KR101368707B1 - 다상 전기 시스템에서의 전류 측정 방법 및 장치 - Google Patents

다상 전기 시스템에서의 전류 측정 방법 및 장치 Download PDF

Info

Publication number
KR101368707B1
KR101368707B1 KR1020097011533A KR20097011533A KR101368707B1 KR 101368707 B1 KR101368707 B1 KR 101368707B1 KR 1020097011533 A KR1020097011533 A KR 1020097011533A KR 20097011533 A KR20097011533 A KR 20097011533A KR 101368707 B1 KR101368707 B1 KR 101368707B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
current
measurement
phase
vector
minimum
Prior art date
Application number
KR1020097011533A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20090083917A (ko
Inventor
질 슈미트
스펜 핀케
요헨 쿠르피쓰
Original Assignee
로베르트 보쉬 게엠베하
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 로베르트 보쉬 게엠베하 filed Critical 로베르트 보쉬 게엠베하
Publication of KR20090083917A publication Critical patent/KR20090083917A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR101368707B1 publication Critical patent/KR101368707B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H02M7/53875—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0009—Devices or circuits for detecting current in a converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/539—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency
    • H02M7/5395—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency by pulse-width modulation

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
  • Measurement Of Current Or Voltage (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)

Abstract

본 발명은 다상 전기 시스템에서의 전류 측정 방법에 관한 것으로, 적어도 하나의 제어 가능한 스위칭 소자(4)에 의해 전력 소모 기기(5)에 소정의 전류 공급이 이루어지고, 전력 소모 기기(5)의 소정의 전류 공급을 달성하기 위해 제어 유닛은 적어도 하나의 제어 가능한 스위칭 소자(4)에 작용하는 제어 신호를 형성하고, 전류 측정, 특히 상 전류를 측정하기 위해 측정 윈도우가 제어 신호의 클록 패턴에 할당되고, 충분한 시간 변수의 측정 윈도우를 얻기 위해 클록 패턴은 시간적으로 이동되고, 최소 시간적 이동은 스위칭 소자(4)의 최소 부동 시간, 측정 증폭 회로(12)의 최소 과도 시간, 및 아날로그/디지털 변환기(11)의 최소 샘플링 시간의 총합으로 이루어진다. 또한, 클록 패턴은 상 벡터의 일시적 회전 각도 위치를 고려하여 선택될 수 있다. 또한, 상응하는 장치가 제안된다.
Figure R1020097011533
다상 전기 시스템, 스위칭 소자, 전력 소모 기기, 측정 윈도우, 클록 패턴

