JP3284602B2 - 交流電動機の定数測定方法及び制御装置 - Google Patents
交流電動機の定数測定方法及び制御装置Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、速度センサレスベクト
ル制御等で制御定数として使用される交流電動機の１次
＋２次の合成もれインダクタンス（ｌ1＋ｌ2）及び合成
抵抗（ｒ1 ＋ｒ2 ）の測定方法に関し、交流電動機を可
変速制御するインバータ装置を用いて、交流電動機の合
成もれインダクタンス（ｌ1＋ｌ2）及び合成抵抗（ｒ1
＋ｒ2）を測定する方法及び交流電動機の制御装置に関
する。
ル制御等で制御定数として使用される交流電動機の１次
＋２次の合成もれインダクタンス（ｌ1＋ｌ2）及び合成
抵抗（ｒ1 ＋ｒ2 ）の測定方法に関し、交流電動機を可
変速制御するインバータ装置を用いて、交流電動機の合
成もれインダクタンス（ｌ1＋ｌ2）及び合成抵抗（ｒ1
＋ｒ2）を測定する方法及び交流電動機の制御装置に関
する。
【０００２】
【従来の技術】誘導電動機を可変速制御する汎用インバ
ータ等は低速時の高始動トルクや、速度制御特性向上が
要求されている。これに対応するため、速度センサ及び
電動機端子電圧センサを用いないで、誘導電動機の誘起
電圧Ｅm を一定に制御し、トルク電流に比例したすべり
周波数を与えて速度制御するセンサレスベクトル制御が
普及しつつある。このような制御においては、誘起電圧
Ｅm 一定制御を行なうため、１次側インピーダンスの電
圧降下を補償して１次電圧を決める必要があり、１次抵
抗ｒ1 、もれインダクタンス（ｌ1＋ｌ2）の電動機定数
を設定する必要がある。また、滑り周波数指令を演算す
るのに２次抵抗ｒ2 を設定する必要があり、（ｒ1＋
ｒ2）測定値からｒ1測定値を減じてｒ2を求める。また
汎用インバータにおいては、負荷として国内，国外等電
動機定数が未知な電動機を運転することも要求されてい
る。この場合、通常の運転前にインバータを用いて電動
機定数を測定し、この値を制御定数として設定し、セン
サレスベクトル制御として運転する。このような１次＋
２次の合成もれインダクタンス（ｌ1＋ｌ2）及び１次＋
２次の合成抵抗（ｒ1＋ｒ2）の測定法として例えば特開
昭60−183953号に記載されている。これは三相インバー
タを用いて交流電動機を、電動機停止状態（１次周波数
＝滑り周波数）で三相励磁し、インバータ出力電圧検出
器の出力と、電動機電流検出値から（ｌ1＋ｌ2），（ｒ
1＋ｒ2）を演算測定している。この方式はインバータ出
力電圧センサが必要であり、電圧センサなしの汎用イン
バータでは測定困難である。また、三相励磁なので、軽
負荷時においてインバータ出力電圧を大きくすると電動
機が回転するため、測定できないと言う問題もある。そ
こで電動機が回転しないように単相励磁を行ないインバ
ータ出力電圧検出値と、電動機電流検出値から演算測定
する方法が文献（速度センサレスベクトル制御用電動機
定数の自動測定：平成４年電気学会全国大会Ｎo.６１
９）に述べられている。これは、インバータ出力電圧が
パルス幅変調電圧の交流電圧なので、まず一般的なフー
リエ変換により基本波電圧成分Ｖａ，Ｖｂを求めてい
る。同様に電動機電流の方もフーリエ変換により基本波
電流成分Ｉａ，Ｉｂを求めている。この場合、インバー
タ出力電圧はＰＷＭ電圧なので、入力電圧のサンプリン
グ周波数により、Ｖａ，Ｖｂの検出誤差が生じると考え
られる。そこで２５６回Ｖａ，Ｖｂ，Ｉａ，Ｉｂを検出
し、それぞれの平均値から（ｌ1＋ｌ2)，(ｒ1＋ｒ2）を
演算測定している。
ータ等は低速時の高始動トルクや、速度制御特性向上が
要求されている。これに対応するため、速度センサ及び
電動機端子電圧センサを用いないで、誘導電動機の誘起
電圧Ｅm を一定に制御し、トルク電流に比例したすべり
周波数を与えて速度制御するセンサレスベクトル制御が
普及しつつある。このような制御においては、誘起電圧
Ｅm 一定制御を行なうため、１次側インピーダンスの電
圧降下を補償して１次電圧を決める必要があり、１次抵
抗ｒ1 、もれインダクタンス（ｌ1＋ｌ2）の電動機定数
を設定する必要がある。また、滑り周波数指令を演算す
るのに２次抵抗ｒ2 を設定する必要があり、（ｒ1＋
ｒ2）測定値からｒ1測定値を減じてｒ2を求める。また
汎用インバータにおいては、負荷として国内，国外等電
動機定数が未知な電動機を運転することも要求されてい
る。この場合、通常の運転前にインバータを用いて電動
機定数を測定し、この値を制御定数として設定し、セン
サレスベクトル制御として運転する。このような１次＋
２次の合成もれインダクタンス（ｌ1＋ｌ2）及び１次＋
２次の合成抵抗（ｒ1＋ｒ2）の測定法として例えば特開
昭60−183953号に記載されている。これは三相インバー
タを用いて交流電動機を、電動機停止状態（１次周波数
＝滑り周波数）で三相励磁し、インバータ出力電圧検出
器の出力と、電動機電流検出値から（ｌ1＋ｌ2），（ｒ
1＋ｒ2）を演算測定している。この方式はインバータ出
力電圧センサが必要であり、電圧センサなしの汎用イン
バータでは測定困難である。また、三相励磁なので、軽
負荷時においてインバータ出力電圧を大きくすると電動
機が回転するため、測定できないと言う問題もある。そ
こで電動機が回転しないように単相励磁を行ないインバ
ータ出力電圧検出値と、電動機電流検出値から演算測定
する方法が文献（速度センサレスベクトル制御用電動機
定数の自動測定：平成４年電気学会全国大会Ｎo.６１
９）に述べられている。これは、インバータ出力電圧が
パルス幅変調電圧の交流電圧なので、まず一般的なフー
リエ変換により基本波電圧成分Ｖａ，Ｖｂを求めてい
る。同様に電動機電流の方もフーリエ変換により基本波
電流成分Ｉａ，Ｉｂを求めている。この場合、インバー
タ出力電圧はＰＷＭ電圧なので、入力電圧のサンプリン
グ周波数により、Ｖａ，Ｖｂの検出誤差が生じると考え
られる。そこで２５６回Ｖａ，Ｖｂ，Ｉａ，Ｉｂを検出
し、それぞれの平均値から（ｌ1＋ｌ2)，(ｒ1＋ｒ2）を
