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Die
Erfindung betrifft Verbesserungen bei Motorsteuerungsstrategien
sowie Motorsteuerungsschaltungen und Motorantriebsschaltungen, die
solche verbesserte Strategien umfassen. Sie betrifft insbesondere Verbesserungen
bei Motorsteuerungsstrategien für
Motoren in elektrischen Servolenkungssystemen, obwohl breitere Anwendungen
vorgesehen sind.
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Elektrische
Motoren werden zunehmend übliche
Bestandteile alltäglicher
Maschinen. Ein Bereich von großem
Interesse ist die Verwendung eines Elektromotors, um ein Hilfsdrehmoment
auf einen Bereich einer Lenksäulenwelle
aufzubringen, damit das Lenkrad eines Fahrzeuges leichter drehbar
gemacht wird. Indem das Drehmoment erfasst wird, das von einem Fahrer
beim Drehen des Lenkrades vorgegeben wird, kann ein Motorantriebssignal
erzeugt werden, das wiederum einen betriebsmäßig mit der Lenksäule verbundenen
Motor ansteuert. Der Motor bringt ein Drehmoment in der gleichen
Richtung wie die Fahreranforderung an der Lenksäule auf.
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Um
die Anforderungen an eine gleichmäßige Drehmomentcharakteristik
und an eine genaue Motorantriebscharakteristik zu erfüllen, ist
es bekannt, einen Elektromotor vorzusehen, der einen bürstenlosen
Rotor mit einer Anzahl von Permanentmagneten umfasst, der sich innerhalb
eines Stators mit einer Anzahl von (typischerweise drei) Phasenwicklungen
dreht. Die Phasenwicklungen sind miteinander in einer Dreieckanordnung
oder einer Sternanordnung verschaltet und können unter Verwendung impulsbreitenmodulierter
Signale gesteuert werden, die an Schalteinrichtungen in einer Brückenschaltung
angelegt werden.
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Um
den Motor genau zu regeln, muss eine Messung des in dem Motor fließenden Stroms
durchgeführt werden,
was ein Bestimmen des Motordrehmoments ermöglicht. Es wurde vorgeschlagen,
dass eine Anzahl von Stromerfassungswiderständen verwendet werden kann,
die in der Motorantriebsschaltung vorgesehen sind, um die Motorstrommessung
zu übernehmen.
Ein einziger Widerstand ist in Reihenschaltung in jeder Phase des
Motors vorgesehen, wobei die über
jeden Widerstand entstehende Spannung proportional zum Stromfluss
durch den Widerstand ist. Dies erfordert jedoch mehrere Stromerfassungsschaltungen,
und zwar eine pro Widerstand.
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Alternativ
hierzu kann ein Stromerfassungswiderstand eliminiert werden, da
bekannt ist, dass die algebraische Summe der in allen Phasen des
Motors fließenden
Ströme
gleich Null sein muss. Daher würden bei
einem n-phasigen Motor n – 1
Stromerfassungswiderstände
und Stromerfassungsschaltungen erforderlich sein.
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Alternativ
hierzu wurde vorgeschlagen, dass lediglich ein einziger Erfassungswiderstand
verwendet wird. Diese Ausgestaltung reduziert den Aufwand und die
Bauteilanzahl und ist für
Messungenauigkeiten nicht anfällig,
die auftreten können,
wenn zwei oder mehr Erfassungswiderstände verwendet werden, und zwar
aufgrund unterschiedlicher Bauteiltoleranzen und unterschiedlicher
Erfassungsschaltungstoleranzen, die jedem Stromsensor zugeordnet
sind. Eine genauere Motorsteuerung kann erreicht werden, falls die
Messungen mit einer genauen Zeitsteuerung durchgeführt werden
und in der Strommessschaltung vorhandene Offsetspannungen eliminiert
werden. Ein derartiger einziger Erfassungswiderstand wird typischerweise
in der Schaltung platziert, um den gesamten Momentanstromfluss zwischen
einer Gleichstromversorgung und der Brückenschaltung und der Motorkombination
zu messen.
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Uns
ist die europäische
Patentanmeldung bekannt, die als
EP 0 877 232 A2 veröffentlicht ist, die einen dreiphasigen
Motor offenbart, bei dem die Stromerfassung in jeder Phase, insbesondere
wenn der Strom Null ist, durchgeführt wird, um eine Korrektur
in jeder Phase für
einen Null-Strom-Offset jeder Strommessung bereitzustellen. Sie
bildet den Oberbegriff des Anspruchs 1.
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Gemäß einem
ersten Aspekt schafft die Erfindung ein Verfahren zum Überwachen
der Arbeitsweise eines bürstenlosen
Motors gemäß Anspruch
1.
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Mit
eingeschaltet meinen wir, dass die Schalteinrichtung eine niedrige
Impedanz für
den Zweig darstellt, und mit ausgeschaltet meinen wir, dass sie
eine hohe Impedanz für
den Zweig darstellt.
