JP2020115719A - 電力制御方法、及び、電力制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】デッドタイム付加以外の遅延を考慮して電流の検出精度を向上させて、負荷の制御性の低下を抑制する。【解決手段】電力制御方法は、デューティ指令値を算出し、デューティ指令値とキャリア信号との比較結果に基づいてＰＷＭ信号を生成し、ＰＷＭ信号に基づいてインバータを駆動させることによりＰＷＭ電圧を制御する。電力制御方法においては、ＰＷＭ電圧において発生する位相のずれに応じた補正量を用いて、キャリア信号の増減に応じてデューティ指令値を補正する場合に、当該補正される場合のデューティ指令値が、キャリア信号のピーク値を超えるか否かを判断し、補正される場合のデューティ指令値が、キャリア信号のピーク値を超えると判断される場合には、補正されたデューティ指令値のピーク値に対する超過量に応じた修正量を用いて、補正量を修正し、修正された補正量を用いて、キャリア信号の増減に応じてデューティ指令値を補正する。【選択図】図６

Description

本発明は、電力制御方法、及び、電力制御装置に関する。

直流電源を用いて交流で駆動するモータなどの負荷を制御する方法として、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御がある。ＰＷＭ制御においては、直流電源と負荷との間にインバータが設けられ、インバータをＰＷＭ信号によりスイッチング制御することで、擬似的な交流電力が負荷に供給される。詳細には、所定の周期で負荷に流れる電流値をＡ／Ｄ変換などのサンプリングにより検出し、検出された電流値に基づいてデューティ指令値を算出し、デューティ指令値とキャリア波とを比較する。そして、比較結果に応じてＰＷＭ信号を生成し、ＰＷＭ信号の立ち上がりと立ち下がりとのタイミングでインバータのスイッチング制御を行うことで、擬似的な交流電力を負荷に印加することができる。

ＰＷＭ制御の１つの方式である三角波比較ＰＷＭ方式においては、キャリア波として三角波が用いられる。キャリア波として三角波が用いられることにより、デューティ指令値とキャリア三角波との比較により生成されるＰＷＭ信号は、立ち上がりと立ち下がりとのタイミングの中間点が、三角波のピークである山及び谷の双方または一方と一致する。

ＰＷＭ信号の立ち上がりと立ち下がりとの中間点である、キャリア三角波の山および谷の片方または両方のタイミングでサンプリングを行うことにより、サンプリングのタイミングとスイッチング制御のタイミングとを時間的に離間できる。その結果、サンプリングにより得られる電流値にスイッチング制御に起因する高調波電流（ＰＷＭ高調波電流）が混入しにくくなる。

複数の相の交流電力が印加される負荷が用いられる場合には、直流電源と負荷との間に設けられるインバータは、相ごとに対をなす２つのスイッチング素子を備える。この１対のスイッチング素子が同時にスイッチング制御されるのを防ぐために、スイッチング素子のスイッチング制御を一定時間遅延させるデッドタイム付加が行われる。

しかしながら、デッドタイム付加を行うことにより、ＰＷＭ信号の位相が遅れるおそれがある。ＰＷＭ信号がキャリア三角波に対して相対的に位相がずれてしまうと、ＰＷＭ信号の立ち上がりと立ち下がりとの中間点においてキャリア三角波がピークとならない。そのため、キャリア三角波のピークにおいてサンプリングすると、得られる電流値に高調波電流が混入するおそれがある。

特許文献１に開示されている技術によれば、キャリア三角波の増加又は減少の状態の判定結果に応じてデューティ指令値を補正する技術が開示されている。この技術によれば、デューティ指令値を補正することで、キャリア三角波の状態に応じてＰＷＭ信号の位相が予め進められので、デッドタイム付加によるＰＷＭ信号の位相のずれを抑制できる。その結果、得られる電流値に高調波電流が混入するおそれが少なくなり、ＰＷＭ制御の精度低下を抑制することができる。

特許第６４１４３２４号公報

ＰＷＭ制御においては、デッドタイム付加に起因する遅延だけでなく、ＰＷＭ信号が生成されてからインバータが実際にスイッチング制御されるまでの遅延や、電流センサ以外のセンサにおけるサンプリングに起因する遅延などによって、生成されるＰＷＭ電圧において位相のずれが生じてしまう。

特許文献１に開示の技術において、デッドタイム付加以外の遅延も考慮してデューティ指令値を補正する方法が考えられる。しかしながら、特許文献１に開示されている方法では、デューティ指令値がキャリア三角波の最大または最小の近傍の値である場合には、補正後のデューティ指令値がキャリア波の変動範囲を超えてしまう。その結果、ＰＷＭ信号のパルスがデューティ指令値に応じた幅とならないため、ＰＷＭ電圧に外乱が生じてしまいＰＷＭ制御の精度が低下するおそれがある。

本発明の電力制御方法の一態様は、ＰＷＭ制御に用いられるデューティ指令値を算出し、デューティ指令値とキャリア信号との比較結果に基づいてＰＷＭ信号を生成し、ＰＷＭ信号に基づいてインバータを駆動させることにより負荷に供給されるＰＷＭ電圧を制御する。電力制御方法においては、ＰＷＭ電圧において発生する位相のずれに応じた補正量を用いて、キャリア信号の増減に応じてデューティ指令値を補正する場合に、当該補正される場合のデューティ指令値が、キャリア信号のピーク値を超えるか否かを判断し、補正される場合のデューティ指令値が、キャリア信号のピーク値を超えると判断される場合には、補正されたデューティ指令値のピーク値に対する超過量に応じた修正量を用いて、補正量を修正し、修正された補正量を用いて、キャリア信号の増減に応じてデューティ指令値を補正する。

本発明の一態様によれば、デッドタイム付加以外の遅延を考慮して、ＰＷＭ電圧における位相のずれの発生を抑制しながら所望のパルス幅とできるので、ＰＷＭ制御の精度の向上を図ることができる。

図１は、電力制御装置の構成の一例を示すブロック図である。 図２は、ＰＷＭ変換器の詳細な構成を示すブロック図である。 図３は、キャリア三角波を示す図である。 図４は、デッドタイム付加の処理についての説明図である。 図５は、デューティ指令値の算出制御の一例を示すフローチャートである。 図６は、ＰＷＭ制御の一例の説明図である。 図７は、ＰＷＭ制御の他の一例の説明図である。 図８は、ＰＷＭ制御のさらに他の一例の説明図である。 図９は、本実施形態及び比較例についての、ＰＷＭ電圧のパルス幅とデューティ指令値との関係を示すグラフである。

以下、図面を参照して、本発明の実施形態について説明する。

図１は、本発明の実施形態における電力制御装置の構成の一例を示すブロック図である。

電力制御装置１００は、電気的な負荷であるモータ２００を制御する装置である。例えば、モータ２００は、ハイブリッド自動車や電動自動車などに搭載された電動機であり、電力制御装置１００によってモータ２００が制御されることで、車両の駆動状態が制御される。

電力制御装置１００は、直流電力を交流電力に変換し、変換した交流電力をモータ２００に供給する。電力制御装置１００は、トルク制御部１と、ｄｑ軸／ＵＶＷ相変換器２と、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）変換器３と、インバータ（ＩＮＶ）４と、バッテリ５と、バッテリ電圧検出器６と、電流検出器７ｕ及び７ｖと、モータ回転速度演算器８と、ＵＶＷ相／ｄｑ軸変換器９とを備える。バッテリ５は、本実施形態においては電力制御装置１００の一部として構成されているが、電力制御装置１００とは別体として構成されてもよい。バッテリ５は、直流電源であって、例えば、車載用のリチウムイオン電池である。

モータ２００は、駆動用モータやステアリング用モータなどの、多相交流で駆動する電動機である。本実施形態では、モータ２００は、ＵＶＷ相の三相交流電流により駆動する。また、モータ２００に隣接して、回転子位置検出器２０１が設けられている。

回転子位置検出器２０１は、例えば、レゾルバであって、所定周期でモータ２００の回転子の位置を検出する。回転子位置検出器２０１は、回転子の電気角θを示す検出信号を、ｄｑ軸／ＵＶＷ相変換器２、モータ回転速度演算器８、及び、ＵＶＷ相／ｄｑ軸変換器９に出力する。

トルク制御部１は、不図示の上位コントローラから、モータ２００の駆動力を決定するトルク指令値Ｔ^*を取得する。例えば、上位コントローラは、アクセルペダルの踏込み量などの車両の運転状態に応じて、トルク指令値Ｔ^*を算出する。

トルク制御部１には、さらに、バッテリ電圧検出器６により検出されるバッテリ５のバッテリ電圧検出値Ｖ_dcが入力されるとともに、ｄ軸電流検出値ｉ_d及びｑ軸電流検出値ｉ_qと、モータ２００の回転速度Ｎとが入力される。