演算測定している。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】この方式は、実際電動
機に印加されるＰＷＭ電圧の基本波電圧を検出してお
り、精度良い検出ができると考えられる。しかし、前者
の公知例と同様にインバータ出力電圧センサが必要とな
り、コストアップとなる。また、フーリエ変換により基
本波電圧，電流を検出しており検出のサンプリング周波
数により検出精度が変わると考えられる。このため検出
精度を上げるにはサンプリング周期を短くする必要があ
り、この周期毎に交流励磁処理、Ｖａ，Ｖｂ，Ｉａ，Ｉ
ｂ演算処理を行なうには比較的高速で演算可能なマイコ
ンが要求されると考えられる。またＶａ，Ｖｂ，Ｉａ，
Ｉｂ、は２５６回の平均値から求めており例えば、１次
周波数ｆ1＝５０Ｈｚで交流励磁した場合、０.０２秒・
２５６で約５秒かかり、測定時間が多少長くなると言う
問題もある。
機に印加されるＰＷＭ電圧の基本波電圧を検出してお
り、精度良い検出ができると考えられる。しかし、前者
の公知例と同様にインバータ出力電圧センサが必要とな
り、コストアップとなる。また、フーリエ変換により基
本波電圧，電流を検出しており検出のサンプリング周波
数により検出精度が変わると考えられる。このため検出
精度を上げるにはサンプリング周期を短くする必要があ
り、この周期毎に交流励磁処理、Ｖａ，Ｖｂ，Ｉａ，Ｉ
ｂ演算処理を行なうには比較的高速で演算可能なマイコ
ンが要求されると考えられる。またＶａ，Ｖｂ，Ｉａ，
Ｉｂ、は２５６回の平均値から求めており例えば、１次
周波数ｆ1＝５０Ｈｚで交流励磁した場合、０.０２秒・
２５６で約５秒かかり、測定時間が多少長くなると言う
問題もある。
【０００４】そこで、本発明の目的はインバータ出力電
圧検出器なしで、精度良く１次＋２次の合成もれインダ
クタンス（ｌ1＋ｌ2）及び１次＋２次の合成抵抗(ｒ1＋
ｒ2)を演算測定する方法を提供することにある。更に、
演算時間が遅い低価格な１チップマイコンでも測定可能
で、短時間に測定できる方法及びこの測定値を用いた交
流電動機の制御装置を提供することにある。
圧検出器なしで、精度良く１次＋２次の合成もれインダ
クタンス（ｌ1＋ｌ2）及び１次＋２次の合成抵抗(ｒ1＋
ｒ2)を演算測定する方法を提供することにある。更に、
演算時間が遅い低価格な１チップマイコンでも測定可能
で、短時間に測定できる方法及びこの測定値を用いた交
流電動機の制御装置を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の手段として、インバータにより誘導電動機を単相交流
励磁し、インバータ出力電圧センサを用いず、交流電圧
指令の大きさＶｃ1 と、有効パワー分電流Ｉｑと、無効
パワー分電流Ｉｄから(ｒ1＋ｒ2)，(ｌ1＋ｌ2)を演算測
定するようにした。
の手段として、インバータにより誘導電動機を単相交流
励磁し、インバータ出力電圧センサを用いず、交流電圧
指令の大きさＶｃ1 と、有効パワー分電流Ｉｑと、無効
パワー分電流Ｉｄから(ｒ1＋ｒ2)，(ｌ1＋ｌ2)を演算測
定するようにした。
【０００６】単相交流励磁法としてはＶ相，Ｗ相に通流
率１／２の同一パルス信号を与え、Ｕ相のみ正弦波変調
ＰＷＭ信号とすることで、単相交流励磁を行なうように
した。また、インバータ出力電圧センサレスなので、測
定精度を上げるにはインバータ出力電圧指令の大きさ通
りに実際のインバータ出力電圧を出力する必要がある。
そこでまず、パワー素子の正負アームが短絡しないよう
に設けたデッドタイムによる誤差電圧を補正するように
した。また、（ｒ1＋ｒ2)，(ｌ1＋ｌ2）は誘導機のすべ
りが１（回転停止）の状態で測定するため誘導機の２次
側回路のインピーダンスが小さく、定格電流を流しても
交流励磁電圧自身が比較的小さい。このため、パワー素
子のオン電圧降下を無視できないことがわかった。そこ
で、デッドタイムによる出力電圧誤差分とパワー素子の
オン電圧降下による出力電圧誤差分を加えて、この分を
Ｕ相の電動機電流極性に応じてパルス幅補正するように
したものである。
率１／２の同一パルス信号を与え、Ｕ相のみ正弦波変調
ＰＷＭ信号とすることで、単相交流励磁を行なうように
した。また、インバータ出力電圧センサレスなので、測
定精度を上げるにはインバータ出力電圧指令の大きさ通
りに実際のインバータ出力電圧を出力する必要がある。
そこでまず、パワー素子の正負アームが短絡しないよう
に設けたデッドタイムによる誤差電圧を補正するように
した。また、（ｒ1＋ｒ2)，(ｌ1＋ｌ2）は誘導機のすべ
りが１（回転停止）の状態で測定するため誘導機の２次
側回路のインピーダンスが小さく、定格電流を流しても
交流励磁電圧自身が比較的小さい。このため、パワー素
子のオン電圧降下を無視できないことがわかった。そこ
で、デッドタイムによる出力電圧誤差分とパワー素子の
オン電圧降下による出力電圧誤差分を加えて、この分を
Ｕ相の電動機電流極性に応じてパルス幅補正するように
したものである。
【０００７】次に、有効パワー分電流Ｉｑと無効パワー
分電流Ｉｄの算出方法として、交流励磁電圧ベクトルの
固定座標からの回転位相をθとし、正弦波変調を行なう
相の瞬時電流検出値をｉｕとすると、sinθ・ｉｕ を１
次周波数の１サイクル区間で積分した平均値から有効パ
ワー分電流Ｉｑを求め、−cosθ・ｉｕ を１次周波数の
１サイクル区間で積分した平均値から無効パワー分電流
Ｉｄを求めるようにしたものである。
分電流Ｉｄの算出方法として、交流励磁電圧ベクトルの
固定座標からの回転位相をθとし、正弦波変調を行なう
相の瞬時電流検出値をｉｕとすると、sinθ・ｉｕ を１
次周波数の１サイクル区間で積分した平均値から有効パ
ワー分電流Ｉｑを求め、−cosθ・ｉｕ を１次周波数の
１サイクル区間で積分した平均値から無効パワー分電流
Ｉｄを求めるようにしたものである。
【０００８】
【作用】まず、Ｖ相，Ｗ相に通流率１／２の同一パルス
信号を与えるとインバータ入力電圧Ｖdcの正側端子電圧
（＋Ｖdc／２電圧）と負側端子電圧（−Ｖdc／２電圧）
