WO2008055741A1 - Verfahren und vorrichtung zur strommessung in einem insbesondere mehrphasigen stromnetz - Google Patents

Verfahren und vorrichtung zur strommessung in einem insbesondere mehrphasigen stromnetz Download PDF

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current measurement
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Gilles Schmitt
Sven Finke
Jochen Kurfiss
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Robert Bosch Gmbh
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Definitions

  • the invention relates to a method for measuring current in a particular multi-phase power grid.
  • phase currents there is often a desire to detect the phase currents. If it is an energization of an electric motor by means of a controllable bridge, which has controllable switching elements in their individual bridge branches, then the electric motor can be energized in the desired manner. In order to detect the phase currents, a low-resistance resistor (shunt) is arranged in each phase line. The cost of this multiphase measuring arrangement is correspondingly large.
  • the invention has for its object to enable a very simple and cost-effective current measurement, in particular, no or only small noises occur by the measuring engagement and should also incur no or only a slight torque ripple. Furthermore, possibly involved components, such as DC link capacitors, are only slightly loaded.
  • the subject of the invention is basically provided that the current measurement is carried out only with a single shunt, wherein the phase currents are determined in sequential order. It is sufficient to measure, for example, a three-phase arrangement only two phases and to calculate the current of the third phase using Kirchhoff's laws. It is used a provided with controllable switching elements bridge circuit, for example, a B6 bridge, a DC intermediate circuit wherein the current flows through the common shunt in the supply and return line from / to the intermediate circuit and corresponds to the phase current to be measured. The control of the switching elements takes place with clock patterns of drive signals in a special, inventive manner.
  • the device according to the invention for current measurement with measuring amplifier circuit and analog-to-digital converter in a particular multi-phase power network is provided by at least one controllable switching element, a desired energization of the electrical load takes place and a control unit acting on the at least one controllable switching element control signals generated to achieve the desired energization of the consumer, wherein clock patterns of the control signals measuring windows for current measurement, in particular for the measurement of phase currents, are assigned and clock patterns are shifted in time to receive measurement windows of sufficient time, with a minimum time shift from the sum of a minimum dead time of the switching element, a minimum settling time of the sense amplifier circuit and a minimum sampling time of the analog-to-digital converter.
  • a minimum phase shift can be determined / calculated taking into account the hardware used.
  • reactive currents generated by the phase shift are also minimized, with the reactive currents contributing to the heating of the bridge circuit.
  • a minimization of the heating of the bridge circuit accordingly takes place.
  • the mentioned dead time of the switching element is required to ensure a safe switching. If the switching element has been put into the conducting state by means of a drive signal and then switched off again, the dead time must be waited for after switching off in order to guarantee a safe current zero crossing.
  • the settling time of the measuring amplifier circuit is to be awaited because of correspondingly steep edges of the measuring signal in order to guarantee the most accurate possible current measurement.
  • the sampling time (sample time) of the analog-to-digital converter has to be waited for in order to achieve the most error-free conversion possible.
  • the current measurement is performed at the end of the sampling time.
  • the invention further relates to a method or a device for measuring current, in particular as described above, in a polyphase power grid, in which / by controllable switching elements, a desired energization of an electrical load takes place and generates a control unit acting on the controllable switching elements control signals to the desired To achieve energization of the consumer, wherein clock patterns of the drive signals are associated with measurement windows for current measurement of phase currents and clock patterns are shifted in time to obtain measurement windows of sufficient time size, and wherein the
  • Clock pattern are selected taking into account a phase selection for the current measurement. Accordingly, the phase position is selected for a current measurement vector occurring due to the current measurement. Due to the measurement intervention, a vector error can occur in the respective drive period. By selecting the phase position, the vector error is minimized, possibly to zero. As a result, less noise occurs and there is a lower torque ripple.
  • the invention further relates to a method or a device for current measurement, in particular as described above, in a polyphase, a phase vector having power network, in which / by controllable switching elements, a desired energization of an electrical load takes place and generates a control unit acting on the controllable switching elements drive signals to achieve the desired energization of the consumer, wherein clock patterns of the drive signals are associated with measurement windows for current measurement of phase currents and clock patterns are shifted in time to obtain measurement windows of sufficient magnitude, and wherein the clock patterns are selected taking into account the instantaneous rotational angular position of the phase vector. This reduces the compensation of the current measuring vector with the result that a reduction of reactive current and torque ripple occurs.
  • the above-mentioned calculation / determination of the minimum phase shift in an asymmetric pulse width modulation takes into account the case that the phase current in the considered PWM period only to be measured once. For the minimum phase shift results in a different value, in the event that the respective phase current is to be measured twice to n times in the considered pulse width modulation period (PWM period).
  • the term: (n-1) adds to the aforementioned sum additively the minimum conversion time of the analog-to-digital converter.
  • n is the number of measurements of a phase current per PWM period. Consequently, the conversion time of the analog-to-digital converter is taken into account, the number of which depends on the number of measurements per PWM period.
  • pulse width modulation signals to be used as drive signals.
  • the control of the controllable switching elements is thus preferably carried out by means of pulse width modulation (PWM), which is present due to the inventive approach no symmetrical, but an asymmetric PWM.
  • PWM pulse width modulation
  • a particular multiphase asynchronous motor or a particular multi-phase permanent magnet synchronous motor is energized as a consumer.
  • the consumer in particular the mentioned motors, are preferably connected in star.
  • phase current of the load takes place in each case in a measuring window.
  • the switching elements are located in the individual branches of the bridge circuit, in particular a B6 bridge is used and the consumer a three-phase load in star connection, in particular a corresponding asynchronous motor or a corresponding permanent magnet synchronous motor.
  • the bridge circuit is preferably fed by a DC circuit, in particular a DC intermediate circuit.
  • the current measurement is carried out by means of only one shunt, which is preferably in the DC circuit, in particular DC intermediate circuit.
  • the control of the individual switching elements is to be selected for measuring the respective phase current such that the phase current flows through the shunt in the corresponding measuring window.
  • the signal at the shunt is then amplified by means of the measuring amplifier and converted by means of the analog-to-digital converter and is available for various purposes.
  • phase selection is performed such that a deviation generated by the current measurement is kept to a predetermined desired vector to zero or as small as possible. This minimizes losses.
  • a current measuring vector caused by the current measurement is selected in its phase position to minimize the abovementioned deviations.
  • the procedure is such that the phase position is selected, which leads to the lowest losses.
  • a current measuring vector caused by the current measurement rotates with the phase vector.
  • the current measurement is accordingly carried out so that not only the phase vector rotates, but also the current measuring vector.
