JP4670045B2 - 電動機の磁極位置推定方法及び装置 - Google Patents

Description

本発明は、突極性を有する電動機の磁極位置推定方法及び装置に関する。突極性を有する電動機には、埋め込み型永久磁石同期電動機やリラクタンス電動機などがある。

永久磁石を回転子内に埋め込んだ構造の埋め込み型永久磁石同期電動機（以下「ＩＰＭＳＭ（interior permanent magnet synchronous motor）」と略称する。）は、マグネットトルクの他にリラクタンストルクも利用できるため、高効率で可変速範囲の広い電動機として、エアコンなどの家電製品、電気自動車の走行用、及び一般産業用に広く用いられている。

ＩＰＭＳＭは、磁極位置に応じて電機子の電流位相を制御する必要があるので、一般にエンコーダなどの機械的センサを取り付けて磁極位置情報を得ている。しかし、機械的センサは、高価であり信頼性に欠け、また設置スペースが増加するという問題もある。そこで、ＩＰＭＳＭ各相の交流電流を測定する電流センサのみを用いて磁極位置情報を得る、様々なセンサレス制御法が提案されている。その中で、搬送波周波数成分を用いることにより、停止時を含む低速時の磁極位置を推定する技術が、非特許文献１に開示されている。

一方、インバータに供給される直流電流に基づき磁極位置を推定する技術が、非特許文献２に開示されている。

小山、樋口、阿部他「ＰＷＭインバータのキャリア周波数成分を用いたＩＰＭモータのセンサレス制御の推定精度改善」、平成１４年電気学会産業応用部門大会、Ｎｏ．１４９ 川端、遠藤、高倉「位置センサレス・モータ電流センサレス永久磁石同期モータ制御に関する検討」、平成１４年電気学会産業応用部門大会、Ｎｏ．１７１

しかしながら、非特許文献１の技術では、エンコーダなどの機械的センサが不要となるものの、電機子電流を測定する複数のホールセンサが必要となる。そのため、小型化及び軽量化の効果があまり期待できないばかりか、ホールセンサは高価であるため、低価格向け家電製品などへの普及が困難になっている。

一方、非特許文献２の技術では、機械的センサもホールセンサも不要となり、安価なシャント抵抗器で直流電流を測定することができる。しかしながら、磁極位置の推定に速度起電力を用いているので、原理的に低速時及び停止時には使用できない。

そこで、本発明の目的は、機械的センサもホールセンサも不要でありながら、低速時及び停止時でも磁極位置を正確に推定できる、電動機の磁極位置推定方法及び装置を提供することにある。

本発明に係る磁極位置推定方法及び装置が併用される三相ＰＷＭインバータは、三相の三角波からなる搬送波を用いてＰＷＭ信号を得るとともに、直流電圧電源から直流電圧を入力し、ＰＷＭ信号に応じてスイッチ素子をオンオフすることにより、突極性を有する電動機の三相巻線に直流電圧を三相交流電圧として出力するものである。

そして、本発明に係る磁極位置推定方法は、次のようなステップからなる。まず、三相ＰＷＭインバータが三相巻線に直流電圧を三相交流電圧として出力している時に、三相巻線の各相ごとに、三角波の山及び谷の時点で直流電圧を入力する際の直流電流を、直流電圧電源と三相ＰＷＭインバータとの間に設けられた電流センサを介して測定し、これらの測定値の差を高調波成分とする。続いて、これらの各相ごとの高調波成分に基づき、電動機の磁極位置を推定する。また、本発明に係る磁極位置推定装置は、直流電圧電源と三相ＰＷＭインバータとの間に設けられた電流センサと、演算手段とを備えている。電流センサは、直流電圧を入力する際の直流電流を測定する。演算手段は、三相ＰＷＭインバータが三相巻線に直流電圧を三相交流電圧として出力している時に、三相巻線の各相ごとに、三角波の山及び谷の時点で電流センサを介して直流電流を測定し、これらの測定値の差を高調波成分とし、これらの各相ごとの高調波成分に基づき電動機の磁極位置を推定する。

より具体的に言えば、例えば次のようなステップ又は動作になる。三相巻線をｕ相、ｖ相、ｗ相とする。まず、ｕ相について、ｕ相に対応する三角波の山及び谷の時点で測定した直流電流をｉu-，ｉu+とし、これらの差を高調波成分Ｉｕとする。同様に、ｖ相について、ｖ相に対応する三角波の山及び谷の時点で測定した直流電流をｉv-，ｉv+とし、これらの差を高調波成分Ｉｖとする。同様に、ｗ相について、ｗ相に対応する三角波の山及び谷の時点で測定した直流電流をｉw-，ｉw+とし、これらの差を高調波成分Ｉｗとする。最後に、Ｉｕ、Ｉｖ及びＩｗを所定の演算式に代入して磁極位置θを求める。所定の演算式とは、例えば次式<A>である。