が通流率１／２で印加されるので、Ｖ相，Ｗ相は零電圧
となる。一方Ｕ相に正弦波変調を行なうことで電動機の
Ｕ−ＶＷ端子間に、ほぼ正弦波の単相電圧が加わり電動
機は停止状態（すべり＝１）で電動機電流が流れる。こ
の場合、誘導機の等価回路からすべり＝１の状態では２
次側回路のインピーダンスが小さいため、相互インダク
タンスに流れる電流は非常に小さくオープン状態で近似
できる。また、Ｖ相，Ｗ相は並列接続となるため１.５
（ｒ1＋ｒ2 ）の抵抗と、１.５（ｌ1＋ｌ2)のもれイン
ダクタンスの直列回路となり、これに交流電圧が加わる
ことになる。また、すべり＝１では電動機巻線のインピ
ーダンスが小さいため交流励磁電圧が比較的小さい状態
で定格の電動機電流が流れる。
信号を与えるとインバータ入力電圧Ｖdcの正側端子電圧
（＋Ｖdc／２電圧）と負側端子電圧（−Ｖdc／２電圧）
が通流率１／２で印加されるので、Ｖ相，Ｗ相は零電圧
となる。一方Ｕ相に正弦波変調を行なうことで電動機の
Ｕ−ＶＷ端子間に、ほぼ正弦波の単相電圧が加わり電動
機は停止状態（すべり＝１）で電動機電流が流れる。こ
の場合、誘導機の等価回路からすべり＝１の状態では２
次側回路のインピーダンスが小さいため、相互インダク
タンスに流れる電流は非常に小さくオープン状態で近似
できる。また、Ｖ相，Ｗ相は並列接続となるため１.５
（ｒ1＋ｒ2 ）の抵抗と、１.５（ｌ1＋ｌ2)のもれイン
ダクタンスの直列回路となり、これに交流電圧が加わる
ことになる。また、すべり＝１では電動機巻線のインピ
ーダンスが小さいため交流励磁電圧が比較的小さい状態
で定格の電動機電流が流れる。
【０００９】次に、Ｕ相の電動機電流が正の場合Ｕ相は
デッドタイム及びパワー素子のオン電圧降下により負の
電圧誤差が生じる。一方Ｖ相とＷ相はこの時、負の電動
機電流なのでＶ相，Ｗ相共正の電圧誤差が生じる。そこ
でＵ相は基本のＰＷＭ信号のパルス幅を負の電圧誤差分
だけ広く（出力電圧を増加）し、Ｖ相，Ｗ相は１／２通
流率のパルス幅を正の電圧誤差分だけ狭く（出力電圧を
減少）した状態でインバータは駆動される。なお、Ｕ相
の電動機電流が負の場合は逆に動作するので、Ｕ相のパ
ルス幅は狭くなり、Ｖ相，Ｗ相のパルス幅は広くなるよ
うに補正される。この結果、交流励磁電圧指令の大きさ
Ｖｃ1 と実際のインバータ出力電圧の大きさ（電動機の
Ｕ−ＶＷ端子間電圧）は、ほぼ等しくなる。
デッドタイム及びパワー素子のオン電圧降下により負の
電圧誤差が生じる。一方Ｖ相とＷ相はこの時、負の電動
機電流なのでＶ相，Ｗ相共正の電圧誤差が生じる。そこ
でＵ相は基本のＰＷＭ信号のパルス幅を負の電圧誤差分
だけ広く（出力電圧を増加）し、Ｖ相，Ｗ相は１／２通
流率のパルス幅を正の電圧誤差分だけ狭く（出力電圧を
減少）した状態でインバータは駆動される。なお、Ｕ相
の電動機電流が負の場合は逆に動作するので、Ｕ相のパ
ルス幅は狭くなり、Ｖ相，Ｗ相のパルス幅は広くなるよ
うに補正される。この結果、交流励磁電圧指令の大きさ
Ｖｃ1 と実際のインバータ出力電圧の大きさ（電動機の
Ｕ−ＶＷ端子間電圧）は、ほぼ等しくなる。
【００１０】次に、電動機の有効パワーは瞬時の交流励
磁電圧ｖ1 と瞬時のＵ相電流ｉｕの積を１次周波数の１
周期で積分した平均値となる。この場合、ｉｕは単相励
磁のため、ひずんだ波形となるがｖ1 はデッドタイム補
正を行なうことで、ほぼ正弦波電圧となり基本波成分の
みなので、瞬時パワーｖ1・ｉｕ は基本波成分のみとな
る。そこで、有効パワーを励磁電圧の大きさＶ1 で除算
すると有効パワー分電流Ｉｑが求まる。具体的には、励
磁電圧ベクトルの固定座標からの回転位相指令をθとす
ると、sinθ・ｉｕ を１次周波数の１周期区間で任意の
サンプル周期毎に積算し、積算回数で除算してＩｑは求
まる。一方、無効パワーをＶ1 で除算すると無効パワー
分電流Ｉｄが求まる。具体的には、−cosθ・ｉｕ を１
周期区間で積算し、積算回数で除算してＩｄは求まる。
磁電圧ｖ1 と瞬時のＵ相電流ｉｕの積を１次周波数の１
周期で積分した平均値となる。この場合、ｉｕは単相励
磁のため、ひずんだ波形となるがｖ1 はデッドタイム補
正を行なうことで、ほぼ正弦波電圧となり基本波成分の
みなので、瞬時パワーｖ1・ｉｕ は基本波成分のみとな
る。そこで、有効パワーを励磁電圧の大きさＶ1 で除算
すると有効パワー分電流Ｉｑが求まる。具体的には、励
磁電圧ベクトルの固定座標からの回転位相指令をθとす
ると、sinθ・ｉｕ を１次周波数の１周期区間で任意の
サンプル周期毎に積算し、積算回数で除算してＩｑは求
まる。一方、無効パワーをＶ1 で除算すると無効パワー
分電流Ｉｄが求まる。具体的には、−cosθ・ｉｕ を１
周期区間で積算し、積算回数で除算してＩｄは求まる。
【００１１】次に、（ｒ1＋ｒ2）はＶｃ1・Ｉｑと、
（Ｉｄ2＋Ｉｑ2)との比から演算され、（ｌ1＋ｌ2）は
Ｖｃ1・Ｉｄと、ω1(Ｉｄ2＋Ｉｑ2)との比から、演算さ
れる。このように、励磁電圧指令の大きさＶｃ1と実際
のインバータ出力電圧の大きさＶ1（電動機のＵ−ＶＷ
端子間電圧）は、ほぼ等しくなり、Ｉｄ，Ｉｑは電動機
電流の基本波成分となるので、インバータ出力電圧セン
サレスで（ｒ1＋ｒ2）及び（ｌ1＋ｌ2）を正確に測定で
きる。
（Ｉｄ2＋Ｉｑ2)との比から演算され、（ｌ1＋ｌ2）は
Ｖｃ1・Ｉｄと、ω1(Ｉｄ2＋Ｉｑ2)との比から、演算さ
れる。このように、励磁電圧指令の大きさＶｃ1と実際
のインバータ出力電圧の大きさＶ1（電動機のＵ−ＶＷ
端子間電圧）は、ほぼ等しくなり、Ｉｄ，Ｉｑは電動機
電流の基本波成分となるので、インバータ出力電圧セン
サレスで（ｒ1＋ｒ2）及び（ｌ1＋ｌ2）を正確に測定で
きる。
【００１２】
【実施例】以下、本発明の一実施例を図面に基づいて説
明する。図１において、交流電源１は整流回路２と平滑
コンデンサ３を介して直流電源に変換される。また、通
常の運転時はインバータ入力電圧Ｖdcをインバータ４に
よりＰＷＭ制御することで交流電圧を作り、これにより
誘導電動機５は可変速制御される。また１チップマイコ