Description

다상 전기 시스템에서의 전류 측정 방법 및 장치{Method and apparatus for current measurement in an in particular polyphase electrical system}
본 발명은 특히 다상 전기 시스템에서 전류를 측정하는 방법에 관한 것이다.
다상 전동기에서는 종종 상 전류의 검출이 요구된다. 제어 가능한 스위칭 소자들을 구비한 개별 브리지 분기들을 구비한 제어 가능한 브리지를 이용한 전동기의 전류 공급에서, 전동기에는 소정의 방식으로 전류가 공급된다. 상 전류를 검출하기 위해, 각각의 상 라인에 저저항(분류기)이 배치된다. 따라서 상기 다상 측정 장치는 매우 복잡하다.
본 발명의 목적은, 간단하고 저렴한 전류 측정을 가능하게 하는 것으로, 특히 측정 간섭에 의해 약간의 소음만 발생하거나 또는 소음이 전혀 발생하지 않고, 약간의 모멘트 리플만 발생하거나 또는 모멘트 리플이 전혀 발생하지 않아야 한다. 또한, 경우에 따라 관련된 소자들, 예컨대 중간 회로 커패시터는 약간의 부하만 받아야 한다.
본 발명의 대상에서 기본적으로, 전류 측정은 하나의 분류기에 의해서만 이루어지고, 순차적으로 상 전류들이 측정된다. 예컨대 3상 장치에서는 2개의 상만 측정하고 제 3 상의 전류를 키르히호프(Kirchhoff) 법칙으로 계산하는 것으로 충분하다. 제어 가능한 스위칭 소자를 구비한 브리지 회로, 예컨대 DC 중간 회로를 구비한 B6-브리지가 사용되고, 전류는 공급 라인 또는 복귀 라인 내의 공통 분류기를 통해 중간 회로로부터/중간 회로로 흐르고, 상기 전류는 측정될 상 전류에 상응한다. 스위칭 소자의 제어는 본 발명에 따른 특수한 방식의 제어 신호들의 클록 패턴에 의해 이루어진다.
특히 다상 전기 시스템에서 측정 증폭기 회로와 아날로그/디지털 변환기로 전류를 측정하는 본 발명에 따른 방법 또는 장치에서, 적어도 하나의 제어 가능한 스위칭 소자에 의해 전력 소모 기기에 소정의 전류 공급이 이루어지고, 전력 소모 기기에 소정의 전류 공급을 달성하기 위해 제어 유닛은 적어도 하나의 제어 가능한 스위칭 소자에 작용하는 제어 신호들을 발생시키고, 전류 측정을 위해, 특히 상 전류 측정을 위해 제어 신호들의 클록 패턴들에 측정 윈도우들이 할당되고, 클록 패턴은 충분한 시간적 크기의 측정 윈도우를 얻기 위해 시간적으로 이동되고, 최소 시간 이동은 스위칭 소자의 최소 부동 시간(dead time), 측정 증폭기 회로의 최소 과도(transient) 시간, 및 아날로그/디지털 변환기의 최소 샘플링 시간의 합으로 이루어진다. 따라서, 최소 상 이동은 사용된 하드웨어를 고려하여 측정/계산될 수 있다. 상 이동이 최소화됨으로써, 상 이동에 의해 발생된 유휴 전류도 최소화된다. 유휴 전류는 브리지 회로의 가열을 일으킨다. 유휴 전류가 최소화됨으로써, 브리지 회로의 가열도 최소화된다. 스위칭 소자의 전술한 부동 시간은, 확실한 스위칭을 보장하기 위해 필요하다. 제어 신호에 의해 스위칭 소자가 도전 상태가 된 후에 다시 스위치 오프되면, 확실한 전류 영교차(zero-crossing)를 보장하기 위해 스위치 오프 후에 부동 시간이 대기될 수 있다. 가능한 정확한 전류 측정을 보장하기 위해, 측정 증폭기 회로의 과도 시간은 측정 신호의 가파른 에지로 인해 대기될 수 있다. 아날로그/디지털 변환기의 샘플링 시간은, 가능한 오류 없는 변환을 가능하게 하기 위해 대기되어야 한다. 바람직하게, 샘플링 시간의 종료시 전류 측정이 실시된다.
본 발명은 또한 전술한 바와 같이 다상 전기 시스템에서 전류 측정을 위한 방법 또는 장치에 관한 것으로, 상기 방법/장치에서는 제어 가능한 스위칭 소자들에 의해 전력 소모 기기의 소정의 전류 공급이 이루어지고, 전력 소모 기기의 소정의 전류 공급을 달성하기 위해, 제어 유닛은 제어 가능한 스위칭 소자에 작용하는 제어 신호를 발생시킨다. 상 전류의 전류 측정을 위해 측정 윈도우가 제어 신호의 클록 패턴에 할당되고, 충분한 시간적 크기의 측정 윈도우를 얻기 위해, 클록 패턴들이 시간적으로 이동되고, 클록 패턴은 전류 측정을 위한 상 선택을 고려하여 선택된다. 따라서, 전류 측정에 의해 발생된 전류 벡터에 대한 상 위치의 선택이 이루어진다. 측정 간섭으로 인해 각각의 제어 주기에 벡터 에러가 발생할 수 있다. 상 위치를 선택함으로써 벡터 에러는 가능한 0으로 최소화된다. 이로써, 약간의 소음이 발생하고 더 작은 모멘트 리플이 발생한다.
또한, 본 발명은 특히 전술한 바와 같이 상 벡터를 가진 다상 전기 시스템에서 전류를 측정하는 방법 또는 장치에 관한 것으로, 상기 방법/장치에서 제어 가능한 스위칭 소자에 의해 전력 소모 기기의 소정의 전류 공급이 이루어지고, 전력 소모 기기의 소정의 전류 공급을 달성하기 위해, 제어 유닛은 제어 가능한 스위칭 소자에 작용하는 제어 신호를 발생시킨다. 상 전류의 전류 측정을 위해 측정 윈도우들이 제어 신호의 클록 패턴에 할당되고, 충분한 시간적 크기의 측정 윈도우를 얻기 위해, 클록 패턴은 시간적으로 이동되고, 클록 패턴은 상 벡터의 순시 회전각 위치를 고려하여 선택된다. 이로써, 전류 벡터의 보상이 감소되므로, 유휴 전류와 모멘트 리플이 감소된다.
비대칭 펄스폭 변조시 최소의 상 이동의 전술한 계산/검출은, 관련 PWM-주기에 상 전류가 한 번만 측정되어야 하는 경우를 고려한다. 최소 상 이동에 대해, 관련 펄스폭 변조-주기(PWM-주기)에서 각각의 상 전류가 2번 내지 n번 측정되어야 하는 경우에는 다른 값이 주어진다. 그러한 경우에 전술한 총합에 항:(n - 1)·아날로그/디지털 변환기의 최소 변환 시간이 추가된다. 여기에서 n은 PWM-주기 당 상 전류의 측정 개수이다. 결과적으로 아날로그/디지털 변환기의 변환 시간이 고려되고, 변환 시간의 개수는 PWM-주기 당 측정 개수에 의존한다.