θ＝（１／２）tan^-1［｛Ｉｕ−（１／２）（Ｉｖ＋Ｉｗ）｝／｛（√３／２）（Ｉｖ−Ｉｗ）｝］ ・・・<A>

また、三角波の山及び谷の時点とは、例えば三角波の周期をＴとすると、山及び谷を中心とするＴ／６の範囲内のいずれかの時であるとしてもよく、更に、三角波に代えて鋸歯状波としてもよく、電動機が埋め込み型永久磁石同期電動機であるとしてもよく、電流センサがシャント抵抗器であるとしてもよい。

ＰＷＭ発生用の搬送波を三相の三角波にすると、高周波成分が発生する。本発明では、三角波の山と谷で直流電流を測定し、三角波の一周期に得られる六点の電流情報に基づき計算により磁極位置を求める。この方法は、突極性に基づいているので、低速時及び停止時に使用可能である。また、上式<A>は、測定値のみからなるので、パラメータ誤差の影響を受けない。

また、本発明に係る磁極位置推定方法及び装置は、次のように構成してもよい。

三相ＰＷＭインバータは、単相の三角波からなる搬送波を用いてＰＷＭ信号を得るとともに、直流電圧電源から直流電圧を入力し、ＰＷＭ信号に応じてスイッチ素子をオンオフすることにより、突極性を有する電動機の三相巻線に直流電圧を三相交流電圧として出力する。ただし、この三相ＰＷＭインバータは、ＰＷＭ信号を得る際に、各相ごとに、搬送波の連続する三周期の期間のうち、１／３の期間で本来の指令値を三倍し、１／３の期間で変調率を１とし、１／３の期間で変調率を−１とする。これにより、ＰＷＭ信号には、搬送波の１／３の周波数の高周波成分が重畳される。そのため、電動機に供給される直流電流にも高周波成分が発生する。

このとき、本発明に係る磁極位置推定方法及び装置は、搬送波の連続する三周期の各周期ごとに、三角波の山及び谷の時点で直流電圧を入力する際の直流電流を測定し、これらの測定値の差を高調波成分とし、これらの各周期ごとの高調波成分に基づき電動機の磁極位置を推定する。このように構成しても、三相の三角波からなる搬送波を用いた場合と同等の作用及び効果が得られる。なお、三角波の山及び谷の時点とは、例えば三角波の周期をＴとすると、山及び谷を中心とするＴ／２の範囲内のいずれかの時である、としてもよい。

本発明によれば、三角波の山及び谷の時点でインバータに供給される直流電流を測定し、これらの測定値の差を各相ごとの高調波成分とし、これらの高調波成分に基づき磁極位置を推定することにより、機械的センサもホールセンサも不要でありながら、低速時及び停止時にも磁極位置を正確に推定できる（図７〜図１０参照）。また、単純な演算式（式<A>）を用いることにより、処理に要する時間を短縮できるので、今までに無い高速制御を実現できる。

その結果、低価格の可変速駆動装置の速度制御範囲を大幅に広げることができる。この応用製品としては、エアコンなどの家電製品や電動パワステアリングなどの自動車用機器が考えられる。このとき、停止時を含めた低速域において滑らかな運転が可能となる。

図１は、本発明に係る磁極位置推定装置の第一実施形態を示すブロック図である。以下、この図面に基づき説明する。なお、本発明に係る磁極位置推定方法については、本実施形態の磁極位置推定装置の動作として説明する。

本実施形態の磁極位置推定装置４０が併用される三相ＰＷＭインバータ１０は、三相三角波からなる搬送波と三相正弦波からなる信号波とを用いてＰＷＭ信号を得るとともに、直流電圧電源２０から直流電圧を入力し、ＰＷＭ信号に応じてスイッチ素子をオンオフすることにより、ＩＰＭＳＭ３０の三相巻線に直流電圧を三相交流電圧として出力するものである。

三相ＰＷＭインバータ１０は、マイクロコンピュータ又はＤＳＰを中心に構成された制御部１１と、スイッチ素子１２u+，１２u-，１２v+，１２v-，１２w+，１２w-からなるスイッチ部１２とを備えている。スイッチ素子１２u+，…は、例えばＩＧＢＴ（insulated
gate bipolar transistor）であり、三相ブリッジ回路を構成する。制御部１１は、磁極位置推定装置４０の一部としての機能の他に、ＩＰＭＳＭ３０の一般的な制御機能を有する。その一般的な制御機能については、周知であるので説明を省略する。

直流電圧電源２０は、商用交流電源２１、整流回路２２、平滑コンデンサ２３等からなる一般的なものである。ＩＰＭＳＭ３０は、三相巻線であるｕ相３１ｕ、ｖ相３１ｖ及びｗ相３１ｗと、永久磁石を埋め込んだ構造の回転子３２とからなる一般的なものである。

