JPH0819263A - Ｐｗｍインバータの出力電流検出装置 - Google Patents
Ｐｗｍインバータの出力電流検出装置Info
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- JPH0819263A JPH0819263A JP6149245A JP14924594A JPH0819263A JP H0819263 A JPH0819263 A JP H0819263A JP 6149245 A JP6149245 A JP 6149245A JP 14924594 A JP14924594 A JP 14924594A JP H0819263 A JPH0819263 A JP H0819263A
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- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/539—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency
- H02M7/5395—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency by pulse-width modulation
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 １つの電流センサによる直流側の電流検出に
より３相交流電流を検出する。 【構成】 ＰＷＭインバータの主回路１１の直流側の電
流を電流センサ１２で検出し、ＰＷＭ波形にしたがった
主回路の各相アームのスイッチング直前と直後の検出電
流をサンプルホールド回路１３、１４によって順次サン
プリング・記憶し、引き算回路１６によって両サンプリ
ング値の引き算を順次行ってスイッチング前後の直流電
流の変化分を求める。この変化分は、各相別の出力電流
の情報を含んだ形で変化し、これを分配演算回路１７に
よって各相別に分配して相別の検出電流を得る。タイミ
ング制御回路１５は、ＰＷＭ波形からサンプリングタイ
ミングと相別の分配のためのタイミング信号を得る。
より３相交流電流を検出する。 【構成】 ＰＷＭインバータの主回路１１の直流側の電
流を電流センサ１２で検出し、ＰＷＭ波形にしたがった
主回路の各相アームのスイッチング直前と直後の検出電
流をサンプルホールド回路１３、１４によって順次サン
プリング・記憶し、引き算回路１６によって両サンプリ
ング値の引き算を順次行ってスイッチング前後の直流電
流の変化分を求める。この変化分は、各相別の出力電流
の情報を含んだ形で変化し、これを分配演算回路１７に
よって各相別に分配して相別の検出電流を得る。タイミ
ング制御回路１５は、ＰＷＭ波形からサンプリングタイ
ミングと相別の分配のためのタイミング信号を得る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ＰＷＭインバータの出
力電流検出装置に関する。
力電流検出装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＰＷＭインバータは、図５に例示するよ
うな電圧形三相インバータ主回路の制御信号として、図
６に示すように、各相正弦波信号Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃと三
角波（搬送波）信号Ｃとのレベル比較によりＰＷＭ波形
ｅa，ｅb，ｅcを生成し、このＰＷＭ波形により主回路
の各スイッチ素子をスイッチング制御することにより、
高調波成分を抑制した正弦波出力を得る。Ｖａｂは線間
電圧、Ｖａｎは相電圧を示す。
うな電圧形三相インバータ主回路の制御信号として、図
６に示すように、各相正弦波信号Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃと三
角波（搬送波）信号Ｃとのレベル比較によりＰＷＭ波形
ｅa，ｅb，ｅcを生成し、このＰＷＭ波形により主回路
の各スイッチ素子をスイッチング制御することにより、
高調波成分を抑制した正弦波出力を得る。Ｖａｂは線間
