JP2015050909A - モータ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ＰＷＭ信号のデューティの変化に起因する騒音を低減したモータ制御装置を提供する。【解決手段】モータ制御装置は、モータ６を駆動するインバータ回路２と、電流検出用の単一のシャント抵抗Ｒｓと、ＰＷＭ信号のデューティを算出するデューティ算出部１２と、ＰＷＭ信号を生成しインバータ回路２へ出力するＰＷＭ信号生成部１３と、所定の相のＰＷＭ信号の位相をシフトさせる位相移動部１６と、位相移動部１６による位相シフトの可否を判定する位相移動可否判定部１７とを備える。位相移動可否判定部１７は、デューティ算出部１２で算出されたすべての相のデューティが継続して５０％付近にあれば、位相移動不可と判定して、ＰＷＭ信号の位相シフト状態を維持する。【選択図】図２

Description

本発明は、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調）方式によりモータを制御するモータ制御装置に関し、特に、単一の電流検出手段を用いて各相の電流を検出するモータ制御装置に関する。

例えば、車両の電動パワーステアリング装置においては、ハンドルの操舵トルクに応じた操舵補助力をステアリング機構に与えるために、３相ブラシレスモータなどの電動式モータが設けられる。このモータの回転を制御する装置として、ＰＷＭ方式を用いたモータ制御装置が知られている（特許文献１〜９参照）。

一般に、ＰＷＭ方式のモータ制御装置は、ＰＷＭ信号に基づいてモータを駆動するインバータ回路と、このインバータ回路の動作を制御する制御部と、モータ電流を検出する電流検出回路とを備えている。インバータ回路は、上下一対のアームを相の数だけ有しており、各組の上アームと下アームにそれぞれスイッチング素子が設けられる。電流検出回路は、インバータ回路に流れる各相のモータ電流を検出する電流検出抵抗（以下「シャント抵抗」という。）を含む。制御部は、モータに流すべき電流の目標値と、シャント抵抗で検出された電流の値との偏差に基づき、インバータ回路の各スイッチング素子ごとに、所定のデューティを持ったＰＷＭ信号を生成し、これをインバータ回路へ出力する。インバータ回路の各スイッチング素子は、このＰＷＭ信号によりオン・オフ動作を行う。これにより、電源からインバータ回路を通ってモータへ電流が流れ、モータが回転する。

ところで、モータ電流を検出するシャント抵抗を、インバータ回路の各相の下アームにそれぞれ設けた場合は、モータに流れる各相の電流を実測値として検出することができる。しかしながら、この場合は、相の数だけシャント抵抗が必要であり、回路構成が複雑となる。そこで、単一のシャント抵抗を用いて各相の電流を検出することが、従来より行われている（特許文献１〜５参照）。この方式を、以下「シングルシャント方式」と呼ぶ。シングルシャント方式では、シャント抵抗に流れる２相の電流を検出し、それらの検出値を用いて、残りの１相の電流を演算により求める（詳細は後述）。

図６は、シングルシャント方式によるモータ制御装置の一例を示している。モータ制御装置２００は、電源回路５とモータ６との間に設けられており、インバータ回路２、電流検出回路３、および制御部２０を備えている。モータ６は、例えば車両の電動パワーステアリング装置に用いられる３相ブラシレスモータである。このモータ６の回転角度を検出するために、レゾルバなどの角度検出器７が設けられている。電源回路５は、直流電源、整流回路、および平滑回路などから構成される。

インバータ回路２は、上下一対のアームがＡ相、Ｂ相、Ｃ相に対応して３組設けられた３相ブリッジから構成されている。Ａ相の上アームａ１と下アームａ２は、それぞれスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を有している。Ｂ相の上アームａ３と下アームａ４は、それぞれスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４を有している。Ｃ相の上アームａ５と下アームａ６は、それぞれスイッチング素子Ｑ５、Ｑ６を有している。これらのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６は、例えばＦＥＴ（電界効果トランジスタ）からなる。以下、各相の上アームのスイッチング素子を「上段スイッチング素子」、各相の下アームのスイッチング素子を「下段スイッチング素子」という。

モータ６に流れる電流を検出するための電流検出回路３は、シャント抵抗Ｒｓと増幅回路３１から構成される。シャント抵抗Ｒｓは、インバータ回路２とグランドＧとの間に接続されている。増幅回路３１は、シャント抵抗Ｒｓの両端の電圧を増幅し、制御部２０へ出力する。制御部２０は、増幅回路３１より与えられる電圧から算出した検出電流値と、トルクセンサ（図示省略）より与えられる操舵トルクから算出した目標電流値との偏差に基づいて、各相のＰＷＭ信号のデューティを算出する。そして、このデューティに基づいて生成した各相のＰＷＭ信号（ＰＷＭ１〜ＰＷＭ６）を、インバータ回路２へ出力する。インバータ回路２のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６は、これらのＰＷＭ信号によりオン・オフ動作を行う。これによって、電源回路５からインバータ回路２を通ってモータ６へ電流が流れ、モータ６が回転する。そして、ＰＷＭ信号のデューティと位相に応じたスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のオン・オフのパターンに従って、モータ６に流れる電流の大きさや方向が制御される。