  • the phase vector preferably consists of the combination of a moment-setting and field-forming vector.
  • the inventive method is used in particular in an electric steering for a motor vehicle, wherein the consumer is a suitably driven motor that operates the steering.
  • FIG. 1 is a circuit diagram
  • FIG. 1 shows a bridge circuit 1 which is connected to a DC circuit 2.
  • the bridge circuit 1 is designed as a B6 bridge with three bridge branches 3. Each bridge branch 3 has two controllable switching elements 4.
  • a consumer 5, which is designed as a three-phase asynchronous 6, is driven by the bridge circuit 1.
  • a control unit, not shown, generates control signals according to specific clock patterns, the control signals being supplied to control inputs 7 of the switching elements 4, whereby they are switchable into the conducting or blocking state.
  • the DC circuit 2 which is designed as a DC intermediate circuit 8, is a DC link capacitor 9.
  • the DC circuit 2 is connected via a shunt 10 to the bridge circuit 1.
  • a single shunt 10 is provided with which the phase currents of the asynchronous motor 6 can be determined in sequential order.
  • two phase currents of the three total phase currents are measured and the third phase current is calculated by means of Kirchoff's laws. It is a certain switching pattern, so a certain control of the controllable switching elements 4 required so that the current through the common shunt 10 in the supply or Return line from / to DC intermediate circuit 2 corresponds to the phase current to be measured.
  • a sense amplifier circuit 12 and an analog-to-digital converter 11 is connected, which converts the analog signal of the shunt 10 into a digital signal.
  • the measuring amplifier circuit 12 has a settling time E during operation.
  • the analog-to-digital converter 11 has a sampling time A and preferably designed as field effect transistors (FET) switching elements 4 have a dead time T.
  • FET field effect transistors
  • the control of the switching elements 4 by means of the control unit, not shown, is not shown in FIG 2, since in this figure, a known center-centered pulse width modulation is shown, that is, the drive signals shown there form a center-centered clock pattern for the individual phases U, V and W, within the in the figure 2 pulse width modulation period (PWM period). If one were to perform this control, the phase currents of the load 5 could not be determined with the aid of a single shunt 10 due to the simultaneity. Accordingly, according to FIG. 3, a different clock pattern is selected, that is, the switching times of the switching elements 4 are shifted in time according to FIG. 3, so that the measurement of at least two phase currents within a pulse width modulation period is possible.
  • Measurements are labeled Measurement 1 and Measurement 2 (1st measurement and 2nd measurement).
  • the current through the shunt 10 corresponds to the current in the phase U; at the time of the second measurement, the current through the shunt 10 corresponds to the inverse current in the phase W (this corresponds to the addition of the phase currents U and V).
  • the measurements are performed in the sub-period B of the pulse width modulation period.
  • Sub-period B is followed by sub-period A, the sum of sub-period B and sub-period A resulting in the pulse width modulation period.
  • a comparison of Figures 2 and 3 illustrates the shift of the switching times of the switching elements. 4
  • the sub-period B is illustrated in detail.
  • the states of the switching elements 4 designed as field-effect transistors are labeled "Hi-FET” and "Low-FET” for the individual phases U, V, W.
  • hardware issues are too consider. These include the dead time T of the switching elements 4, the settling time E of the measuring amplifier circuit 12 and the sampling time A of the digital-to-analog converter 11. If these three times are minimized, that is, made as small as possible, while nevertheless guaranteeing the respective function, the possible minimum phase shift (min. Phase shift) for the first measurement results according to FIG. 4 in the sum of these three times. At the end of the sampling time A, the first measurement can then take place.
  • the sum of these three times gives the minimum phase shift for the second measurement.
  • displacement dead time of the bridge branch + settling time of the measuring amplifier circuit + sampling time of the digital-to-analog converter.
  • Sub-period A is thus:
  • Sub-period A PWM period - sub-period B.
  • FIG. 5 clarifies once again that for a current measurement in at least two phases of the asynchronous motor 6, a clock pattern for driving the
  • Switching elements 4 is required such that the current through the common shunt 10, which is for example in the ground line, the current through the phases to be measured corresponds. This can - as already shown above - be achieved by phase shift in an asymmetric pulse width modulation.
  • the first measurement of FIG. 7 results in a first current measuring vector which has the phase position of U.
  • a second current measuring vector results from the second measurement in which portions of the phases V and W are present. If the two current measuring vectors are added vectorially, this results in a resulting current measuring vector in the half-period B.
  • this resulting current measuring vector is shown again and a reference vector is shown in the vector diagram, which is specified by the control unit as a phase vector, which is the torque-setting and field-forming one Vector is to view. If, in accordance with FIG. 9, the "vector in half-period A" is drawn in the half-period A, then the vectorial addition of the resulting current-measuring vector in half-cycle B with the vector in half-cycle A yields the desired vector Current measurement feasible.
  • FIG. 10 shows a phasor diagram which corresponds to the diagram of FIG. 6, in which a current measurement is not possible because there is no information about the phase U.
  • FIG. 11 illustrates by means of a phasor diagram the situation of FIG. 7, that is to say the asymmetrical pulse width modulation with phase shift and with intervention for the current measurement.
  • Recognizable is the vector in the half-period B, as it arises from the measurement intervention.
  • the vector is shown in the half-period A, so that this results in a resulting vector, which, however, does not correspond to the desired vector.
  • Between the resulting Vector and the desired vector gap vector error which is also shown in Figure 11.
  • a clearly audible noise is generated, which has the frequency of the measurement.
  • this measurement intervention leads to an increased reactive current component within the DC intermediate circuit 8 (capacitor).
  • the measurement intervention leads to an increase of the DC link current. This increase in current leads to a greater load on the DC link capacitor 9 and the final stage.
  • an increase of the torque ripple due to the occurring vector error takes place here if necessary. The effect of these effects is dependent on the amplitude of the measurement intervention vector.
  • the phase position for the two required current measuring vectors is selected according to the invention, then a reduction of the measuring intervention can be brought about, so that the noise decreases and the capacitor current and the torque ripple in the phase current measurement with only one shunt 10 are reduced.
  • FIG. 12 in which the first current measuring vector has the phase position V and the second current measuring vector is composed of the two phase positions of V and W, so that the resulting current measuring vector in the half-cycle B has the position resulting from FIG deviates from the position of the corresponding vector of Figure 11.
  • the desired vector is entered into the vector diagram corresponding to FIG. 12 and also the vector in the half period A, then it can be seen that the error vector (vector error) has become much smaller. This is shown by the comparison of FIGS. 13 and 11.