본 발명의 개선예에 따라, 제어 신호로서 펄스폭 변조 신호가 사용된다. 따라서 제어 가능한 스위칭 소자의 제어는 바람직하게 펄스폭 변조(PWM)에 의해 이루어지고, 본 발명에 따른 방법에 의해 대칭이 아니라 비대칭 PWM이 주어진다.
전력 소모 기기로서 특히 다상 비동기 전동기 또는 특히 다상 영구 자석 동기 전동기에 전류 공급되는 것이 바람직하다. 전력 소모 기기, 특히 전술한 전동기들은 바람직하게 와이 결선된다.
또한, 각각의 측정 윈도우에서 전력 소모 기기의 상 전류가 측정되는 것이 바람직하다. 따라서 개별 상 전류의 측정은 시간적으로 차례로 이루어진다.
또한, 스위칭 소자로서 전자 소자, 특히 트랜지스터, 바람직하게 전계효과 트랜지스터(Fet) 및/또는 사이리스터가 사용되면 바람직하다. 이러한 스위칭 소자들은 제어 신호가 인가되는 제어 입력부를 포함하고, 이로써 스위칭 소자의 스위칭 상태가 변경된다.
본 발명의 개선예에 따라, 전력 소모 기기의 전류 공급은 제어 거능한 브리지 회로에 의해 이루어진다. 스위칭 소자는 브리지 회로의 개별 분기에 배치되고, 특히 B-6 브리지가 사용되고, 3상 전력 소모 기기, 특히 상응하는 비동기 전동기 또는 영구 자석 동기 전동기는 와이 결선된다.
브리지 회로는 바람직하게 직류 회로, 특히 직류 중간 회로로부터 전류를 공급 받는다.
전류 측정은 바람직하게 직류 회로, 특히 직류 중간 회로 내에 있는 단 하나의 분류기에서만 이루어진다. 개별 스위칭 소자의 제어는 각각의 상 전류의 측정을 위해, 상 전류가 해당 측정 윈도우 내의 분류기를 통해 흐르도록 선택될 수 있다. 분류기에서 신호는 측정 증폭기에 의해 증폭되고 아날로그/디지털 변환기에 의해 변환되어 여러 목적에 이용된다.
특히, 전류 측정에 의해 발생된 사전 설정된 설정 벡터와의 편차가 0이 되거나 또는 가능한 작게 유지될 수 있도록 상 선택이 이루어진다. 이로써, 손실이 최소화된다.
전류 측정에 의해 야기된 전류 벡터의 상 위치는 전술한 편차를 최소화하도록 선택되는 것이 바람직하다. 상 위치와 관련해서 여러 방법들이 제공되고, 바람직하게 최소의 손실을 일으키는 상 위치가 선택되는 방법이 제공된다.
또한, 전류 측정에 의해 야기된 전류 측정 벡터가 상 벡터와 함께 회전하는 것이 바람직하다. 상 벡터의 순시 회전각 위치에 따라, 전류 측정이 실시되므로, 상 벡터 뿐만 아니라 전류 측정 벡터도 회전한다.
상 벡터는 바람직하게 모멘트를 조절하고 전계를 형성하는 벡터의 조합으로 이루어진다.
본 발명에 따른 방법은 특히 차량용 전자 조향장치에 사용되고, 전력 소모 기기은 적절하게 제어되는 전동기로서 조향을 보조한다.
도면은 본 발명의 실시예를 도시한다.
도 1은 회로도.
도 2 내지 도 23은 다이어그램.
도 1에는 직류 회로(2)에 연결된 브리지 회로(1)가 도시된다. 브리지 회로(1)는 3개의 브리지 분기들(3)을 가진 B-6브리지로 형성된다. 각각의 브리지 분기(3)는 제어 가능한 2개의 스위칭 소자들(4)을 포함한다. 3상 비동기 전동기(6)로 형성된 전력 소모 기기(5)은 브리지 회로(1)에 의해 제어된다. 도시되지 않은 제어 유닛은 정해진 클록 패턴에 따라 제어 신호를 발생시키고, 제어 신호는 스위칭 소자(4)의 제어 입력부(7)에 제공되고, 이로써 상기 스위칭 소자들은 도전 또는 차단 상태로 스위칭될 수 있다. 직류 중간 회로(8)로 형성된 직류 회로(2)에 중간 회로 커패시터(9)가 배치된다. 직류 회로(2)는 분류기(10)를 통해 브리지 회로(1)에 연결된다.
본 발명에 따른 방법에서는, 순차적으로 비동기 전동기(6)의 상 전류를 측정할 수 있는 하나의 분류기(10)만 제공된다. 바람직하게, 모두 3개의 상 전류 중 2개의 상 전류가 측정되고, 제 3 상 전류는 키르히호프 법칙으로 계산된다. 특정 스위칭 패턴, 즉 제어 가능한 스위칭 소자(4)의 특정한 제어가 필요하고, 따라서 직류 중간 회로(2)로부터/직류 중간 회로로 공급 및 복귀 라인 내의 공통 분류기(10)를 통해 흐르는 전류가 측정될 상 전류이다. 분류기(10)에 측정 증폭기 회로(12)와 아날로그/디지털 변환기(11)가 연결되고, 상기 아날로그/디지털 변환기는 분류기(10)의 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환한다. 측정 증폭기 회로(12)는 작동시 과도 시간(E)을 갖는다. 아날로그/디지털 변환기(11)는 샘플링 시간(A)을 갖고, 바람직하게 전계 효과 트랜지스터(Fet)로 형성된 스위칭 소자(4)는 부동 시간(T)을 갖는다.
도시되지 않은 제어 유닛을 이용한 스위칭 소자(4)의 제어는 도 2에 따라 이루어지지지 않는데, 그 이유는 도면에는 공지된 중앙 집중식 펄스폭 변조가 도시되기 때문이다. 즉 거기에 도시된 제어 신호는 도 2에 도시된 펄스폭 변조 주기(PWM-주기) 내에서 개별 상들(U, V, W)의 중앙 집중적 클록 패턴을 형성하기 때문이다. 이러한 제어가 실행된다면, 전력 소모 기기(5)의 상 전류는 동시성으로 인해 하나의 분류기(10)에 의해 측정될 수 없다. 따라서, 도 3에 따라 다른 클록 패턴이 선 택되는 것으로 이행되는데, 즉 스위칭 소자(4)의 스위칭 시간은 도 3에 따라 시간적으로 이동되므로, 하나의 펄스폭 변조-주기 내에 적어도 2개의 상 전류 측정이 가능하다. 2개의 측정은 측정 1 및 측정 2로 표시된다(제 1 측정, 제 2 측정). 제 1 측정의 시점에 분류기(10)를 통과한 전류는 상(U)의 전류에 상응하고, 제 2 측정의 시점에 분류기(10)를 통과한 전류는 상(W)의 역 전류에 상응한다(이는 상 전류 U와 V의 합에 상응한다). 측정은 펄스폭 변조-주기의 부분 주기(B)에 실행된다. 부분 주기(B)에 이어 부분 주기(A)가 시작되고, 부분 주기(B)와 부분 주기(A)의 총합은 펄스폭 변조 주기이다. 도 2와 도 3의 비교는 스위칭 소자(4)의 스위칭 시점의 이동을 나타낸다.