ンを用いた制御回路６により、通常運転時は速度指令ω
r に追従するよう速度センサレスベクトル制御処理７を
行ない、ゲート回路８にＰＷＭ信号を発生する。この場
合、１次抵抗設定値又は測定値ｒ1 や、合成抵抗測定値
（ｒ1＋ｒ2）合成もれインダクタンス測定値（ｌ1＋
ｌ2）や、他のモータ定数設定値及びモータ電流検出器
９の出力を基に速度及びトルク制御を行なう。また、速
度センサレスベクトル制御処理７では基本的に、誘導電
動機の誘起電圧Ｅm が一定になるように１次側インピー
ダンスによる電圧降下分を補償してモータの１次電圧指
令を出力する。さらにトルクに寄与する電流に比例して
すべり周波数を与えて速度制御するもので、１次電圧ベ
クトルの大きさと周波数指令に基づいてＰＷＭ信号を出
力する。次に本発明の主要部である誘導電動機の１次＋
２次の合成抵抗及び合成もれインダクタンス測定方法及
び装置について述べる。これは通常の運転前にインバー
タ４を用いて（ｒ1＋ｒ2)，(ｌ1＋ｌ2）を測定し、速度
センサレスベクトル制御のモータ定数として使用する。
まず単相交流励磁処理１０で正弦波変調信号を作り、こ
れによりゲート回路８を介してインバータ４を動作さ
せ、交流励磁電圧により電動機５に交流電流を流す。次
に、有効パワー分電流Ｉｑ、及び無効パワー分電流Ｉｄ
演算処理１１では、１次周波数指令ω1 を積分した交流
励磁電圧ベクトルの回転位相をθとすると、sinθ，−c
osθとＵ相の電動機電流ｉｕを基に、Ｉｑ，Ｉｄを演算
する。次に、１次＋２次の合成抵抗及び合成もれインダ
クタンス演算処理１２で、Ｉｑ，Ｉｄ演算値と励磁電圧
指令の大きさＶｃ1 から（ｒ1＋ｒ2），（ｌ1＋ｌ2）を
演算し、速度センサレスベクトル制御処理７の制御定数
として使用する。この場合ｌ1＝ｌ2＝（ｌ1＋ｌ2）／２
とし、２次抵抗ｒ2は（ｒ1＋ｒ2）測定値から、まえも
って測定又は設定された１次抵抗値ｒ1を減じてｒ2を求
めている。
明する。図１において、交流電源１は整流回路２と平滑
コンデンサ３を介して直流電源に変換される。また、通
常の運転時はインバータ入力電圧Ｖdcをインバータ４に
よりＰＷＭ制御することで交流電圧を作り、これにより
誘導電動機５は可変速制御される。また１チップマイコ
ンを用いた制御回路６により、通常運転時は速度指令ω
r に追従するよう速度センサレスベクトル制御処理７を
行ない、ゲート回路８にＰＷＭ信号を発生する。この場
合、１次抵抗設定値又は測定値ｒ1 や、合成抵抗測定値
（ｒ1＋ｒ2）合成もれインダクタンス測定値（ｌ1＋
ｌ2）や、他のモータ定数設定値及びモータ電流検出器
９の出力を基に速度及びトルク制御を行なう。また、速
度センサレスベクトル制御処理７では基本的に、誘導電
動機の誘起電圧Ｅm が一定になるように１次側インピー
ダンスによる電圧降下分を補償してモータの１次電圧指
令を出力する。さらにトルクに寄与する電流に比例して
すべり周波数を与えて速度制御するもので、１次電圧ベ
クトルの大きさと周波数指令に基づいてＰＷＭ信号を出
力する。次に本発明の主要部である誘導電動機の１次＋
２次の合成抵抗及び合成もれインダクタンス測定方法及
び装置について述べる。これは通常の運転前にインバー
タ４を用いて（ｒ1＋ｒ2)，(ｌ1＋ｌ2）を測定し、速度
センサレスベクトル制御のモータ定数として使用する。
まず単相交流励磁処理１０で正弦波変調信号を作り、こ
れによりゲート回路８を介してインバータ４を動作さ
せ、交流励磁電圧により電動機５に交流電流を流す。次
に、有効パワー分電流Ｉｑ、及び無効パワー分電流Ｉｄ
演算処理１１では、１次周波数指令ω1 を積分した交流
励磁電圧ベクトルの回転位相をθとすると、sinθ，−c
osθとＵ相の電動機電流ｉｕを基に、Ｉｑ，Ｉｄを演算
する。次に、１次＋２次の合成抵抗及び合成もれインダ
クタンス演算処理１２で、Ｉｑ，Ｉｄ演算値と励磁電圧
指令の大きさＶｃ1 から（ｒ1＋ｒ2），（ｌ1＋ｌ2）を
演算し、速度センサレスベクトル制御処理７の制御定数
として使用する。この場合ｌ1＝ｌ2＝（ｌ1＋ｌ2）／２
とし、２次抵抗ｒ2は（ｒ1＋ｒ2）測定値から、まえも
って測定又は設定された１次抵抗値ｒ1を減じてｒ2を求
めている。
【００１３】次に、インバータを用いた単相交流励磁法
について説明する。単相交流励磁処理１０の詳細を図２
に示す。１次周波数指令ω1 を積分処理１３で積分し、
この出力を交流励磁電圧ベクトルの回転位相θとしてい
る。また、sin 関数１４ａでsinθを出力し、−cos関数
１４ｂで−cosθ を出力している。交流励磁電圧指令の
大きさ（実効値Ｖｃ1 ）を除算処理１５により、インバ
ータ入力電圧Ｖdcを除算して、変調波指令の大きさ（搬
送波ピーク値に対する変調波ピーク値の比率）Ｋｈを出
力し、sinθ と乗算後正弦波の変調信号ｖｕとしてい
る。なお、正弦波変調なのでＫｈ＝２.８３・Ｖｃ1／Ｖ
dcとなる。また、このｖｕと搬送波指令１７の出力と比
較処理１８ａで比較し正弦波ＰＷＭ信号としている。な
お、Ｖ相，Ｗ相は零の変調波と比較処理１８ｂで比較
し、通流率１／２のパルス幅信号を出力している。
について説明する。単相交流励磁処理１０の詳細を図２
に示す。１次周波数指令ω1 を積分処理１３で積分し、
この出力を交流励磁電圧ベクトルの回転位相θとしてい
る。また、sin 関数１４ａでsinθを出力し、−cos関数
１４ｂで−cosθ を出力している。交流励磁電圧指令の
大きさ（実効値Ｖｃ1 ）を除算処理１５により、インバ
ータ入力電圧Ｖdcを除算して、変調波指令の大きさ（搬
送波ピーク値に対する変調波ピーク値の比率）Ｋｈを出
力し、sinθ と乗算後正弦波の変調信号ｖｕとしてい
る。なお、正弦波変調なのでＫｈ＝２.８３・Ｖｃ1／Ｖ
dcとなる。また、このｖｕと搬送波指令１７の出力と比
較処理１８ａで比較し正弦波ＰＷＭ信号としている。な
お、Ｖ相，Ｗ相は零の変調波と比較処理１８ｂで比較
し、通流率１／２のパルス幅信号を出力している。
【００１４】次に、電流極性判断処理１９はＵ相の電動
機電流ｉｕの極性を出力している。絶対値処理２１と平