ｄ軸電流検出値ｉ_d及びｑ軸電流検出値ｉ_qは、モータ２００へ供給される三相交流電流のうちのＵ相電流ｉ_u、Ｖ相電流ｉ_vを、ＵＶＷ相／ｄｑ軸変換器９により変換されることで得られる。なお、Ｕ相電流ｉ_u、Ｖ相電流ｉ_vは、電流検出器７ｕ、７ｖにより検出される。

モータ２００の回転速度Ｎは、モータ回転速度演算器８によって、以下のように取得される。モータ回転速度演算器８は、所定周期で回転子位置検出器２０１から検出される信号に対してＡ／Ｄ変換によるサンプリングを行うことにより電気角θを取得し、今回取得された電気角検出値θと前の周期に取得された電気角検出値との差分を求め、その差分から単位時間あたりの電気角検出値の変化量を算出する。そして、電気角θの検出角の単位時間あたりの変化量から、モータ回転速度演算器８は、モータ２００の回転速度Ｎを算出する。

トルク制御部１は、入力されるトルク指令値Ｔ^*と、バッテリ電圧検出値Ｖ_dcと、ｄ軸電流検出値ｉ_d及びｑ軸電流検出値ｉ_qと、モータ２００の回転速度Ｎと基づいて、電流ベクトル制御演算を実行することにより、ｄ軸電圧指令値ｖ_d ^*及びｑ軸電圧指令値ｖ_q ^*を算出する。そして、トルク制御部１は、ｄ軸電圧指令値ｖ_d ^*及びｑ軸電圧指令値ｖ_q ^*を、ｄｑ軸／ＵＶＷ相変換器２に出力する。

ｄｑ軸／ＵＶＷ相変換器２は、次式（１）に示されるように、回転子位置検出器２０１にて検出された電気角検出値θに基づいて、トルク制御部１により算出されたｄ軸電圧指令値ｖ_d ^*及びｑ軸電圧指令値ｖ_q ^*を、三相ＰＷＭ電圧指令値であるＵ相ＰＷＭ電圧指令値ｖ_u ^*、Ｖ相電圧指令値ｖ_v ^*及びＷ相電圧指令値ｖ_w ^*に変換する。そして、ｄｑ軸／ＵＶＷ相変換器２は、変換された三相ＰＷＭ電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*をＰＷＭ変換器３に出力する。

ＰＷＭ変換器３は、バッテリ電圧検出器６から出力されるバッテリ電圧検出値Ｖ_dc、ｄｑ軸／ＵＶＷ相変換器２により変換された三相ＰＷＭ電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*、及び、電流検出器７ｕ、７ｖにより検出されるＵ相電流ｉ_u、Ｖ相電流ｉ_vに基づいて、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御に使用される、パルス信号であるＰＷＭ信号Ｐ_uu、Ｐ_ul、Ｐ_vu、Ｐ_vl、Ｐ_wu及びＰ_wlを生成する。

インバータ４は、ＰＷＭ変換器３から出力されるＰＷＭ信号Ｐ_uu、Ｐ_ul、Ｐ_vu、Ｐ_vl、Ｐ_wu及びＰ_wlに基づいてスイッチング素子が制御されることにより、バッテリ５の直流電力を交流電力に変換し、変換された交流電力をモータ２００の各相に供給する。

本実施形態において、インバータ４は、３相６アームで構成される。すなわち、インバータ４は、６つのスイッチング素子（アーム）を備え、ＵＶＷの３相で駆動される。詳細には、インバータ４は、各相に対応して、バッテリ５に対して並列に接続される配線を備え、それぞれの配線において直列に接続された１対のスイッチング素子が設けられている。そして、直列に接続された１対のスイッチング素子の間がモータ２００と接続されている。なお、スイッチング素子としては、例えば、電界効果トランジスタ等で構成されたパワー素子が用いられ、制御端子（例えばゲート端子）に供給されるパルス信号であるＰＷＭ信号のレベルに応じて、オンとオフとが切り替えられる。

以下では、各相において、モータ２００の電源端子とバッテリ５の正極端子との間に接続されたスイッチング素子を上段のスイッチング素子と称し、モータ２００の電源端子とバッテリ５の負極端子との間に接続されたスイッチング素子を下段のスイッチング素子と称する。また、バッテリ５の正極端子と負極端子の両端にはバッテリ電圧検出値Ｖ_dcだけの電位差が生じている。説明の便宜上、正極端子に生じる電位を「＋Ｖ_dc／２」とし、負極端子に生じる電位を「−Ｖ_dc／２」として説明する。

上段のスイッチング素子は、オン（導通状態）のときにバッテリ５の正極端子に生じる電位「＋Ｖ_dc／２」をモータ２００に供給し、オフ（非導通状態）のときに電位の供給を停止する。一方、下段のスイッチング素子は、オンのときにバッテリ５の負極端子に生じる電位「−Ｖ_dc／２」をモータ２００に供給し、オフのときにモータ２００への電位の供給を停止する。

ＰＷＭ変換器３は、三相ＰＷＭ電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*と、バッテリ電圧検出値Ｖ_dcとに基づいて、インバータ４に設けられる６つのスイッチング素子のそれぞれを駆動するＰＷＭ信号Ｐ_uu、Ｐ_ul、Ｐ_vu、Ｐ_vl、Ｐ_wu及びＰ_wlを生成する。これらのＰＷＭ信号に基づいてインバータ４のスイッチング素子のそれぞれが制御されることで、バッテリ５の直流電力が擬似的に交流電力に変換されて、変換された交流電力がモータ２００に供給される。

以下では、ＰＷＭ変換器３における制御について、代表的に、Ｕ相に対応する一対のスイッチング素子のうちの上段のスイッチング素子へのＰＷＭ信号Ｐ_uuと、下段のスイッチング素子へのＰＷＭ信号Ｐ_ulとの生成処理について説明する。なお、ＶＷ相についても、同様に、ＰＷＭ変換器３は、Ｖ相に対応するＰＷＭ信号Ｐ_vu及びＰ_vlと、Ｗ相に対応するＰＷＭ信号Ｐ_wu及びＰ_wlとを出力する。

ＰＷＭ変換器３は、Ｕ相ＰＷＭ電圧指令値ｖ_u ^*とバッテリ電圧検出値Ｖ_dcとに基づいて、デューティ指令値を演算する。デューティ指令値は、モータ２００へ印加されるべきＵ相ＰＷＭ電圧ｖ_uに対して一意に定まる。ＰＷＭ変換器３は、演算されたデューティ指令値とキャリア波とを比較することで、上段のスイッチング素子に対するＰＷＭ信号Ｐ_uuと、下段のスイッチング素子に対するＰＷＭ信号Ｐ_ulとを出力する。

ＰＷＭ信号Ｐ_uuがハイレベルである場合には、上段のスイッチング素子がオンとなり、モータ２００のＵ相端子には「＋Ｖ_dc／２」の電位が供給される。ＰＷＭ信号Ｐ_ulがハイレベルである場合には、下段のスイッチング素子がオンとなり、モータ２００のＵ相端子には「−Ｖ_dc／２」の電位が供給される。これらの上段と下段とのスイッチング素子の制御により、モータ２００のＵ相端子の両端にＶ_dcの電位差を生じさせることができる。

さらに、ＰＷＭ変換器３は、上段と下段とからなる１対のスイッチング素子が同時にオンになるのを防止するために、ＰＷＭ信号Ｐ_uu及びＰ_ulにデッドタイムを付加し、デッドタイムが付加されたＰＷＭ信号をインバータ４に出力する。

インバータ４は、ＰＷＭ信号Ｐ_uu、Ｐ_ul、Ｐ_vu、Ｐ_vl、Ｐ_wu及びＰ_wlのレベルに基づいてスイッチング素子の接続状態（オン／オフ）が切り替えられることにより、モータ２００のＵ相コイルにＵ相ＰＷＭ電圧ｖ_uを供給する。同様に、インバータ４は、Ｖ相コイルにＶ相ＰＷＭ電圧ｖ_vを供給し、Ｗ相コイルにＷ相ＰＷＭ電圧ｖ_wを供給する。その結果、モータ２００の各相のコイルに対して、交流電流ｉ_u、ｉ_v及びｉ_wが流れる。

電流検出器７_u及び７_vは、それぞれ、モータ２００に供給されるＵ相電流ｉ_u及びＶ相電流ｉ_vを検出する。電流検出器７_uは、インバータ４とモータ２００のＵ相コイルとの間に設けられるＵ相電力線に対して接続され、電流検出器７_vは、インバータ４とモータ２００のＶ相コイルとの間のＶ相電力線に対して接続される。電流検出器７_u及び７_vは、検出したＵ相電流ｉ_u及びＶ相電流ｉ_vを、ＰＷＭ変換器３及びＵＶＷ相／ｄｑ軸変換器９に出力する。