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Durch
eine Überwachung
des Ausgangssignals der Strommesseinrichtung, die mit dem Zeitpunkt
korrespondiert, bei dem bekannt ist, dass der Strom in der Strommesseinrichtung
Null ist, kann jeglicher Offset oder jegliche Drift in dem Ausgangssignal
von der Strommesseinrichtung detektiert und kompensiert werden. Falls
erforderlich, kann das Ausgangssignal anschließend auf Null zurückgesetzt
werden, um den modifizierten Ausgangssignalwert zu erzeugen. Dies
kann erreicht werden, indem ein Offsetwert erzeugt wird, dessen Größe im Wesentlichen
gleich dem gemessenen Ist-Wert ist. Dieser kann zu dem gemessenen
Ist-Wert addiert werden oder von diesem subtrahiert werden, um das
modifizierte Ausgangssignal für
einen Nullstromfluss zu Null (oder auf irgendeinen anderen „idealen" Wert) zu zwingen,
indem das Ist-Ausgangssignal mit dem idealen Ausgangssignal verglichen
wird. Tatsächlich
ist beabsichtigt, dass der Kompensationswert anschließend von jedem
Ausgangssignalwert (sogar wenn der Strom nicht Null ist) subtrahiert
werden kann, um jeglichen Null-Offset zu kompensieren.
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Durch
Messen des Ausgangssignals der Strommesseinrichtung zu Zeitpunkten,
zu denen bekannt ist, dass der Stromfluss durch die Strommesseinrichtung
Null ist, während
der Motor läuft,
kann das Ausgangssignal „on-line" kompensiert werden,
während
der Motor läuft.
Wir meinen damit, dass, falls gewünscht, die Messungen durchgeführt werden
können,
während
der Motor in einem seiner Betriebsquadranten betrieben wird, d.h.
Antreiben, Bremsen etc. Dies schafft eine erhöhte Flexibilität gegenüber einem
System, bei dem eine Kompensation durchgeführt wird, wenn der Motor ausgeschaltet
ist. Beispielsweise kann ein regelmäßiger aktualisierter Kompensationswert
erhalten werden, ohne dass darauf gewartet werden muss, dass der
Motor abgeschaltet ist. Dies ist insbesondere nützlich, wenn der Motor einen
Bestandteil eines elektrischen Servolenkungssystems bildet, da die
Nullstrommessungen periodisch oder zufällig durchgeführt werden
können,
während
mit dem Fahrzeug gefahren wird, und der Motor beispielsweise ein
Drehmoment erzeugt, ob drehend oder anders.
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Das
Verfahren kann einen Schritt des Addierens des Offset-Werts zu dem
Ausgangssignal von der Strommesseinrichtung oder des Subtrahierens
des Offset-Werts von dem Ausgangssignalwert der Strommesseinrichtung
umfassen, um das modifizierte Ausgangssignal zu erzeugen.
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Das
Verfahren ist speziell zum Überwachen
dreiphasiger Motoren geeignet, obwohl es daran angepasst sein kann,
Motoren mit mehr als drei Phasen zu steuern.
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Das
Verfahren kann ferner die Schritte des Steuerns des Motors durch
Anlegen geeigneter Signale an jede Schalteinrichtung umfassen, um
die an jede Phase des Motors angelegte Durchschnittsspannung zu
variieren, während
auch ermöglicht
wird, dass die Nullstrommessung durchgeführt wird.
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Das
entsprechende, an jede Schalteinrichtung angelegte Signal kann ein
impulsbreitenmoduliertes Signal umfassen. Vorzugsweise werden alle
Schalteinrichtungen durch entsprechende impulsbreitenmodulierte Signale
moduliert, die die gleiche synchronisierte Modulationszykluszeit
aufweisen.
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Vorzugsweise
werden die Signale derart ausgewählt,
dass während
jedes Impulsbreitenmodulationszyklus oder während ausgewählter Impulsbreitenmodulationszyklen
der Momentanstrom in die oder aus der Brückenschaltung an einem ersten
Zeitpunkt unabhängig
vom Nettostrom in dem Zyklus Null ist. Dies ermöglicht, dass eine Nullmessung
durchgeführt
werden kann, wenn der Motor läuft,
unabhängig
vom Gesamtnettomotorstrom.
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Das
an jede Schalteinrichtung angelegte bevorzugte impulsbreitenmodulierte
Signal wird durch einen einzigen EIN-AUS-Übergang und einen einzigen
AUS-EIN-Übergang
oder eine Flanke in jedem Zyklus definiert.
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Die
Orte der EIN-AUS-Flanken innerhalb eines oder innerhalb jedes Zyklus
werden vorzugsweise derart ausgewählt, dass alle obere Einrichtungen
eingeschaltet sind, während
alle unteren Einrichtungen gleichzeitig für zumindest einen ersten Zeitpunkt
innerhalb jeder Periode ausgeschaltet sind. Dies stellt sicher,
dass ein Gesamtstrom von Null in die oder aus der Brückenschaltung
und folglich durch die Strommesseinrichtung während jeder Periode zu diesem
ersten Zeitpunkt fließt.
Das Ausgangssignal der Strommesseinrichtung zu diesem Zeitpunkt
kann überwacht
werden, um die Ist-Nullstrommessung durchzuführen.
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Alternativ
werden die Flankenpositionen derart ausgewählt, dass zum ersten Zeitpunkt
alle oberen Schalteinrichtungen ausgeschaltet sind, während die
unteren Schalteinrichtungen eingeschaltet sind. Dies stellt auch
sicher, dass ein Nullstrom in die Brückenschaltung oder aus der
Brückenschaltung
und folglich durch die Strommesseinrichtung fließt.
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Selbstverständlich ist
es nicht wesentlich, dass es ständig
möglich
ist, eine Nullstromlesung während jedes
Zyklus durchzuführen,
obwohl dies bevorzugt ist und den Vorteil bietet, dass ein regelmäßig aktualisierter Offsetwert
erhalten werden kann.