磁極位置推定装置４０は、電流センサとしてのシャント抵抗器４１と、制御部１１の一機能としてソフトウェアによって実現されている演算手段４２とを備えている。シャント抵抗器４１は、三相ＰＷＭインバータ１０が直流電圧Ｅdcを入力する際の直流電流ｉdcを測定する。詳しく言えば、シャント抵抗器４１は、直流電圧電源２０とスイッチ部１２との間の配線に挿入され、その電圧降下すなわち両端電圧を制御部１１へ出力する。

図２［１］はα−β座標系における磁極位置θを示すグラフであり、図２［２］は本実施形態における三相三角波と直流電流の測定タイミングとを示す波形図である。図３は、本実施形態における搬送波、信号波、相電圧及び線間電圧の一例を示す波形図である。以下、図１乃至図３に基づき説明する。

制御部１１は、三相の三角波Ｃｕ，Ｃｖ，Ｃｗからなる搬送波と三相の正弦波Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗからなる信号波とを比較してＰＷＭ信号を得るとともに、そのＰＷＭ信号に応じてスイッチ素子１２u+，…をオンオフする。その結果、図３に示すような、相電圧ｖu，ｖv及び線間電圧ｖuvが得られる。なお、相電圧ｖw及び線間電圧ｖvw，ｖwuについては、これらに準ずるので図示を略す。

このとき、演算手段４２は次のように動作する。まず、ｕ相３１ｕについて、ｕ相３１ｕに対応する三角波Ｃｕの山及び谷の時点で測定した直流電流ｉdcをｉu-，ｉu+とし、これらの差を高調波成分Ｉｕとする。同様に、ｖ相について、ｖ相に対応する三角波Ｃｖの山及び谷の時点で測定した直流電流ｉdcをｉv-，ｉv+とし、これらの差を高調波成分Ｉｖとする。同様に、ｗ相について、ｗ相に対応する三角波Ｃｗの山及び谷の時点で測定した直流電流ｉdcをｉw-，ｉw+とし、これらの差を高調波成分Ｉｗとする。最後に、磁極位置θを次式<A>によって求める。

θ＝（１／２）tan^-1［｛Ｉｕ−（１／２）（Ｉｖ＋Ｉｗ）｝／｛（√３／２）（Ｉｖ−Ｉｗ）｝］ ・・・<A>

ＰＷＭ発生用の搬送波を三相の三角波Ｃｕ，Ｃｖ，Ｃｗにすると、高周波成分が発生する。本実施形態では、三角波Ｃｕ，Ｃｖ，Ｃｗの山と谷で直流電流ｉdcを測定し、三角波の一周期Ｔに得られる六点の電流情報ｉu-，ｉu+，ｉv-，ｉv+，ｉw-，ｉw+に基づき計算により磁極位置θを求める。この方法は、突極性に基づいているので、低速時及び停止時に使用可能である。また、上式<A>は、測定値のみからなるので、パラメータ誤差の影響を受けない。

次に、上式<A>の導出方法について説明する。

ＩＰＭＳＭの一般的な電圧方程式は、α−β座標系で次式<1>のように表すことができる。

ただし、Ｌ0＝（Ｌd＋Ｌq）／２、Ｌ1＝（Ｌd−Ｌq）／２、Ｌd：ｄ軸インダクタンス、Ｌq：ｑ軸インダクタンス、Ｒ：電機子巻線抵抗、Ψ：永久磁石による界磁磁束である。

ここで、モータ回転角周波数ω1に対して十分大きい搬送波角周波数ωhを設定し、搬送波周波数成分について考える。すると、式<1>の右辺第１項の電機子巻線抵抗による電圧降下は、高周波電流による電機子巻線のリアクタンス電圧降下に比べ十分小さいので、無視できる。右辺第３項のインダクタンスの変化による電圧降下は、印加電圧の変化に対してインダクタンスの変化が十分に小さいため、無視できる。右辺第４項の速度起電力は、回転子位置の変化も十分に小さいため、無視できる。

したがって、α−β座標系における搬送波周波数の高周波電圧に対する電圧方程式は、次式<2>で表すことができる。

ここで、添え字ｈは搬送波周波数成分であることを示す。

そして、各相の高調波電圧が対称波であるとし、式<2>を電流について解くと、各相それぞれの電流解を得ることができる。続いて、求めた電流から各相それぞれ測定値の差分をとって基本波成分を除去することにより、磁極位置推定に必要な電流を求める。なお、この磁極位置推定法はパラメータ誤差の影響を受けない。以下に詳しく説明する。

式<2>は、次式<3>のように書き換えることができる。

ただし。Δ＝Ｌ0^２−Ｌ1^２である。

ここで、スイッチ部１２に供給される直流電流ｉdcのみが測定可能である。そして、三相ＰＷＭインバータ１０の状態によって、以下のように測定電流に基づき相電流を求めることができる。図２［２］に、三相三角波からなる搬送波と電流測定のタイミングとを示している。直流電流ｉdcのみ測定可能とすると、図２［２］の測定点↓近辺の対応する相電流しか測れない。測定点↓近辺とは、三角波の一周期をＴとすると、三角波の山及び谷を中心とするＴ／６（すなわち左右にＴ／１２ずつ）の範囲内のことである。