図７〜図１０は、シングルシャント方式によるモータ電流検出の原理を説明する図である。図７に示すように、鋸歯状のキャリア信号に基づいて、Ａ相、Ｂ相、Ｃ相のデューティに応じた各相のＰＷＭ信号が生成される。ＰＷＭ信号の生成方法については、よく知られているので、ここでは説明を省略する。以下、デューティが最大の相を「最大相」、デューティが最小の相を「最小相」、デューティ中間の相を「中間相」という。図７では、Ａ相が最大相、Ｂ相が最小相、Ｃ相が中間相となっている。

なお、図７の各相のＰＷＭ信号は、各相の上段スイッチング素子に与えられるＰＷＭ信号（図６のＰＷＭ１、ＰＷＭ３、ＰＷＭ５）を表している。後述の各図においても同様である。各相の下段スイッチング素子に与えられるＰＷＭ信号（図６のＰＷＭ２、ＰＷＭ４、ＰＷＭ６）は、図７の各相のＰＷＭ信号をほぼ反転したものとなる。図７に示されているＰＷＭ周期は、キャリア信号の立下りから次の立下りまでの期間であり、５つのＰＷＭ周期によって１つの制御周期が構成される。１ＰＷＭ周期は、例えば５０μｓである。この場合、１制御周期は２５０μｓとなる。また、図７に示されている斜線部分は、シャント抵抗Ｒｓに流れる電流を検出するための電流検出区間を示している。この電流検出区間は、各制御周期の最後のＰＷＭ周期において、中間相（Ｃ相）および最小相（Ｂ相）の各ＰＷＭ信号が立ち上がるまでの所定区間として設定されている。

図８は、図７の一点鎖線で囲んだ部分を拡大し、これにシャント抵抗Ｒｓに流れる電流（シャント電流）の波形を加えた図である。図８において、Ｗ１はＡ相電流を検出する電流検出区間であり、Ｗ２はＢ相電流を検出する電流検出区間である。

電流検出区間Ｗ１では、Ａ相ＰＷＭ信号が「Ｈ」（High）、Ｂ相ＰＷＭ信号が「Ｌ」（Low）、Ｃ相ＰＷＭ信号が「Ｌ」となっている。このため、図９に示すように、上段スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５がそれぞれＯＮ、ＯＦＦ、ＯＦＦで、下段スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６がそれぞれＯＦＦ、ＯＮ、ＯＮとなる。その結果、図９の破線矢印で示す電流経路が形成され、シャント抵抗Ｒｓには、Ａ相電流Ｉ_Ａが流れる。このＡ相電流Ｉ_Ａによってシャント抵抗Ｒｓの両端に生じる電圧が、増幅回路３１（図６）を介して制御部２０に入力され、制御部２０においてＡ／Ｄ変換（アナログ−デジタル変換）されることで、Ａ相電流の電流値Ｉ_Ａが検出される。

電流検出区間Ｗ２では、Ａ相ＰＷＭ信号が「Ｈ」、Ｂ相ＰＷＭ信号が「Ｌ」、Ｃ相ＰＷＭ信号が「Ｈ」となっている。このため、図１０に示すように、上段スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５がそれぞれＯＮ、ＯＦＦ、ＯＮで、下段スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６がそれぞれＯＦＦ、ＯＮ、ＯＦＦとなる。その結果、図１０の破線矢印で示す電流経路が形成され、シャント抵抗Ｒｓには、逆極性のＢ相電流−Ｉ_Ｂが流れる。このＢ相電流−Ｉ_Ｂによってシャント抵抗Ｒｓの両端に生じる電圧が、増幅回路３１（図６）を介して制御部２０に入力され、制御部２０においてＡ／Ｄ変換されることで、Ｂ相電流の電流値Ｉ_Ｂが検出される。

Ａ相電流の電流値Ｉ_Ａと、Ｂ相電流の電流値Ｉ_Ｂとが検出されると、Ｃ相電流の電流値Ｉ_Ｃは、Ｉ_ＡとＩ_Ｂとを用いて、演算により求めることができる。すなわち、キルヒホッフの法則により、各相の電流値Ｉ_Ａ、Ｉ_Ｂ、Ｉ_Ｃの間には、Ｉ_Ａ＋Ｉ_Ｂ＋Ｉ_Ｃ＝０の関係があるので、Ｃ相電流の電流値Ｉ_Ｃは、Ｉ_Ｃ＝−（Ｉ_Ａ＋Ｉ_Ｂ）として算出することができる。