電圧、Ｖａｎは相電圧を示す。
【０００３】ＰＷＭインバータから誘導電動機ＩＭなど
の負荷に供給する出力電流及び位相制御には、正弦波レ
ベル及び位相を制御する。このための電流検出には、ベ
クトル制御では主回路と負荷をつなぐ点Ｐ1〜Ｐ3での出
力電流をホールＣＴ等を使って３相分（又は２相分）だ
け検出する。
の負荷に供給する出力電流及び位相制御には、正弦波レ
ベル及び位相を制御する。このための電流検出には、ベ
クトル制御では主回路と負荷をつなぐ点Ｐ1〜Ｐ3での出
力電流をホールＣＴ等を使って３相分（又は２相分）だ
け検出する。
【０００４】また、汎用インバータなどのオープンルー
プ制御インバータにおいても、デッドタイム補償、安定
性の改善、オートトルクブースト制御、電流制御、パラ
メータのオートチューニング等の高性能化のために３相
出力に電流センサを設けて出力電流を測定する。
プ制御インバータにおいても、デッドタイム補償、安定
性の改善、オートトルクブースト制御、電流制御、パラ
メータのオートチューニング等の高性能化のために３相
出力に電流センサを設けて出力電流を測定する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】ＰＷＭインバータの電
流検出方式として、その交流出力側に電流センサを設け
る方式では、通常では２又は３個のセンサが必要とな
る。
流検出方式として、その交流出力側に電流センサを設け
る方式では、通常では２又は３個のセンサが必要とな
る。
【０００６】しかし、汎用インバータのように低コスト
を目的とするものは、電流センサ個数を減らすことが要
求される。
を目的とするものは、電流センサ個数を減らすことが要
求される。
【０００７】この要求から、ＰＷＭインバータの直流側
（図５の点Ｐ4）に１つの電流センサを設け、この直流
電流から出力電流を求める方式がある。
（図５の点Ｐ4）に１つの電流センサを設け、この直流
電流から出力電流を求める方式がある。
【０００８】しかし、この方式では、ＰＷＭインバータ
の直流電圧Ｅがほぼ一定となることから、検出直流電流
の平均値はほぼインバータ出力周波数に比例して変化す
ることになる。
の直流電圧Ｅがほぼ一定となることから、検出直流電流
の平均値はほぼインバータ出力周波数に比例して変化す
ることになる。
【０００９】図７は、インバータの運転周波数と出力電
圧の関係を示し、定トルク範囲では電力ＶＡは、
圧の関係を示し、定トルク範囲では電力ＶＡは、
【００１０】
【数１】
【００１１】ＶAC：出力線間電圧、 ＩAC：出力電流、 Ｅ：直流電圧、 Ｉd：直流電流 となるため、周波数の変化に比例して電力ＶＡも変化
し、直流側での電力ＶＡとの関係から出力電流Ｉdがほ
ぼ周波数に比例して変化する。
し、直流側での電力ＶＡとの関係から出力電流Ｉdがほ
ぼ周波数に比例して変化する。
【００１２】このような関係から、低周波での直流電流
平均値は小さくなり、電流検出精度が悪化する。そのた
め、前記のような高性能化には直流電流の検出では実現
が難しくなる。
平均値は小さくなり、電流検出精度が悪化する。そのた
め、前記のような高性能化には直流電流の検出では実現
が難しくなる。
【００１３】本発明の目的は、１つの電流センサによる
直流側の電流検出により３相交流電流を検出する電流検
出装置を提供することにある。
直流側の電流検出により３相交流電流を検出する電流検
出装置を提供することにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】本発明は、前記課題の解
決を図るため、ＰＷＭインバータの主回路の直流側の電
流を検出する１つの電流センサと、前記主回路の各相ス
イッチング素子のスイッチング直前と直後の前記電流セ
ンサの検出電流からその変化分を求める電流変化分演算
手段と、前記各相スイッチング素子のスイッチングタイ
ミングに応じて前記検出電流の変化分を各相別に分配し
て相別の検出電流を得る分配演算手段とを備えたことを
特徴とする。
決を図るため、ＰＷＭインバータの主回路の直流側の電
流を検出する１つの電流センサと、前記主回路の各相ス
イッチング素子のスイッチング直前と直後の前記電流セ
ンサの検出電流からその変化分を求める電流変化分演算