均化処理２２によりｉｕの平均値Ｉａを出力し、オン電
圧演算処理２３を介して、パワー素子のオン電圧降下量
Ｖｏｎを求めている。これにゲイン２４を介してパワー
素子のオン電圧降下に対応したパルス幅Ｔｂを算出す
る。なお、Ｔｂはインバータ入力電圧Ｖdcが大きく変動
する場合はＶdcで除算して補正する。デッドタイム補正
量設定値２０の出力Ｔａは（数１）式から決めている。 Ｔａ＝Ｔｄ−Ｔｏｎ−Ｔｏｆｆ …（数１） ここで、Ｔｄはパワー素子の正負アームが短絡しないよ
うに設けたデッドタイム、Ｔｏｎはゲート回路８＋パワ
ー素子のターンオン時の動作遅れ時間、Ｔoffはゲート
回路＋パワー素子のターンオフ時の動作遅れ時間であ
る。次に、パルス幅補正処理２６ではＴａとＴｂを加算
したパルス幅補正量Ｔλだけ比較処理18ａと１８ｂの出
力をパルス幅補正する。この場合、ｉｕが正の時Ｕ相は
デッドタイム及びパワー素子のオン電圧降下により負の
電圧誤差が生じ、Ｖ相とＷ相はこの時、負の電動機電流
なのでＶ相，Ｗ相共正の電圧誤差が生じる。そこでＵ相
は基本のＰＷＭ信号のパルス幅をパルス幅補正量Ｔλだ
け広く（出力電圧を増加）し、Ｖ相，Ｗ相は１／２通流
率のパルス幅をＴλだけ狭く（出力電圧を減少）して出
力する。一方、Ｕ相の電動機電流が負の場合は逆に動作
するので、Ｕ相はパルス幅をＴλだけ狭くし、Ｖ相，Ｗ
相のパルス幅をＴλだけ広くして出力する。またパルス
幅補正処理２６の出力は反転処理２７ａ，２７ｂ及びデ
ッドタイム作成処理２８を介して三相のゲート回路入力
信号を出力している。以上述べた処理は１チップマイコ
ン６のソフト処理でも実現可能である。例えば、sin 関
数等は内蔵ＲＯＭにテーブル化でき、ＰＷＭ信号を作る
処理は内蔵タイマで作成できる。
機電流ｉｕの極性を出力している。絶対値処理２１と平
均化処理２２によりｉｕの平均値Ｉａを出力し、オン電
圧演算処理２３を介して、パワー素子のオン電圧降下量
Ｖｏｎを求めている。これにゲイン２４を介してパワー
素子のオン電圧降下に対応したパルス幅Ｔｂを算出す
る。なお、Ｔｂはインバータ入力電圧Ｖdcが大きく変動
する場合はＶdcで除算して補正する。デッドタイム補正
量設定値２０の出力Ｔａは（数１）式から決めている。 Ｔａ＝Ｔｄ−Ｔｏｎ−Ｔｏｆｆ …（数１） ここで、Ｔｄはパワー素子の正負アームが短絡しないよ
うに設けたデッドタイム、Ｔｏｎはゲート回路８＋パワ
ー素子のターンオン時の動作遅れ時間、Ｔoffはゲート
回路＋パワー素子のターンオフ時の動作遅れ時間であ
る。次に、パルス幅補正処理２６ではＴａとＴｂを加算
したパルス幅補正量Ｔλだけ比較処理18ａと１８ｂの出
力をパルス幅補正する。この場合、ｉｕが正の時Ｕ相は
デッドタイム及びパワー素子のオン電圧降下により負の
電圧誤差が生じ、Ｖ相とＷ相はこの時、負の電動機電流
なのでＶ相，Ｗ相共正の電圧誤差が生じる。そこでＵ相
は基本のＰＷＭ信号のパルス幅をパルス幅補正量Ｔλだ
け広く（出力電圧を増加）し、Ｖ相，Ｗ相は１／２通流
率のパルス幅をＴλだけ狭く（出力電圧を減少）して出
力する。一方、Ｕ相の電動機電流が負の場合は逆に動作
するので、Ｕ相はパルス幅をＴλだけ狭くし、Ｖ相，Ｗ
相のパルス幅をＴλだけ広くして出力する。またパルス
幅補正処理２６の出力は反転処理２７ａ，２７ｂ及びデ
ッドタイム作成処理２８を介して三相のゲート回路入力
信号を出力している。以上述べた処理は１チップマイコ
ン６のソフト処理でも実現可能である。例えば、sin 関
数等は内蔵ＲＯＭにテーブル化でき、ＰＷＭ信号を作る
処理は内蔵タイマで作成できる。
【００１５】次に、インバータ主回路の構成を図３に示
す。数１に示すＴｏｎはゲート回路入力信号Ｓｕｐがオ
フ信号からオン信号へ変化してからパワー素子を構成す
るトランジスタＴｕｐがオンするまでの動作遅れ時間で
ある。また、Ｔｏｆｆはゲート回路入力信号Ｓｕｐがオ
ン信号からオフ信号へ変化してからパワー素子を構成す
るトランジスタＴｕｐがオフするまでの動作遅れ時間で
ある。
す。数１に示すＴｏｎはゲート回路入力信号Ｓｕｐがオ
フ信号からオン信号へ変化してからパワー素子を構成す
るトランジスタＴｕｐがオンするまでの動作遅れ時間で
ある。また、Ｔｏｆｆはゲート回路入力信号Ｓｕｐがオ
ン信号からオフ信号へ変化してからパワー素子を構成す
るトランジスタＴｕｐがオフするまでの動作遅れ時間で
ある。
【００１６】次に、パワー素子を構成するトランジスタ
Ｔｕｐと還流ダイオードＤｕｐの順方向電流に対する順
方向電圧降下特性例を図４に示し、このオン電圧降下に
よるインバータ出力電圧誤差の説明図を図５に示す。イ
ンバータ入力電圧をＶdcとすると、正アーム端子が＋Ｖ
dc／２となり負アーム端子が−Ｖdc／２となる。そこ
で、Ｖ相とＷ相は同一信号なのでスイッチングモードの
組合せは図５に示すように４通りとなる。ｉｕが正の場
合でゲート信号Ｇｕｐ＝０の時ダイオードＤｕｎを介し
てｉｕが流れる。また、Ｇｕｐ＝１の時トランジスタＴ
ｕｐを介してｉｕが流れる。そこで電圧指令の大きさに
対して、実際のＵ相電動機巻線端子電圧との誤差電圧は
図４に示すダイオードの電圧降下ΔＶｄとトランジスタ
の電圧降下ΔＶｔが、ほぼ等しいと近似すると約−（Δ
Ｖｄ＋ΔＶｔ）／２となる。逆にｉｕが負の場合は電圧
指令の大きさに対して、実際のＵ相電動機巻線端子電圧
との誤差電圧は約＋(ΔＶｄ＋ΔＶｔ)／２となる。そこ
で、図２に示すオン電圧演算処理２３では図４に示す特
性からｉｕの大きさに応じてＶｏｎ＝（ΔＶｄ＋ΔＶ
ｔ）／２を関数テーブル又は近似式から求めている。次
にＶｏｎに対応したパルス幅補正量Ｔｂは（数２）式か
ら求めている。
Ｔｕｐと還流ダイオードＤｕｐの順方向電流に対する順
方向電圧降下特性例を図４に示し、このオン電圧降下に
よるインバータ出力電圧誤差の説明図を図５に示す。イ
ンバータ入力電圧をＶdcとすると、正アーム端子が＋Ｖ
dc／２となり負アーム端子が−Ｖdc／２となる。そこ
で、Ｖ相とＷ相は同一信号なのでスイッチングモードの
組合せは図５に示すように４通りとなる。ｉｕが正の場
合でゲート信号Ｇｕｐ＝０の時ダイオードＤｕｎを介し