  • FIGS. 15 to 22 In the there taking place by means of the circuit of Figure 1 current measurement, a corresponding clock pattern is used. For reasons of noise, this clock pattern is set with each pulse width modulation period (16 kHz) and not just with each measurement intervention (1 kHz). The clock pattern is done with
  • Phase shift in the individual phases V and W as is apparent from the figure 15. Again, there is a division into a half-period A and a half-period B.
  • the half-period B is the current measurement. Again, a first measurement and a second measurement is again performed. However, if a very large vector is required for the measurement engagement compensation, it may happen that the clock pattern is "destroyed" in the current measurement because the time within the pulse width modulation period is no longer sufficient to produce this vector 16 shown.
  • FIGS. 17 to 22 A comparison of FIGS. 17 to 22 shows that a selection of the current measurement pattern can be made as a function of the position of the combination of moment-adjusting and field-forming vector, referred to below as phase vector.
  • this current sense pattern is placed in each pulse width modulation period in which the phase vector is within the framed area.
  • a phasor diagram is shown on the left and the corresponding pulse width modulation period is shown on the right.
  • the framed area respectively represents the area of the moment-adjusting vector.
  • a reference to the phasor diagram is made in the current measurement patterns associated with the phasor diagram only with respect to the half-period B. In the half period A, the position within the framed area in the phasor diagram is varied depending on the position.
  • the current angular position of the phase vector can be selected.
  • the current measurement vector caused by the current measurement rotates with the phase vector. This results in current reductions in the DC link. If the intervention is completely dependent on the field angle, the reactive current is almost completely reduced. This reduction also results for the summation current, which represents the effective current in the shunt 10.
  • the conversion time W of the analog-to-digital converter is to be understood as a complete conversion time, which is composed of a sampling time of a sample-and-hold element and a conversion time of the analog-to-digital converter. From FIG. 23 it can be seen that measurement 1.1 and measurement 1.2 are carried out in sub-period B with respect to the current measurement of a first phase. Thus, there are two current measurements of one phase in this period. In the subsequent period then within the sub-period B of this period, the measurement takes place 2.1 and 2.2, so two current measurements of another phase. The respective current in the third phase is then determined according to Kirchhof's laws.

Abstract

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Strommessung in einem insbesondere mehrphasigen Stromnetz, bei dem durch mindestens ein steuerbares Schaltelement eine gewünschte Bestromung eines elektrischen Verbrauchers (5) erfolgt und eine Steuereinheit auf das mindestens eine steuerbare Schaltelement (4) wirkende Ansteuersignale erzeugt, um die gewünschte Bestromung des Verbrauchers (5) zu erreichen, wobei Taktmustern der Ansteuersignale Messfenster zur Strommessung, insbesondere zur Messung von Phasenströmen, zugeordnet sind und Taktmuster zeitlich verschoben werden, um Messfenster ausreichender zeitlicher Größe zu erhalten, wobei sich eine minimale zeitliche Verschiebung aus der Summe von einer minimalen Totzeit des Schaltelements (4), einer minimalen Einschwingzeit der Messverstärkerschaltung (12) und einer minimalen Abtastzeit des Analog-Digital-Wandlers (11) zusammensetzt. Ferner ist vorgesehen, dass die Taktmuster unter Berücksichtigung einer Phasenauswahl für die Strommessung gewählt werden. Es kann vorgesehen sein, dass die Taktmuster unter Berücksichtigung der momentanen Drehwinkelposition des Phasenvektors gewählt werden. Ferner wird eine entsprechende Vorrichtung angegeben.

Description

Beschreibung
Titel Verfahren und Vorrichtung zur Strommessung in einem insbesondere mehrphasigen Stromnetz
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Strommessung in einem insbesondere mehrphasigen Stromnetz.
Stand der Technik
Bei Elektromotoren mit mehrphasiger Ansteuerung besteht oft der Wunsch, die Phasenströme zu erfassen. Handelt es sich um eine Bestromung eines Elektromotors mittels einer steuerbaren Brücke, die in ihren einzelnen Brückenzweigen steuerbare Schaltelemente aufweist, so lässt sich der Elektromotor in gewünschter Weise bestromen. Um die Phasenströme zu erfassen, wird in jeder Phasenleitung ein niederohmiger Widerstand (Shunt) angeordnet. Der Aufwand dieser mehrphasigen Messanordnung ist entsprechend groß.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine sehr einfache und kostengünstige Strommessung zu ermöglichen, wobei insbesondere durch den Messeingriff keine oder nur geringe Geräusche auftreten und auch keine oder nur eine geringe Momentenwelligkeit anfallen sollen. Ferner sollen gegebenenfalls beteiligte Bauelemente, wie beispielsweise Zwischenkreiskondensatoren, nur wenig belastet werden.
Beim Gegenstand der Erfindung ist grundsätzlich vorgesehen, dass die Strommessung nur mit einem einzigen Shunt erfolgt, wobei in sequenzieller Folge die Phasenströme ermittelt werden. Dabei ist es ausreichend, bei beispielsweise einer Dreiphasenanordnung nur zwei Phasen zu messen und den Strom der dritten Phase mit Hilfe der Kirchhoffschen Gesetze zu berechnen. Es wird eine mit steuerbaren Schaltelementen versehene Brückenschaltung eingesetzt, beispielsweise eine B6-Brücke, die einen Gleichstromzwischenkreis aufweist, wobei der Strom durch den gemeinsamen Shunt in der Zu- beziehungsweise Rückleitung vom/zum Zwischenkreis fließt und dem zu messenden Phasenstrom entspricht. Die Ansteuerung der Schaltelemente erfolgt mit Taktmustern von Ansteuersignalen in besonderer, erfindungsgemäßer Art.