手段と、前記各相スイッチング素子のスイッチングタイ
ミングに応じて前記検出電流の変化分を各相別に分配し
て相別の検出電流を得る分配演算手段とを備えたことを
特徴とする。
【００１５】
【作用】図１は、ＰＷＭインバータの１相分の上下アー
ム構成を示す。この構成において、搬送波（三角波）の
周波数が十分に高く（例えば１０〜１５ＫＨZ）、負荷
としてインダクタンスを含む誘導性負荷に出力電流ｉを
供給するとき、基本波周期では電流ｉがほぼ正弦波にな
るが、上下アームＴ+，Ｔ-の短い周期（高周波）のスイ
ッチング期間には電流ｉがほぼ一定と見做すことができ
る。
ム構成を示す。この構成において、搬送波（三角波）の
周波数が十分に高く（例えば１０〜１５ＫＨZ）、負荷
としてインダクタンスを含む誘導性負荷に出力電流ｉを
供給するとき、基本波周期では電流ｉがほぼ正弦波にな
るが、上下アームＴ+，Ｔ-の短い周期（高周波）のスイ
ッチング期間には電流ｉがほぼ一定と見做すことができ
る。
【００１６】いま、出力電流ｉが負荷側に流れており
（ｉ＞０）、上側アームＴ+がオフし、下側アームＴ-に
並列のダイオードＤ-に電流ｉが還流し、主回路の直流
側の電流ｉdがある値となっているとする。
（ｉ＞０）、上側アームＴ+がオフし、下側アームＴ-に
並列のダイオードＤ-に電流ｉが還流し、主回路の直流
側の電流ｉdがある値となっているとする。
【００１７】この状態からアームＴ+がオンすると、電
流ｉはダイオードＤ-からアームＴ＋に転流する。これ
により、直流側の電流ｉｄはそれまでの値から電流ｉだ
けステップ状に増加する。この増加分は、出力電流ｉに
一致する。
流ｉはダイオードＤ-からアームＴ＋に転流する。これ
により、直流側の電流ｉｄはそれまでの値から電流ｉだ
けステップ状に増加する。この増加分は、出力電流ｉに
一致する。
【００１８】逆に、上側アームＴ+がオン状態で電流ｉ
がある値にある状態で該アームＴ+がオフ状態に変化す
ると、直流側の電流ｉdが電流ｉだけステップ状に減少
する。この減少分は、出力電流ｉに一致する。
がある値にある状態で該アームＴ+がオフ状態に変化す
ると、直流側の電流ｉdが電流ｉだけステップ状に減少
する。この減少分は、出力電流ｉに一致する。
【００１９】同様に、出力電流ｉが負荷側から下側アー
ムＴ-又は上側アームＴ+に並列のダイオードＤ+側に流
れているとき（ｉ＜０）、アームＴ-のオン／オフの変
化前後には直流側電流ｉdがステップ状に電流ｉだけ変
化する。
ムＴ-又は上側アームＴ+に並列のダイオードＤ+側に流
れているとき（ｉ＜０）、アームＴ-のオン／オフの変
化前後には直流側電流ｉdがステップ状に電流ｉだけ変
化する。
【００２０】これらの関係は、図２に示すようになる。
また、他の相のアームのスイッチングについても直流側
電流ｉdが当該相の電流ｉだけステップ状に変化するこ
とになる。
また、他の相のアームのスイッチングについても直流側
電流ｉdが当該相の電流ｉだけステップ状に変化するこ
とになる。
【００２１】以上のように、直流電流ｉdは、ＰＷＭ波
形に従ったスイッチング時に出力電流の情報を含んだ形
で変化する。このことから、本発明は、主回路の直流側
電流ｉdを検出する１つの電流センサを設け、このセン
サの検出電流から電流変化分演算手段により各相アーム
のスイッチング前後の直流側電流の変化分を求め、この
検出電流の変化分を分配演算手段により相別に分配して
各相の出力電流を求める。
形に従ったスイッチング時に出力電流の情報を含んだ形
で変化する。このことから、本発明は、主回路の直流側
電流ｉdを検出する１つの電流センサを設け、このセン
サの検出電流から電流変化分演算手段により各相アーム
のスイッチング前後の直流側電流の変化分を求め、この
検出電流の変化分を分配演算手段により相別に分配して
各相の出力電流を求める。
【００２２】
【実施例】図３は、本発明の一実施例を示す電流検出回
路図である。
路図である。
【００２３】ＰＷＭインバータの主回路１１の直流側に
は１つの電流センサ１２が設けられ、直流電源Ｅから主
回路に流れる電流ｉdを検出する。
は１つの電流センサ１２が設けられ、直流電源Ｅから主
回路に流れる電流ｉdを検出する。
【００２４】一対のサンプルホールド回路１３、１４