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Die
an jede Phase des Motors während
eines Zyklus angelegte Nettospannung hängt von der Impulsdauer des
an jede Schalteinrichtung angelegten impulsbreitenmodulierten Signals
ab. Höchst
bevorzugt wird innerhalb jedes Zyklus die obere Einrichtung für einen
Zeitraum eingeschaltet, der im Wesentlichen gleich der Zeitdauer
ist, während
der die untere Einrichtung ausgeschaltet ist und umgekehrt, wobei
jede Einrichtung von EIN zu AUS und umgekehrt nur einmal während jedes
Modulationszyklus geschaltet wird.
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Höchst bevorzugt
wird während
eines einzigen Zyklus die obere Einrichtung zuerst von einem anfänglich ausgeschalteten
Zustand am Anfang der Periode in einen eingeschalteten Zustand geschaltet.
Sie verbleibt dann in dem eingeschalteten Zustand für einen
Zeitraum, der von der Phasenspannungsanforderung abhängt. Sie
wird dann bis zum Ende des Zyklus in den ausgeschalteten Zustand
zurückgeschaltet.
Die gesamte Wellenform eines Zyklus wird daher durch ein Einschaltereignis
(oder eine Flanke) und ein Ausschaltereignis (oder eine Flanke)
definiert.
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Während des
gleichen einzigen Zyklus kann sich anfänglich die untere Schalteinrichtung
am Anfang des Zyklus im eingeschalteten Zustand befinden. Sie wird
dann in den ausgeschalteten Zustand geschaltet, wo sie für einen
vorbestimmten Zeitraum ausgeschaltet bleibt, der von der Phasenspannungsanforderung
abhängt,
bevor sie wieder bis zum Ende des Zyklus in den eingeschalteten
Zustand zurückgeschaltet
wird. Die Gesamtwellenform in einem Zyklus wird daher durch ein
Ausschaltereignis (oder eine Flanke) und ein Einschaltereignis (oder
eine Flanke) definiert.
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Höchst bevorzugt
kann das Verfahren den Schritt des Ausrichtens der Signale für jede Schalteinrichtung
umfassen, wodurch die Zeiträume,
während
derer die obere Schalteinrichtung eingeschaltet ist, und die Zeiträume, während derer
die untere Schalteinrichtung ausgeschaltet ist, (oder umgekehrt)
während
eines jeden Zyklus mittig ausgerichtet sind, so dass die zwei Flanken
eines jeden Signals von jeder Seite eines willkürlich ausgewählten Punkts
in dem Zyklus gleichmäßig beabstandet
sind. Vorzugsweise sind sie um den Mittelpunkt des Zyklus zentriert.
Dies stellt sicher, dass der Mittelpunkt damit korrespondiert, dass
alle oberen Schalteinrichtungen eingeschaltet sind und alle unteren
Schalteinrichtungen ausgeschaltet sind, was folglich einen geeigneten
Punkt zum Nehmen eines Abtastwertes des Ausgangssignals von der
Strommesseinrichtung definiert, wenn der Nullstrom durch die Strommesseinrichtung
fließt.
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Im
Falle eines dreiphasigen Motors kann das Verfahren ferner, nachdem
die Signale mittig ausgerichtet sind, ein Verschieben der Flanken
eines oder mehrerer der Signale innerhalb des Zyklus umfassen, so
dass sie sich in einer Weise überlappen,
die dazu geeignet ist zu ermöglichen,
dass zwei zeitlich genau bestimmte Abtastwerte von der Strommesseinrichtung
genommen werden, wobei jeder dem Strom in einer unterschiedlichen
einzigen Phase des Motors entspricht. Mit dem Wissen, dass die algebraische
Summe der Phasenströme
in einem dreiphasigen Motor Null ist, ermöglicht das Messen des Stroms
in zwei Phasen, dass der Strom in der dritten Phase berechnet werden
kann und folglich der Strom in allen drei Phasen bekannt ist. Vorzugsweise
werden die Signale in der oberen und der unteren Schalteinrichtung
in einer Phase nicht gegeneinander verschoben.
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Unter
der Voraussetzung, dass eine derartige Verschiebung ermöglicht,
dass zwei Phasenströme
bei allen Zuständen
von dreiphasigen Impulsbreitenmodulationstastverhältnissen
gemessen werden können,
können
die dreiphasigen Ströme
immer gemessen werden, und folglich kann eine Regelung mit einem
geschlossenen Regelkreis der dreiphasigen Ströme in dem Motor durchgeführt werden,
indem die dreiphasigen Impulsbreitenmodulationstastverhältnisse
angepasst werden, um die dreiphasigen Ströme auf die vorgegebenen Werte
zu regeln. Natürlich
ist es wichtig, dass das Tastverhältnis für jedes Signalpaar durch diese
Verschiebung nicht wesentlich geändert
wird, so dass die an jede Phase des Motors angelegte Durchschnittsspannung
im Wesentlichen konstant bleibt.