Bei dem erfindungsgemäßen Verfahren oder der erfindungsgemäßen Vorrichtung zur Strommessung mit Messverstärkerschaltung und Analog-Digital- Wandler in einem insbesondere mehrphasigen Stromnetz ist vorgesehen, dass durch mindestens ein steuerbares Schaltelement eine gewünschte Bestromung des elektrischen Verbrauchers erfolgt und eine Steuereinheit auf das mindestens eine steuerbare Schaltelement wirkende Ansteuersignale erzeugt, um die gewünschte Bestromung des Verbrauchers zu erreichen, wobei Taktmustern der Ansteuersignale Messfenster zur Strommessung, insbesondere zur Messung von Phasenströmen, zugeordnet sind und Taktmuster zeitlich verschoben werden, um Messfenster ausreichender zeitlicher Größe zu erhalten, wobei sich eine minimale zeitliche Verschiebung aus der Summe von einer minimalen Totzeit des Schaltelements, einer minimalen Einschwingzeit der Messverstärkerschaltung und einer minimalen Abtastzeit des Analog-Digital- Wandlers zusammensetzt. Demgemäß kann eine minimale Phasenverschiebung unter Berücksichtigung der verwendeten Hardware ermittelt/berechnet werden. Durch die Minimierung dieser Phasenverschiebung werden durch die Phasenverschiebung erzeugte Blindströme ebenfalls minimiert, wobei die Blindströme zur Erwärmung der Brückenschaltung beitragen. Durch Minimierung der Blindströme erfolgt demgemäß auch eine Minimierung der Erwärmung der Brückenschaltung. Die erwähnte Totzeit des Schaltelements ist erforderlich, um ein sicheres Schalten zu gewährleisten. Wurde das Schaltelement mittels eines Ansteuersignals in den leitenden Zustand versetzt und anschließend wieder ausgeschaltet, so ist nach der Ausschaltung die Totzeit abzuwarten, um einen sicheren Stromnulldurchgang zu garantieren. Die Einschwingzeit der Messverstärkerschaltung ist wegen entsprechend steiler Flanken des Messsignals abzuwarten, um eine möglichst genaue Strommessung zu garantieren. Die Abtastzeit (Samplezeit) des Analog-Digital-Wandlers muss abgewartet werden, um eine möglichst fehlerfreie Konvertierung zu ermöglichen. Vorzugsweise wird am Ende der Abtastzeit die Strommessung durchgeführt. Die Erfindung betrifft ferner ein Verfahren oder eine Vorrichtung zur Strommessung, insbesondere wie vorstehend beschrieben, in einem mehrphasigen Stromnetz, bei dem/der durch steuerbare Schaltelemente eine gewünschte Bestromung eines elektrischen Verbrauchers erfolgt und eine Steuereinheit auf die steuerbaren Schaltelemente wirkende Ansteuersignale erzeugt, um die gewünschte Bestromung des Verbrauchers zu erreichen, wobei Taktmustern der Ansteuersignale Messfenster zur Strommessung von Phasenströmen zugeordnet sind und Taktmuster zeitlich verschoben werden, um Messfenster ausreichender zeitlicher Größe zu erhalten, und wobei die
Taktmuster unter Berücksichtigung einer Phasenauswahl für die Strommessung gewählt werden. Demgemäß erfolgt eine Auswahl der Phasenlage für einen durch die Strommessung auftretenden Strommessvektor. Aufgrund des Messeingriffs kann in der jeweiligen Ansteuerperiode ein Vektorfehler auftreten. Durch die Auswahl der Phasenlage wird der Vektorfehler minimiert, möglicherweise zu Null. Hierdurch treten weniger Geräusche auf und es ist eine geringere Momentenwelligkeit vorhanden.
Die Erfindung betrifft ferner ein Verfahren oder eine Vorrichtung zur Strommessung, insbesondere wie vorstehend beschrieben, in einem mehrphasigen, einen Phasenvektor aufweisenden Stromnetz, bei dem/der durch steuerbare Schaltelemente eine gewünschte Bestromung eines elektrischen Verbrauchers erfolgt und eine Steuereinheit auf die steuerbaren Schaltelemente wirkende Ansteuersignale erzeugt, um die gewünschte Bestromung des Verbrauchers zu erreichen, wobei Taktmustern der Ansteuersignale Messfenster zur Strommessung von Phasenströmen zugeordnet sind und Taktmuster zeitlich verschoben werden, um Messfenster ausreichender zeitlicher Größe zu erhalten, und wobei die Taktmuster unter Berücksichtigung der momentanen Drehwinkelposition des Phasenvektors gewählt werden. Hierdurch verringert sich ein Kompensieren des Strommessvektors mit dem Ergebnis, dass eine Reduzierung von Blindstrom und Momentenwelligkeit eintritt.
Die vorstehend erwähnte Berechnung/Ermittlung der minimalen Phasenverschiebung bei einer asymmetrischen Pulsweitenmodulation berücksichtigt den Fall, dass der Phasenstrom in der betrachteten PWM-Periode lediglich einmal gemessen werden soll. Für die minimale Phasenverschiebung ergibt sich ein anderer Wert, für den Fall, dass der jeweilige Phasenstrom zweimal bis n mal in der betrachteten Pulsweitenmodulations-Periode (PWM- Periode) gemessen werden soll. In einem solchen Falle kommt zu der zuvor erwähnten Summe das Glied: (n - 1 ) • minimale Wandlungszeit des Analog- Digital-Wandlers additiv hinzu. Hierbei bedeutet n die Anzahl der Messungen eines Phasenstroms pro PWM-Periode. Berücksichtigt wird demzufolge die Wandlungszeit des Analog-Digital-Wandlers, deren Anzahl von der Anzahl der Messungen pro PWM-Periode abhängig ist.
Nach einer Weiterbildung der Erfindung ist vorgesehen, dass als Ansteuersignale Pulsweitenmodulationssignale eingesetzt werden. Die Ansteuerung der steuerbaren Schaltelemente erfolgt demgemäß vorzugsweise mittels Pulsweitenmodulation (PWM), wobei aufgrund des erfindungsgemäßen Vorgehens keine symmetrische, sondern eine asymmetrische PWM vorliegt.
Es ist vorteilhaft, wenn als Verbraucher ein insbesondere mehrphasiger Asynchronmotor oder ein insbesondere mehrphasiger Permanentmagnet- Synchronmotor bestromt wird. Der Verbraucher, insbesondere die genannten Motoren, sind bevorzugt in Stern geschaltet.
Ferner ist es vorteilhaft, wenn in je einem Messfenster die Messung eines Phasenstromes des Verbrauchers erfolgt. Die Messung der einzelnen Phasenströme erfolgt demgemäß zeitlich nacheinander.
Von Vorteil ist es ferner, wenn als Schaltelemente elektronische Bauelemente, insbesondere Transistoren, vorzugsweise Feldeffekttransistoren (Fet) und/oder Thyristoren, eingesetzt werden. Diese Schaltelemente weisen Steuereingänge auf, an die die Ansteuersignale angelegt werden, wodurch die Schaltzustände der Schaltelemente verändert werden.
Nach einer Weiterbildung der Erfindung ist vorgesehen, dass die Bestromung des Verbrauchers mit einer steuerbaren Brückenschaltung erfolgt. Die Schaltelemente befinden sich in den einzelnen Zweigen der Brückenschaltung, wobei insbesondere eine B6-Brücke zum Einsatz gelangt und der Verbraucher ein dreiphasiger Verbraucher in Sternschaltung ist, insbesondere ein dementsprechender Asynchronmotor oder ein dementsprechender Permanentmagnet-Synchronmotor.