ここで、各相の高周波電圧が対称波であるとする。このことは、基本波が小さいほど成り立つ。つまり、

となる。そして、ｉαhは、式<3>，<4>から次のように表せる。

ｄｉαh／ｄｔ＝Ｖh｛（Ｌ0−Ｌ1cos２θ）cosωhｔ−Ｌ1sin２θ・sinωhｔ｝ ・・・<5>
∴ｉαh＝（Ｖh／ωhΔ）｛（Ｌ0−Ｌ1cos２θ）sinωhｔ＋Ｌ1sin２θ・cosωhｔ｝ ・・・<6>

図２［２］の測定点↓は、対応する相のωhｔ＝０及びπである。そのため、ｕ相では、式<6>にωhｔ＝０，πを代入して、
ｉuh＝（Ｖh1／ωhΔ）（±Ｌ1sin２θ） ・・・<7>
となる。ただし、＋：ωhｔ＝０、−：ωhｔ＝π、Ｖh1は相電圧の搬送波周波数成分である。

続いて、式<7>で示される±の二つの測定値の差分をとって、
２Ｉuh＝（２Ｖh1／ωhΔ）Ｌ1sin２θ ・・・<8>
が得られる。ｖ相、ｗ相についても同様に考えると、測定点↓の位置での測定値により、
２Ｉvh＝（２Ｖh1／ωhΔ）Ｌ1sin２（θ−２π／３） ・・・<9>
２Ｉwh＝（２Ｖh1／ωhΔ）Ｌ1sin２（θ＋２π／３） ・・・<10>
が得られる。

そして、式<8>〜<10>により、
Ｉuh＋（−１／２＋ｊ√３／２）Ｉvh＋（−１／２−ｊ√３／２）Ｉwh＝（３／２）（Ｖh1／ωhΔ）（sinδ＋ｊcosδ） ・・・<11>
が得られる。ただし、δ＝２θとする。

よって、式<11>により、
δ＝２θ＝tan^-1（実部）／（虚部） ・・・<12>
として磁極位置θが求められる。

すなわち、式<12>は次のようになる。

θ＝（１／２）tan^-1［｛Ｉｕ−（１／２）（Ｉｖ＋Ｉｗ）｝／｛（√３／２）（Ｉｖ−Ｉｗ）｝］ ・・・<A>
ただし、式<A>では、添え字ｈを省略して簡潔に表記している。

以下に、本実施形態について幾つか補足する。

（１）．各相の高調波成分は、ω1＜＜ωhの範囲において
｜ｖuh｜＝（２Ｅ／π）cos（πｖu／２Ｅ） ・・・<13>
｜ｖvh｜＝（２Ｅ／π）cos（πｖv／２Ｅ） ・・・<14>
｜ｖwh｜＝（２Ｅ／π）cos（πｖw／２Ｅ） ・・・<15>
となる。ただしＥ：Ｅdc／２である。ｖu，ｖv，ｖwは、瞬時値であり、符号も考慮する。よって、５％の誤差範囲は、
｜ｖu／Ｅ｜≦０．２０２ ・・・<16>
となる。１０％の誤差範囲は、
｜ｖu／Ｅ｜≦０．２８７ ・・・<17>
となる。

（２）．図２［２］に示す測定点↓で電流測定をするためには零電圧ベクトルが無いことが好ましい。この条件は、
｜ｖu｜＜Ｅ／３＝０．３３３Ｅ ・・・<18>
である。又は、図３に示す三相三角波の振幅は、三相正弦波の振幅の三倍よりも大きくする。

（３）．式<8>〜<10>などのようにωhが分母に有るので、ωhが大き過ぎると検出精度が下がる。

（４）．各相の電流（基本波成分）は、対応する二点の平均値をとる。

（５）．電圧が大きくなる範囲では、誘起電圧情報を利用する。

図４は、本発明に係る磁極位置推定装置の第二実施形態を示すブロック図である。以下、この図面に基づき説明する。なお、本発明に係る磁極位置推定方法については、本実施形態の磁極位置推定装置の動作として説明する。ただし、図１と同一部分は同一符号を付すことにより説明を省略する。

本実施形態の磁極位置推定装置４０’が併用される三相ＰＷＭインバータ１０’は、単相三角波からなる搬送波と三相正弦波からなる信号波とを用いてＰＷＭ信号を得るとともに、直流電圧電源２０から直流電圧を入力し、ＰＷＭ信号に応じてスイッチ素子をオンオフすることにより、ＩＰＭＳＭ３０の三相巻線に直流電圧を三相交流電圧として出力するものである。

三相ＰＷＭインバータ１０’は、マイクロコンピュータ又はＤＳＰを中心に構成された制御部１１’と、スイッチ素子１２u+，１２u-，１２v+，１２v-，１２w+，１２w-からなるスイッチ部１２とを備えている。磁極位置推定装置４０’は、電流センサとしてのシャント抵抗器４１と、制御部１１’の一機能としてソフトウェアによって実現されている演算手段４２’とを備えている。