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In
Abhängigkeit
von den Ist-Signalen in einem beliebigen Zyklus kann es möglich sein,
die Signalflanken derart auszurichten, dass ein Abtastwert des Nullstroms
genommen werden kann, wenn alle oberen Schalteinrichtungen ausgeschaltet
sind und alle unteren Schalteinrichtungen eingeschaltet sind, sowie
ein Abtastwert genommen werden kann, wenn alle oberen Schalteinrichtungen
eingeschaltet sind und die unteren Schalteinrichtungen ausgeschaltet
sind. Wo es möglich
ist, umfasst das Verfahren den Schritt des Ausrichtens der Signalflanken
auf diese Weise. Falls dies nicht möglich ist, können eine
oder mehrere Fehlerindikatoren aktiviert werden, die anzeigen, dass
ein Nullstromabtastwert nicht innerhalb dieses Zyklus genommen werden kann.
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Mittels
der vorliegenden Erfindung können
die verschiedenen Tastverhältnisse
während
der Impulsbreitenmodulationssteuerung eines Motors (falls möglich) ausgerichtet
werden, so dass kurze Zeiträume
erzwungen werden, in denen ein Nullstrom in der Strommesseinrichtung
fließt.
Der Nullstromabtastwert kann dann zu diesen Zeitpunkten genommen
werden. Natürlich
ist es nicht wesentlich für
die Erfindung, Abtastwerte eines jeden Zyklus der Impulsfolge zu
nehmen. In der Tat können
derartige Abtastwerte nicht immer verfügbar sein, da den Abtastwerten,
die nicht Null sind und die für
das Modulationsschema erforderlich sind, um die individuellen Phasenströme zu messen,
der Vorrang gegeben werden muss. Jedoch werden Fach leute leicht
die Vorteile würdigen,
dass man in der Lage ist, eine Drift in der Strommessschaltung zu
kompensieren, während der
Motor läuft.
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Gemäß einem
weiteren Aspekt stellt die Erfindung ein elektrisches Servolenkungssystem
gemäß Anspruch
15 oder optional gemäß Anspruch
16 bereit.
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Es
wird jetzt lediglich beispielhaft eine Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung unter Bezugnahme auf die begleitenden Zeichnungen beschrieben,
wobei:
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1 eine Übersicht
eines Elektromotors und einer Antriebsschaltung ist, die eine Stromerfassungswiderstandsschaltung
umfasst, die einen Bestandteil eines erfindungsgemäßen elektrischen
Servolenkungssystems bildet;
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2 die
verschiedenen zum Steuern des in 1 gezeigten
Motors verwendeten Verfahrensschritte darstellt;
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3(a) die zwei Signale zeigt, die an den oberen
Transistor und den unteren Transistor in einer Phase des in 1 gezeigten
Motors angelegt werden, wenn die Phasenanforderungsspannung einen
maximalen Nettowert hat;
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3(b) zwei Signale zeigt, die an den oberen Transistor
und den unteren Transistor einer Phase des Motors angelegt werden,
wenn die Phasenanforderungsspannung einen minimalen Nettowert hat;
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4 die
Positionen aller sechs Phasensignale nach dem mittigen Ausrichten
und dem Ordnen nach der Größe zeigt;
und
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5 die
Relativpositionen der zwölf
Flanken nach dem Verschieben zum Ermöglichen der Durchführung geeigneter
Strommessungen zeigt.
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1 ist
ein Schaltplan der Antriebs/Steuerungs-Schaltung des Motors für ein elektrisches
Servolenkungssystem, das die Motorsteuerungsstrategie der vorliegenden
Erfindung enthält.
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Der
Motor umfasst einen bürstenlosen
Permanentmagnetmotor 10 mit drei Phasen (1, 2 und 3),
die je eine oder mehrere parallel geschaltete Phasenwicklungen umfas sen.
Zur einfacheren Erläuterung
werden die Phasen hierin nachstehend als Phase 1, Phase 2 bzw.
Phase 3 bezeichnet. Die Phasen sind an einem Ende an einen
Sternpunkt 4 und am anderen Ende an eine Brückenschaltung 20 angeschlossen.
Obwohl ein sterngeschalteter Motor beschrieben wird, kann die Technik
auch bei einem dreieckgeschalteten Motor angewendet werden.
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Die
Brückenschaltung 20 besteht
aus einer Anordnung von Schalteinrichtungen in der Form von Leistungstransistoren
(T1, T2, T3, B1, B2,
B3). Für
jede Phase 1, 2, 3 verbindet ein oberer
Transistor T1, T2,
T3 die Phase mit einer positiven Versorgung
+V, und ein unterer Transistor B1, B2, B3 verbindet die
Phase mit einer Spannungsversorgung von 0 Volt 0 V. Bei einem herkömmlichen
Fahrzeug wird die positive Versorgung typischerweise durch eine
Batterie bereitgestellt, wobei der negative Anschluss durch ein
Teil des Fahrzeugchassis hergestellt wird, das mit dem negativen
Anschluss der Batterie verbunden ist.
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Jeder
Transistor hat einen hohen Widerstand, wenn er ausgeschaltet ist,
und einen niedrigen Widerstand, wenn er eingeschaltet ist. Durch
Anlegen eines Signals an die Basis eines jeden Transistors kann
die geeignete Nettospannung an jede Phase angelegt werden, um den
Motor zu betreiben. Die Steuerung der Schalter wird durch eine erfindungsgemäße Steuerungsstrategie
bestimmt.