Die Brückenschaltung wird bevorzugt von einem Gleichstromkreis, insbesondere einem Gleichstromzwischenkreis, gespeist.
Die Strommessung wird mittels nur eines Shunts durchgeführt, der sich bevorzugt im Gleichstromkreis, insbesondere Gleichstromzwischenkreis, befindet. Die Ansteuerung der einzelnen Schaltelemente ist zur Messung des jeweiligen Phasenstromes derart zu wählen, dass der Phasenstrom durch den Shunt im entsprechenden Messfenster fließt. Das Signal an dem Shunt wird dann mittels des Messverstärkers verstärkt und mittels des Analog-Digital- Wandler umgesetzt und steht für verschiedene Zwecke zur Verfügung.
Insbesondere ist vorgesehen, dass die Phasenauswahl derart erfolgt, dass eine durch die Strommessung erzeugte Abweichung von einem vorgegebenen Sollvektor zu Null oder möglichst klein gehalten wird. Hierdurch lassen sich Verluste minimieren.
Es ist vorteilhaft, wenn ein durch die Strommessung bewirkter Strommessvektor in seiner Phasenlage zur Minimierung der vorstehend genannten Abweichungen ausgewählt wird. Es stehen unterschiedliche Möglichkeiten in Bezug auf die Phasenlage zur Verfügung, wobei vorzugsweise derart vorgegangen wird, dass die Phasenlage gewählt wird, die zu den geringsten Verlusten führt.
Ferner ist von Vorteil, wenn ein durch die Strommessung bewirkter Strommessvektor mit dem Phasenvektor rotiert. In Abhängigkeit der momentanen Drehwinkelposition des Phasenvektors wird demgemäß die Strommessung durchgeführt, sodass nicht nur der Phasenvektor rotiert, sondern auch der Strommessvektor.
Der Phasenvektor besteht vorzugsweise aus der Kombination eines momentstellenden und feldbildenden Vektors. Das erfindungsgemäße Vorgehen wird insbesondere bei einer Elektrolenkung für ein Kraftfahrzeug eingesetzt, wobei der Verbraucher ein entsprechend angesteuerter Motor ist, der die Lenkung betätigt.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Die Zeichnungen veranschaulichen die Erfindung anhand von Ausführungsbeispielen, und zwar zeigt:
Figur 1 ein Schaltbild und
Figuren 2 bis 23 Diagramme.
Ausführungsformen der Erfindung
Die Figur 1 zeigt eine Brückenschaltung 1 , die an einen Gleichstromkreis 2 angeschlossen ist. Die Brückenschaltung 1 ist als B6-Brücke mit drei Brückenzweigen 3 ausgebildet. Jeder Brückenzweig 3 weist zwei steuerbare Schaltelemente 4 auf. Ein Verbraucher 5, der als dreiphasiger Asynchronmotor 6 ausgebildet ist, wird von der Brückenschaltung 1 angesteuert. Eine nicht dargestellte Steuereinheit erzeugt Ansteuersignale nach bestimmten Taktmustern, wobei die Ansteuersignale Steuereingängen 7 der Schaltelemente 4 zugeführt werden, wodurch diese in den leitenden oder sperrenden Zustand schaltbar sind. Im Gleichstromkreis 2, der als Gleichstromzwischenkreis 8 ausgebildet ist, liegt ein Zwischenkreiskondensator 9. Der Gleichstromkreis 2 ist über einen Shunt 10 mit der Brückenschaltung 1 verbunden.
Bei dem erfindungsgemäßen Vorgehen ist nur ein einziger Shunt 10 vorhanden, mit dem in sequenzieller Folge die Phasenströme des Asynchronmotors 6 ermittelt werden können. Vorzugsweise werden zwei Phasenströme der insgesamt drei Phasenströme gemessen und der dritte Phasenstrom mittels der Kirchhoffschen Gesetze berechnet. Es ist ein bestimmtes Schaltmuster, also eine bestimmte Ansteuerung der steuerbaren Schaltelemente 4 erforderlich, damit der Strom durch den gemeinsamen Shunt 10 in der Zu- beziehungsweise Rückleitung vom/zum Gleichstromzwischenkreis 2 dem zu messenden Phasenstrom entspricht. An den Shunt 10 ist eine Messverstärkerschaltung 12 und ein Analog-Digital-Wandler 11 angeschlossen, der das analoge Signal des Shunts 10 in ein digitales Signal umwandelt. Die Messverstärkerschaltung 12 weist im Betrieb eine Einschwingzeit E auf. Der Analog-Digital-Wandler 11 besitzt eine Abtastzeit A und die vorzugsweise als Feldeffekttransistoren (Fet) ausgebildeten Schaltelemente 4 besitzen eine Totzeit T.
Die Ansteuerung der Schaltelemente 4 mittels der nicht dargestellten Steuereinheit erfolgt nicht gemäß Figur 2, da in dieser Figur eine bekannte mittenzentrierte Pulsweitenmodulation dargestellt ist, das heißt, die dort dargestellten Ansteuersignale bilden ein mittenzentriertes Taktmuster für die einzelnen Phasen U, V und W, innerhalb der in der Figur 2 dargestellten Pulsweitenmodulations-Periode (PWM-Periode). Würde man diese Ansteuerung vornehmen, so ließen sich die Phasenströme des Verbrauchers 5 nicht mit Hilfe eines einzigen Shunts 10 aufgrund der Gleichzeitigkeit ermitteln. Demzufolge wird gemäß Figur 3 dazu übergegangen, dass ein anderes Taktmuster gewählt wird, das heißt, die Schaltzeiten der Schaltelemente 4 werden gemäß Figur 3 zeitlich verschoben, sodass die Messung von mindestens zwei Phasenströmen innerhalb einer Pulsweitenmodulations-Periode möglich ist. Die beiden
Messungen sind mit Messung 1 und Messung 2 gekennzeichnet (1. Messung und 2. Messung). Zum Zeitpunkt der 1. Messung entspricht der Strom durch den Shunt 10 dem Strom in der Phase U; zum Zeitpunkt der 2. Messung entspricht der Strom durch den Shunt 10 dem inversen Strom in der Phase W (dies entspricht der Addition der Phasenströme U und V). Die Messungen werden in der Teilperiode B der Pulsweitenmodulations-Periode durchgeführt. An die Teilperiode B schließt sich die Teilperiode A an, wobei die Summe von Teilperiode B und Teilperiode A die Pulsweitenmodulations-Periode ergeben. Ein Vergleich der Figuren 2 und 3 verdeutlicht die Verschiebung der Schaltzeitpunkte der Schaltelemente 4.