ＵＶＷ相／ｄｑ軸変換器９は、電流検出器７_u及び７_vから出力されるＵ相電流ｉ_u及びＶ相電流ｉ_vに対する検出信号を取得し、各検出信号についてアナログ信号からデジタル信号にＡ／Ｄ変換するサンプリング処理を行うことにより、Ｕ相電流ｉ_u、及び、Ｖ相電流ｉ_vを求める。そして、Ｕ相電流ｉ_u、Ｖ相電流ｉ_v、及び、Ｗ相電流ｉ_wの総和がゼロとなる性質を利用して、ＵＶＷ相／ｄｑ軸変換器９は、次式（２）に従って、Ｕ相電流ｉ_u、及び、Ｖ相電流ｉ_vと、回転子位置検出器２０１により求められた電気角θの検出値とに基づいて、ｄ軸電流検出値ｉ_d及びｑ軸電流検出値ｉ_qを算出する。

ＵＶＷ相／ｄｑ軸変換器９は、変換により得られたｄ軸電流検出値ｉ_d及びｑ軸電流検出値ｉ_qをトルク制御部１に出力する。トルク制御部１においては、これらのｄ軸電流検出値ｉ_d及びｑ軸電流検出値ｉ_qを用いて、ｄ軸電圧指令値ｖ_d ^*及びｑ軸電圧指令値ｖ_q ^*に対するフィードバック制御が行われる。

図２は、ＰＷＭ変換器３の詳細な構成を示すブロック図である。図３は、ＰＷＭ変換器３の処理にて用いられるキャリア三角波を示す図である。

ＰＷＭ変換器３は、デューティ指令値演算部３１と、デッドタイム補償処理部３２と、パルスタイミング補正処理部３３と、ＰＷＭ変換処理部３４と、デッドタイム付加処理部３５とを有する。本実施形態においては、これらのブロックのうち、デューティ指令値演算部３１、デッドタイム補償処理部３２、及び、パルスタイミング補正処理部３３については、汎用的なコントローラによってプログラムが実行されることで、ソフトウェアとしてこれらの機能が実現される。ＰＷＭ変換処理部３４、及び、デッドタイム付加処理部３５については、特定の機能を備えるマイコンにより、ハードウェアとしてこれらの機能が実現される。

また、本実施形態のＰＷＭ制御においては、キャリア信号として、図３に示される三角波が用いられる。例えば、不図示のキャリア信号生成部は、カウンタにより構成され、時間の経過と共にカウント値を増減させることでキャリア三角波を生成する。なお、キャリア三角波は、パルスタイミング補正処理部３３及びＰＷＭ変換処理部３４における処理に用いられる。このキャリア三角波の振幅はＫ_Dであり、周期はｔ_cである。

再び図２を参照すれば、デューティ指令値演算部３１は、次式（３）に従って、ｄｑ軸／ＵＶＷ相変換器２から出力されるＵ相ＰＷＭ電圧指令値ｖ_u ^*と、バッテリ電圧検出器６から出力されるバッテリ電圧検出値Ｖ_dcと、キャリア三角波の振幅Ｋ_Dに基づいて、モータ２００に印加されるＵ相ＰＷＭ電圧を生成するためのデューティ指令値Ｄ_u01 ^*を演算する。なお、キャリア三角波の振幅Ｋ_Dは、デューティ指令値演算部３１に予め記憶されている。

式（３）によれば、Ｕ相ＰＷＭ電圧指令値ｖ_u ^*が大きくなるほどデューティ指令値Ｄ_u01 ^*は大きくなり、バッテリ電圧検出値Ｖ_dcが小さくなるほどデューティ指令値Ｄ_u01 ^*を大きくなる。デューティ指令値演算部３１は、演算されたデューティ指令値Ｄ_u01 ^*をデッドタイム補償処理部３２に出力する。

デッドタイム補償処理部３２は、デューティ指令値Ｄ_u01 ^*に対してデッドタイム補償処理を行うことで、後段のデッドタイム付加処理部３５におけるデッドタイムｔ_dtの付加に起因するＰＷＭ電圧のパルス幅の変化に対する補償を行う。なお、このような補償処理は、デッドタイム補償と称される。

本実施形態では、デッドタイム補償処理部３２は、次式（４）に従って、デューティ指令値Ｄ_u01 ^*に対して、Ｕ相電流ｉ_uの極性（正負）に基づいてｓｇｎ（ｉ_u）によって符号を定め、補償量「２Ｋ_Dｔ_dt／ｔ_c」を加算又は減算することで、デューティ指令値Ｄ_u02 ^*を算出する。

具体的に、デッドタイム補償処理部３２は、Ｕ相電流ｉ_uがプラスである場合、すなわちＵ相電流ｉ_uがインバータ４からモータ２００へ流れる場合には、Ｕ相ＰＷＭ電圧ｖ_uのオフ期間が短くなるようにデューティ指令値Ｄ_u01 ^*に対する補償を行う。なお、オフ期間とは、バッテリ５の負極端子の電位がモータ２００のＵ相に印加される期間のことである。一方、Ｕ相電流ｉ_uがマイナスである場合、すなわちＵ相電流ｉ_uがモータ２００からインバータ４へ流れる場合には、デッドタイム補償処理部３２は、Ｕ相ＰＷＭ電圧ｖ_uのオフ期間が長くなるようにデューティ指令値Ｄ_u01 ^*に対する補償を行う。

式（４）によれば、デッドタイム補償処理部３２は、キャリア三角波の振幅Ｋ_D及び周期ｔ_cと、デッドタイムｔ_dtとを用いて、補償量「２Ｋ_Dｔ_dt／ｔ_c」を算出する。補償量「２Ｋ_Dｔ_dt／ｔ_c」は、デッドタイム時間ｔ_dtの半値「ｔ_dt／２」を、時間単位からキャリア三角波の振幅の単位へ単位系の変換をしたものである。この単位系の変換は、キャリア三角波の半周期「ｔ_c／２」において、キャリア三角波が振幅の２倍の「２Ｋ_D」だけ変化することに基づいて行われる。

Ｕ相電流ｉ_uがプラスである場合、すなわちＵ相電流ｉ_uがインバータ４からモータ２００へ流れる場合には、デッドタイム補償処理部３２は、Ｕ相ＰＷＭ電圧ｖ_uのオフ期間が短くなるように、デューティ指令値Ｄ_u01 ^*に対し補償量「２Ｋ_Dｔ_dt／ｔ_c」を加算することによりデューティ指令値Ｄ_u02 ^*を算出する。

一方、Ｕ相電流ｉ_uがマイナスである場合、すなわちＵ相電流ｉ_uがモータ２００からインバータ４へ流れる場合には、デッドタイム補償処理部３２は、Ｕ相ＰＷＭ電圧ｖ_uのオフ期間が長くなるように、デューティ指令値Ｄ_u01 ^*に対し補償量「２Ｋ_Dｔ_dt／ｔ_c」を減算することによりデューティ指令値Ｄ_u02 ^*を算出する。

パルスタイミング補正処理部３３は、ＰＷＭ信号の位相（レベルの切り替えタイミング）を補正するために、デューティ指令値Ｄ_u02 ^*に対する補正を行うことでデューティ指令値Ｄ_u03 ^*を算出する。このパルスタイミング補正処理部３３による補正により、Ｕ相ＰＷＭ電圧ｖ_uのパルス幅の中間値をキャリア三角波の山及び谷の双方または一方と一致させることができる。

詳細には、パルスタイミング補正処理部３３は、次式（５）に従って、三角波の変化量ΔＣの極性に応じて補正量Ｋ_{dly_fin}の符号を切り替え、デューティ指令値Ｄ_u02 ^*に対して補正量Ｋ_{dly_fin}の加算又は減算を行うことで、デューティ指令値Ｄ_u03 ^*を算出する。

式（５）の右辺第２項に示されるように、補正量Ｋ_{dly_fin}に対する正負の符号は、符号関数ｓｇｎ（ΔＣ）によって定まる。補正量Ｋ_{dly_fin}の算出方法は、後に式（７）〜（１７）を用いて説明する。ΔＣは、キャリア三角波の変化量であり、１回の制御演算中に互いに異なるタイミングで取得した２つの三角波のカウント値の差分である。本実施形態では、キャリア三角波の変化量ΔＣは、次式（６）に従って、今回のキャリア三角波の取得値Ｃ₂から前回のキャリア三角波の取得値Ｃ₁を減算することで算出される。

パルスタイミング補正処理部３３は、式（６）に従って算出された変化量ΔＣがゼロよりも大きい場合には、キャリア三角波が増加区間であると判定し、変化量ΔＣがゼロよりも小さい場合には、キャリア三角波が減少区間であると判定する。なお、パルスタイミング補正処理部３３は、キャリア三角波の２つのカウント値でなく、互いに異なるタイミングで３つ以上のカウント値を取得し、それらの複数のカウント値に基づいてキャリア三角波の増減を判定してもよい。