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Die
Schaltung umfasst auch eine Filterschaltung (nicht gezeigt) zwischen
der Batterie und den Schalteinrichtungen und einen Stromerfassungswiderstand 30,
der in Reihenschaltung zwischen den unteren Transistoren des Motors
und der Masseverbindung vorgesehen ist. Der Potentialabfall über den
Widerstand 30 kann unter Verwendung einer geeigneten Schaltung
(nicht gezeigt) gemessen werden, um ein Maß des Stromes bereitzustellen,
der in die Brücke
und die Motorwicklungen fließt
oder aus diesen heraus fließt.
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Jeder
Transistor wird unter Verwendung eines entsprechenden PWM-Signals
(pulse width modulation; Impulsbreitenmodulation) gesteuert, das
an seine Basis angelegt wird. Die Impulsdauer der PWM-Signale bestimmt
die Nettophasenspannungen V1, V2 und V3, die an jede Phase angelegt
werden. Die Dauer eines jeden PWM-Zyklus ist festgelegt.
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Das
an jeden Transistor angelegte PWM-Signal wird unter Verwendung einer
Motorregelungstrategie berechnet, die einen softwareimplementierten
Vektorregelungsalgorithmus verwendet. Dies ist ein Algorithmus mit
einem geschlossenen Regelkreis, der drei Phasenspannungsvorgabesignale
basierend auf dem Strom in jeder Phase erzeugt, wie er durch die
Stromerfassungsschaltung gemessen wird.
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Im
Wesentlichen umfasst die Regelungsstrategie fünf Hauptschritte, wie in 2 dargestellt
ist. Erstens werden die drei Phasenströme i1,
i2, i3 unter Verwendung
eines Stromsensors 40 zusammen mit einer Messung der Rotorposition θ des Motors
unter Verwendung eines Positionssensors 41 gemessen. Ein
Regelungsalgorithmus wird dann verwendet, um geeignete Phasenspannungsanforderungen
V1, V2, V3 bei 43 zu erzeugen. Jede Phasenspannungsanforderung
korrespondiert mit der Nettospannung, die an eine entsprechende
Phase des Motors anzulegen ist. Diese werden dann von einer ersten
Verarbeitungseinrichtung 45 verwendet, um die Tastverhältniswerte
für jede
Phase zu berechnen. Schließlich
wird jede Phasenspannungsanforderung dann in ein entsprechendes
PWM-Signal für
den oberen und den unteren Transistor dieser Phase verarbeitet 46.
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Werden
die zwei PWM-Signale, die an den oberen und den unteren Transistor
einer einzelnen Phase angelegt werden, derart betrachtet, dass sie
eine Wellenform umfassen, dann wird allgemein jede Wellenform durch
vier Flankenpositionen innerhalb eines PWM-Zyklus oder einer PWM-Periode
definiert. Dies sind die Punkte in dem PWM-Zyklus für den oberen
Transistor und die entsprechenden Positionen der Schaltereignisse für den unteren
Transistor, wo die Transistoren von eingeschaltet zu ausgeschaltet
und umgekehrt schalten. Im Allgemeinen wird, wenn der obere Transistor
für eine
Phase eingeschaltet wird, der entsprechende untere Transistor ausgeschaltet.
Ein typisches Paar von Wellenformen ist in 3(a) für eine maximale
Phasenanforderungsspannung und in 3(b) für eine minimale
Phasenanforderungsspannung gezeigt.
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Um
die Messung gewisser Motorphasenströme zu ermöglichen, wird die relative
Positionierung der Flanken einer jeden Phase durch die Verarbeitungseinrichtung 46 innerhalb
des Zyklus bestimmt. Der Zeitpunkt, zu dem der Motorstrom abzutasten
ist, wird durch die Verarbeitungseinrichtung derart ausgewählt, dass der
Zustand der sechs Schalter bekannt ist, um eine gegebene Art des
Stromflusses durch die Erfassungseinrichtung bereitzustellen. Beispielsweise
sollten zum Abtastzeitpunkt zum Messen des Nullstroms alle oberen Transistoren
eingeschaltet sein, während
die unteren Transistoren ausgeschaltet sind oder umgekehrt, um zu ermöglichen,
dass die Stromerfassungswiderstandsschaltung kalibriert werden kann.
Der exakte Ort jeder der zwölf
Flanken und die Zeitsteuerung der Abtastwerte wird durch die Verarbeitungseinrichtung
gesteuert, wie hierin nachstehend beschrieben ist.
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Die
drei Phasenspannungsanforderungen V1, V2, V3 werden dann
nach dem Wert sortiert und ihnen wird eine Referenznummer gemäß einer
der sechs resultierenden möglichen
Kombinationen zugewiesen. Im Wesentlichen wird die der höchsten normalisierten
Phasenanforderungsspannung entsprechende Phase als Phase A, die
nächste
als Phase B und die niedrigste als Phase C bezeichnet. Dieser Schritt
vereinfacht die Berechnung der Flankenpositionen für die PWM-Wellenformen.
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Jede
der Phasenspannungsanforderungen wird dann bezüglich der Hälfte der gemessenen Versorgungsspannung
normalisiert. Falls die Versorgungsspannungsmessung nicht verfügbar ist,
wird stattdessen ein Nominalwert verwendet.
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Nachdem
die normalisierte Phasenanforderungsspannung berechnet wurde, werden
die PWM-Tastverhältniswerte
für die
drei Phasen berechnet.