このようなシングルシャント方式によるモータ制御装置２００において、シャント抵抗Ｒｓで検出された電流が制御部２０で正常にＡ／Ｄ変換されるためには、同じ大きさの電流が一定期間（例えば２μｓ以上）連続してシャント抵抗Ｒｓに流れなければならない。しかるに、ＰＷＭ信号の各相のデューティの大小関係によっては、一つの相と他の相との間で、インバータ回路２のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６がオン・オフするタイミングの間隔が、非常に短くなる場合がある。このときは、電流検出に必要な電流がシャント抵抗Ｒｓに流れないため、２相の電流検出ができなくなり、残りの１相の電流の算出も不可能となる。

そこで、一つの相と他の相との間における、スイッチング素子のオン・オフのタイミングの間隔が閾値より短い場合は、ＰＷＭ信号の位相をシフトさせる方法が知られている（特許文献１、９参照）。例えば、図７では、最大相であるＡ相のＰＷＭ信号に対して、中間相であるＣ相のＰＷＭ信号の位相は、遅れ方向にシフトしている。また、最小相であるＢ相のＰＷＭ信号の位相は、中間相であるＣ相のＰＷＭ信号の位相よりもさらに遅れ方向にシフトしている。このような位相シフトにより、一つの相と他の相との間で、スイッチング素子のオン・オフのタイミングの間隔が大きくなり、シャント抵抗Ｒｓには電流検出に必要な時間だけ電流が流れる。その結果、十分な電流検出区間Ｗ１、Ｗ２が確保されるので、モータ６に流れる２相の電流を正確に検出することができる。

しかしながら、ＰＷＭ信号の位相をシフトさせた結果、モータ電流が急激に変動することに伴って、モータで電流リップルに基づく騒音が発生するという問題がある。このような騒音の発生を防止する技術が、特許文献２〜４に開示されている。特許文献２では、ＰＷＭ信号のデューティの大小関係により分類される複数のパターンに従って位相をシフトさせる場合に、デューティの大小関係が変化する点を境として隣り合う隣接パターン間で、デューティにヒステリシス特性を持たせている。特許文献３では、電流検出手段による電流検出が不可と判定された場合に、１制御周期内における所定相のＰＷＭ信号の位相を、すべてのＰＷＭ周期において同じ量だけシフトさせるようにしている。特許文献４では、１制御周期内において、位相シフト量をゼロから徐々に大きくし、またはゼロに向けて徐々に小さくしてゆくことで、ＰＷＭ信号の位相を徐々にシフトさせるようにしている。

特開２０１０−２７９１４１号公報 特許第４８３３１８６号公報 特許第４８８４３５５号公報 特許第４８８４３５６号公報 特開２００７−１１２４１６号公報 特開平１０−１５５２７８号公報 特表２００５−５３１２７０号公報 特開２００１−９５２７９号公報 米国特許第６７３５５３７号明細書

上述したモータ制御装置において、デューティの演算結果によっては、各相のＰＷＭ信号のデューティが、すべて５０％付近となる場合がある。例えば、電動パワーステアリング装置では、ハンドルを切っていない状態（中立状態）において、各相のＰＷＭ信号のデューティが５０％となる。

図１１は、各相のデューティが５０％付近にある場合の、モータ回転角度とデューティとの関係を示している。A相、Ｂ相、Ｃ相の各デューティは、いずれも５０％を中心として、４９％〜５１％の範囲（５０％±１％）で変化する。A相、Ｂ相、Ｃ相のデューティの大小関係は、６０°間隔で入れ替わり、この大小関係は、＃１〜＃６の６つのパターンに分類することができる。各パターンと最大相、中間相、最小相との関係を、図１２に示す。

図１１のように、A相、Ｂ相、Ｃ相の各デューティが５０％付近で変化していると、デューティが僅かに変化しただけで、パターンの遷移が生じる。例えば、現在のパターンをパターン＃２とし、Ａ相、Ｂ相、Ｃ相のそれぞれのデューティＤ_Ａ、Ｄ_Ｂ、Ｄ_Ｃが、Ｄ_Ａ＝５０．８％、Ｄ_Ｂ＝５０．１％、Ｄ_Ｃ＝４９．３％であるとする（Ｄ_Ａ＞Ｄ_Ｂ＞Ｄ_Ｃ）。このとき、各相のＰＷＭ信号の位相シフト状態は、図１３（ａ）のようになっている。なお、図１３の各図では、各相の１ＰＷＭ周期分のＰＷＭ信号が示されている。