도 4에는 부분 주기(B)가 상세히 도시된다. 전계 효과 트랜지스터로 형성된 스위칭 소자(4)의 상태는 개별 상들(U, V, W)에 대해 "Hi-FET"와 "Low-FET"으로 표시된다. 제 1 측정이 실행될 수 있도록, 하드웨어적 관점들이 고려되어야 한다. 상기 하드웨어적 관점들은 스위칭 소자(4)의 부동 시간(T), 측정 증폭기 회로(12)의 과도 시간(E) 및 아날로그/디지털 변환기(11)의 샘플링 시간(A)을 의미한다. 이 3개의 시간들이 최소화되는 경우에, 즉 가능한 단축되지만, 각각의 기능이 보장되는 경우에, 도 4에 따라 상기 3개의 시간들의 합에서 제 1 측정에 대한 가능한 최소 상 이동(최소 상 이동;Min.Phasenverschiebung)이 주어진다. 샘플링 시간(A)의 종료시 제 1 측정이 이루어질 수 있다. 제 2 측정의 실시에서도 상응하는 것이 적용되는데, 그 이유는 거기에서 먼저 최소 부동 시간, 최소 과도 시간 및 최소 샘플링 시간이 대기되어야 하기 때문이다. 상기 3개의 시간들의 합은 제 2 측정에 대한 최 소 상 이동이다.
따라서, 전류 측정을 위해 필요한 이동은 다음과 같이 계산된다:이동 = 브리지 분기의 부동 시간 + 측정 증폭기 회로의 과도 시간 + 아날로그/디지털 변환기의 샘플링 시간.
이로써, 부분 주기(B)는 제 2 측정을 위해 다음과 같이 주어진다:부분 주기 B = 2 x 이동.
따라서 부분 주기(A) = PWM-주기 - 부분 주기(B)이다.
도 5는 비동기 전동기(6)의 적어도 2개의 상에서 전류 측정을 위해, 예컨대 측정 라인에 배치된 공통 분류기(10)를 통과한 전류가 측정될 상을 통과한 전류에 상응하도록, 스위칭 소자(4)를 제어하기 위한 클록 패턴이 필요하다는 것을 한번 더 도시한다. 이는 - 전술한 바와 같이 - 비동기 펄스폭 변조시 상 이동에 의해 달성될 수 있다.
도 6에 따라, 전술한 실시예를 고려하여, 듀티 사이클의 상한 및 하한이 주어지는 것이 분명해진다. 즉 제어 신호의 클록 패턴은 한계값을 초과하지 않을 수 있는데, 그 이유는 클록 패턴이 2개의 상 전류 측정을 위해 1/2주기(B)에서 "파괴"되기 때문이다. 도 5에는 전류 측정이 가능한, 상 이동 방식 비대칭 펄스폭 변조가 도시되는 한편, 도 6의 실시예에서는 전류 측정이 불가능하다. 도 6에 따른 클록 패턴이 주어지고, 도 5에 따른 인식을 거기에 적용하고자 한다면, 도시된 펄스폭 변조-주기에서 도 7에 따른 클록 패턴이 나타난다. 이러한 의도된 간섭의 효과를 더 잘 이해하기 위해, 이어지는 도 8 내지 도 11의 측정 간섭을 포함하는 또는 포 함하지 않는 측정 벡터, 설정 벡터 형성 및 벡터 에러에 대한 포인터 다이어그램이 참조된다.
도 8에 따라, 도 7의 제 1 측정으로부터, U의 상 위치를 갖는 제 1 전류 측정 벡터가 얻어진다. 제 2 전류 측정 벡터는 상(U, W)의 일부가 주어지는 제 2 측정으로부터 결과된다. 2개의 전류 측정 벡터들이 벡터 계산으로 가산되면, 1/2 주기(B)에서 합성 전류 측정 벡터가 주어진다. 도 9에서 상기 합성 전류 측정 벡터가 한 번 더 도시되고, 포인터 다이어그램에 설정 벡터가 도시되고, 상기 설정 벡터는 제어 유닛에 의해 모멘트를 조절하고 전계를 형성하는 벡터로 간주되는 상 벡터로 서 설정된다. 도 9에 따라, 1/2주기(A)에서 "1/2주기(A)의 벡터"가 형성되면, 1/2주기(B)에서 합성 전류 측정 벡터와 1/2주기(A)의 벡터가 벡터 계산으로 가산되어 설정 벡터를 형성한다. 이로써, 설정 벡터 형성이 가능해지고 전류 측정이 실시될 수 있다.
도 10은 상(U)에 대한 정보가 없기 때문에 전류 측정이 불가능한 도 6의 다이어그램에 해당하는 포인터 다이어그램을 도시한다.
도 11은 포인터 다이어그램을 이용하여 도 7의 상황, 즉 상 이동 및 전류 측정을 위한 간섭이 이루어진 비대칭 펄스폭 변조를 도시한다. 1/2주기(B)의 벡터, 즉 상기 1/2주기(B)의 벡터가 측정 간섭에 의해 어떻게 발생되는지가 나타난다. 또한, 1/2주기(A)의 벡터가 도시되므로, 이로부터 합성 벡터가 형성되지만, 상기 벡터는 설정 벡터에 상응하지 않는다. 합성 벡터와 설정 벡터 사이에 벡터 에러가 나타나고, 그것은 도 11에도 도시된다. 이러한 측정 간섭에 의해 측정 주파수를 갖는 명확한 가정 소음이 발생된다. 또한, 이러한 측정 간섭은 직류 중간 회로(8;커패시터) 내에서 유휴 전류량을 증가시킨다. 특히, 측정 간섭은 중간 회로 전류를 증가시킨다. 이러한 전류 증가는 중간 회로 커패시터(9)와 출력단의 부하를 증가시킨다. 또한, 경우에 따라서 발생된 벡터 에러에 의해 회전 모멘트 리플이 증가한다. 이러한 효과는 측정 간섭 벡터의 진폭에 의존한다.