は、ＰＷＭ波形によるスイッチングパターンに応じて交
互にサンプリング制御され、電流センサ１２からの検出
電流ｉdのサンプリングと一時記憶をする。このときの
サンプリング制御は、主回路１１の各相アームＴａ+，
Ｔａ-，Ｔｂ+，Ｔｂ-，Ｔｃ+，Ｔｃ-のスイッチングパ
ターンに応じてタイミング制御回路１５による制御がな
される。
は、ＰＷＭ波形によるスイッチングパターンに応じて交
互にサンプリング制御され、電流センサ１２からの検出
電流ｉdのサンプリングと一時記憶をする。このときの
サンプリング制御は、主回路１１の各相アームＴａ+，
Ｔａ-，Ｔｂ+，Ｔｂ-，Ｔｃ+，Ｔｃ-のスイッチングパ
ターンに応じてタイミング制御回路１５による制御がな
される。
【００２５】これにより、サンプルホールド回路１３、
１４は、一方が各相アームのスイッチング直前の電流ｉ
dをサンプリングするときに他方がスイッチング直後の
電流ｉdをサンプリングする。
１４は、一方が各相アームのスイッチング直前の電流ｉ
dをサンプリングするときに他方がスイッチング直後の
電流ｉdをサンプリングする。
【００２６】タイミング制御回路１５は、主回路１１の
各相アームのオン／オフを制御するＰＷＭ波形の信号か
ら各相アームのスイッチングタイミング信号を得、この
信号に基づいてサンプルホールド回路１３、１４のサン
プリングタイミング信号を得る。
各相アームのオン／オフを制御するＰＷＭ波形の信号か
ら各相アームのスイッチングタイミング信号を得、この
信号に基づいてサンプルホールド回路１３、１４のサン
プリングタイミング信号を得る。
【００２７】引き算回路１６は、サンプルホールド回路
１３、１４でサンプリングした電流ｉd1，ｉd2の差Δｉ
dを求める。
１３、１４でサンプリングした電流ｉd1，ｉd2の差Δｉ
dを求める。
【００２８】分配演算回路１７は、電流差信号Δｉdを
各相別に分配し、各相別の電流検出信号ｉa＊，ｉb＊，
ｉc＊を得る。この信号分配にはタイミング制御回路１
５からの各相別のタイミング信号を使用する。
各相別に分配し、各相別の電流検出信号ｉa＊，ｉb＊，
ｉc＊を得る。この信号分配にはタイミング制御回路１
５からの各相別のタイミング信号を使用する。
【００２９】本実施例の動作を図４を参照して以下に詳
細に説明する。
細に説明する。
【００３０】ＰＷＭインバータの主回路１１の各相ａ，
ｂ，ｃの各アームがＰＷＭ波形にしたがって図４のタイ
ミングでオン／オフ制御されるとき、このオン／オフ制
御期間が短い三角波周期で変調したＰＷＭ制御になるこ
とから、図４に示すように、いずれも出力電流ｉａ，ｉ
ｂ，ｉｃが一定と見做すことができる。
ｂ，ｃの各アームがＰＷＭ波形にしたがって図４のタイ
ミングでオン／オフ制御されるとき、このオン／オフ制
御期間が短い三角波周期で変調したＰＷＭ制御になるこ
とから、図４に示すように、いずれも出力電流ｉａ，ｉ
ｂ，ｉｃが一定と見做すことができる。
【００３１】（１）オフモード期間…時刻ｔ0の状態か
ら時刻ｔ1、ｔ2、ｔ3でアームのオン／オフ状態の切換
制御がなされる。このうち、時刻ｔ0〜ｔ1までは電流ｉ
ａ，ｉｂ，ｉｃの正負状態からアームＴａ+、Ｔｂ+及び
ダイオードＤｃ+がオンしており、直流側の電流ｉd（＝
ｉa＋ｉb＋ｉc）＝０となっている。
ら時刻ｔ1、ｔ2、ｔ3でアームのオン／オフ状態の切換
制御がなされる。このうち、時刻ｔ0〜ｔ1までは電流ｉ
ａ，ｉｂ，ｉｃの正負状態からアームＴａ+、Ｔｂ+及び
ダイオードＤｃ+がオンしており、直流側の電流ｉd（＝
ｉa＋ｉb＋ｉc）＝０となっている。
【００３２】つぎに、時刻ｔ1でアームＴｃ+のオン指令
がなくなってアームＴｃ-にオン指令が入ると、アーム
Ｔａ+，Ｔｂ+，Ｔｃ-がオンし、電流ｉd＝ｉa＋ｉb＝−
ｉcとなり、電流ｉdはステップ状に電流ｉcだけ変化す
る。
がなくなってアームＴｃ-にオン指令が入ると、アーム
Ｔａ+，Ｔｂ+，Ｔｃ-がオンし、電流ｉd＝ｉa＋ｉb＝−
ｉcとなり、電流ｉdはステップ状に電流ｉcだけ変化す
る。
【００３３】次いで、時刻ｔ2でアームＴｂ+のオン指令
もなくなってアームＴｂ-がオンすると、アームＴａ+，
Ｔｃ-及びダイオードＤｂ-がオンし、直流電流ｉd＝ｉa
＝−ｉb−ｉcとなり、電流ｉb分だけステップ状に変化
する。