そして、キャリア三角波が増加区間である場合には、パルスタイミング補正処理部３３は、デューティ指令値Ｄ_u02 ^*に対して補正量Ｋ_{dly_fin}を加算して、デューティ指令値Ｄ_u03 ^*を求める。算出されるデューティ指令値Ｄ_u03 ^*が用いられる次区間は減少区間であるため、補正量Ｋ_{dly_fin}を加算することで、ＰＷＭ信号の位相を進めることができる。

一方、キャリア三角波が減少区間である場合には、パルスタイミング補正処理部３３は、デューティ指令値Ｄ_u02 ^*に対して補正量Ｋ_{dly_fin}を減算して、デューティ指令値Ｄ_u03 ^*を求める。算出されるデューティ指令値Ｄ_u03 ^*が用いられる次区間は増加区間であるため、補正量Ｋ_{dly_fin}を減算することで、ＰＷＭ信号の位相を遅延できる。

このように、パルスタイミング補正処理部３３は、キャリア三角波の増減に応じた符号が付された補正量Ｋ_{dly_fin}を用いた補正をすることで、デューティ指令値Ｄ_u03 ^*を算出する。そして、パルスタイミング補正処理部３３は、補正後のデューティ指令値Ｄ_u03 ^*をＰＷＭ変換処理部３４に出力する。

ＰＷＭ変換処理部３４は、デューティ指令値Ｄ_u03 ^*とキャリア三角波との比較を行い、ＰＷＭ信号Ｐ_uu0及びＰ_ul0を生成する。なお、この比較処理は、一般に、コンペアマッチングと称される。デューティ指令値Ｄ_u03 ^*は、ＰＷＭ変換処理部３４の機能を実現するマイコンのレジスタに記憶されることで、キャリア三角波との比較に用いられる。

デューティ指令値Ｄ_u03 ^*は、キャリア三角波の山又は谷となるタイミングにおいて、更新される。すなわち、キャリア三角波の山又は谷となるタイミングから、次に山又は谷となるタイミングまでの区間においては、同じデューティ指令値Ｄ_u03 ^*が用いられる。

ＰＷＭ変換処理部３４は、例えば、図６に示されるようにＵ相電流ｉ_uがマイナスである場合には、デューティ指令値Ｄ_u03 ^*がキャリア三角波よりも小さいときには、上段のスイッチング素子をオンにするため、ＰＷＭ信号Ｐ_uu0をハイレベルに設定する。ＰＷＭ変換処理部３４は、デューティ指令値Ｄ_u03 ^*がキャリア波よりも大きいときには、上段のスイッチング素子をオフにするために、ＰＷＭ信号Ｐ_uu0をローレベルに設定する。下段のスイッチング素子に対するＰＷＭ信号Ｐ_ul0は、上段のスイッチング素子に対するＰＷＭ信号Ｐ_uu0に対して、レベルが反転するように設定される。ＰＷＭ変換処理部３４は、このように生成されたＰＷＭ信号Ｐ_uu0及びＰ_ul0を、デッドタイム付加処理部３５に出力する。

デッドタイム付加処理部３５は、ＰＷＭ変換処理部３４により算出されたＰＷＭ信号Ｐ_uu0及びＰ_ul0に対してデッドタイムｔ_dtを付加する処理を行い、ＰＷＭ信号Ｐ_uu及びＰ_ulを生成する。

本実施形態では、デッドタイム付加処理部３５は、ＰＷＭ信号Ｐ_uu0及びＰ_ul0のそれぞれに対して、立ち上りタイミングをデッドタイムｔ_dtだけ遅延させることで、ＰＷＭ信号Ｐ_uu及びＰ_ulを生成する。デッドタイム付加処理部３５は、生成されたＰＷＭ信号Ｐ_uu及びＰ_ulを、インバータ４に出力する。

このようにして、ＰＷＭ信号Ｐ_uu0及びＰ_ul0の立ち上りタイミングをデッドタイムｔ_dtだけ遅延させることで、一対のスイッチング素子が同時にオンとなりモータ２００のＵ相の端子の電圧が不安定になることを抑制できる。

次に、パルスタイミング補正処理部３３の処理である式（５）において用いられる補正量Ｋ_{dly_fin}について説明する。

ＰＷＭ信号Ｐ_uu及びＰ_ulが遅延する要因としては、デッドタイム付加処理部３５によるデッドタイムｔ_dtの付加以外に、ＰＷＭ信号の伝達回路における遅延時間である伝達遅延ｔ_{dly_c}、スイッチング素子の操作に起因する遅延時間である操作遅延ｔ_{dly_s}、及び、センサや入力回路などにおけるサンプリングに起因する遅延時間である検出遅延ｔ_{dly_cs}などが考えられる。なお、操作遅延ｔ_{dly_s}は、スイッチング素子のオン操作の遅れ時間とオフ操作の遅れ時間の平均値とする。

これらの遅延に起因して、生成されるＵ相ＰＷＭ電圧ｖ_uや、測定されるＵ相電流ｉ_uにおいて位相が遅延するおそれがある。そこで、パルスタイミング補正処理部３３は、デューティ指令値Ｄ_u02 ^*を補正することで、ＰＷＭ信号Ｐ_uu及びＰ_ulの位相のずれが抑制されるように、デューティ指令値Ｄ_u03 ^*を生成する。

補正量Ｋ_{dly_fin}の最大値である最大補正量Ｋ_{dly_max}は、次式（７）のように定めることができる。最大補正量Ｋ_{dly_max}は、デッドタイムｔ_dt、伝達遅延ｔ_{dly_c}、検出遅延ｔ_{dly_cs}、及び、操作遅延ｔ_{dly_s}の合計時間に対して、時間単位からキャリア三角波の振幅への単位系の変換をした値である。この最大補正量Ｋ_{dly_max}による位相の変化量は、デッドタイムｔ_dtの半値と、伝達遅延ｔ_{dly_c}、検出遅延ｔ_{dly_cs}、及び、操作遅延ｔ_{dly_s}との合計に相当する。なお、これらの遅延成分は、発生する遅延の一例であり、これらの遅延の一部が含まれていなくてもよいし、その他の遅延が含まれていてもよい。

デューティ指令値Ｄ_u02 ^*に対して最大補正量Ｋ_{dly_max}を用いて補正をしてしまうと、補正後の値がキャリア三角波のピーク値である最大値「＋Ｋ_d」又は最小値「−Ｋ_d」を超えてしまい、所望のタイミングでＰＷＭ信号Ｐ_uu及びＰ_ulのレベルが切り替わらないおそれがある。

そこで、本実施形態においては、後述のように、式（１３）、（１４）に示される上限側修正量ｄ_over2及び下限側修正量ｄ_under2に基づいて、式（１５）、（１６）に示されるように最大補正量Ｋ_{dly_max}に対して修正を行ったもののうちの一方を、式（１７）に示されるように補正量Ｋ_{dly_fin}として定める。後述のように、補正量Ｋ_{dly_fin}を用いることで、補正後のデューティ指令値がキャリア波の最大値又は最小値を超えることを抑制することができる。

なお、本実施形態では、後述の図４に示されるようなデッドタイム付加が行われている。そのため、仮に、補正後のデューティ指令値が、キャリア三角波のピーク値に対して、デッドタイム付加に起因する遅延分だけは超えたとしても、生成されるＰＷＭ電圧における位相のずれの発生は抑制される。そのため、補正量Ｋ_{dly_fin}の最小値である最小補正量Ｋ_{dly_min}は、次式（８）のように定めることができる。

以下では、具体的な補正量Ｋ_{dly_fin}の算出方法について説明する。

式（５）に示される補正量Ｋ_{dly_fin}を用いた補正が行われる場合には、補正量Ｋ_{dly_fin}が最大補正量Ｋ_{dly_max}である場合に、補正により得られるデューティ指令値Ｄ_u03 ^*が最大値及び最小値となる。詳細には、補正量Ｋ_{dly_fin}が最大補正量Ｋ_{dly_max}である場合において、変化量ΔＣが正でありｓｇｎ（ΔＣ）がプラスである時に、デューティ指令値は、次式（９）に示されるような最大値ｄ^* _{u03_upper}となる。補正量Ｋ_{dly_fin}が最大補正量Ｋ_{dly_max}である場合において、ΔＣが負でありｓｇｎ（ΔＣ）がマイナスである時に、デューティ指令値は、次式（１０）に示されるような最小値ｄ^* _{u03_lower}となる。

上述のように、デューティ指令値Ｄ_u02 ^*や最大補正量Ｋ_{dly_max}の大きさによっては、デューティ指令値の最大値ｄ^* _{u03_upper}がキャリア三角波のピーク値である最大値「＋Ｋ_d」を上回ってしまう場合や、デューティ指令値の最小値ｄ^* _{u03_lower}がキャリア三角波の最小値「−Ｋ_d」を下回ってしまう場合がある。これらの場合には、デューティ指令値とキャリア三角波とを比較しても、比較結果から得られるＰＷＭ信号により生成されるＰＷＭ電圧は、所望のパルス幅とならない。