図５は、本実施形態における単相三角波と上下アームのスイッチ状態との関係を示す波形図である。図６［１］は本実施形態における瞬時空間電圧ベクトル図、図６［２］は本実施形態におけるベクトルパターンと指令値との入力方法を示す図表である。以下、図４乃至図６に基づき説明する。なお、参考のために、図５では、三角波Ｃに、図２［２］の三角波Ｃｕ，Ｃｖ，Ｃｗを重ねて表示している。

制御部１１’は、単相の三角波Ｃからなる搬送波と三相の正弦波Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗ（図示せず）からなる信号波とを比較しつつ図６［２］に基づいてＰＷＭ信号を得るとともに、そのＰＷＭ信号に応じてスイッチ素子１２u+，…をオンオフする。このとき、図６［２］に示すように、ＰＷＭ信号を得る際に、各相ごとに、三角波Ｃの連続する三周期の期間のうち、１／３の期間で本来の指令値を三倍し、１／３の期間で変調率を１とし、１／３の期間で変調率を−１とする。これにより、ＰＷＭ信号には、三角波Ｃの１／３の周波数の高周波成分が重畳される。そのため、ＩＰＭＳＭ３０に供給される直流電流ｉdcにも高周波成分が発生する。なお、図６［２］において、指令値「１」とは変調率１すなわち常に上アームオン、指令値「−１」とは変調率−１すなわち常に下アームオンである。三角波Ｃの連続する三周期の期間のうち、１／３の期間で指令値の３倍の値を入力する理由は、高周波成分を重畳させるためにその前後の２／３の期間で「１」＋「−１」＝０すなわち変調率が実質的に０になるから、元の電圧指令通りの電圧を平均値として加えるためである。

このとき、演算手段４２’は次のように動作する。三角波Ｃの連続する三周期のうち、最初の周期を周期Ｔ₁、次の周期を周期Ｔ₂、最後の周期を周期Ｔ₃とする。そして、ｕ相について、周期Ｔ₁の山及び周期Ｔ₂の谷の時点で測定した直流電流をｉu-，ｉu+とし、これらの差を高調波成分Ｉｕとする。同様に、ｖ相について、周期Ｔ₂の山及び周期Ｔ₃の谷の時点で測定した直流電流をｉv-，ｉv+とし、これらの差を高調波成分Ｉｖとする。同様に、ｗ相について、周期Ｔ₃の山及び周期Ｔ₁の谷の時点で測定した直流電流をｉw-，ｉw+とし、これらの差を高調波成分Ｉｗとする。最後に、磁極位置θを前述の式<A>によって求める。

ＰＷＭ発生用の搬送波を単相の三角波Ｃにし、図６［２］に基づいてスイッチ素子１２u+，…をオンオフすることにより、高周波成分が発生する。本実施形態では、三角波Ｃの山と谷で直流電流ｉdcを測定し、三角波Ｃの三周期Ｔ₁〜Ｔ₃で得られる六点の電流情報ｉu-，ｉu+，ｉv-，ｉv+，ｉw-，ｉw+に基づき計算により磁極位置θを求める。この方法は、突極性に基づいているので、低速時及び停止時に使用可能である。また、上式<A>は、測定値のみからなるので、パラメータ誤差の影響を受けない。

本実施形態では、通常のＰＷＭで用いられている単相三角波比較方式を用い、ベクトルパターンに応じて指令値を与えることにより、第一実施形態の三相三角波と同じベクトルパターンを生成する。本実施形態によれば、従来技術に対して、特別なハードウェアの追加やＰＷＭ発生回路の変更無しに、ＩＰＭＳＭのセンサレス制御が可能となる。

一般に、三角波変調方式ＰＷＭ制御では、三相の電圧指令値と単相三角波とを比較してベクトルパターンを生成している。この場合、各相に含まれる搬送波周波数成分は同相となるため、搬送波周波数成分は流れない。そこで、第一実施形態では、図２［２］に示すように、１２０°の位相差を持たせた三相三角波と三相の電圧指令値とを比較する三相三角波比較方式を採用することにより、インバータ出力端子間の電圧にそれぞれ１２０°の位相を持つ高調波成分が含まれることになる。そのため、これを用いることによりインダクタンスの測定が可能となるので、磁極位置推定も可能となる。

しかし、実機において三相三角波比較方式を用いるためには、従来技術に対してＰＷＭ生成のアルゴリズムの複雑化又はＰＷＭ生成回路の変更が必要である。そこで、本実施形態では、通常のＰＷＭ手法である単相三角波比較方式を利用し、ベクトルパターンに応じて図６［２］の指令値を与えることにより、三相三角波比較方式と同等のベクトルパターン（図５及び図６［１］）を生成することができる。