In der Figur 4 ist die Teilperiode B im Detail verdeutlicht. Die Zustände der als Feldeffekttransistoren ausgebildeten Schaltelemente 4 sind mit „Hi-FET" und mit „Low-FET" für die einzelnen Phasen U, V, W gekennzeichnet. Um nun die erste Messung durchführen zu können, sind hardwaremäßige Belange zu berücksichtigen. Hierunter sind die Totzeit T der Schaltelemente 4, die Einschwingzeit E der Messverstärkerschaltung 12 und die Abtastzeit A des Digital-Analog-Wandlers 11 zu verstehen. Werden diese drei Zeiten minimiert, also möglichst klein gemacht, wobei dennoch die jeweilige Funktion gewährleistet ist, so ergibt sich gemäß Figur 4 in der Summe dieser drei Zeiten die mögliche minimale Phasenverschiebung (Min. Phasenverschiebung) für die erste Messung. Am Ende der Abtastzeit A kann dann die erste Messung erfolgen. Entsprechendes gilt für die Durchführung der zweiten Messung, da auch dort zunächst die minimale Totzeit, die minimale Einschwingzeit und die minimale Abtastzeit abgewartet werden müssen, wobei die Summe dieser drei Zeiten die minimale Phasenverschiebung für die zweite Messung ergibt.
Demgemäß errechnet sich die für eine Strommessung nötige Verschiebung wie folgt: Verschiebung = Totzeit des Brückenzweigs + Einschwingzeit der Messverstärkerschaltung + Abtastzeit des Digital-Analog-Wandlers.
Die Teilperiode B ergibt sich somit für zwei Messungen als: Teilperiode B = 2 x Verschiebung.
Die Teilperiode A ist somit:
Teilperiode A = PWM-Periode - Teilperiode B.
Die Figur 5 verdeutlicht nochmals, dass für eine Strommessung in mindestens zwei Phasen des Asynchronmotors 6 ein Taktmuster zum Ansteuern der
Schaltelemente 4 derart benötigt wird, dass der Strom durch den gemeinsamen Shunt 10, der beispielsweise in der Masseleitung liegt, dem Strom durch die zu messenden Phasen entspricht. Dies kann - wie vorstehend bereits gezeigt wurde - durch Phasenverschiebung bei einer asymmetrischen Pulsweitenmodulation erreicht werden.
Gemäß Figur 6 wird unter Berücksichtung der vorstehenden Ausführungen deutlich, dass eine obere und eine untere Grenze des Tastverhältnisses vorliegt, das also das Taktmuster der Ansteuersignale keine Überschreitung der Grenze vornehmen kann, da dann das Taktmuster zur Messung von zwei Phasenströmen in der Halbperiode B „zerstört" wird. Während in der Figur 5 eine asymmetrische Pulsweitenmodulation mit Phasenverschiebung dargestellt ist, bei der eine Strommessung möglich ist, ist beim Beispiel der Figur 6 die Strommessung nicht mehr möglich. Liegt nun das Taktmuster gemäß Figur 6 vor und will man die Erkenntnis gemäß Figur 5 darauf anwenden, so ergibt sich für die dargestellte Pulsweitenmodulations-Periode das Taktmuster gemäß Figur 7. Um die Auswirkungen dieses bewussten Eingriffs besser darstellen zu können, wird auf die Zeigerdiagramme für Messvektoren, Sollvektorerzeugung und Vektorfehler mit und ohne Messeingriff der nachstehenden Figuren 8 bis 11 verwiesen.
Gemäß Figur 8 resultiert aus der ersten Messung der Figur 7 ein 1. Strommessvektor, der die Phasenlage von U aufweist. Ein 2. Strommessvektor resultiert aus der zweiten Messung, bei der Anteile der Phasen V und W vorliegen. Werden die beiden Strommessvektoren vektoriell addiert, so ergibt sich ein resultierender Strommessvektor in der Halbperiode B. In Figur 9 ist dieser resultierende Strommessvektor nochmals dargestellt und es ist im Zeigerdiagramm ein Sollvektor dargestellt, der von der Steuereinheit als Phasenvektor vorgegeben wird, der als momentenstellender und feldbildender Vektor anzusehen ist. Wird nun - gemäß Figur 9 - in der Halbperiode A der dort eingezeichnete „Vektor in Halbperiode A" gebildet, so ergibt die vektorielle Addition des resultierenden Strommessvektors in Halbperiode B mit dem Vektor in Halbperiode A den Sollvektor. Mithin ist eine Sollvektorerzeugung möglich und auch die Strommessung durchführbar.
Die Figur 10 zeigt ein Zeigerdiagramm, das dem Diagramm der Figur 6 entspricht, bei dem eine Strommessung nicht möglich ist, da keine Information über die Phase U vorliegt.
Die Figur 11 verdeutlicht mittels eines Zeigerdiagramms die Situation der Figur 7, das heißt der asymmetrischen Pulsweitenmodulation mit Phasenverschiebung und mit Eingriff für die Strommessung. Erkennbar ist der Vektor in der Halbperiode B, so wie er durch den Messeingriff entsteht. Ferner ist der Vektor in der Halbperiode A dargestellt, sodass sich hieraus ein resultierender Vektor ergibt, der jedoch nicht dem Sollvektor entspricht. Zwischen dem resultierenden Vektor und dem Sollvektor klafft ein Vektorfehler, der ebenfalls in der Figur 11 eingezeichnet ist. Durch diesen Messeingriff wird ein deutlich hörbares Geräusch erzeugt, das die Frequenz der Messung aufweist. Ferner führt dieser Messeingriff zu einem erhöhten Blindstromanteil innerhalb des Gleichstromzwischenkreises 8 (Kondensator). Insbesondere führt der Messeingriff zu einer Erhöhung des Zwischenkreisstromes. Diese Stromerhöhung führt zu einer stärkeren Belastung des Zwischenkreiskondensators 9 und der Endstufe. Weiterhin erfolgt hier gegebenenfalls eine Erhöhung der Drehmomentwelligkeit durch den auftretenden Vektorfehler. Die Auswirkung dieser genannten Effekte ist von der Amplitude des Messeingriffsvektors abhängig.