この状態から、各相のデューティＤ_Ａ、Ｄ_Ｂ、Ｄ_Ｃが、Ｄ_Ａ＝５０．９％、Ｄ_Ｂ＝４９．２％、Ｄ_Ｃ＝５０．０％に変化したとすると、Ｂ相とＣ相のデューティの大小関係が入れ替わり、パターンは、パターン＃２からパターン＃３へ変化する（Ｄ_Ａ＞Ｄ_Ｃ＞Ｄ_Ｂ）。このときの各相のデューティの変化量ΔＤ_Ａ、ΔＤ_Ｂ、ΔＤ_Ｃは、ΔＤ_Ａ＝０．１％、ΔＤ_Ｂ＝−０．９％、ΔＤ_Ｃ＝０．７％である。また、Ｂ相とＣ相のデューティの大小関係が入れ替わることで、各相のＰＷＭ信号の位相シフト状態は、図１３（ｂ）のように変化する。

また、パターン＃２の状態から、各相のデューティＤ_Ａ、Ｄ_Ｂ、Ｄ_Ｃが、Ｄ_Ａ＝４９．８％、Ｄ_Ｂ＝４９．３％、Ｄ_Ｃ＝５０．９％に変化したとすると、Ａ相とＢ相とＣ相のデューティの大小関係が入れ替わり、パターンは、パターン＃２からパターン＃４へ変化する（Ｄ_Ｃ＞Ｄ_Ａ＞Ｄ_Ｂ）。このときの各相のデューティの変化量ΔＤ_Ａ、ΔＤ_Ｂ、ΔＤ_Ｃは、ΔＤ_Ａ＝−１．０％、ΔＤ_Ｂ＝−０．８％、ΔＤ_Ｃ＝１．６％である。また、Ａ相とＢ相とＣ相のデューティの大小関係が入れ替わることで、各相のＰＷＭ信号の位相シフト状態は、図１３（ｃ）のように変化する。

以下同様にして、各相のデューティＤ_Ａ、Ｄ_Ｂ、Ｄ_Ｃが僅かに変化することで、１つのパターンから他のすべてのパターンへの遷移が起こりうる。そして、この遷移に伴って、各相のＰＷＭ信号の位相シフト状態が、図１３の（ａ）〜（ｆ）間で変化し、位相シフト状態が頻繁に切り替わる。この切り替わりの周波数が、可聴周波数領域に含まれると、インバータ回路またはモータから騒音が発生するという問題がある。

一方、図１４に示すように、各相のデューティが、いずれも５０％を中心として、４８％〜５２％の範囲（５０％±２％）で変化する場合は、デューティの僅かな変化によるパターン遷移の発生頻度が、図１１の場合に比べて低くなる。例えば、現在のパターンをパターン＃２とし、各相のデューティが５０％±１％以内で変化した場合を考えると、パターン＃２から遷移するパターンは、パターン＃２に隣接するパターン＃１およびパターン＃３の２つだけとなる。パターン＃３への遷移は、Ｂ相とＣ相のデューティの大小関係が入れ替わる場合であり、パターン＃１への遷移は、Ａ相とＢ相のデューティの大小関係が入れ替わる場合である。したがって、各相のＰＷＭ信号の位相シフト状態も、図１３の（ａ）、（ｂ）、（ｆ）間で変化するのみとなる。

以上のことから、図１１のように、各相のデューティが５０％付近で変化している場合に、デューティの僅かな変化に伴って発生する騒音をどのように防止するかが重要となる。

本発明の課題は、このような騒音を低減したモータ制御装置を提供することにある。

本発明に係るモータ制御装置は、上下一対のアームが相数に対応して複数組設けられ、各相の上アームと下アームにそれぞれスイッチング素子を有し、各スイッチング素子のオン・オフに基づいてモータを駆動するインバータ回路と、このインバータ回路を通って流れるモータの電流を検出するための単一の電流検出手段と、この電流検出手段により検出された電流の電流値と目標電流値との偏差に基づき、各スイッチング素子をオン・オフさせるためのＰＷＭ信号のデューティを算出するデューティ算出手段と、このデューティ算出手段で算出されたデューティに基づいて、ＰＷＭ信号を生成し、当該ＰＷＭ信号を各スイッチング素子へ出力するＰＷＭ信号生成手段と、デューティ算出手段で算出されたデューティの大きさを比較し、その比較結果に基づいて、所定の相のＰＷＭ信号の位相をシフトさせる位相移動手段と、この位相移動手段による位相のシフト状態を維持する位相状態維持手段とを備えている。位相状態維持手段は、デューティ算出手段で算出されたすべての相のデューティが継続して５０％である場合に、位相移動手段による位相のシフト状態を維持する。