てｉｕが流れる。また、Ｇｕｐ＝１の時トランジスタＴ
ｕｐを介してｉｕが流れる。そこで電圧指令の大きさに
対して、実際のＵ相電動機巻線端子電圧との誤差電圧は
図４に示すダイオードの電圧降下ΔＶｄとトランジスタ
の電圧降下ΔＶｔが、ほぼ等しいと近似すると約−（Δ
Ｖｄ＋ΔＶｔ）／２となる。逆にｉｕが負の場合は電圧
指令の大きさに対して、実際のＵ相電動機巻線端子電圧
との誤差電圧は約＋(ΔＶｄ＋ΔＶｔ)／２となる。そこ
で、図２に示すオン電圧演算処理２３では図４に示す特
性からｉｕの大きさに応じてＶｏｎ＝（ΔＶｄ＋ΔＶ
ｔ）／２を関数テーブル又は近似式から求めている。次
にＶｏｎに対応したパルス幅補正量Ｔｂは（数２）式か
ら求めている。
【００１７】 Ｔｂ＝Ｔｃ・Ｖｏｎ／Ｖdc …（数２） ここでＴｃは搬送波指令１７の搬送波周期である。
【００１８】次に、図１に示す有効パワー分電流Ｉｑ、
及び無効パワー分電流Ｉｄ演算処理１１と、１次＋２次
の合成抵抗及び合成もれインダクタンス演算処理１２の
詳細を図６，図７，図８を用いて説明する。図６は誘導
電動機の１相分の等価回路であり、すべりｓ＝１では２
次抵抗ｒ2及び２次もれインダクタンスｌ2によるインピ
ーダンスが小さいため、相互インダクタンスＭをオープ
ン状態で近似できる。また、Ｖ相とＷ相は同一パルス信
号なので電動機巻線が並列接続されＵ−ＶＷ間は図７の
回路となる。これにインバータ出力電圧Ｖ1(交流励磁電
圧）が加えられる。そこで、（ｒ1＋ｒ2）は有効パワー
ＰｑをＵ相電動機電流実効値の二乗（Ｉｕ2）で除算し
たもので（数３）式となる。
及び無効パワー分電流Ｉｄ演算処理１１と、１次＋２次
の合成抵抗及び合成もれインダクタンス演算処理１２の
詳細を図６，図７，図８を用いて説明する。図６は誘導
電動機の１相分の等価回路であり、すべりｓ＝１では２
次抵抗ｒ2及び２次もれインダクタンスｌ2によるインピ
ーダンスが小さいため、相互インダクタンスＭをオープ
ン状態で近似できる。また、Ｖ相とＷ相は同一パルス信
号なので電動機巻線が並列接続されＵ−ＶＷ間は図７の
回路となる。これにインバータ出力電圧Ｖ1(交流励磁電
圧）が加えられる。そこで、（ｒ1＋ｒ2）は有効パワー
ＰｑをＵ相電動機電流実効値の二乗（Ｉｕ2）で除算し
たもので（数３）式となる。
【００１９】 （ｒ1＋ｒ2）＝Ｖ1・Ｉｕ・cosφ／（１．５・Ｉｕ2） …（数３） ここで、φは図８に示す力率角である。次に、合成もれ
インダクタンス（ｌ1＋ｌ2）は無効パワーＰｄをＵ相電
動機電流実効値の二乗（Ｉｕ2）で除算したもので（数
４）式となる。
インダクタンス（ｌ1＋ｌ2）は無効パワーＰｄをＵ相電
動機電流実効値の二乗（Ｉｕ2）で除算したもので（数
４）式となる。
【００２０】 （ｌ1＋ｌ2）＝Ｖ1・Ｉｕ・sinφ／（１．５・Ｉｕ2） …（数４） また、有効パワーＰｑ＝Ｖ1・Ｉｕ・cosφは瞬時の交流
励磁電圧ｖ1 と瞬時のＵ相電流ｉｕの積を１次周波数の
１周期で積分した平均値となる。この場合ｉｕは単相励
磁のため、ひずんだ波形となるがｖ1 はデッドタイム補
正を行なうことで、ほぼ正弦波電圧となり基本波成分の
みなので、瞬時パワーｖ1・ｉｕ は基本波成分のみとな
る。そこで、図８からｖ1＝１.４１４・Ｖ1・sinθなの
で有効パワー分電流Ｉｑ＝Ｉｕ・cosφは１.４１４・si
nθ・ｉｕ を１次周波数の１周期で積分した平均値とな
る。具体的には、励磁電圧ベクトルの固定座標からの回
転位相指令をθとすると、１.４１４・sinθ・ｉｕを１
次周波数の１周期区間で、任意のサンプル周期毎に積算
し、積算回数で除算してＩｑを求めている。
励磁電圧ｖ1 と瞬時のＵ相電流ｉｕの積を１次周波数の
１周期で積分した平均値となる。この場合ｉｕは単相励
磁のため、ひずんだ波形となるがｖ1 はデッドタイム補
正を行なうことで、ほぼ正弦波電圧となり基本波成分の
みなので、瞬時パワーｖ1・ｉｕ は基本波成分のみとな
る。そこで、図８からｖ1＝１.４１４・Ｖ1・sinθなの
で有効パワー分電流Ｉｑ＝Ｉｕ・cosφは１.４１４・si
nθ・ｉｕ を１次周波数の１周期で積分した平均値とな
る。具体的には、励磁電圧ベクトルの固定座標からの回
転位相指令をθとすると、１.４１４・sinθ・ｉｕを１
次周波数の１周期区間で、任意のサンプル周期毎に積算
し、積算回数で除算してＩｑを求めている。
【００２１】一方、無効パワーＰｄ＝Ｖ1・Ｉｕ・sinφ
は，瞬時の交流励磁電圧ｖ1を９０゜遅らせた瞬時の交
流電圧−１.４１４・Ｖ1・cosθ と瞬時のＵ相電流ｉｕの
積を１次周波数の１周期で積分した平均値となる。そこ
で、無効パワー分電流Ｉｄは−１.４１４・cosθ・ｉｕ
を１次周波数の１周期で積分した平均値となる。具体的
には、−１.４１４・cosθ・ｉｕを１次周波数の１周期
区間で任意のサンプル周期毎に積算し、積算回数で除算
してＩｄを求めている。
は，瞬時の交流励磁電圧ｖ1を９０゜遅らせた瞬時の交
流電圧−１.４１４・Ｖ1・cosθ と瞬時のＵ相電流ｉｕの
積を１次周波数の１周期で積分した平均値となる。そこ
で、無効パワー分電流Ｉｄは−１.４１４・cosθ・ｉｕ
を１次周波数の１周期で積分した平均値となる。具体的
には、−１.４１４・cosθ・ｉｕを１次周波数の１周期
区間で任意のサンプル周期毎に積算し、積算回数で除算
してＩｄを求めている。
【００２２】また、図８からＩｕのｄ軸成分がＩｄでｑ
軸成分がＩｑなのでＩｕ2＝(Ｉｄ2＋Ｉｑ2)となり、前
記（数３），（数４）式は次の（数５），（数６）式と
なる。
軸成分がＩｑなのでＩｕ2＝(Ｉｄ2＋Ｉｑ2)となり、前
記（数３），（数４）式は次の（数５），（数６）式と
なる。
【００２３】 （ｒ1＋ｒ2）＝Ｖｃ1・Ｉｑ／１.５（Ｉｄ2＋Ｉｑ2） …（数５） （ｌ1＋ｌ2）＝Ｖｃ1・Ｉｄ／１.５ω1（Ｉｄ2＋Ｉｑ2） …（数６） 以上述べた本発明の測定方法を用いて実験した特性結果
を図９に示す。５０Ａ定格のＩＧＢＴインバータを用い
て２.２ｋＷ 誘導機で測定した特性である。デッドタイ
ムによるインバータ出力電圧誤差分と、パワー半導体素