式（９）に示されるデューティ指令値の最大値ｄ^* _{u03_upper}が、キャリア三角波の最大値「＋Ｋ_d」を超える場合には、最大値ｄ^* _{u03_upper}のキャリア三角波の最大値「＋Ｋ_d」に対して上回る超過量だけを、補正量から予め減じる修正をすることで、生成されるＰＷＭ電圧のパルス幅の変化を抑制できる。また、式（１０）に示されるデューティ指令値の最小値ｄ^* _{u03_lower}が、キャリア三角波の最小値「−Ｋ_d」を下回る場合には、最小値ｄ^* _{u03_lower}のキャリア三角波の最小値「−Ｋ_d」を下回る超過量だけを、補正量から予め減じる修正をすることで、生成されるＰＷＭ電圧のパルス幅の変化を抑制できる。

本実施形態では、補正量Ｋ_{dly_fin}の算出、及び、デューティ指令値Ｄ_u03 ^*の更新は、キャリア三角波の勾配が等しい所定周期、すなわち、増加区間及び減少区間ごとに行われ、かつ、デューティ指令値Ｄ_u01 ^*、Ｄ_u02 ^*の算出は、その所定周期の２倍ごとに行われるものとする。補正量Ｋ_{dly_fin}の算出区間においては、次区間及び次々区間は、必然的に、増加区間及び減少区間の組み合わせとなる。そのため、所定区間ごとに、最大値ｄ^* _{u03_upper}がキャリア三角波の最大値「＋Ｋ_d」を上回る場合、及び、デューティ指令値の最小値ｄ^* _{u03_lower}がキャリア三角波の最小値「−Ｋ_d」を下回る場合の両者を検討して、補正量Ｋ_{dly_fin}を算出する。

デューティ指令値の最大値ｄ^* _{u03_upper}がキャリア三角波の最大値「＋Ｋ_d」を上回る場合において、上限側の超過量である上限超過量ｄ_overは、次式（１１）のように定められる。デューティ指令値の最小値ｄ^* _{u03_lower}がキャリア三角波の最小値「−Ｋ_d」を下回る場合において、下限側の超過量である下限超過量ｄ_underは、次式（１２）のように定められる。なお、デューティ指令値の最大値ｄ^* _{u03_upper}がキャリア三角波の上限値「＋Ｋ_d」を超えない場合には、上限超過量ｄ_overはゼロとなる。デューティ指令値の最小値ｄ^* _{u03_lower}がキャリア三角波の下限値「−Ｋ_d」を超えない場合には、下限超過量ｄ_underはゼロとなる。

上述のように、式（８）に示される最小補正量Ｋ_{dly_min}だけは、キャリア三角波の最大値「＋Ｋ_d」又は最小値「−Ｋ_d」を超えてもよい。そのため、補正後のデューティ指令値のキャリア三角波の最大値「＋Ｋ_d」に対する超過量が、大きくても最小補正量Ｋ_{dly_min}となるためには、最大補正量Ｋ_{dly_max}に対して、次式（１３）に示される上限側修正量ｄ_over2に応じた補正をすればよい。同様に、補正後のデューティ指令値のキャリア三角波の最小値「−Ｋ_d」に対する超過量（負値）が、少なくとも、最小補正量Ｋ_{dly_min}となるためには、最大補正量Ｋ_{dly_max}に対して、次式（１４）に示される下限側修正量ｄ_under2に応じた補正をすればよい。

次式（１５）に示されるように、上限側において上限側修正量ｄ_over2だけ減じる修正をすることで得られる補正量を、Ｋ_{dly_p}と示す。次式（１６）に示されるように、下限側において下限側修正量ｄ_under2だけ増加させることで得られる補正量を、Ｋ_{dly_m}と示す。このように得られる補正量Ｋ_{dly_p}、Ｋ_{dly_m}を用いることで、補正後のデューティ指令値は、キャリア三角波の最大値及び最小値に対して、大きくても、デッドタイム付加に起因する遅延に相当する量だけが超過する。

ここで、最大補正量Ｋ_{dly_max}は、キャリア三角波の振幅Ｋ_Dに比べると小さいため、式（８）に示されるデューティ指令値の最大値ｄ^* _{u03_upper}がキャリア三角波の最大値「＋Ｋ_d」を上回る状況と、式（９）に示されるデューティ指令値の最小値ｄ^* _{u03_lower}がキャリア三角波の最小値「−Ｋ_d」を下回る状況とが同時に起こることはない。そして、上限側及び下限側のうち、補正後のデューティ指令値が最大値又は最小値を超えない方は、超過量がゼロであるので、修正をする必要がない。したがって、修正後の補正量Ｋ_{dly_p}、Ｋ_{dly_m}のうち、修正をしていない大きい方については検討する必要がない。そのため、次式（１７）に示されるように、補正量Ｋ_{dly_fin}は、式（１５）、（１６）の絶対値のうちの小さい値となる。

なお、式（７）、（８）を用いれば、補正量Ｋ_{dly_fin}について次式（１８）に示される関係が成立する。

図４は、デッドタイム付加処理部３５によるデッドタイム付加の処理についての説明図である。本実施形態においては、デッドタイム付加処理部３５により付加される付加時間は、原則的には、図上部に示されるように、予め記憶されている値ｔ_dtが用いられる。ただし、例外的に、図下部に示されるような状態においては、付加時間は、ＰＷＭ信号のパルス幅ｔ_pに応じて変化する。なお、この図の説明では、ＰＷＭ信号Ｐ_uu0のローレベル区間、及び、ＰＷＭ信号Ｐ_ul0のハイレベル区間を、パルス幅と称するものとする。

図上部には、ＰＷＭ信号Ｐ_uu0及びＰ_ul0により定まるパルス幅ｔ_pが所定のデッドタイムｔ_dtよりも長い場合が示されている。このような場合には、デッドタイム付加処理部３５は、ＰＷＭ信号Ｐ_uu0及びＰ_ul0が立ち上がるタイミング（ローレベルからハイレベルへと切り替わるタイミング）において、所定のデッドタイムｔ_dtだけ遅延されるように、ＰＷＭ信号Ｐ_uu、Ｐ_ulを生成する。

図下部には、パルス幅ｔ_pが所定のデッドタイムｔ_dt以下である場合が示されている。このような場合には、デッドタイム付加による付加時間は、ＰＷＭ信号のパルス幅ｔ_pとなる。なお、ＰＷＭ信号Ｐ_ul0の立ち上がりタイミングをデッドタイムとしてｔ_pだけ遅らせる場合には、立ち上がりタイミングが立ち下がりタイミングよりも後ろとなる。そのため、ＰＷＭ信号Ｐ_ulは、常にローレベルに設定される。このようにすることで、パルス幅ｔ_pが漸次減少してデッドタイムｔ_dt以下となった場合に、付加時間も漸次減少することになるので、ＰＷＭ信号のパルス幅の急激な変化を防ぐことができる。さらに、後に図９を用いて説明するように、図下部に記載のデッドタイム付加が行われることで、補正後のデューティ指令値のキャリア三角波のピーク値からの超過量が、デッドタイム付加に起因する遅延に相当する量以下であれば、Ｕ相ＰＷＭ電圧ｖ_uを所望のパルス幅とすることができる。

図５は、デューティ指令値の算出制御の一例を示すフローチャートである。この算出制御は、キャリア三角波がピーク値となる毎に、すなわち、最大値（山）及び最小値（谷）となるタイミングで繰り返し実行される。なお、このフローチャートにおける制御は、電力制御装置１００において記憶されているプログラムが実行されることにより、実現されてもよい。

ステップＳ５０１において、ＰＷＭ変換処理部３４は、キャリア三角波の状態が増加区間か減少区間であるかに応じて、デューティ更新をするか否かを判定する。デューティ更新とは、デューティ指令値Ｄ_u01 ^*、Ｄ_u02 ^*、及び、補正量Ｋ_{dly_fin}の算出を示す。ＰＷＭ変換処理部３４は、式（６）に従った判定を行い、キャリア三角波が減少区間である場合には、デューティ更新をすると判断して（Ｓ５０１：Ｙｅｓ）、ステップＳ５０２の処理に進む。キャリア三角波が増加区間である場合には、ＰＷＭ変換処理部３４は、デューティ更新をしないと判断して（Ｓ５０１：Ｎｏ）、ステップＳ５０９の処理に進む。

ステップＳ５０２において、ＵＶＷ相／ｄｑ軸変換器９は、電流検出器７_u及び７_vからの検出信号をＡ／Ｄ変換してＵ相電流ｉ_u及びＶ相電流ｉ_vを取得する。同時に、モータ回転速度演算器８は、回転子位置検出器２０１からの検出信号をＡ／Ｄ変換して電気角検出値θを取得する。