このようにすると、各相のデューティが継続して５０％の場合には、ＰＷＭ信号の位相シフトが行なわれず、一旦シフトした位相状態が維持されるので、デューティが僅かに変化してもパターンの遷移が起こらない。このため、ＰＷＭ信号の位相シフト状態が頻繁に切り替わることがなくなり、切り替わりの周波数が可聴周波数領域に含まれることによる騒音の発生を抑制することができる。

本発明において、位相状態維持手段は、デューティ算出手段で算出されたすべての相のデューティが、継続して、５０％を含み上限が５０％＋αで下限が５０％−βである所定値未満の範囲内にある場合に、位相移動手段による位相のシフト状態を維持するようにしてもよい。この場合、α＝β＝１％とし、所定値未満の範囲を５１％〜４９％としてもよい。

本発明において、位相状態維持手段は、各相のＰＷＭ信号の立ち上がりのタイミングが、電流検出手段による電流検出が可能な時間だけずれた状態で、位相移動手段による位相のシフト状態を維持するようにしてもよい。

本発明において、位相状態維持手段は、デューティ算出手段で算出された各相のデューティの最大値と最小値との差が、継続して所定値未満である場合に、位相移動手段による位相のシフト状態を維持するようにしてもよい。

本発明において、位相状態維持手段に代えて、デューティ算出手段で算出されたすべての相のデューティが継続して５０％である場合に、位相移動手段により位相をシフトさせる頻度を減らす位相移動頻度低減手段を設けてもよい。

本発明において、位相状態維持手段に代えて、デューティ算出手段で算出された各相のデューティの最大値と最小値との差が、継続して所定値未満である場合に、位相移動手段により位相をシフトさせる頻度を減らす位相移動頻度低減手段を設けてもよい。

本発明によれば、ＰＷＭ信号のデューティの変化に起因する騒音を低減したモータ制御装置を提供することができる。

本発明の実施形態に係るモータ制御装置の回路図である。 ＣＰＵの各部の相互関係を示したブロック図である。 モータ回転角度とデューティとの関係を示した図である。 図３のパターン＃２における位相シフト状態を示した図である。 位相シフト処理の手順を示すフローチャートである。 シングルシャント方式によるモータ制御装置の一例を示した回路図である。 キャリア信号と各相のＰＷＭ信号を示したタイミングチャートである。 図７の一点鎖線で囲んだ部分の拡大図である。 電流検出区間Ｗ１におけるインバータ回路の電流経路を示した図である。 電流検出区間Ｗ２におけるインバータ回路の電流経路を示した図である。 モータ回転角度とデューティとの関係を示した図である。 図１１の各パターンと最大相、中間相、最小相との関係を示したテーブルである。 各パターンに対応したＰＷＭ信号を示した図である。 モータ回転角度とデューティとの関係を示した図である。

以下、本発明の実施形態につき、図面を参照しながら説明する。図面では、同一の部分または対応する部分に、同一の符号を付してある。

まず、図１を参照して、モータ制御装置の構成について説明する。モータ制御装置１００は、電源回路５とモータ６との間に設けられており、インバータ回路２、電流検出回路３、および制御部１０を備えている。モータ６は、例えば車両の電動パワーステアリング装置に用いられる３相ブラシレスモータである。このモータ６の回転角度を検出するために、レゾルバなどの角度検出器７が設けられている。図１のモータ制御装置１００の構成は、図６のモータ制御装置２００の構成と基本的に同じであるが、制御部１０の機能が、図６の制御部２０の機能と異なっている（詳細は後述）。

制御部１０は、ＣＰＵ１とメモリ４とを備えている。ＣＰＵ１は、キャリア信号生成部１１、デューティ算出部１２、ＰＷＭ信号生成部１３、デューティ比較部１４、位相シフト量算出部１５、位相移動部１６、および位相移動可否判定部１７を有している。メモリ４は、ＲＯＭやＲＡＭなどを含む。インバータ回路２、電流検出回路３、および電源回路５は、図６で示したものと同じであるので、これらについての説明は省略する。

図２は、ＣＰＵ１の各部１１〜１７の相互関係を示したブロック図である。実際には、これらの各部１１〜１７の機能は、ソフトウェアによって実現される。

キャリア信号生成部１１は、図７で示したような鋸歯状のキャリア信号を生成する。デューティ算出部１２は、電流検出回路３で検出されたモータ電流の電流値と、トルクセンサ（図示省略）より与えられる操舵トルクから算出した目標電流値との偏差、および、角度検出器７より与えられるモータ６の回転角度に基づいて、各相のＰＷＭ信号のデューティを算出する。ＰＷＭ信号生成部１３は、キャリア信号生成部１１で生成されたキャリア信号と、デューティ算出部１２で算出されたデューティとに基づいて、各相のＰＷＭ信号（図１のＰＷＭ１〜ＰＷＭ６）を生成し、これらのＰＷＭ信号を位相移動部１６を介してインバータ回路２へ出力する。