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Falls
die normalisierte Spannungsanforderung (normalised voltage demand)
1 überschreitet,
wird das PWM-Tastverhältnis
(PWM duty) auf PWM max (d.h. das maximale Ausgangssignal) gesetzt,
wie in 3(a) gezeigt ist. Falls sie
niedriger als –1
ist, wird das PWM-Tastverhältnis
auf PWM min (d.h. das minimale Tastverhältnis) gesetzt, wie in 3(b) gezeigt ist. Falls sie zwischen –1 und +1
liegt, ist sie definiert durch: PWM duty = min
pwm duty + {[normalised voltage demand + 1)·(max pwm duty – min pwm
duty)] ÷ 2}
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Das
PWM-Tastverhältnis
für eine
Phase definiert für
den oberen Transistor dieser Phase das Verhältnis der Zeit, die er eingeschaltet
ist, zu der Zeit, die er ausgeschaltet ist, d.h. die Verzögerungszeit
zwischen der AUS-EIN-Flankenposition und der EIN-AUS-Flankenposition. Die Zeit, die der
untere Transistor der Phase eingeschaltet ist, wird dann aus der
Zeit, die der obere Transistor eingeschaltet ist, und den Umschaltanforderungen
des Transistors berechnet.
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Nachdem
der Impulsdauerzeitraum jedes Transistors berechnet wurde, wird
als nächstes
der Ort der Flanken innerhalb eines Zyklus berechnet. Anfänglich sind
alle sechs Signale mittig ausgerichtet, so dass der Mittelpunkt
eines jeden Zeitraums, während
dessen die oberen Transistoren eingeschaltet sind, und der Mittelpunkt
eines jeden Zeitraums, während
dessen die unteren Transistoren ausgeschaltet sind, mit dem Mittelpunkt
des Zyklus ausgerichtet ist, wie in 4 gezeigt
ist.
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Nach
dem mittigen Ausrichten werden verschiedene Verschiebungen bei jedem
der sechs PWM-Signale durchgeführt,
um zu ermöglichen,
dass geeignete Phasenstrom messungen über einen einzigen Erfassungswiderstand
durchgeführt
werden können.
Wo es möglich
ist, werden die Verschiebungen derart gewählt, dass es zumindest einen
Punkt in einem Zyklus gibt, bei dem alle oberen Transistoren eingeschaltet
sind und die unteren Transistoren ausgeschaltet sind. Alternativ
sind die Verschiebungen derart ausgewählt, dass es zumindest einen
Punkt in jedem Zyklus gibt, wo alle oberen Transistoren ausgeschaltet
sind und alle unteren Transistoren eingeschaltet sind. Idealerweise
werden die Wellenformen so verschoben, dass beide Zustände in einem
einzigen Zyklus auftreten. Dies kann jedoch in Abhängigkeit
von den Wellenformen nicht möglich sein.
Falls dem so ist, wird ein Indikator aktiviert, um zu vermeiden,
dass fehlerhafte Strommessabtastwerte genommen werden.
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Das
Sicherstellen, dass zu einem Zeitpunkt im Zyklus die oberen drei
Transistoren ausgeschaltet sind und die unteren eingeschaltet sind
(oder umgekehrt) bezweckt, zu ermöglichen, dass ein Abtastwert
von der einzigen Stromerfassungswiderstandschaltung 30 genommen
werden kann, wenn bekannt wird, dass ein Nullstrom durch den Stromerfassungswiderstand
fließt.
Ein Abtastwert, der nicht Null ist, kann dann verwendet werden,
um einen beliebigen Offset in der Stromerfassungsschaltung zu berechnen
und zu kompensieren, da dies ein Maß der thermischen Drift und
der Alterung der Bauteile bereitstellt. Durch das Abtasten und das
Aktualisieren in jedem Zyklus (falls es möglich ist und unter der Annahme,
dass der Indikator nicht aktiviert ist) kann eine regelmäßige Korrektur
durchgeführt
werden, um eine Drift über
die Zeit zu vermeiden.
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Das
folgende Verfahren wird zum Positionieren der Signale innerhalb
eines jeden Zyklus verwendet. Jede PWM-Flanke (PWM edge) wird durch
ihre Position innerhalb des PWM-Zyklus definiert. Die früheste Position
in dem Zyklus, an der eine Flanke liegen kann, wird als MIN EDGE
POSITION definiert. Die letzte ist als MAX EDGE POSITION definiert.
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Es
gilt die folgende Beziehung: MAX EDGE POSITION – MIN EDGE
POSITION = PWM PERIOD – MIN
TRANSISTOR ON-TIME.
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MIN
TRANSISTOR ON TIME ist als die minimale Länge eines Zeitraums während eines
jeden PWM-Zyklus definiert, während
dessen jeder obere Transistor eingeschaltet ist und jeder untere
Transistor eingeschaltet ist.
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Eine
Mittelposition wird auch definiert als: centre
of cycle = [MAX EDGE POSITION + MIN EDGE POSITION + (INTERLOCK DELAY
1 – INTERLOCK DELAY
2)] ÷ 2
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Dies
stellt sicher, dass die Flanken des unteren Transistors anfänglich zwischen
der MIN EDGE POSITION und der MAX EDGE POSITION zentriert sind,
und zwar unabhängig
vom Tastverhältnis
und den Umschaltverzögerungen.