子のオン電圧降下によるインバータ出力電圧誤差分を電
動機電流極性に応じてパルス幅補正することで交流励磁
電圧指令の大きさＶｃ1 と実際のインバータ出力電圧の
大きさＶ1(電動機のＵ−ＶＷ端子間電圧）は、ほぼ等し
くなる。この結果、インバータ出力電圧検出器なしで、
商用電源励磁における測定値とほぼ同程度に、精度良く
合成もれインダクタンス（ｌ1＋ｌ2）及び合成抵抗（ｒ
1＋ｒ2）を演算測定できる。また、有効パワー分電流Ｉ
ｑと無効パワー分電流Ｉｄは、交流励磁電圧ベクトルの
位相θと、電動機の瞬時電流検出値ｉｕから１次周波数
の１周期区間の積算処理で演算でき、演算時間が遅い低
価格な１チップマイコンでも測定可能で、短時間に測定
できる。
を図９に示す。５０Ａ定格のＩＧＢＴインバータを用い
て２.２ｋＷ 誘導機で測定した特性である。デッドタイ
ムによるインバータ出力電圧誤差分と、パワー半導体素
子のオン電圧降下によるインバータ出力電圧誤差分を電
動機電流極性に応じてパルス幅補正することで交流励磁
電圧指令の大きさＶｃ1 と実際のインバータ出力電圧の
大きさＶ1(電動機のＵ−ＶＷ端子間電圧）は、ほぼ等し
くなる。この結果、インバータ出力電圧検出器なしで、
商用電源励磁における測定値とほぼ同程度に、精度良く
合成もれインダクタンス（ｌ1＋ｌ2）及び合成抵抗（ｒ
1＋ｒ2）を演算測定できる。また、有効パワー分電流Ｉ
ｑと無効パワー分電流Ｉｄは、交流励磁電圧ベクトルの
位相θと、電動機の瞬時電流検出値ｉｕから１次周波数
の１周期区間の積算処理で演算でき、演算時間が遅い低
価格な１チップマイコンでも測定可能で、短時間に測定
できる。
【００２４】
【発明の効果】本発明によれば、デッドタイムとパワー
素子のオン電圧降下によるインバータ出力電圧誤差を補
正することで、インバータ出力電圧センサなしで、励磁
電圧指令の大きさと電動機の瞬時電流検出値のみから、
精度良く合成もれインダクタンス（ｌ1＋ｌ2）及び合成
抵抗（ｒ1＋ｒ2）を演算測定できると言う効果がある。
更に、励磁電圧ベクトルの位相指令θと、電動機の瞬時
電流検出値ｉｕから１次周波数の１周期区間で、有効パ
ワー分電流と無効パワー分電流を演算できるので、演算
時間が遅い低価格な１チップマイコンでも測定でき、短
時間に測定できると言う効果もある。
素子のオン電圧降下によるインバータ出力電圧誤差を補
正することで、インバータ出力電圧センサなしで、励磁
電圧指令の大きさと電動機の瞬時電流検出値のみから、
精度良く合成もれインダクタンス（ｌ1＋ｌ2）及び合成
抵抗（ｒ1＋ｒ2）を演算測定できると言う効果がある。
更に、励磁電圧ベクトルの位相指令θと、電動機の瞬時
電流検出値ｉｕから１次周波数の１周期区間で、有効パ
ワー分電流と無効パワー分電流を演算できるので、演算
時間が遅い低価格な１チップマイコンでも測定でき、短
時間に測定できると言う効果もある。
【図１】本発明の一実施例を示す制御ブロック図であ
る。
る。
【図２】図１に示す単相交流励磁処理の詳細ブロック図
である。
である。
【図３】図１に示すインバータの構成図である。
【図４】図３に示すパワー半導体素子のオン電圧降下説
明図である。
明図である。
【図５】図３に示すパワー素子のオン電圧降下による電
圧誤差発生の説明図である。
圧誤差発生の説明図である。
【図６】誘導電動機の１相分の等価回路図である。
【図７】本発明の単相交流励磁時の等価回路図である。
【図８】本発明の単相交流励磁時の電圧，電流ベクトル
図である。
図である。
【図９】本発明の測定方法を用いて実験した特性結果を
示す図である。
示す図である。
３…平滑コンデンサ、４…インバータ、５…誘導電動
機、６…制御回路、７…速度センサレスベクトル制御処
理、８…ゲート回路、９…電流検出器、１０…単相交流
励磁処理、１１…有効パワー分電流，無効パワー分電流
演算処理、１２…合成抵抗、合成もれインダクタンス演
算処理、１４ａ，１４ｂ…sin 関数，−cos 関数、１９
…電流極性判断処理、２０…デッドタイム補正量設定
値、２３…オン電圧演算処理、２６…パルス幅補正処
理、２８…デッドタイム作成処理。
機、６…制御回路、７…速度センサレスベクトル制御処
理、８…ゲート回路、９…電流検出器、１０…単相交流
励磁処理、１１…有効パワー分電流，無効パワー分電流
演算処理、１２…合成抵抗、合成もれインダクタンス演
算処理、１４ａ，１４ｂ…sin 関数，−cos 関数、１９
…電流極性判断処理、２０…デッドタイム補正量設定
値、２３…オン電圧演算処理、２６…パルス幅補正処
理、２８…デッドタイム作成処理。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 藤井 洋 千葉県習志野市東習志野七丁目１番１号 株式会社 日立製作所 習志野工場内 (56)参考文献 特開 昭58−218891（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−183953（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−92185（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−231889（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−42075（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−114487（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−308187（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02P 5/408 - 5/412 H02P 7/628 - 7/632 H02P 21/00 G01R 31/327 - 31/36 ＪＩＣＳＴファイル（ＪＯＩＳ)
Claims (5)
- 【請求項１】直流電圧Ｖdcを交流に変換し、該交流を交