도 13에 따라 필요한 2개의 전류 측정 벡터들에 대한 상 위치가 본 발명에 따라 선택되면, 측정 간섭이 감소되므로, 소음 형성이 감소되고 단 하나의 분류기(10)에 의한 상 전류 측정시 커패시터 전류와 회전 모멘트 리플이 감소된다. 이는 도 12에 도시되고, 상기 도면에서 제 1 전류 측정 벡터는 상 위치(V)를 갖고, 제 2 전류 측정 벡터는 2개의 상 위치(V, W)로 구성되므로, 1/2주기(B)의 합성 전류 측정 벡터는 도 12에 도시된 위치를 갖고, 상기 위치는 도 11의 해당 벡터의 위치와 다르다. 도 13에 따라, 도 12에 상응하는 포인터 다이어그램에 설정 벡터와 1/2주기(A)의 벡터가 도시되면, 에러 벡터(벡터 에러)는 훨씬 더 작아지는 것을 알 수 있다. 이는 도 13과 도 11의 비교를 통해 나타난다.
도 12와 도 13에 해당하는 클록 패턴은 도 14에 도시된다. 적절한 상 선택을 이용하여 측정 간섭시 에러 벡터가 현저히 작아지는 것을 알 수 있다. 추가로 1/2주기(A)에서 측정 간섭의 보상이 이루어진다면, 도시된 설정 벡터에서 상기 에러 벡터는 완전히 O이 될 수 있다.
본 발명에 따른 방법에 의해, 8㎲의 상 이동과 16 kHz의 PWM-주파수 및 8kHz와 중첩된 FOC(Field Oriented Conrol)로부터, 중간 회로의 전류가 감소된다. 커패 시터 전류는 다수의 상이한 부하 상태들에 대해 평균화된다. 기본 변형(0%)으로서 순수한 중앙 집중적 제어가 시뮬레이션된다. 이로써 후속 값들은 하나의 관련 팩터만 제공한다. 확실한 측정 간섭에 의해 임계 커패시터 전류는 26.97%만큼 증가된다. 상 선택으로 측정 간섭이 이루어지면, 커패시터 전류의 증가는 20.8%에 불과하다. 이러한 감소는 합 전류에 대해 나타난다. 합 전류는 분류기(10)에서의 유효 전류이다.
계속해서 도 15 내지 도 22가 설명된다. 거기에서 도 1의 회로를 이용한 전류 측정시 해당 클록 패턴이 사용된다. 상기 클록 패턴은 소음으로 인해 각각의 펄스폭 변조 주기(16kHz)로 그리고 각각의 측정 간섭(1 kHz)시에도 주어진다. 클록 패턴은 도 15에 도시된 바와 같이 개별 상(V, W)에서 상 이동되며, 1/2주기(A, B)로 세분된다. 1/2주기(B)는 전류 측정에 이용된다. 이 경우에도 다시 제 1 측정과 제 2 측정이 실시된다. 그러나, 측정 간섭 보상을 위해 너무 큰 벡터가 필요하면, 전류 측정시 클록 패턴이 "파괴"될 수 있는데, 그 이유는 펄스폭 변조-주기 내에 상기 벡터를 형성할 시간이 충분하지 않기 때문이다. 이에 대한 예는 도 16에 도시된다.
모멘트를 조절하는 벡터가 전류 측정 벡터의 반대측에 제공되면, 즉 무효 전력이 발생되면, 개별 스위칭 상태의 설정시 급격한 기울기가 발생하는데, 그 이유는 모멘트를 조절하는 벡터와 전류 측정 벡터(1/2주기 B) 사이의 차이가 매우 크기 때문이다.
이러한 이유로 본 발명에 따라, 설정될 클록 패턴(전류 측정 패턴)과 관련해 서 모멘트를 조절하는 벡터의 위치(각도 위치)가 고려된다. 여기서, 6개의 상이한 전류 측정 패턴들이 형성되고, 상기 전류 측정 패턴들은 각도 위치에 의존한다. 중간 회로 커패시터(9)와 직류 중간 회로(8) 내의 유휴 전류량의 감소가 바람직하다. 또한, 가용 전압 범위의 확대가 이루어지고, 따라서 효율이 증가된다. 상 전류의 기울기가 감소되고, 따라서 소위 모멘트 리플이 감소된다.
도 17 내지 도 22의 비교에서 나타나는 바와 같이, 전류 측정 패턴은 모멘트를 조절하고 전계를 형성하는 벡터(하기에서 상 벡터라고 함)의 조합의 위치에 따라 선택될 수 있다. 바람직하게, 상기 전류 측정 패턴은 소음으로 인해 제한된 범위 내에 상 벡터가 있는 각각의 펄스폭 변조-주기에서 설정된다. 도 18 내지 도 22에서 좌측에는 각각의 포인터 다이어그램이 도시되고, 우측에서 그에 해당하는 펄스폭 변조 주기가 도시된다. 제한된 범위는 모멘트를 조절하는 벡터의 범위이다. 도 17 내지 도 22에는 포인터 다이어그램에 해당하는 전류 측정 패턴에서 1/2주기(B)와 관련해서만 포인터 다이어그램에 대한 관계가 도시된다. 1/2주기(A)에서는 포인터 다이어그램의 제한 범위 내의 위치에 따라 변경된다.
도 17 내지 도 22로부터, 상 벡터의 순시 회전각 위치를 고려하여 클록 패턴이 선택되는 것을 알 수 있다. 특히, 전류 측정에 의해 야기된 전류 측정 벡터는 상 벡터와 함께 회전한다. 이로써 중간 회로에서 전류 감소가 나타난다. 간섭이 회전자계 각에 따라 완전하게 이루어지면, 유휴 전류는 거의 완전히 감소된다. 이러한 감소는 분류기(10) 내의 유효 전류인 합 전류에 대해 나타난다.
도 4의 실시예에서 부분 주기(B)에서, 2개의 상에서 분류기를 통해 흐르는 전류의 각각의 측정이 실시되는 한편, 도 23에 따라 2개의 상 전류는 여러 번, 예컨대 n 번 샘플링된다. 도 23에서 PWM-주기 당 2개의 상 전류의 2번의 측정이 그래프로 도시된다. 하기 방정식에 따라 최소 상 이동이 이루어지도록 관계식이 적용된다:
최소 상 이동 = 스위칭 소자의 최소 부동 시간(T), 특히 브리지 분기의 최소 부동 시간(T) + 측정 증폭기 회로의 과도 시간(E) + 아날로그/디지털 변환기의 최소 변환 시간(W) ·(n-1) + 아날로그/디지털 변환기의 최소 샘플링 시간(A).
상기 식에서 n은 PWM-주기 당 상 전류 측정의 수이다. 아날로그/디지털 변환기의 변환 시간(W)은 완전한 변환 시간이고, 상기 변환 시간은 샘플 & 홀드-소자의 샘플링 시간과 아날로그/디지털 변환기의 변환 시간으로 구성된다. 도 23으로부터, 부분 주기(B)에 제 1 상의 전류 측정과 관련해서 측정(1.1)과 측정(1.2)이 실시되는 것을 알 수 있다. 따라서 상기 주기에서 하나의 상의 2번의 전류 측정이 이루어진다. 후속하는 주기에서 상기 주기의 부분 주기(B) 내에서 측정(2.1)과 측정(2.2)이 이루어진다. 즉 다른 상의 2번의 전류 측정이 이루어진다. 제 3 상에서의 각각의 전류는 키르히호프 법칙에 따라 결정된다.