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Nachdem
eine geeignete Referenz zuvor definiert wurde, kann die Position
einer jeden Flanke berechnet werden. Es können die vier nachstehenden
Definitionen verwendet werden:
| top
edge 1 | – die Position,
bei der der obere Transistor eingeschaltet wird |
| top
edge 2 | – die Position,
bei der der obere Transistor ausgeschaltet wird |
| bottom
edge 1 | – die Position,
bei der der untere Transistor ausgeschaltet wird |
| bottom
edge 2 | – die Position,
bei der der untere Transistor eingeschaltet wird. |
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Der
folgende Algorithmus wird dann verwendet, um die Flankenpositionen
für die
mittig ausgerichteten PWM-Wellenformen zu berechnen:
- Für Phase
a:
centred PWM edges a. top edge 1 = centre of cycle – (PWM duty
a ÷ 2)
centred
PWM edges a. top edge 2 = centred PWM edges a. top edge 1 + PWM
duty a
centred PWM edges a. bottom edge 1 = centred PWM edges
a. top edge 1 – INTERLOCK
DELAY 1
centred PWM edges a. bottom edge 2 = centred PWM edges
a. top edge 2 + INTERLOCK DELAY 2
- Für
Phase b:
centred PWM edges b. top edge 1 = centre of cycle – (PWM duty
b ÷ 2)
centred
PWM edges b. top edge 2 = centred PWM edges b. top edge 1 + PWM
duty b
centred PWM edges b. bottom edge 1 = centred PWM edges
b. top edge 1 – INTERLOCK
DELAY 1
centred PWM edges b. bottom edge 2 = centred PWM edges
b. top edge 2 + INTERLOCK DELAY 2
- und für
Phase c:
centred PWM edges c. top edge 1 = centre of cycle – (PWM duty
c ÷ 2
centred
PWM edges c. top edge 2 = centred PWM edges c. top edge 1 + PWM
duty c
centred PWM edges c. bottom edge 1 = centred PWM edges
c. top edge 1 – INTERLOCK
DELAY 1
centred PWM edges c. bottom edge 2 = centred PWM edges
c. top edge 2 + INTERLOCK DELAY 2
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Nachdem
die Position einer jeden Flanke gegenüber dem Mittelpunkt definiert
wurde, können
die erforderlichen Flankenverschiebungen berechnet werden. Die Verschiebungen
werden (wo möglich)
derart ausgewählt,
dass zwei Zeitpunkte zum Messen des Nullstroms und zwei Zeitpunkte
zum individuellen Messen des Stroms in zumindest zwei Phasen bereitgestellt
werden. Im Regelfall wird den minimalen Überlappungsbereichen eine Breite
von zumindest MIN PWM WAVEFORM OVERLAP gegeben. Dies wird im Allgemeinen
derart ausgewählt,
dass es der Zeitraum ist, der zugelassen wird, damit die Stromsensorwiderstandsschaltung
auf einen Wert „einpendelt", um genügend Zeit
zum Nehmen eines Abtastwerts bereitzustellen. In diesem Beispiel entsprechen
die zwei Stromabtastwerte dem in die Phase A fließenden Strom
und dem aus der Phase C fließenden
Strom.
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Die
Schritte zum Berechnen der relativen Flankenpositionen sind wie
folgt:
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Schritt
1: Berechnung von Überlappungen
(overlaps), die bereits in den mittig ausgerichteten PWM-Wellenformen
vorhanden sind:
PWM ab overlap = centred PWM edges b. bottom
edge 1 – centred
PWM edges a. tope edge 1
PWM bc overlap = centred PWM edges
c. bottom edge 1 – centred
PWM edges b. top edge 1
PWM total overlap = PWM ab overlap
+ PWM bc overlap
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Schritt
2: Berechnung der erforderlichen Verschiebung der PWM a (PWM a shift)
und der Verschiebung der PWM c (PWM c shift). PWM a wird in Richtung
Zyklusanfang verschoben (d.h., die Verschiebung wird – ve sein).
PWM c wird in Richtung Zyklusende verschoben (d.h., die Verschiebung
wird + ve sein). Falls die Gesamtüberlappung bereits groß genug
ist, ist keine Verschiebung erforderlich.
IF PWM total overlap < (MIN PW WAVEFORM
OVERLAP·2)
THEN
PWM A SHIFT = [(MIN PWM WAVEFORM OVERLAP·2) – PWM total
overlap] ÷ 2
PWM
C shift = [(MIN PWM WAVEFORM OVERLAP·2) – PWM total overlap] +
PWM
A shift
ELSE
PWM A SHIFT = 0
PWM C SHIFT = 0
ENDIF
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Schritt
3: Berechnung der erforderlichen PWM B Verschiebung (PWM B shift).
PWM B kann in beide Richtungen verschoben werden, um sicherzustellen,
dass beide Überlappungen
groß genug
sind. Dieser Schritt berücksichtigt
die Verschiebungen, die bei PWM A und PWM C in Schritt 2 angewendet
wurden.