デューティ比較部１４は、デューティ算出部１２で算出された各相のデューティを比較し、デューティが最大の最大相、デューティが最小の最小相、およびデューティが中間の中間相を決定する。すなわち、各相のデューティを大きさによって順位付けする。位相シフト量算出部１５は、デューティ比較部１４での順位付け結果に基づいて、位相シフト量を算出する。位相移動部１６は、位相シフト量算出部１５で算出された位相シフト量に基づいて、ＰＷＭ信号生成部１３で生成された所定の相のＰＷＭ信号の位相をシフトさせる。位相移動可否判定部１７は、デューティ算出部１２で算出された各相のデューティに基づいて、位相移動部１６による位相シフトの可否を判定する。

以上の構成において、シャント抵抗Ｒｓは、本発明における「電流検出手段」の一例である。デューティ算出部１２は、本発明における「デューティ算出手段」の一例である。ＰＷＭ信号生成部１３は、本発明における「ＰＷＭ信号生成手段」の一例である。デューティ比較部１４、位相シフト量算出部１５、および位相移動部１６は、本発明における「位相移動手段」の一例である。位相移動可否判定部１７は、本発明における「位相状態維持手段」の一例である。

次に、上述したモータ制御装置１００における位相シフト処理について説明する。図２において、デューティ算出部１２で算出された各相のデューティは、デューティ比較部１４で比較され、順位付けされる。この順位付け結果に基づいて、位相シフト量算出部１５で位相シフト量が算出される。この位相シフト量に基づき、位相移動部１６において、所定相のＰＷＭ信号の位相シフトが行われる。ここまでは、従来の動作と同じである。一方、位相移動可否判定部１７は、デューティ算出部１２で算出されたＡ相、Ｂ相、Ｃ相の各デューティを監視する。そして、すべての相のデューティが、継続して図３に示したＺの範囲内にある場合、位相移動可否判定部１７は、位相シフトが不可であると判定し、その後、位相移動部１６に対し、現在の位相シフト状態を維持するための位相状態維持信号を出力する。これにより、位相移動部１６ではＰＷＭ信号の位相シフトが行われず、現在の位相シフト状態が維持される。すなわち、すべての相のデューティが、継続して図３のＺの範囲内にある間は、一旦シフトさせた位相を、さらにシフトさせることなく、そのまま維持する。

ここで、Ｚは、５０％を含み上限が５０％＋αで下限が５０％−βである所定値未満の範囲である。αとβは、同じ値であってもよいし、異なる値であってもよい。また、αとβは０％も含む。αとβが共に０％の場合は、Ａ相、Ｂ相、Ｃ相のすべての相のデューティが５０％である場合のみ、位相シフト状態が維持される。図３の例では、α＝β＝１％であって、Ｚ＝５１％〜４９％となっている。したがって、Ａ相、Ｂ相、Ｃ相のすべての相のデューティが５１％〜４９％の範囲内にあれば、位相シフト状態が維持される。

このように、本実施形態では、各相のデューティが５０％の場合、または、各相のデューティが５０％を含む所定範囲Ｚ内にある場合は、位相シフト状態が維持される。このため、たとえデューティが５０％付近で僅かに変化したとしても、パターンの遷移が起こらない。したがって、ＰＷＭ信号の位相シフト状態が頻繁に切り替わることがなくなるので、切り替わりの周波数が可聴周波数領域に含まれることによるインバータ回路２やモータ６の騒音を低減することができる。

ところで、上記のように位相シフト状態が維持されることで、現在のパターンにおける各相間の位相関係が維持される。例えば、現在のパターンがパターン＃２であれば、図４に示した位相関係が維持される。図４は、図１３（ａ）と同じものである。この場合、Ａ相、Ｂ相、Ｃ相の各ＰＷＭ信号の立ち上がりのタイミングが、シャント抵抗Ｒｓによる電流検出が可能な時間だけずれている。したがって、十分な電流検出区間Ｗ１、Ｗ２を確保することができるので、位相シフトの行われない状態がその後も継続したとしても、モータ電流の検出に支障は生じない。

図５は、上述した位相シフト処理において、ＣＰＵ１が実行する処理を表したフローチャートである。このフローチャートの一連の手順は、１制御周期ごとに繰り返し実行される。