次に、本発明に係る磁極位置推定方法（第一実施形態）のシミュレーション結果を、実施例１として説明する。

下記表１に、シミュレーションに用いたＩＰＭＳＭの諸定数を示す。

表１．ＩＰＭＳＭの諸定数
定格電力［ｋＷ］ １．５
定格電圧［Ｖ］ １８０
定格電流［Ａ］ ６．１
定格周波数［Ｈｚ］ ９０
定格速度［ｒｐｍ］ １８００
磁極数 ６
電機子巻線抵抗［Ω］ １．５６６
ｄ軸インダクタンス［ｍＨ］ ９．７７
ｑ軸インダクタンス［ｍＨ］ ２２．４

図７乃至図１０に、シミュレーションにより磁極位置を推定した結果を示す。下記表２に、シミュレーションに用いた条件を示す。図７乃至図１０では、それぞれ指令電圧の周波数を５Ｈｚ，０．１Ｈｚとし、無負荷運転時及び定格負荷運転時における実位置及び推定位置を比較して示す。なお、指令電圧はＶ／ｆ一定としている。

表２．シミュレーション条件
図７……周波数5.0Ｈｚ 無負荷運転 ［１］実位置 ［２］推定位置
図８……周波数0.1Ｈｚ 無負荷運転 ［１］実位置 ［２］推定位置
図９……周波数5.0Ｈｚ 定格負荷運転 ［１］実位置 ［２］推定位置
図１０…周波数0.1Ｈｚ 定格負荷運転 ［１］実位置 ［２］推定位置

図７及び図８に示す無負荷運転時では、多少の推定誤差があるが、正しく磁極位置を推定できていることが確認できる。また、図９及び図１０に示す定格負荷運転時では、無負荷運転時と同じように正しく磁極位置を推定できていることが確認できる。

以上のように、本実施例によれば、三相三角波からなる搬送波を用い、磁極位置センサ及び電動機側の電流センサを使用することなく、インバータへ供給される直流電流のみを測定することにより、ＩＰＭＳＭの磁極位置を正しく推定できる。

次に、本発明に係る磁極位置推定方法（第二実施形態）の実機実験結果を、実施例２として説明する。

図１１は、指令電圧をＶ／ｆ一定制御により印加し、第二実施形態で述べた方法を用いて得られた、ｕ，ｖ，ｗそれぞれのスイッチ状態の波形である。第二実施形態で述べた方法とは、単相三角波比較方式を用い、ベクトルパターンに応じて指令値を与える、三相三角波比較ＰＷＭ信号生成方法である。実験の結果、モータも正常に動作し、図５及び図６［１］に示したベクトルパターンを生成することが確認できた。

本発明に係る磁極位置推定装置の第一実施形態を示すブロック図である。 図２［１］はα−β座標系における磁極位置θを示すグラフであり、図２［２］は第一実施形態における三相三角波と直流電流の測定タイミングとを示す波形図である。 第一実施形態における搬送波、信号波、相電圧及び線間電圧の一例を示す波形図である。 本発明に係る磁極位置推定装置の第二実施形態を示すブロック図である。 第二実施形態における単相三角波と上下アームのスイッチ状態との関係を示す波形図である。 図６［１］は第二実施形態における瞬時空間電圧ベクトル図、図６［２］は第二実施形態におけるベクトルパターンと指令値との入力方法を示す図表である。 実施例１における周波数５Ｈｚ無負荷運転時のシミュレーション結果を示すグラフであり、図７［１］は実位置、図７［２］は推定位置である。 実施例１における周波数０．１Ｈｚ無負荷運転時のシミュレーション結果を示すグラフであり、図８［１］は実位置、図８［２］は推定位置である。 実施例１における周波数５Ｈｚ定格負荷運転時のシミュレーション結果を示すグラフであり、図９［１］は実位置、図９［２］は推定位置である。 実施例１における周波数０．１Ｈｚ定格負荷運転時のシミュレーション結果を示すグラフであり、図１０［１］は実位置、図１０［２］は推定位置である。 実施例２における実機実験結果を示す波形図である。

符号の説明

１０，１０’ 三相ＰＷＭインバータ
１１，１１’ 制御部
１２ スイッチ部
１２u+，１２u-，１２v+，１２v-，１２w+，１２w- スイッチ素子
２０ 直流電圧電源
２１ 商用交流電源
２２ 整流回路
２３ 平滑コンデンサ
３０ ＩＰＭＳＭ
３１ｕ ｕ相
３１ｖ ｖ相
３１ｗ ｗ相
３２ 回転子
４０，４０’ 磁極位置推定装置
４１ シャント抵抗器（電流センサ）
４２，４２’ 演算手段
θ 磁極位置

Claims (19)