Wird nun - gemäß Figur 13 - die Phasenlage für die beiden benötigten Strommessvektoren erfindungsgemäß ausgewählt, so lässt sich eine Reduzierung des Messeingriffs herbeiführen, sodass die Geräuschbildung nachlässt und der Kondensatorstrom und die Drehmomentwelligkeit bei der Phasenstrommessung mit nur einem Shunt 10 verringert. Dies ist in der Figur 12 verdeutlicht, bei dem der erste Strommessvektor die Phasenlage V aufweist und der zweite Strommessvektor sich aus den beiden Phasenlagen von V und W zusammensetzt, sodass der resultierende Strommessvektor in der Halbperiode B die aus der Figur 12 hervorgehende Lage aufweist, die von der Lage des entsprechenden Vektors der Figur 11 abweicht. Wird nun - gemäß Figur 13 - in das der Figur 12 entsprechende Zeigerdiagramm der Sollvektor eingetragen und auch der Vektor in der Halbperiode A, so ist erkennbar, dass der Fehlervektor (Vektorfehler) sehr viel kleiner geworden ist. Dies zeigt der Vergleich der Figuren 13 und 11.
Das den Figuren 12 und 13 entsprechende Taktmuster geht aus der Figur 14 hervor. Es ist zu erkennen, dass unter Anwendung einer geeigneten Phasenwahl beim Messeingriff der Fehlervektor deutlich verkleinert wird. Er würde beim gezeigten Sollvektor ganz zu Null werden, wenn zusätzlich eine Kompensation des Messeingriffs in der Halbperiode A erfolgen würde.
Aufgrund des erfindungsgemäßen Vorgehens wurde ausgehend von einer Phasenverschiebung von 8 μs und einer PWM-Frequenz von 16 kHz sowie einer überlagerten feldorientierten Regelung (FOR) mit 8 kHz eine Stromreduzierung des Zwischenkreises bewirkt. Der Kondensatorstrom wurde über mehrere verschiedene Lastfälle gemittelt. Als Basisvariante (0 %) wurde eine reine mittenzentrierte Ansteuerung simuliert. Damit geben die nachstehenden Werte nur einen relativen Faktor an. Durch einen festen Messeingriff wurde der kritische Kondensatorstrom um 26,97 % erhöht. Erfolgt der Eingriff der Messung mit Phasenauswahl, so ergibt sich nur 20,8 % Erhöhung des Kondensatorstroms. Dieselbe Reduzierung ergibt sich zudem für den Summenstrom. Der Summenstrom stellt den effektiven Strom im Shunt 10 dar.
Nachstehend wird nunmehr auf die Figuren 15 bis 22 näher eingegangen. Bei der dort mittels der Schaltung der Figur 1 erfolgenden Strommessung wird ein entsprechendes Taktmuster verwendet. Dieses Taktmuster wird aus Geräuschgründen mit jeder Pulsweitenmodulationsperiode (16 kHz) und nicht nur bei jedem Messeingriff (1 kHz) gestellt. Das Taktmuster erfolgt mit
Phasenverschiebung in den einzelnen Phasen V und W, wie dies aus der Figur 15 hervorgeht. Dabei erfolgt wiederum eine Aufteilung in eine Halbperiode A und eine Halbperiode B. Die Halbperiode B dient der Strommessung. Auch hier wird wiederum eine erste Messung und eine zweite Messung durchgeführt. Wird jedoch zur Messeingriffskompensation ein sehr großer Vektor erforderlich, so kann es vorkommen, dass das Taktmuster bei der Strommessung „zerstört" wird, da die Zeit innerhalb der Pulsweitenmodulations-Periode nicht mehr ausreicht, um diesen Vektor zu erstellen. Ein Beispiel dafür ist in Figur 16 gezeigt.
Befindet sich der momentstellende Vektor auf der gegenüberliegenden Seite des Strommessvektors, das heißt wird Blindleistung erzeugt, so entstehen deutlich stärkere Gradienten bei der Erstellung der einzelnen Schaltzustände, da die Differenz zwischen dem momentstellenden Vektor und dem Strommessvektor (Halbperiode B) sehr groß ist.
Aus diesem Grunde erfolgt erfindungsgemäß eine Berücksichtigung der Position des momentstellenden Vektors (Winkelposition) in Bezug auf das zu stellende Taktmuster (Strommessmuster). Hier entstehen nunmehr sechs verschiedene Strommessmuster, die in Abhängigkeit der Winkelposition gestellt werden. Vorteilhaft ist dabei die Reduzierung des Blindstromanteils im Zwischen kreiskondensator 9 und im Gleichstromzwischenkreis 8. Ferner erfolgt eine bessere Ausreizung des verfügbaren Spannungsbereichs und somit eine erhöhte Effektivität. Es erfolgt eine Reduzierung der Gradienten im Phasenstrom und somit eine Reduzierung des so genannten Momentenrippels.
Ein Vergleich der Figuren 17 bis 22 zeigt, dass eine Auswahl des Strommessmusters in Abhängigkeit der Position der Kombination aus momentstellenden und feldbildenden Vektors - im Folgenden Phasenvektor genannt - getroffen werden kann. Vorzugsweise wird dieses Strommessmuster aus Geräuschgründen in jeder Pulsweitenmodulations-Periode gestellt, in dem sich der Phasenvektor innerhalb des eingerahmten Bereichs befindet. In den Figuren 18 bis 22 ist links jeweils ein Zeigerdiagramm und rechts dazu die jeweils zugehörige Pulsweitenmodulations-Periode dargestellt. Der eingerahmte Bereich stellt jeweils den Bereich des momentstellenden Vektors dar. In den Figuren 17 bis 22 wird in den zu dem Zeigerdiagramm zugehörigen Strommessmustern nur in Bezug auf die Halbperiode B ein Bezug zum Zeigerdiagramm hergestellt. In der Halbperiode A wird in Abhängigkeit der Position innerhalb des eingerahmten Bereichs im Zeigerdiagramm variiert.
Aus den Figuren 17 bis 22 wird deutlich, dass die Taktmuster unter
Berücksichtung der momentanen Drehwinkelposition des Phasenvektors gewählt werden. Insbesondere rotiert der durch die Strommessung bewirkte Strommessvektor mit dem Phasenvektor. Hierdurch ergeben sich Stromreduzierungen im Zwischenkreis. Erfolgt der Eingriff komplett in Abhängigkeit des Drehfeldwinkels, so wird der Blindstrom nahezu vollständig reduziert. Diese Reduzierung ergibt sich zudem für den Summenstrom, der den effektiven Strom im Shunt 10 darstellt.