IF [(PWM AB overlap – PWM A shift) ≤ (PWM BC overlap
+ PWM C shift)] THEN
IF [PWM AB overlap – PWM A shift) < MIN PWM WAVEFORM
OVERLAP] THEN
PWM B shift = MIN PWM WAVEFORM OVERLAP – (PWM AB
overlap – PWM
A shift)
ELSE
PWM B shift + 0
ENDIF
ELSE
IF
(PWM BC overlap + PWM C shift) < MIN
PWM WAVEFORM OVERLAP] THEN
PWM B shift = (PWM BC overlap +
PWM C shift) – MIN
PWM WAVEFORM OVERLAP
ELSE
PWM B shift = 0
ENDIF
ENDIF
-
Die
Position der Signale von 4, nachdem die Verschiebung
durchgeführt
wurde, sind in 5 gezeigt. Die wesentlichen
festzustellenden Punkte sind, dass,
- 1) das
PWM-Tastverhältnis
für jeden
Transistor das gleiche geblieben ist, d.h. die Verzögerungszeit
zwischen den zwei Flanken eines jeden Signals,
- 2) sich die Reihenfolge der Flanken in der zweiten Hälfte des
Zyklus (nach dem Zyklusmittelpunkt) verändert haben kann,
- 3) im Allgemeinen sich für
jeden Transistor eine Flanke in der ersten Hälfte des Zyklus und die andere
in der zweiten Hälfte
befindet, und
- 4) die zwei Signale für
eine Phase (d.h. das obere und das untere für einen Zweig der Schaltung)
miteinander in die gleiche Richtung und um den gleichen Betrag verschoben
sind.
-
Nachdem
die Flanken verschoben wurden, werden die Zeitpunkte ausgewählt, an
denen die geeigneten Stromabtastwerte genommen werden können. In
jedem Zyklus werden bis zu vier Abtastwerte genommen. Von diesen
werden zwei Abtastwerte immer genommen, die die zwei Motorphasenströme darstellen.
Der erste Abtastwert misst den in die Motorphase A fließenden Strom
und der zweite misst den aus der Phase C fließenden Strom. Wo es möglich ist,
werden zwei Nullstromabtastwerte genommen. In Abhängigkeit
von den Kombinationen der PWM-Wellenformen kann dies nicht während eines
jeden Zyklus möglich
sein, und folglich wird ein Indikator gesetzt, falls es nicht möglich ist.
-
Jeder
Abtastwert wird innerhalb eines Überlappungsbereichs
so spät
wie möglich
genommen. Dies wird als die Abtastreit des Analog/Digital-Wandlers
vor dem Ende des Abtastbereichs berechnet.
-
Die
Position eines jeden zu nehmenden Abtastwerts wird anschließend gemäß Folgendem
berechnet:
-
Schritt
1: Berechnen der Abtastposition (sample position) für Motorphasenstromabtastwerte
(motor phase current samples):
motor current A sample position
+ PWM edges B. bottom edge 1 – adc
sample time
motor current C sample position + PWM edges C.
bottom edge 1 – adc
sample time
-
Schritt
2: Überprüfung der
Zustände
für den
Nullstromabtastwert bei eingeschalteten unteren Transistoren und
Berechnung der Abtastposition:
IF (PWM edges A. bottom edge
1 – min
edge position) ≥ MIN
PWM WAVEFORM OVERLAP THEN
motor bottom zero current sample
position = PWM edges A. bottom edge 1 – adc sample time
motor
bottom zero current sample valid = TRUE
ELSE
motor bottom
zero current sample valid = FALSE
-
Schritt
3: Überprüfung der
Zustände
für einen
Nullstromabtastwert bei eingeschaltetem oberen Transistoren und
Berechnung der Abtastposition:
IF (centre of cycle – PWM edges
C. top edge1) ≥ MIN
PWM WAVEFORM OVERLAP
THEN
motor top zero current sample
position = centre of cycle – adc
sample time
motor top zero current sample valid = TRUE
ELSE
motor
top zero current sample valid = FALSE
-
Idealerweise
werden vier Abtastwerte in jedem Zyklus genommen. Alternativ kann
jeder der vier Abtastwerte wiederum aus einer Serie von Zyklen genommen
werden. Im Allgemeinen tritt die untere Nullstromabtastposition
des Motors immer zuerst in dem PWM-Zyklus auf, gefolgt von einer
Abtastposition des Motorstroms A, gefolgt von einer Abtastposition
des Motorstroms C und gefolgt von einer oberen Nullstromabtastposition
des Motors als letzte in dem Zyklus.
-
Die
gemessenen Abtastwerte für
die Motorphase A und die Motorphase C werden dann erneut physikalischen
Motorphasen zugeordnet, und zwar umgekehrt zu dem Verfahren, das
zum Entscheiden der Referenznummer verwendet wurde.
-
Der
Strom in der dritten Phase kann durch das Wissen berechnet werden,
dass die Summe der drei Phasenströme Null sein muss.
-
Folglich
sind drei Phasenströme
bekannt, und diese Information wird als Rückkopplung für die Motorstromregelungseinrichtung 43 mit
einem geschlossenen Regelkreis in 2 verwendet.
-
Aus
dem oberen Nullstromabtastwert und dem unteren Nullstromabtastwert
können
die Offsets in der Stromerfassungsschaltung berechnet werden. Dies
wird vorzugsweise erreicht, indem Datenströme mit oberen Nullstromabtastwerten
und mit unteren Nullstromabtastwerten unter Verwendung eines (digitalen)
Tiefpassfilters erster Ordnung separat gefiltert werden. Die zwei
gefilterten Werte werden dann gemittelt. Der Mittelwert wird von
jedem Abtastwert des Stroms der Motorphase A und des Stroms der
Motorphase C abgezogen, um offsetkorrigierte Werte auszugeben. Selbstverständlich kann
anstelle eines einzigen Stromerfassungswiderstandes eine beliebige
andere geeignete Form von Stromerfassungssensor verwendet werden.