Claims (21)

  1. 다상 전기 시스템에서의 전류 측정 방법으로서, 제어 가능한 스위칭 소자(4)에 의해 전력 소모 기기(5)에 소정 전류 공급이 이루어지고, 상기 전력 소모 기기(5)에 소정 전류 공급을 달성하기 위해 제어 유닛은 제어 가능한 스위칭 소자(4)에 작용하는 제어 신호들을 발생시키고, 전류 측정은 단 하나의 분류기에 의해 이루어지고, 상 전류의 순차적인 측정을 위해 측정 윈도우들이 상기 제어 신호들의 클록 패턴들에 할당되고, 상기 클록 패턴들은 충분한 시간적 크기의 측정 윈도우를 얻기 위해 시간적으로 이동되고, 상기 클록 패턴들은 전류 측정을 위한 상 선택을 고려하여 선택되는, 다상 전기 시스템에서의 전류 측정 방법에 있어서,
    상기 상 선택은, 상기 제어 유닛에 의해 상 벡터로서 사전 설정된 설정 벡터와의 편차가 0이 되거나 또는 가능한 작게 유지될 수 있도록 이루어지고, 상기 편차는 전류 측정에 의해 발생되고, 제 1 전류 측정에 의해 야기된 제 1 전류 측정 벡터와 제 2 전류 측정에 의해 야기된 제 2 전류 측정 벡터가 벡터로 가산되어 전류 측정 벡터를 형성하고, 상기 전류 측정 벡터의 상 위치가 상기 편차의 최소화를 위해 선택되는 것을 특징으로 하는, 다상 전기 시스템에서의 전류 측정 방법.
  2. 상 벡터를 가진 다상 전기 시스템에서의 전류 측정 방법으로서, 제어 가능한 스위칭 소자(4)에 의해 전력 소모 기기(5)에 소정 전류 공급이 이루어지고, 상기 전력 소모 기기(5)의 소정 전류 공급을 달성하기 위해 제어 유닛은 제어 가능한 상기 스위칭 소자(4)에 작용하는 제어 신호를 발생시키고, 전류 측정은 단 하나의 분류기에 의해 이루어지고, 상 전류의 순차적인 전류 측정을 위해 측정 윈도우들이 상기 제어 신호들의 클록 패턴들에 할당되고, 상기 클록 패턴들은 충분한 시간 적 크기의 측정 윈도우를 얻기 위해 시간적으로 이동되고, 상기 클록 패턴들은 상 벡터의 순시 회전각 위치를 고려하여 선택되는, 다상 전기 시스템에서의 전류 측정 방법에 있어서,
    전류 측정에 의해 야기된 전류 측정 벡터가 순시 회전각 위치에 따라 상 벡터와 함께 회전하는 것을 특징으로 하는, 다상 전기 시스템에서의 전류 측정 방법.
  3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서, 상기 제어 신호로서 펄스폭 변조 신호가 사용되는 것을 특징으로 하는, 다상 전기 시스템에서의 전류 측정 방법.
  4. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서, 상기 전력 소모 기기(5)로서 다상 비동기 전동기(6) 또는 다상 영구 자석 동기 전동기에 전류가 공급되는 것을 특징으로 하는, 다상 전기 시스템에서의 전류 측정 방법.
  5. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서, 각각의 측정 윈도우에서 상기 전력 소모 기기(5)의 상 전류가 측정되는 것을 특징으로 하는, 다상 전기 시스템에서의 전류 측정 방법.
  6. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서, 상기 스위칭 소자(4)로서 전자 부품들이 사용되는 것을 특징으로 하는, 다상 전기 시스템에서의 전류 측정 방법.
  7. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서, 상기 전력 소모 기기(5)에 전류 공급은 제어 가능한 브리지 회로(1)에 의해 이루어지는 것을 특징으로 하는, 다상 전기 시스템에서의 전류 측정 방법.
  8. 제 7 항에 있어서, 상기 브리지 회로(1)는 6B-브리지인 것을 특징으로 하는, 다상 전기 시스템에서의 전류 측정 방법.
  9. 제 7 항에 있어서, 상기 브리지 회로(1)는 직류 회로에 의해 전류를 공급받는 것을 특징으로 하는, 다상 전기 시스템에서의 전류 측정 방법.
  10. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서, 상기 상 벡터는 모멘트를 조절하고 전계를 형성하는 벡터의 조합으로 이루어지는 것을 특징으로 하는, 다상 전기 시스템에서의 전류 측정 방법.
  11. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서, 상기 전력 소모 기기(5)는 와이결선되는 것을 특징으로 하는, 다상 전기 시스템에서의 전류 측정 방법.
  12. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서, 최소 시간적 이동은 상기 스위칭 소자(4)의 최소 부동 시간(dead time), 측정 증폭기 회로(13)의 최소 과도 시간 및 아날로그/디지털 변환기(11)의 최소 샘플링 시간의 합으로 이루어지는 것을 특징으로 하는, 다상 전기 시스템에서의 전류 측정 방법.
  13. 제 12 항에 있어서, 상기 합에 항: (n-1)·아날로그/디지털 변환기의 최소 변환 시간(w)이 추가되는 것을 특징으로 하는, 다상 전기 시스템에서의 전류 측정 방법.
  14. 삭제
  15. 제 1 항 또는 제 2 항에 따른 방법을 실시하기 위한 장치.
  16. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서, 상기 스위칭 소자(4)로서 트랜지스터 또는 사이리스터가 사용되는 것을 특징으로 하는, 다상 전기 시스템에서의 전류 측정 방법.
  17. 제 7 항에 있어서, 상기 브리지 회로(1)는 직류 중간 회로(8)에 의해 전류를 공급받는 것을 특징으로 하는, 다상 전기 시스템에서의 전류 측정 방법.
  18. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서, 최소 시간적 이동은 브리지 분기(3)의 최소 부동 시간, 측정 증폭기 회로(13)의 최소 과도 시간 및 아날로그/디지털 변환기(11)의 최소 샘플링 시간의 합으로 이루어지는 것을 특징으로 하는, 다상 전기 시스템에서의 전류 측정 방법.
  19. 삭제
  20. 삭제
  21. 삭제
KR1020097011533A 2006-11-07 2007-09-20 다상 전기 시스템에서의 전류 측정 방법 및 장치 KR101368707B1 (ko)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE102006052467A DE102006052467A1 (de) 2006-11-07 2006-11-07 Verfahren und Vorrichtung zur Strommessung in einem insbesondere mehrphasigen Stromnetz
DE102006052467.5 2006-11-07
PCT/EP2007/059984 WO2008055741A1 (de) 2006-11-07 2007-09-20 Verfahren und vorrichtung zur strommessung in einem insbesondere mehrphasigen stromnetz