Während im Ausführungsbeispiel der Figur 4 in der Teilperiode B in zwei Phasen jeweils eine Messung des durch den Shunt fließenden Stromes durchgeführt wird, ist gemäß Figur 23 vorgesehen, dass die beiden Phasenströme mehrmals, beispielsweise n- mal abgetastet werden. In der Figur 23 sind zwei Messungen der beiden Phasenströme pro PWM-Periode grafisch dargestellt. Es gilt dann die Beziehung, dass die minimale Phasenverschiebung sich nach folgender Gleichung ergibt: Minimale Phasenverschiebung = minimale Totzeit T des Schaltelements, insbesondere minimale Totzeit T eines Brückenzweigs + minimale Einschwingzeit E der Messverstärkerschaltung + minimale Wandlungszeit W • (n - 1 ) + minimale Abtastzeit A des Analog-Digital-Wandlers, wobei n die Anzahl der Messungen eines Phasenstroms pro PWM-Periode darstellt. Unter der Wandlungszeit W des Analog-Digital-Wandlers ist eine komplette Wandlungszeit zu verstehen, die sich aus einer Abtastzeit eines Sample & Hold-Glieds und einer Umsetzzeit des Analog-Digital-Wandlers zusammensetzt. Aus der Figur 23 geht hervor, dass in der Teilperiode B in Bezug auf die Strommessung einer ersten Phase die Messung 1.1 und die Messung 1.2 durchgeführt wird. Somit liegen zwei Strommessungen einer Phase in dieser Periode vor. In der sich anschließenden Zeitspanne erfolgt dann innerhalb der Teilperiode B dieser Periode die Messung 2.1 und 2.2, also zwei Strommessungen einer anderen Phase. Der jeweilige Strom in der dritten Phase wird dann nach den Kirchhofschen Gesetzen bestimmt.

Claims

Ansprüche
1. Verfahren zur Strommessung mit einer Messverstärkerschaltung (12) und einem Analog-Digital-Wandler (11 ) in einem insbesondere mehrphasigen Stromnetz, bei dem durch mindestens ein steuerbares Schaltelement (4) eine gewünschte Bestromung eines elektrischen Verbrauchers (5) erfolgt und eine Steuereinheit auf das mindestens eine steuerbare Schaltelement (4) wirkende Ansteuersignale erzeugt, um die gewünschte Bestromung des Verbrauchers (5) zu erreichen, wobei Taktmustern der Ansteuersignale Messfenster zur Strommessung, insbesondere zur Messung von Phasenströmen, zugeordnet sind und Taktmuster zeitlich verschoben werden, um Messfenster ausreichender zeitlicher Größe zu erhalten, wobei sich eine minimale zeitliche Verschiebung aus der Summe von einer minimalen Totzeit des Schaltelements (4), insbesondere einer minimalen Totzeit eines Brückenzweigs (3), einer minimalen Einschwingzeit der Messverstärkerschaltung (13) und einer minimalen Abtastzeit des Analog-Digital-Wandlers (11 ) zusammensetzt.
2. Verfahren zur Strommessung, insbesondere nach Anspruch 1 , in einem mehrphasigen Stromnetz, bei dem durch steuerbare Schaltelemente (4) eine gewünschte Bestromung eines elektrischen Verbrauchers (5) erfolgt und eine Steuereinheit auf die steuerbaren Schaltelemente (4) wirkende Ansteuersignale erzeugt, um die gewünschte Bestromung des Verbrauchers (5) zu erreichen, wobei Taktmustern der Ansteuersignale Messfenster zur Strommessung von Phasenströmen zugeordnet sind und Taktmuster zeitlich verschoben werden, um Messfenster ausreichender zeitlicher Größe zu erhalten, und wobei die
Taktmuster unter Berücksichtigung einer Phasenauswahl für die Strommessung gewählt werden.
3. Verfahren zur Strommessung, insbesondere nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, in einem mehrphasigen, einen Phasenvektor aufweisenden Stromnetz, bei dem durch steuerbare Schaltelemente (4) eine gewünschte Bestromung eines elektrischen Verbrauchers (5) erfolgt und eine Steuereinheit auf die steuerbaren Schaltelemente wirkende Ansteuersignale erzeugt, um die gewünschte Bestromung des Verbrauchers (5) zu erreichen, wobei Taktmustern der Ansteuersignale Messfenster zur Strommessung von Phasenströmen zugeordnet sind und Taktmuster zeitlich verschoben werden, um Messfenster ausreichender zeitlicher Größe zu erhalten, und wobei die Taktmuster unter Berücksichtigung der momentanen Drehwinkelposition des Phasenvektors gewählt werden.
4. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, insbesondere nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass zu der Summe das Glied: (n - 1 ) • minimale Wandlungszeit W des Analog-Digital-Wandlers additiv hinzukommt.
5. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass als Ansteuersignale Pulsweitenmodulationssignale eingesetzt werden.
6. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass als Verbraucher (5) ein insbesondere mehrphasiger Asynchronmotor (6) oder ein insbesondere mehrphasiger Permanentmagnet- Synchronmotor bestromt wird.
7. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass in je einem Messfenster die Messung eines
Phasenstromes des Verbrauchers (5) erfolgt.
8. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass als Schaltelemente (4) elektronische Bauteile, insbesondere Transistoren und/oder Thyristoren, eingesetzt werden.
9. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Bestromung des Verbrauchers (5) mit einer steuerbaren Brückenschaltung (1 ) erfolgt.
10. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Brückenschaltung (1 ) eine B6-Brücke ist.
11. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Brückenschaltung (1 ) von einem Gleichstromkreis, insbesondere einem Gleichstromzwischenkreis (8), gespeist wird.
12. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Strommessung mittels Shunt (10) erfolgt.
13. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Phasenströme des Verbrauchers (5) gemessen werden.
14. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Phasenströme mit nur einem Shunt (10) gemessen werden, der in dem Gleichstromkreis angeordnet ist.
15. Verfahren einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Strommessung am Ende der Abtastzeit erfolgt.
16. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, insbesondere nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Phasenauswahl derart erfolgt, dass eine durch die Strommessung erzeugte Abweichung von einem vorgegebenen Sollvektor zu Null oder möglichst klein wird.
17. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, insbesondere nach Anspruch 2 oder Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass ein durch die Strommessung bewirkter Strommessvektor in seiner Phasenlage zur Minimierung der Abweichung ausgewählt wird.
18. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, insbesondere nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass ein durch die Strommessung bewirkter Strommessvektor mit dem Phasenvektor rotiert.
19. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, insbesondere nach Anspruch 3 oder Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, dass der Phasenvektor aus der Kombination eines momentstellenden und feldbildenden Vektors resultiert.
20. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Verbraucher (5) eine Sternschaltung aufweist.
21. Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche.
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