ステップＳ１では、１つ前の制御周期において検出された各相の電流値等に基づいて、デューティ算出部１２で、Ａ相、Ｂ相、Ｃ相の各デューティを算出する。

ステップＳ２では、位相移動可否判定部１７により、位相シフトの可否が判定される。詳しくは、位相移動可否判定部１７は、ステップＳ１で算出された各相のデューティが、継続してすべて図３の所定範囲Ｚ内にあるか否かを判定する。前回の判定において、各相のデューティの一部または全部が所定範囲Ｚ内にないと判定され、今回の判定において、各相のデューティの全部が所定範囲Ｚ内にあると判定された場合（ステップＳ２；ＮＯ）は、全デューティが継続して所定範囲Ｚ内にないので、位相移動可と判断して、ステップＳ３へ進む。これにより、後述するように、電流検出ができるようになる。また、前回の判定において、各相のデューティの全部が所定範囲Ｚ内にあると判定され、今回の判定においても、各相のデューティの全部が所定範囲Ｚ内にあると判定された場合（ステップＳ２；ＹＥＳ）は、全デューティが継続して所定範囲Ｚ内にあるので、位相移動不可と判断して、ステップＳ３およびＳ４を実行することなく、ステップＳ５へ移行する。このとき、すでに位相はシフトされており、このシフト状態が維持されるので、電流を検出することができる。なお、前回の判定結果が、各相のデューティの一部または全部が所定範囲Ｚ内にないという判定であれば（ステップＳ２；ＮＯ）、今回の判定結果にかかわらず位相移動可と判断して、ステップＳ３へ進む。

ステップＳ３では、デューティ比較部１４で、ステップＳ１で算出された各相のデューティの大きさを比較して、デューティの順位付けを行う。すなわち、最大相、中間相、最小相を決定する。

ステップＳ４では、ステップＳ３での順位付けの結果から、位相シフト量算出部１５で、最大相、中間相、最小相の位相シフト量を算出する。

ステップＳ５では、ステップＳ１で算出されたデューティと、ステップＳ４で算出された位相シフト量とに基づいて、ＰＷＭ信号生成部１３でＰＷＭ信号を生成する。

ステップＳ６では、電流検出区間Ｗ１、Ｗ２において、シャント抵抗Ｒｓに流れる最大相と最小相の電流の値を検出する。

ステップＳ７では、ステップＳ６で検出した２相の電流値を用いて、残りの中間相の電流値を演算により求める。

本発明では、以上述べた以外にも種々の実施形態を採用することができる。例えば、前記の実施形態では、図３におけるαとβを共に１％とし、所定範囲Ｚを５１％〜４９％とした。しかし、これは一例であって、αとβは、モータ６の特性に応じて、任意の値（例えば０．５％）に設定することができる。なお、αとβの範囲は、２％＞α≧０％、２％＞β≧０％であるのが好ましい。

また、前記の実施形態では、位相移動可否判定部１７を設け、この位相移動可否判定部１７から位相移動部１６へ位相状態維持信号を出力することにより、位相のシフト状態を維持したが、本発明はこれに限定されない。例えば、デューティ比較部１４で各相のデューティを比較した結果、各相のデューティがすべて所定範囲Ｚ内にあれば、位相シフト量算出部１５が位相移動部１６へ位相シフト量を出力しないようにしてもよい。このようにしても、位相移動部１６で位相シフトが行われず、位相シフト状態を維持することができる。この場合は、位相移動可否判定部１７は不要となり、デューティ比較部１４と位相シフト量算出部１５が、本発明における「位相状態維持手段」を構成する。

また、前記の実施形態では、位相移動部１６により、直接、ＰＷＭ信号の位相をシフトさせたが、各相ごとに生成したキャリア信号の位相をシフトさせることで、結果的にＰＷＭ信号の位相をシフトさせてもよい。この場合は、図２において、キャリア信号生成部１１とＰＷＭ信号生成部１３との間に、位相移動部１６を設ければよい。

また、位相シフトにあたって、図７の例では、最大相を基準として、中間相と最小相を電流検出可能な所定量だけシフトさせているが、本発明はこれに限定されない。例えば、特許文献１にも記載されているように、中間相を基準として、最大相と最小相を電流検出可能な所定量だけシフトさせてもよいし、最小相を基準として、最大相と中間相を電流検出可能な所定量だけシフトさせてもよい。

また、前記の実施形態では、各相のデューティのすべてが継続して所定範囲Ｚ内にあれば、位相移動不可と判断し、位相シフト状態を維持したが、本発明はこれに限定されない。例えば、各相のデューティのすべてが継続して所定範囲Ｚ内にある場合は、各相のデューティの一部または全部が所定範囲Ｚ内にない場合に比べ、位相をシフトさせる頻度を減らすようにしてもよい。例えば、通常時は、デューティの演算の度に、位相のシフト量を算出するが、各相のデューティのすべてが継続して所定範囲Ｚ内にある場合は、デューティを２回演算する度に、１回だけ位相シフト量を演算するようにしてもよい。