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20090083917A KR20090083917A (ko) 2009-08-04
KR101368707B1 true KR101368707B1 (ko) 2014-03-04

Family

ID=38983515

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020097011533A KR101368707B1 (ko) 2006-11-07 2007-09-20 다상 전기 시스템에서의 전류 측정 방법 및 장치

Country Status (7)

Country Link
US (1) US8421394B2 (ko)
EP (1) EP2100370A1 (ko)
JP (2) JP5586230B2 (ko)
KR (1) KR101368707B1 (ko)
CN (1) CN101573862B (ko)
DE (1) DE102006052467A1 (ko)
WO (1) WO2008055741A1 (ko)

Families Citing this family (23)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7977898B2 (en) * 2008-07-21 2011-07-12 GM Global Technology Operations LLC Current sensing for a multi-phase DC/DC boost converter
US8044631B2 (en) * 2008-12-30 2011-10-25 Rockwell Automation Technologies, Inc. Power conversion systems and methods for controlling harmonic distortion
WO2010143452A1 (ja) * 2009-06-08 2010-12-16 三菱電機株式会社 電力変換装置
DE102010001181A1 (de) * 2010-01-25 2011-07-28 Robert Bosch GmbH, 70469 Verfahren und Vorrichtung zur Strommessung in einem mehrphasigen Stromnetz
US8471514B2 (en) 2010-09-30 2013-06-25 Rockwell Automation Technologies, Inc. Adaptive harmonic reduction apparatus and methods
JP5402948B2 (ja) * 2011-01-05 2014-01-29 日本精工株式会社 モータ制御装置及びそれを用いた電動パワーステアリング装置
DE102011003897A1 (de) * 2011-02-10 2012-08-16 Robert Bosch Gmbh Verfahren und Vorrichtung zur Strommessung
DE102012100477C5 (de) * 2012-01-20 2017-11-02 Sma Solar Technology Ag Shuntstrommessung für Multistringgeräte und Interleavingwandler
DE102012211577A1 (de) * 2012-07-04 2014-01-09 Robert Bosch Gmbh Leistungsendstufe, Verfahren zum Betreiben
GB201223174D0 (en) * 2012-12-21 2013-02-06 Trw Ltd Control of electric motors
DE102013216224A1 (de) 2013-08-15 2015-02-19 Robert Bosch Gmbh Verfahren und Vorrichtung zum Bestimmen von Phasenströmen und eines Erregerstroms einer elektrischen Maschine sowie Motorsystem
DE102015202693A1 (de) * 2014-03-07 2015-09-10 Robert Bosch Gmbh Verfahren zur Strangstrombestimmung in einem elektrischen Mehrphasensystem
US9401674B2 (en) * 2014-06-11 2016-07-26 Nidec Motor Corporation Single-shunt current sensing for multi-phase motor
DE102014018431A1 (de) 2014-12-12 2016-06-16 Audi Ag Verfahren zum Betreiben einer elektrischen Maschine
US9667243B2 (en) * 2015-09-11 2017-05-30 Infineon Technologies Austria Ag High speed tracking current sense system
JP7237963B2 (ja) * 2017-11-20 2023-03-13 リナック エー／エス 複数の電気モータのうちの１つに流れる電流の特定
FR3086817A1 (fr) * 2018-09-27 2020-04-03 Valeo Systemes Thermiques Procede de commande d'un moteur electrique pour un pulseur d'air de vehicule automobile
JP2020148719A (ja) * 2019-03-15 2020-09-17 アイシン精機株式会社 電流検出装置
US10784810B1 (en) 2019-04-29 2020-09-22 Allegro Microsystems, Llc Motor controller with accurate current measurement
DE102019218083B4 (de) * 2019-11-22 2022-12-08 Lenze Swiss Ag Frequenzumrichter
CN112953340A (zh) * 2019-11-26 2021-06-11 博世力士乐(西安)电子传动与控制有限公司 电机电流的检测方法与装置
JP7501058B2 (ja) 2020-03-31 2024-06-18 株式会社富士通ゼネラル モータ制御装置
DE102022208793A1 (de) 2022-08-25 2024-03-07 Robert Bosch Gesellschaft mit beschränkter Haftung Verfahren zum Ansteuern einer Anordnung mit mindestens einem Leistungsschalter

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR970055189A (ko) * 1995-12-12 1997-07-31 김광호 H-브리지 직류 전동기의 구동출력회로
KR19990004119A (ko) * 1997-06-27 1999-01-15 이대원 모터 구동 제어 장치
KR20010010419A (ko) * 1999-07-20 2001-02-15 구자홍 인버터의 역률보정장치 및 방법