1. 三相の三角波からなる搬送波を用いてＰＷＭ信号を得るとともに、直流電圧電源から直流電圧を入力し、前記ＰＷＭ信号に応じてスイッチ素子をオンオフすることにより、突極性を有する電動機の三相巻線に前記直流電圧を三相交流電圧として出力する三相ＰＷＭインバータに併用され、前記電動機の磁極の位置を推定する方法であって、
   前記三相ＰＷＭインバータが前記三相巻線に前記直流電圧を前記三相交流電圧として出力している時に、
   前記三相巻線の各相ごとに、前記三角波の山及び谷の時点で前記直流電圧を入力する際の直流電流を、前記直流電圧電源と前記三相ＰＷＭインバータとの間に設けられた電流センサを介して測定し、これらの測定値の差を高調波成分とし、
   これらの各相ごとの高調波成分に基づき前記電動機の磁極位置を推定する、
   ことを特徴とする電動機の磁極位置推定方法。
2. 前記三相巻線をｕ相、ｖ相、ｗ相としたとき、
   前記ｕ相について、当該ｕ相に対応する前記三角波の山及び谷の時点で測定した前記直流電流をｉu-，ｉu+とし、これらの差を高調波成分Ｉｕとし、
   前記ｖ相について、当該ｖ相に対応する前記三角波の山及び谷の時点で測定した前記直流電流をｉv-，ｉv+とし、これらの差を高調波成分Ｉｖとし、
   前記ｗ相について、当該ｗ相に対応する前記三角波の山及び谷の時点で測定した前記直流電流をｉw-，ｉw+とし、これらの差を高調波成分Ｉｗとし、
   前記Ｉｕ、前記Ｉｖ及び前記Ｉｗを所定の演算式に代入して磁極位置θを求める、
   請求項１記載の電動機の磁極位置推定方法。
3. 単相の三角波からなる搬送波を用いてＰＷＭ信号を得るとともに、直流電圧電源から直流電圧を入力し、前記ＰＷＭ信号に応じてスイッチ素子をオンオフすることにより、突極性を有する電動機の三相巻線に前記直流電圧を三相交流電圧として出力する三相ＰＷＭインバータに併用され、前記電動機の磁極の位置を推定する方法であって、
   前記ＰＷＭ信号を得る際に、前記三相巻線の各相ごとに、前記搬送波の連続する三周期の期間のうち、１／３の期間で本来の指令値を三倍し、１／３の期間で変調率を１とし、１／３の期間で変調率を−１とする機能を有する前記三相ＰＷＭインバータに併用され、
   前記三周期の各周期ごとに、前記三角波の山及び谷の時点で前記直流電圧を入力する際の直流電流を測定し、これらの測定値の差を高調波成分とし、
   これらの各周期ごとの高調波成分に基づき前記電動機の磁極位置を推定する、
   ことを特徴とする電動機の磁極位置推定方法。
4. 前記三相巻線をｕ相、ｖ相、ｗ相とし、
   前記三周期のうち、最初の周期を第一周期、次の周期を第二周期、最後の周期を第三周期としたとき、
   前記ｕ相について、前記第一周期の山及び前記第二周期の谷の時点で測定した前記直流電流をｉu-，ｉu+とし、これらの差を高調波成分Ｉｕとし、
   前記ｖ相について、前記第二周期の山及び前記第三周期の谷の時点で測定した前記直流電流をｉv-，ｉv+とし、これらの差を高調波成分Ｉｖとし、
   前記ｗ相について、前記第三周期の山及び前記第一周期の谷の時点で測定した前記直流電流をｉw-，ｉw+とし、これらの差を高調波成分Ｉｗとし、
   前記Ｉｕ、前記Ｉｖ及び前記Ｉｗを所定の演算式に代入して磁極位置θを求める、
   請求項３記載の電動機の磁極位置推定方法。
5. 前記所定の演算式が次式<A>である、
   θ＝（１／２）tan^-1［｛Ｉｕ−（１／２）（Ｉｖ＋Ｉｗ）｝／｛（√３／２）（Ｉｖ−Ｉｗ）｝］ ・・・<A>
   請求項２又は４記載の電動機の磁極位置推定方法。
6. 前記三角波の山及び谷の時点とは、当該三角波の周期をＴとすると、当該山及び谷を中心とするＴ／６の範囲内のいずれかの時である、
   請求項１又は２記載の電動機の磁極位置推定方法。
7. 前記三角波の山及び谷の時点とは、当該三角波の周期をＴとすると、当該山及び谷を中心とするＴ／２の範囲内のいずれかの時である、
   請求項３又は４記載の電動機の磁極位置推定方法。
8. 前記三角波に代えて鋸歯状波とした、
   請求項１乃至７のいずれかに記載の電動機の磁極位置推定方法。
9. 前記電動機が埋め込み型永久磁石同期電動機である、
   請求項１乃至８のいずれかに記載の電動機の磁極位置推定方法。
10. 三相の三角波からなる搬送波を用いてＰＷＭ信号を得るとともに、直流電圧電源から直流電圧を入力し、前記ＰＷＭ信号に応じてスイッチ素子をオンオフすることにより、突極性を有する電動機の三相巻線に前記直流電圧を三相交流電圧として出力する三相ＰＷＭインバータに併用され、前記電動機の磁極の位置を推定する装置であって、