ステップＳ５０３において、ＵＶＷ相／ｄｑ軸変換器９は、式（２）に基づいて、Ｓ５０１にて得られたＵ相電流ｉ_u及びＶ相電流ｉ_vと、電気角検出値θに基づいて、ｄ軸電流検出値ｉ_d及びｑ軸電流検出値ｉ_qを求める。そして、ＵＶＷ相／ｄｑ軸変換器９は、変換したｄ軸電流検出値ｉ_d及びｑ軸電流検出値ｉ_qをトルク制御部１にフィードバックする。

同時に、モータ回転速度演算器８は、電気角検出値θに基づいて回転速度Ｎを演算する。そして、モータ回転速度演算器８は、回転速度Ｎをトルク制御部１に出力する。

ステップＳ５０４において、トルク制御部１は、入力されるトルク指令値Ｔ^*と、バッテリ電圧検出値Ｖ_dcと、回転速度Ｎと、ｄ軸電流検出値ｉ_d及びｑ軸電流検出値ｉ_qとに基づいて、電流ベクトル制御によって、ｄ軸電圧指令値ｖ_d ^*及びｑ軸電圧指令値ｖ_q ^*を算出する。

ステップＳ５０５において、ｄｑ軸／ＵＶＷ相変換器２は、式（１）に従って、電気角検出値θに基づいて、ｄ軸電圧指令値ｖ_d ^*及びｑ軸電圧指令値ｖ_q ^*を三相ＰＷＭ電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*に変換する。そして、ｄｑ軸／ＵＶＷ相変換器２は、変換された三相ＰＷＭ電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*をＰＷＭ変換器３に出力する。

ステップＳ５０６において、デューティ指令値演算部３１は、式（３）に従って、三相ＰＷＭ電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*と、バッテリ電圧検出値Ｖ_dcとに基づいて、デューティ指令値Ｄ_u01 ^*、Ｄ_v01 ^*及びＤ_w01 ^*を演算する。

ステップＳ５０７において、デッドタイム補償処理部３２は、式（４）に従って、デューティ指令値Ｄ_u01 ^*、Ｄ_v01 ^*及びＤ_w01 ^*に対してデッドタイム付加に対する補償処理を行い、デューティ指令値Ｄ_u02 ^*、Ｄ_v02 ^*及びＤ_w02 ^*を算出する。

ステップＳ５０８において、パルスタイミング補正処理部３３は、式（７）〜（１７）に従って、キャリア三角波の振幅Ｋ_D及び周期ｔ_cと、デッドタイムｔ_d、伝達遅延ｔ_{dly_c}、操作遅延ｔ_{dly_s}、及び、検出遅延ｔ_{dly_cs}とを用いて、補正量Ｋ_{dly_fin}を算出する。

ステップＳ５０９において、パルスタイミング補正処理部３３は、式（６）に従って、キャリア三角波の増減状態を判断するキャリア三角波が増加区間であるか減少区間であるかを判断する。そして、キャリア三角波が増加区間である場合には（Ｓ５０９：Ｙｅｓ）、パルスタイミング補正処理部３３は、補正量Ｋ_{dly_fin}を加算するために、次にステップＳ５１０の処理を行う。キャリア三角波が減少区間である場合には（Ｓ５０９：Ｎｏ）、パルスタイミング補正処理部３３は、補正量Ｋ_{dly_fin}を減算するために、次にステップＳ５１１の処理を行う。

ステップＳ５１０において、パルスタイミング補正処理部３３は、式（５）に従って、キャリア三角波が増加区間でありｓｇｎ（ΔＣ）が正となるため、デューティ指令値Ｄ_u02 ^*、Ｄ_v02 ^*及びＤ_w02 ^*に補正量Ｋ_{dly_fin}を加算する。なお、キャリア三角波が増加区間である場合には、デューティ更新がなされないので（Ｓ５０１：Ｎｏ）、前区間で算出されたデューティ指令値Ｄ_u02 ^*、Ｄ_v02 ^*及びＤ_w02 ^*、及び、補正量Ｋ_{dly_fin}が用いられてデューティ指令値Ｄ_u03 ^*、Ｄ_v03 ^*及びＤ_w03 ^*が算出される。

ステップＳ５１１において、パルスタイミング補正処理部３３は、式（５）に従って、キャリア三角波が減少区間でありｓｇｎ（ΔＣ）が負となるため、デューティ指令値Ｄ_u02 ^*、Ｄ_v02 ^*及びＤ_w02 ^*から補正量Ｋ_{dly_fin}を減算する。なお、キャリア三角波が減少区間である場合には、デューティ更新がなされるため（Ｓ５０１：Ｙｅｓ）、ステップＳ５０７で算出されたデューティ指令値Ｄ_u02 ^*、Ｄ_v02 ^*及びＤ_w02 ^*、及び、ステップＳ５０８で算出された補正量Ｋ_{dly_fin}が用いられてデューティ指令値Ｄ_u03 ^*、Ｄ_v03 ^*及びＤ_w03 ^*が算出される。

ステップＳ５１２において、ステップＳ５１０またはＳ５１１にて算出されたデューティ指令値Ｄ_u03 ^*、Ｄ_v03 ^*及びＤ_w03 ^*を、次区間での演算に用いるデューティ指令値として、マイコンのレジスタにセットする。そして、デューティ指令値の算出制御は終了する。

なお、デューティ指令値の算出制御の後において、ＰＷＭ変換処理部３４は、デューティ指令値Ｄ_u03 ^*、Ｄ_v03 ^*及びＤ_w03 ^*に基づいて、ＰＷＭ信号Ｐ_uu0、Ｐ_ul0、Ｐ_vu0、Ｐ_vl0、Ｐ_vu0及びＰ_vl0を生成する。

そして、デッドタイム付加処理部３５は、ＰＷＭ信号Ｐ_uu0、Ｐ_ul0、Ｐ_vu0、Ｐ_vl0、Ｐ_wu0及びＰ_wl0にデッドタイムｔ_dtを付加することで、ＰＷＭ信号Ｐ_uu、Ｐ_ul、Ｐ_vu、Ｐ_vl、Ｐ_wu及びＰ_wlを生成する。デッドタイム付加処理部３５は、ＰＷＭ信号Ｐ_uu及びＰ_ulをＵ相の一対のスイッチング素子に、ＰＷＭ信号Ｐ_vu及びＰ_vlをＶ相のスイッチング素子に、ＰＷＭ信号Ｐ_wu及びＰ_wlをＷ相のスイッチング素子に出力する。

インバータ４は、ＰＷＭ信号Ｐ_uu、Ｐ_ul、Ｐ_vu、Ｐ_vl、Ｐ_wu及びＰ_wlに基づいて各相において対をなすスイッチング素子が駆動されると、モータ２００の各相に三相ＰＷＭ電圧ｖ_u、ｖ_v、及びｖ_wをそれぞれ供給する。

図６は、ＰＷＭ制御の一例の説明図である。なお、説明の便宜上、この図にはＵ相に関する制御のみ示されている。

図上方には、キャリア三角波が示されている。以下では、左部に示されるキャリア三角波の減少区間を区間ａ、中央部に示される区間ａ後の増加区間を区間ｂ、右部に示される区間ｂ後の減少区間を区間ｃと称するものとする。区間ａにおいては、デューティ指令値Ｄ_u03 ^*の算出までの処理が示され、区間ｂ及びｃにおいては、Ｕ相ＰＷＭ電圧ｖ_uの算出、及び、電力制御装置１００のインバータ４とモータ２００との間で流れるＵ相電流ｉ_uまでの処理が示されている。

図上部においては、区間ｂ及びｃにおいては、キャリア三角波に加えて、デューティ指令値Ｄ_u01 ^*、及び、デューティ指令値Ｄ_u02 ^*が点線で、デューティ指令値Ｄ_u03 ^*が実線で示されている。

その下部には、デューティ指令値Ｄ_u03 ^*を用いて定まるＰＷＭ信号Ｐ_uu0及びＰ_ul0、及び、デッドタイムが付加されたＰＷＭ信号Ｐ_uu及びＰ_ulが示されている。さらに、それらの下部には、モータ２００に印加されるＵ相ＰＷＭ電圧ｖ_uと、Ｕ相電流ｉ_uの実値、及び、電流検出器７ｕによる検出値とが示されている。なお、この例においては、Ｕ相電流ｉ_uがマイナス、すなわちＵ相電流ｉ_uがモータ２００からインバータ４へ流れる場合が示されている。

電流の測定、及び、デューティ指令値Ｄ_u03 ^*の更新は、キャリア三角波の傾きが一定の区間ごと、すなわち、区間ａ〜ｃのそれぞれで行われる。また、減少区間である区間ａ及びｃにおいてはデューティ更新が行われ（Ｓ５０１：Ｙｅｓ）、増加区間である区間ｂにおいてはデューティ更新が行われない（Ｓ５０１：Ｎｏ）。