Family Cites Families (22)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2746982B1 (fr) * 1996-03-28 1998-05-07 Schneider Electric Sa Convertisseur de frequence pour moteur alternatif
FR2752111B1 (fr) 1996-07-30 1998-10-30 Texas Instruments France Procede et dispositif de commande d'onduleurs
US5969498A (en) * 1997-11-19 1999-10-19 Unitrode Corporation Induction motor controller
US6069467A (en) * 1998-11-16 2000-05-30 General Electric Company Sensorless rotor tracking of induction machines with asymmetrical rotor resistance
JP3610897B2 (ja) * 2000-09-14 2005-01-19 三菱電機株式会社 インバータ装置、圧縮機駆動装置、冷凍・空調装置、インバータ装置の制御方法
JP2002291284A (ja) 2001-03-26 2002-10-04 Toshiba Kyaria Kk 電動機の電流検出方法及び制御装置
KR100425851B1 (ko) 2001-05-10 2004-04-03 엘지산전 주식회사 하나의 전류센서를 이용한 삼상 교류전류 측정 방법
US6462974B1 (en) * 2001-09-27 2002-10-08 York International Corporation Space vector modulation-based control method and apparatus for three-phase pulse width modulated AC voltage regulators
WO2003044939A1 (en) * 2001-11-23 2003-05-30 Danfoss Drives A/S Frequency converter for different mains voltages
JP3931079B2 (ja) * 2001-12-14 2007-06-13 松下電器産業株式会社 電動機駆動装置及びそれを用いた冷凍装置
US6735537B2 (en) 2002-03-15 2004-05-11 Motorola, Inc. Procedure for measuring the current in each phase of a three-phase device via single current sensor
US20060071627A1 (en) * 2002-03-28 2006-04-06 Ho Eddy Y Y Motor current reconstruction via DC bus current measurement
GB0213098D0 (en) 2002-06-07 2002-07-17 Trw Ltd Motor control device
US6984953B2 (en) * 2003-01-20 2006-01-10 International Rectifier Corporation Method and apparatus for reconstructing motor current from DC bus current
JP2005192335A (ja) * 2003-12-25 2005-07-14 Toyota Industries Corp インバータ装置およびモータ制御方法
WO2005074115A1 (en) 2004-01-30 2005-08-11 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Position sensorless control method of permanent magnet synchronous motor with shunt in the inverter module
JP2005318702A (ja) * 2004-04-28 2005-11-10 Hitachi Home & Life Solutions Inc モータ制御装置及びこれを用いた機器
US7109742B2 (en) * 2004-07-12 2006-09-19 Motorola, Inc. Current sensing in a two-phase motor
GB0422201D0 (en) 2004-10-07 2004-11-03 Trw Ltd Motor drive control
DE102004057869A1 (de) 2004-11-30 2006-06-01 Robert Bosch Gmbh Verfahren zur Strommessung mit einem Shunt und Vorrichtung zur Strommessung
JP2006246649A (ja) * 2005-03-04 2006-09-14 Toshiba Corp インバータ装置
DE102005035074A1 (de) 2005-07-27 2007-02-01 Robert Bosch Gmbh Verfahren zur Strommessung mit einem Shunt und Vorrichtung zur Strommessung

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR970055189A (ko) * 1995-12-12 1997-07-31 김광호 H-브리지 직류 전동기의 구동출력회로
KR19990004119A (ko) * 1997-06-27 1999-01-15 이대원 모터 구동 제어 장치
KR20010010419A (ko) * 1999-07-20 2001-02-15 구자홍 인버터의 역률보정장치 및 방법

Also Published As

Publication number Publication date
JP2010508536A (ja) 2010-03-18
US20100072980A1 (en) 2010-03-25
JP2013068639A (ja) 2013-04-18
US8421394B2 (en) 2013-04-16
WO2008055741A1 (de) 2008-05-15
CN101573862A (zh) 2009-11-04
EP2100370A1 (de) 2009-09-16
CN101573862B (zh) 2013-03-13
JP5586230B2 (ja) 2014-09-10
KR20090083917A (ko) 2009-08-04
DE102006052467A1 (de) 2008-05-08

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR101368707B1 (ko) 다상 전기 시스템에서의 전류 측정 방법 및 장치
Cho et al. A three-phase current reconstruction strategy with online current offset compensation using a single current sensor
Metidji et al. Low-cost direct torque control algorithm for induction motor without AC phase current sensors
Gallegos-Lopez et al. High-grade position estimation for SRM drives using flux linkage/current correction model
US7193388B1 (en) Offset PWM signals for multiphase motor
US10666183B2 (en) Motor control circuit
CN1473391B (zh) 相电流检测方法及相电流检测装置
US10868474B2 (en) Circuit board, method for determining a current space vector, converter, circuit board and series of converters
JPH01214267A (ja) 多相負荷の帰還電流制御装置およびその方法
EP1944860A1 (en) A method for sensorless estimation of rotor speed and position of a permanent magnet synchronous machine
EP1741178B1 (en) Power converter apparatus and methods using a phase reference derived from a dc bus voltage
KR100960043B1 (ko) 2상 영구자석 동기 전동기의 공간전압벡터 제어 장치
EP1863160B1 (en) Measurement of the current of a frequency converter
CN108574443B (zh) 用于估计电机的转子的初始位置的设备和方法
JPH0819263A (ja) Ｐｗｍインバータの出力電流検出装置
JPH0793823B2 (ja) 電圧形インバータのｐｗｍ制御装置
Xue et al. A stator flux-oriented voltage source variable-speed drive based on dc link measurement
KR101907899B1 (ko) 3상 인버터 전압 이용률 증대 장치
US7831402B2 (en) Method and related device for estimating two currents flowing simultaneously through respective windings of a poly-phase electrical load driven in SVM mode
KR20020060057A (ko) 인버터 장치
Chi et al. A current reconstruction scheme for low-cost PMSM drives using shunt resistors
CN100471020C (zh) 脉宽调制型变频电源中死区补偿的方法
KR100633162B1 (ko) 3상모터 제어장치 및 그 제어방법
CN114270695A (zh) 推测装置以及交流电动机的驱动装置
Ying et al. A novel estimation of phase currents from DC link for permanent magnet AC motors

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20170217

Year of fee payment: 4

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20180219

Year of fee payment: 5

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20190214

Year of fee payment: 6