    前記直流電圧電源と前記三相ＰＷＭインバータとの間に設けられ、前記直流電圧を入力する際の直流電流を測定する電流センサと、
    前記三相ＰＷＭインバータが前記三相巻線に前記直流電圧を前記三相交流電圧として出力している時に、前記三相巻線の各相ごとに、前記三角波の山及び谷の時点で前記電流センサを介して前記直流電流を測定し、これらの測定値の差を高調波成分とし、これらの各相ごとの高調波成分に基づき前記電動機の磁極位置を推定する演算手段と、
    を備えたことを特徴とする電動機の磁極位置推定装置。
11. 前記演算手段は、
    前記三相巻線をｕ相、ｖ相、ｗ相としたとき、
    前記ｕ相について、当該ｕ相に対応する前記三角波の山及び谷の時点で測定した前記直流電流をｉu-，ｉu+とし、これらの差を高調波成分Ｉｕとし、
    前記ｖ相について、当該ｖ相に対応する前記三角波の山及び谷の時点で測定した前記直流電流をｉv-，ｉv+とし、これらの差を高調波成分Ｉｖとし、
    前記ｗ相について、当該ｗ相に対応する前記三角波の山及び谷の時点で測定した前記直流電流をｉw-，ｉw+とし、これらの差を高調波成分Ｉｗとし、
    前記Ｉｕ、前記Ｉｖ及び前記Ｉｗを所定の演算式に代入して磁極位置θを求める、
    請求項１０記載の電動機の磁極位置推定装置。
12. 単相の三角波からなる搬送波を用いてＰＷＭ信号を得るとともに、直流電圧電源から直流電圧を入力し、前記ＰＷＭ信号に応じてスイッチ素子をオンオフすることにより、突極性を有する電動機の三相巻線に前記直流電圧を三相交流電圧として出力する三相ＰＷＭインバータに併用され、前記電動機の磁極の位置を推定する装置であって、
    前記ＰＷＭ信号を得る際に、前記三相巻線の各相ごとに、前記搬送波の連続する三周期の期間のうち、１／３の期間で本来の指令値を三倍し、１／３の期間で変調率を１とし、１／３の期間で変調率を−１とする機能を有する前記三相ＰＷＭインバータに併用され、
    前記直流電圧を入力する際の直流電流を測定する電流センサと、
    前記三周期の各周期ごとに、前記三角波の山及び谷の時点で前記電流センサを介して前記直流電流を測定し、これらの測定値の差を高調波成分とし、これらの各周期ごとの高調波成分に基づき前記電動機の磁極位置を推定する演算手段と、
    を備えたことを特徴とする電動機の磁極位置推定装置。
13. 前記演算手段は、
    前記三相巻線をｕ相、ｖ相、ｗ相とし、
    前記三周期のうち、最初の周期を第一周期、次の周期を第二周期、最後の周期を第三周期としたとき、
    前記ｕ相について、前記第一周期の山及び前記第二周期の谷の時点で測定した前記直流電流をｉu-，ｉu+とし、これらの差を高調波成分Ｉｕとし、
    前記ｖ相について、前記第二周期の山及び前記第三周期の谷の時点で測定した前記直流電流をｉv-，ｉv+とし、これらの差を高調波成分Ｉｖとし、
    前記ｗ相について、前記第三周期の山及び前記第一周期の谷の時点で測定した前記直流電流をｉw-，ｉw+とし、これらの差を高調波成分Ｉｗとし、
    前記Ｉｕ、前記Ｉｖ及び前記Ｉｗを所定の演算式に代入して磁極位置θを求める、
    請求項１２記載の電動機の磁極位置推定装置。
14. 前記所定の演算式が次式<A>である、
    θ＝（１／２）tan^-1［｛Ｉｕ−（１／２）（Ｉｖ＋Ｉｗ）｝／｛（√３／２）（Ｉｖ−Ｉｗ）｝］ ・・・<A>
    請求項１１又は１３記載の電動機の磁極位置推定装置。
15. 前記三角波の山及び谷の時点とは、当該三角波の周期をＴとすると、当該山及び谷を中心とするＴ／６の範囲内のいずれかの時である、
    請求項１０又は１１のいずれかに記載の電動機の磁極位置推定装置。
16. 前記三角波の山及び谷の時点とは、当該三角波の周期をＴとすると、当該山及び谷を中心とするＴ／２の範囲内のいずれかの時である、
    請求項１２又は１３記載の電動機の磁極位置推定装置。
17. 前記三角波に代えて鋸歯状波とした、
    請求項１０乃至１６のいずれかに記載の電動機の磁極位置推定装置。
18. 前記電動機が埋め込み型永久磁石同期電動機である、
    請求項１０乃至１７のいずれかに記載の電動機の磁極位置推定装置。
19. 前記電流センサがシャント抵抗器である、
    請求項１０乃至１８のいずれかに記載の電動機の磁極位置推定装置。

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