もなくなってアームＴｂ-がオンすると、アームＴａ+，
Ｔｃ-及びダイオードＤｂ-がオンし、直流電流ｉd＝ｉa
＝−ｉb−ｉcとなり、電流ｉb分だけステップ状に変化
する。
【００３４】さらに、時刻ｔ3でアームＴａ+のオン指令
がなくなってアームＴａ-にオン指令が入ると、アーム
Ｔｃ-及びダイオードＤａ-，Ｄｂ-がオンし、直流電流
ｉd＝ｉa＋ｉb＋ｉc＝０となり、電流ｉa分だけステッ
プ状に変化する。
がなくなってアームＴａ-にオン指令が入ると、アーム
Ｔｃ-及びダイオードＤａ-，Ｄｂ-がオンし、直流電流
ｉd＝ｉa＋ｉb＋ｉc＝０となり、電流ｉa分だけステッ
プ状に変化する。
【００３５】（２）オンモード期間…時刻ｔ4〜ｔ6でア
ームのオン／オフ状態の切換制御がなされ、直流電流ｉ
dは各切換タイミングで電流ｉa，ｉb，ｉcに相当する電
流分だけステップ状に変化する。
ームのオン／オフ状態の切換制御がなされ、直流電流ｉ
dは各切換タイミングで電流ｉa，ｉb，ｉcに相当する電
流分だけステップ状に変化する。
【００３６】以上のことから、本実施例では、期間ｔ0
〜ｔ1の直流電流ｉdをサンプルホールド回路１３でサン
プリングしておき、期間ｔ1〜ｔ2の直流電流ｉdをサン
プルホールド回路１４でサンプリングし、このとき引き
算回路１６には電流ｉcに相当する検出電流Δｉdを得
る。そして、この電流を分配演算回路１７によってｃ相
の検出電流ｉc＊として分配する。
〜ｔ1の直流電流ｉdをサンプルホールド回路１３でサン
プリングしておき、期間ｔ1〜ｔ2の直流電流ｉdをサン
プルホールド回路１４でサンプリングし、このとき引き
算回路１６には電流ｉcに相当する検出電流Δｉdを得
る。そして、この電流を分配演算回路１７によってｃ相
の検出電流ｉc＊として分配する。
【００３７】続けて、期間ｔ2〜ｔ3ではサンプルホール
ド回路１３に直流電流ｉdをサンプリングし、サンプル
ホールド回路１４に記憶する期間ｔ1〜ｔ2での電流ｉd
との差を引き算回路１６で引き算することで電流ｉbに
相当する検出電流を得、これを分配演算回路１７によっ
てｂ相の検出電流ｉb＊として分配する。
ド回路１３に直流電流ｉdをサンプリングし、サンプル
ホールド回路１４に記憶する期間ｔ1〜ｔ2での電流ｉd
との差を引き算回路１６で引き算することで電流ｉbに
相当する検出電流を得、これを分配演算回路１７によっ
てｂ相の検出電流ｉb＊として分配する。
【００３８】同様に、期間ｔ3〜ｔ4にサンプルホールド
回路１４で直流電流ｉdをサンプリングし、サンプルホ
ールド回路１３に記憶する期間ｔ2〜ｔ3の電流ｉdとの
差を求めてａ相の検出電流ｉa＊として分配する。
回路１４で直流電流ｉdをサンプリングし、サンプルホ
ールド回路１３に記憶する期間ｔ2〜ｔ3の電流ｉdとの
差を求めてａ相の検出電流ｉa＊として分配する。
【００３９】時刻ｔ4〜ｔ6になるオンモードでのサンプ
リングと引き算と各相への分配も同様になる。
リングと引き算と各相への分配も同様になる。
【００４０】ここで、図４の直流電流波形とＰＷＭスイ
ッチングパターンの関係は以下のようになる。
ッチングパターンの関係は以下のようになる。
【００４１】（Ａ）ＰＷＭスイッチングパターンにおい
て、オンからオフ、又はオフからオンへと変化したとき
の直流電流ｉdの変化は、スイッチングされた相に相当
する出力電流に対応している。
て、オンからオフ、又はオフからオンへと変化したとき
の直流電流ｉdの変化は、スイッチングされた相に相当
する出力電流に対応している。
【００４２】（Ｂ）このときの出力電流の極性は、オフ
モードのときはマイナス（負）、オンモードのときはプ
ラス（正）となる。
モードのときはマイナス（負）、オンモードのときはプ
ラス（正）となる。
【００４３】このような関係から、引き算回路１６又は
分配演算回路１７での電流の極性決定は、オフモードの
ときはマイナス、オンモードのときはプラスとすること
により出力電流を極性も含めて求めることができる。し
かも、この検出電流はインバータの運転周波数による影
響はない。
分配演算回路１７での電流の極性決定は、オフモードの
ときはマイナス、オンモードのときはプラスとすること
により出力電流を極性も含めて求めることができる。し