区間ａでは、区間の開始タイミングから始まるＡ／Ｄ変換区間において、電力制御装置１００、及び、モータ２００の状態が検出される。そして、Ａ／Ｄ変換区間に続く制御演算区間において、デューティ指令値Ｄ_u03 ^*の算出が行われる。

そして、区間ａに続く区間ｂにおいては、前区間ａで算出されたデューティ指令値Ｄ_u03 ^*とキャリア三角波との比較などが行われ、ＰＷＭ信号Ｐ_uu、Ｐ_ulが生成される。ＰＷＭ信号Ｐ_uu、Ｐ_ulに応じてインバータ４が制御されることにより、モータ２００へＵ相ＰＷＭ電圧ｖ_uが印加されて、Ｕ相電流ｉ_uが流れる。

なお、区間ｂでは、Ａ／Ｄ変換区間において、モータ２００の状態が検出され、制御演算区間において、区間ｃで用いられるデューティ指令値Ｄ_u03 ^*の算出が行われる。なお、区間ｂは、デューティ更新が行われないので、区間ａにおいて算出されたＫ_{dly_fin}が用いられてデューティ指令値Ｄ_u03 ^*が算出される。

以下では、これらの処理の詳細について説明する。

区間ａにおいては、デューティ更新の区間であるので（Ｓ５０１：Ｙｅｓ）、まず、Ａ／Ｄ変換区間において、電流検出器７_uによるサンプリング（Ａ／Ｄ変換）によってＵ相電流ｉ_uが取得される（Ｓ５０２）。

そして、Ａ／Ｄ変換区間に続く制御演算区間において、トルク制御部１による演算（Ｓ５０４）、及び、ｄｑ軸／ＵＶＷ相変換器２による演算（Ｓ５０５）により、三相ＰＷＭ電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*が算出される。そして、デューティ指令値演算部３１は、式（３）に従って、デューティ指令値Ｄ_u01 ^*を算出する（Ｓ５０６）。デッドタイム補償処理部３２は、Ｕ相電流ｉ_uが負であるので、式（４）に従って、デューティ指令値Ｄ_u01 ^*に対して補償量「２Ｋ_Dｔ_dt／ｔ_c」を減算することにより、デューティ指令値Ｄ_u02 ^*を算出する（Ｓ５０７）。

その後、パルスタイミング補正処理部３３は、２つのタイミングでキャリア三角波の値Ｃ₁、Ｃ₂を取得し、式（６）に従って、キャリア三角波の増減を判断する。そして、区間ａが減少区間であるため（Ｓ５０９：Ｎｏ）、パルスタイミング補正処理部３３は、式（５）に従って、デューティ指令値Ｄ_u02 ^*に対して補正量Ｋ_{dly_fin}を減算することで、デューティ指令値Ｄ_u03 ^*を算出する（Ｓ５１１）。

なお、区間ｂにおいては、デューティ更新は行われない（Ｓ５０９：Ｙｅｓ）。パルスタイミング補正処理部３３は、キャリア三角波が増加区間であるため（Ｓ５０９：Ｎｏ）、区間ａにて算出された補正量Ｋ_{dly_fin}を、デューティ指令値Ｄ_u02 ^*に対して加算することで、デューティ指令値Ｄ_u03 ^*を算出する（Ｓ５１０）。

次に、デューティ指令値Ｄ_u01 ^*に替えてデューティ指令値Ｄ_u02 ^*を用いることによる、ＰＷＭ電圧の位相について説明する。

式（４）に示されるように、Ｕ相電流ｉ_uがマイナスでありｓｇｎ（ｉ_u）が負となるので、デューティ指令値Ｄ_u02 ^*は、デューティ指令値Ｄ_u01 ^*よりも補償量「２Ｋ_Dｔ_dt／ｔ_c」だけ小さい。また、補償量「２Ｋ_Dｔ_dt／ｔ_c」を用いた補正により、補償量「２Ｋ_Dｔ_dt／ｔ_c」の時間単位への換算値、すなわち、デッドタイム時間ｔ_dtの半値「ｔ_dt／２」だけ、ＰＷＭ電圧の位相を変化させることができる。

区間ｂにおいては、増加区間であるため、デューティ指令値Ｄ_u01 ^*に替えて、補償量「２Ｋ_Dｔ_dt／ｔ_c」だけ減少させたデューティ指令値Ｄ_u02 ^*を用いることで、デッドタイムｔ_dtの半値「ｔ_dt／２」だけ、ＰＷＭ電圧の位相を進めることができる。区間ｃにおいては、減少区間であるため、デューティ指令値Ｄ_u01 ^*に替えて、補償量「２Ｋ_Dｔ_dt／ｔ_c」だけ増加させたデューティ指令値Ｄ_u02 ^*を用いることで、デッドタイムｔ_dtの半値「ｔ_dt／２」だけ、ＰＷＭ電圧の位相を遅らせることができる。

そこで、デューティ指令値Ｄ_u01 ^*がキャリア三角波よりも小さい区間をｔ₁とすれば、デューティ指令値Ｄ_u02 ^*がキャリア三角波よりも小さい区間ｔ₂は、ｔ₁よりもデッドタイム時間ｔ_dtだけ長くなり、「ｔ₂＝ｔ₁＋ｔ_dt」となる。従って、デューティ指令値Ｄ_u01 ^*に替えてデューティ指令値Ｄ_u02 ^*を用いることで、Ｕ相ＰＷＭ電圧ｖ_uのパルス幅をデッドタイムｔ_dtだけ長くできる。

次に、デューティ指令値Ｄ_u02 ^*に替えてデューティ指令値Ｄ_u03 ^*を用いることによる、ＰＷＭ電圧の位相について説明する。

図６に示される例においては、式（９）に示されるデューティ指令値の最大値ｄ^* _{u03_upper}は、キャリア三角波の最大値を上回らず、かつ、式（１０）に示される最小値ｄ^* _{u03_lower}は、キャリア三角波の最小値を下回らないものとする。そのため、式（１１）に示される上限超過量ｄ_over、及び、式（１２）に示される下限超過量ｄ_underはゼロであり、式（１３）に示される上限側修正量ｄ_over2、及び、式（１４）に示される下限側修正量ｄ_under2は、ゼロとなる。したがって、式（１５）、（１６）を用いて定まる式（１７）において、「Ｋ_{dly_fin}＝Ｋ_{dly_max}」が成立する。

式（５）によれば、デューティ指令値Ｄ_u02 ^*に対して補正量Ｋ_{dly_fin}を用いて補正をすることで、デューティ指令値Ｄ_u03 ^*が算出される。Ｋ_{dly_fin}は、式（７）に示されるＫ_{dly_max}と等しいため、デューティ指令値Ｄ_u02 ^*に替えてデューティ指令値Ｄ_u03 ^*を用いることで、デッドタイムｔ_dtの半値と、伝達遅延ｔ_{dly_c}、検出遅延ｔ_{dly_cs}、及び、操作遅延ｔ_{dly_s}との合計時間、すなわち、「ｔ_dt／２＋ｔ_{dly_c}＋ｔ_{dly_s}＋ｔ_{dly_cs}」だけ、Ｕ相ＰＷＭ電圧ｖ_uの位相が変化する。

区間ｂは増加区間であるので、補正量Ｋ_{dly_fin}を減算して得られるデューティ指令値Ｄ_u03 ^*を用いることで、「ｔ_dt／２＋ｔ_{dly_c}＋ｔ_{dly_s}＋ｔ_{dly_cs}」だけ、位相が進む。区間ｃは減少区間であるので、補正量Ｋ_{dly_fin}を加算して得られるデューティ指令値Ｄ_u03 ^*を用いることで、「ｔ_dt／２＋ｔ_{dly_c}＋ｔ_{dly_s}＋ｔ_{dly_cs}」だけ、位相が進む。したがって、区間ｂ及びｃの両者において、デューティ指令値Ｄ_u02 ^*に替えてデューティ指令値Ｄ_u03 ^*を用いることで、「ｔ_dt／２＋ｔ_{dly_c}＋ｔ_{dly_s}＋ｔ_{dly_cs}」だけ位相が進む。

ここで、デューティ指令値Ｄ_u02 ^*、及び、デューティ指令値Ｄ_u03 ^*による制御タイミングをあわせて説明すれば、以下のようになる。

区間ｂにおいては、デューティ指令値Ｄ_u01 ^*に替えてデューティ指令値Ｄ_u02 ^*を用いることにより、デッドタイムｔ_dtの半分「ｔ_dt／２」だけ位相が進み、デューティ指令値Ｄ_u02 ^*に替えてデューティ指令値Ｄ_u03 ^*を用いることにより、「ｔ_dt／２＋ｔ_{dly_c}＋ｔ_{dly_s}＋ｔ_{dly_cs}」だけ位相が進む。その結果、デューティ指令値Ｄ_u01 ^*に替えてデューティ指令値Ｄ_u03 ^*を用いることで、「ｔ_dt＋ｔ_{dly_c}＋ｔ_{dly_s}＋ｔ_{dly_cs}」だけＵ相ＰＷＭ電圧ｖ_uの位相が進む。