また、上記の方法に代えて、デューティ算出部１２で算出された各相のデューティの最大値と最小値との差が、継続して所定値Ｚ’未満である場合に、位相シフト状態を維持するようにしてもよい。あるいは、デューティ算出部１２で算出された各相のデューティの最大値と最小値との差が、継続して所定値Ｚ’未満である場合に、前記と同様に位相をシフトさせる頻度を減らすようにしてもよい。

また、前記の実施形態では、３相モータの制御装置について述べたが、本発明は、３相モータに限らず、４相以上の多相モータの制御装置にも適用することができる。この場合、インバータ回路２においては、上下一対のアームが相数に応じて複数組設けられる。

また、前記の実施形態では、インバータ回路２のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６としてＦＥＴを例に挙げたが、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラモードトランジスタ）のような他のスイッチング素子を使用してもよい。

また、前記の実施形態では、モータ６としてブラシレスモータを例に挙げたが、本発明はこれ以外のモータを制御する場合にも適用することができる。

さらに、前記の実施形態では、車両の電動パワーステアリング装置に用いられるモータ制御装置を例に挙げたが、本発明はこれ以外の装置に用いられるモータ制御装置にも適用することができる。

１ ＣＰＵ
２ インバータ回路
３ 電流検出回路
６ モータ
１０ 制御部
１２ デューティ算出部（デューティ算出手段）
１３ ＰＷＭ信号生成部（ＰＷＭ信号生成手段）
１４ デューティ比較部（位相移動手段）
１５ 位相シフト量算出部（位相移動手段）
１６ 位相移動部（位相移動手段）
１７ 位相移動可否判定部（位相状態維持手段）
１００ モータ制御装置
ａ１、ａ３、ａ５ 上アーム
ａ２、ａ４、ａ６ 下アーム
Ｑ１〜Ｑ６ スイッチング素子
Ｒｓ シャント抵抗（電流検出手段）

Claims (7)

1. 上下一対のアームが相数に対応して複数組設けられ、各相の上アームと下アームにそれぞれスイッチング素子を有し、各スイッチング素子のオン・オフに基づいてモータを駆動するインバータ回路と、
   前記インバータ回路を通って流れる前記モータの電流を検出するための単一の電流検出手段と、
   前記電流検出手段により検出された電流の電流値と目標電流値との偏差に基づき、前記各スイッチング素子をオン・オフさせるためのＰＷＭ信号のデューティを算出するデューティ算出手段と、
   前記デューティ算出手段で算出されたデューティに基づいて、前記ＰＷＭ信号を生成し、当該ＰＷＭ信号を前記各スイッチング素子へ出力するＰＷＭ信号生成手段と、
   前記デューティ算出手段で算出されたデューティの大きさを比較し、その比較結果に基づいて、所定の相のＰＷＭ信号の位相をシフトさせる位相移動手段と、を備えたモータ制御装置において、
   前記位相移動手段による位相のシフト状態を維持する位相状態維持手段をさらに備え、
   前記位相状態維持手段は、前記デューティ算出手段で算出されたすべての相のデューティが継続して５０％である場合に、前記位相移動手段による位相のシフト状態を維持する、ことを特徴とするモータ制御装置。
2. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記位相状態維持手段は、前記デューティ算出手段で算出されたすべての相のデューティが、継続して、５０％を含み上限が５０％＋αで下限が５０％−βである所定値未満の範囲内にある場合に、前記位相移動手段による位相のシフト状態を維持する、ことを特徴とするモータ制御装置。
3. 請求項２に記載のモータ制御装置において、
   前記αおよび前記βは、α＝β＝１％であって、前記所定値未満の範囲が５１％〜４９％である、ことを特徴とするモータ制御装置。
4. 請求項１ないし請求項３のいずれかに記載のモータ制御装置において、
   前記位相状態維持手段は、各相のＰＷＭ信号の立ち上がりのタイミングが、前記電流検出手段による電流検出が可能な時間だけずれた状態で、前記位相移動手段による位相のシフト状態を維持する、ことを特徴とするモータ制御装置。
5. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記位相状態維持手段は、前記デューティ算出手段で算出された各相のデューティの最大値と最小値との差が、継続して所定値未満である場合に、前記位相移動手段による位相のシフト状態を維持する、ことを特徴とするモータ制御装置。
6. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記位相状態維持手段に代えて、
   前記デューティ算出手段で算出されたすべての相のデューティが継続して５０％である場合に、前記位相移動手段により位相をシフトさせる頻度を減らす位相移動頻度低減手段を備えた、ことを特徴とするモータ制御装置。
7. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記位相状態維持手段に代えて、
   前記デューティ算出手段で算出された各相のデューティの最大値と最小値との差が、継続して所定値未満である場合に、前記位相移動手段により位相をシフトさせる頻度を減らす位相移動頻度低減手段を備えた、ことを特徴とするモータ制御装置。

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