会社日立産機システム | 電力変換装置および制御方法 |
| CN104330628B (zh) * | 2014-11-12 | 2017-02-01 | 黑龙江省科学院科技孵化中心 | 无刷直流电机反电动势三次谐波检测电路 |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5490528A (en) * | 1977-12-27 | 1979-07-18 | Fuji Electric Co Ltd | Digital-controlling power converter |
| JPS5522871U (ja) * | 1978-08-01 | 1980-02-14 |
-
1982
- 1982-05-12 JP JP57078342A patent/JPS58198165A/ja active Granted
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5490528A (en) * | 1977-12-27 | 1979-07-18 | Fuji Electric Co Ltd | Digital-controlling power converter |
| JPS5522871U (ja) * | 1978-08-01 | 1980-02-14 |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009118679A (ja) * | 2007-11-08 | 2009-05-28 | Nissan Motor Co Ltd | 電動機制御装置および電動機制御方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS58198165A (ja) | 1983-11-18 |
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