かも、この検出電流はインバータの運転周波数による影
響はない。
【００４４】なお、実施例において、要素１３〜１７か
らなる電流検出回路での信号処理は、マイクロコンピュ
ータ等によるディジタル的な処理に置換することができ
る。この場合、電流センサ１２からの検出電流ｉdをＡ
／Ｄ変換回路によってディジタル信号に変換し、この信
号をハードウエア又はソフトウエア処理して各相別の検
出電流を得る。
らなる電流検出回路での信号処理は、マイクロコンピュ
ータ等によるディジタル的な処理に置換することができ
る。この場合、電流センサ１２からの検出電流ｉdをＡ
／Ｄ変換回路によってディジタル信号に変換し、この信
号をハードウエア又はソフトウエア処理して各相別の検
出電流を得る。
【００４５】
【発明の効果】以上のとおり、本発明によれば、ＰＷＭ
インバータの主回路の直流電流は、ＰＷＭ波形に従った
スイッチング時に出力電流の情報を含んだ形で変化する
ことに着目し、主回路の直流側電流を検出する１つの電
流センサを設け、このセンサの検出電流から電流変化分
演算手段により各相アームのスイッチング前後の直流側
電流の変化分を求め、この検出電流の変化分を分配演算
手段により相別に分配して各相の出力電流を求めるよう
にしたため、主回路の直流側に設けた１つの電流センサ
で３相の出力電流を検出できる効果がある。
インバータの主回路の直流電流は、ＰＷＭ波形に従った
スイッチング時に出力電流の情報を含んだ形で変化する
ことに着目し、主回路の直流側電流を検出する１つの電
流センサを設け、このセンサの検出電流から電流変化分
演算手段により各相アームのスイッチング前後の直流側
電流の変化分を求め、この検出電流の変化分を分配演算
手段により相別に分配して各相の出力電流を求めるよう
にしたため、主回路の直流側に設けた１つの電流センサ
で３相の出力電流を検出できる効果がある。
【図１】ＰＷＭインバータの主回路の１相分回路図。
【図２】図１における直流側の電流変化を示す図。
【図３】本発明の一実施例を示す電流検出回路図。
【図４】実施例のタイムチャート。
【図５】電圧形インバータの主回路図。
【図６】三相ＰＷＭインバータの波形図。
【図７】インバータの運転周波数−電圧特性図。
１１…主回路 １２…電流センサ １３、１４…サンプルホールド回路 １５…タイミング制御回路 １６…引き算回路 １７…分配演算回路
Claims (1)
- 【請求項１】 ＰＷＭインバータの主回路の直流側の電
流を検出する１つの電流センサと、前記主回路の各相ス
イッチング素子のスイッチング直前と直後の前記電流セ
ンサの検出電流からその変化分を求める電流変化分演算
手段と、前記各相スイッチング素子のスイッチングタイ
ミングに応じて前記検出電流の変化分を各相別に分配し
て相別の検出電流を得る分配演算手段とを備えたことを
特徴とするＰＷＭインバータの出力電流検出装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6149245A JPH0819263A (ja) | 1994-06-30 | 1994-06-30 | Ｐｗｍインバータの出力電流検出装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6149245A JPH0819263A (ja) | 1994-06-30 | 1994-06-30 | Ｐｗｍインバータの出力電流検出装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0819263A true JPH0819263A (ja) | 1996-01-19 |
Family
ID=15471055
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6149245A Pending JPH0819263A (ja) | 1994-06-30 | 1994-06-30 | Ｐｗｍインバータの出力電流検出装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0819263A (ja) |
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