流電動機へ供給するためのパワー半導体素子から構成さ
れるインバータと、該インバータの出力電圧の大きさと
周波数を制御するための制御装置とから成る交流電動機
の制御装置における前記交流電動機の定数測定方法にお
いて、 前記インバータの１次周波数指令値ω1及び１次電圧指
令値Ｖｃ1を基に単相交流励磁信号を出力し、この信号
によりインバータを動作させて交流電動機を単相交流励
磁し、前記１次周波数指令を積分した位相と交流電動機
の電流検出値から電動機の有効パワー分電流Ｉｑと、無
効パワー分電流Ｉｄを演算し、次式Ｖｃ1・Ｉｑと、次
式（Ｉｄ2＋Ｉｑ2）との比から交流電動機の１次及び２
次の合成抵抗（ｒ1＋ｒ2）を演算測定し、次式Ｖｃ1・
Ｉｄと、次式ω1（Ｉｄ2＋Ｉｑ2）との比から、交流電
動機の１次及び２次の合成もれインダクタンス（ｌ1＋
ｌ2）を演算測定することを特徴とした交流電動機の定
数測定方法。 - 【請求項２】請求項１記載の交流電動機の定数測定方法
において、前記単相交流励磁信号の出力方法として、三
相のうち一相のみ正弦波パルス幅変調信号を作成し、他
の二相は通流率１／２のパルス幅信号とし、これらの原
信号を入力として、インバータ正負アームが短絡しない
ように設けたデッドタイムによるインバータ出力電圧誤
差分と、インバータを構成するパワー半導体素子のオン
電圧降下によるインバータ出力電圧誤差分に対応したパ
ルス幅Ｔλだけ、電動機電流極性に応じて原信号をパル
ス幅補正した出力を単相交流励磁信号とすることを特徴
とした交流電動機の定数測定方法。 - 【請求項３】請求項１記載の交流電動機の定数測定方法
において、前記交流電動機の有効パワー分電流Ｉｑと無
効パワー分電流Ｉｄを求める方法として、１次周波数指
令ω1 を積分した交流励磁電圧ベクトルの回転位相をθ
とし、正弦波変調を行なう相の瞬時電流検出値をｉｕと
すると、次式sinθ・ｉｕ を１次周波数の半サイクル区
間の整数倍区間で積分した平均値から有効パワー分電流
Ｉｑを求め、次式−cosθ・ｉｕ を１次周波数の半サイ
クル区間の整数倍区間で積分した平均値から無効パワー
分電流Ｉｄを求めることを特徴とした交流電動機の定数
測定方法。 - 【請求項４】直流電圧Ｖdcを交流に変換し、交流電動機
へ供給するためのパワー半導体素子から構成されるイン
バータと、該インバータの出力電圧の大きさと周波数を
制御する制御装置とから成るインバータ装置を有する交
流電動機の制御装置において、 前記インバータの１次周波数指令値ω1及び１次電圧指
令値Ｖｃ1を基に単相交流励磁信号を出力する手段と、
この交流励磁信号によりインバータを動作させて交流電
動機を単相交流励磁する手段と、前記１次周波数指令を
積分した位相と交流電動機の電流検出値から電動機の有
効パワー分電流Ｉｑと、無効パワー分電流Ｉｄを演算す
る手段を具備し、次式Ｖｃ1・Ｉｑと、次式(Ｉｄ2＋Ｉ
ｑ2）との比から交流電動機の１次及び２次の合成抵抗
(ｒ1＋ｒ2）を演算測定し、次式Ｖｃ1・Ｉｄと、次式ω
1(Ｉｄ2＋Ｉｑ2）との比から、交流電動機の１次及び２
次の合成もれインダクタンス（ｌ1＋ｌ2）を演算測定
し、これらの測定値を基に、交流電動機を制御すること
を特徴とした交流電動機の制御装置。 - 【請求項５】請求項４記載の交流電動機の制御装置にお
いて、前記単相交流励磁信号を出力する手段として、三
相のうち一相のみ正弦波パルス幅変調信号を出力し、他
の二相は通流率１／２のパルス幅信号を出力する手段
と、これらの原信号を入力として、インバータ正負アー
ムが短絡しないように設けたデッドタイムによるインバ
ータ出力電圧誤差分と、インバータを構成するパワー半
導体素子のオン電圧降下によるインバータ出力電圧誤差
分を加えた誤差電圧に対応したパルス幅Ｔλを出力する
手段と、このパルス幅Ｔλだけ、電動機電流極性に応じ
て前記原信号をパルス幅補正する手段を具備し、このパ
ルス幅補正した出力を単相交流励磁信号とすることを特
徴とした交流電動機の制御装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24614792A JP3284602B2 (ja) | 1992-09-16 | 1992-09-16 | 交流電動機の定数測定方法及び制御装置 |
| EP93114332A EP0588213B1 (en) | 1992-09-16 | 1993-09-07 | Method for measuring characteristic constants of alternating current motor and controller thereof based on said method |
| DE69306703T DE69306703T2 (de) | 1992-09-16 | 1993-09-07 | Verfahren zur Messung charakteristischer Konstanten für Wechselstrommotoren und auf diesem Verfahren basierender Regler |
| US08/121,896 US5475293A (en) | 1992-09-16 | 1993-09-16 | Method for measuring characteristic constants of alternating current motor and controller thereof based on said method |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24614792A JP3284602B2 (ja) | 1992-09-16 | 1992-09-16 | 交流電動機の定数測定方法及び制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0698595A JPH0698595A (ja) | 1994-04-08 |
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