区間ｃにおいては、デューティ指令値Ｄ_u01 ^*に替えてデューティ指令値Ｄ_u02 ^*を用いることにより、デッドタイムｔ_dtの半分「ｔ_dt／２」だけ位相が遅れ、デューティ指令値Ｄ_u02 ^*に替えてデューティ指令値Ｄ_u03 ^*を用いることにより、「ｔ_dt／２＋ｔ_{dly_c}＋ｔ_{dly_s}＋ｔ_{dly_cs}」だけ位相が進む。デッドタイムｔ_dtの半分「ｔ_dt／２」については位相の進みと遅れとがキャンセルされるので、デューティ指令値Ｄ_u01 ^*に替えてデューティ指令値Ｄ_u03 ^*を用いることで、「ｔ_{dly_c}＋ｔ_{dly_s}＋ｔ_{dly_cs}」だけＵ相ＰＷＭ電圧ｖ_uの位相が進む。

以下では、デューティ指令値Ｄ_u03 ^*を用いてＵ相ＰＷＭ電圧ｖ_uがどのように算出されるのかについて説明する。

ＰＷＭ変換処理部３４は、デューティ指令値Ｄ_u03 ^*とキャリア三角波とを比較し、比較結果に応じてＰＷＭ信号Ｐ_uu0及びＰ_ul0を生成する。デューティ指令値Ｄ_u03 ^*がキャリア三角波よりも大きい場合には、ＰＷＭ信号Ｐ_uu0はハイレベルとなり、デューティ指令値Ｄ_u03 ^*がキャリア三角波よりも小さい場合には、ＰＷＭ信号Ｐ_uu0はローレベルとなり、さらに、ＰＷＭ変換処理部３４は、ＰＷＭ信号Ｐ_uu0のレベルを反転させることで、ＰＷＭ信号Ｐ_ul0を生成する。

ここで、ＰＷＭ信号Ｐ_uu0及びＰ_ul0の切り替えタイミングは、デューティ指令値Ｄ_u02 ^*に替えてデューティ指令値Ｄ_u03 ^*を用いることで、区間ｂ及びｃの両者において、補正量Ｋ_{dly_fin}に応じた時間だけ位相が進む。そのため、デューティ指令値Ｄ_u03 ^*により定まるＰＷＭ信号Ｐ_uu0のローレベル区間、及び、ＰＷＭ信号Ｐ_ul0のハイレベル区間は、デューティ指令値Ｄ_u02 ^*がキャリア三角波よりも小さい区間ｔ₂と等しくなる。なお、上述のように、「ｔ₂＝ｔ₁＋ｔ_dt」が成立している。

デッドタイム付加処理部３５は、ＰＷＭ信号Ｐ_uu0及びＰ_ul0のそれぞれについて、立ち上がりタイミングをデッドタイムｔ_dtだけ遅らせることで、ＰＷＭ信号Ｐ_uu、Ｐ_ulを算出する。

ＰＷＭ信号Ｐ_uuのローレベル区間は、ＰＷＭ信号Ｐ_uu0のローレベル区間と比較すると、デッドタイムｔ_dt分だけ長くなり、「ｔ₂＋ｔ_dt」となる。ＰＷＭ信号Ｐ_ulのハイレベル区間は、ＰＷＭ信号Ｐ_ui0のハイレベル区間と比較すると、デッドタイムｔ_dt分だけ短くなり、「ｔ₂−ｔ_dt」となる。なお、この「ｔ₂−ｔ_dt」は、「ｔ₁」と等しい。また、ＰＷＭ信号Ｐ_uu、Ｐ_uuの両者がローレベルである場合には、上側と下側のスイッチング素子がオフとなるが、Ｕ相電流ｉ_uはマイナスでありモータ２００から電力制御装置１００へと電流が流れているため、インバータの構成上、上側のスイッチング素子に併設されたダイオードだけが導通状態となるので、Ｕ相ＰＷＭ電圧ｖ_uの電位は「Ｖ_dc／２」となる。そのため、最終的に、Ｕ相ＰＷＭ電圧ｖ_uにおいて電位が「−Ｖ_dc／２」となるパルス幅は、ＰＷＭ信号Ｐ_ulのハイレベル区間と等しくなるものとする。そのため、デューティ指令値Ｄ_u03 ^*を用いた場合のＵ相ＰＷＭ電圧ｖ_uのパルス幅はｔ₁であり、デューティ指令値Ｄ_u01 ^*を用いた場合と等しくなる。

ＰＷＭ信号Ｐ_uu及びＰ_ulによってインバータ４が制御される。ＰＷＭ信号Ｐ_uuがローレベル、かつ、ＰＷＭ信号Ｐ_ulがハイレベルである状態では、Ｕ相配線に「−Ｖ_dc／２」の電位が供給され、それ以外の状態では、Ｕ相配線に「Ｖ_dc／２」の電位が供給される。供給される電位が変化するタイミングから、Ｕ相ＰＷＭ電圧ｖ_uが変化するタイミングまでは、伝達遅延ｔ_{dly_c}と操作遅延ｔ_{dly_s}との和である「ｔ_{dly_c}＋ｔ_{dly_s}」だけ遅延する。

そして、このようなＵ相ＰＷＭ電圧ｖ_uの変化に応じて、擬似的な交流電流であるＵ相電流ｉ_uが流れる。Ｕ相電流ｉ_uは、Ｕ相配線の電圧が「Ｖ_dc／２」から「−Ｖ_dc／２」に変化するときに最大となり、Ｕ相配線の電圧が「−Ｖ_dc／２」から「Ｖ_dc／２」に変化するときに最小となる。そして、Ｕ相電流ｉ_uの測定値は、その実値に対して、検出遅延ｔ_{dly_cs}だけ遅れている。

従って、区間ｂにおいては、Ｕ相電流ｉ_uの検出値は、デューティ指令値Ｄ_u03 ^*により定まるＰＷＭ信号Ｐ_ul0に対して、デッドタイムｔ_dtと、伝達遅延ｔ_{dly_c}、操作遅延ｔ_{dly_s}、及び、検出遅延時間ｔ_{dly_cs}との和、すなわち、「ｔ_dt＋ｔ_{dly_c}＋ｔ_{dly_s}＋ｔ_{dly_cs}」だけ遅延する。

区間ｃにおいては、Ｕ相電流ｉ_uの検出値における最小値（谷）と対応するＰＷＭ信号Ｐ_ul0の立ち下がりタイミングにおいて、デッドタイムｔ_dtが付加されない。そのため、Ｕ相電流ｉ_uの検出値は、ＰＷＭ信号Ｐ_uu0に対して、伝達遅延ｔ_{dly_c}、操作遅延ｔ_{dly_s}、及び、検出遅延時間ｔ_{dly_cs}の和、すなわち、「ｔ_{dly_c}＋ｔ_{dly_s}＋ｔ_{dly_cs}」だけ遅延する。

上述のように、区間ｂにおいて、Ｕ相電流ｉ_uが検出されるタイミングは、デッドタイム補償前のＰＷＭ信号Ｐ_uu0及びＰＷＭ信号Ｐ_ul0の切り替えタイミングに対して、「ｔ_dt＋ｔ_{dly_c}＋ｔ_{dly_s}＋ｔ_{dly_cs}」だけ遅延する。しかしながら、デューティ指令値Ｄ_u01 ^*に替えてデューティ指令値Ｄ_u03 ^*を用いることで、ＰＷＭ信号の切り替えタイミングは、「ｔ_dt＋ｔ_{dly_c}＋ｔ_{dly_s}＋ｔ_{dly_cs}」だけ進む。

区間ｃにおいて、Ｕ相電流ｉ_uが検出されるタイミングは、デッドタイム補償前のＰＷＭ信号Ｐ_uu0及びＰＷＭ信号Ｐ_ul0の切り替えタイミングに対して、「ｔ_{dly_c}＋ｔ_{dly_s}＋ｔ_{dly_cs}」だけ遅延する。しかしながら、デューティ指令値Ｄ_u01 ^*に替えてデューティ指令値Ｄ_u03 ^*を用いることで、ＰＷＭ信号の切り替えタイミングは、「ｔ_{dly_c}＋ｔ_{dly_s}＋ｔ_{dly_cs}」だけ進む。

このように、デューティ指令値Ｄ_u01 ^*に替えてデューティ指令値Ｄ_u03 ^*を用いることで、遅延分だけ予め位相が進められるように補正がされるので、発生する遅延は相殺される。

Ｕ相ＰＷＭ電圧ｖ_uが「−Ｖ_dc／２」と「Ｖ_dc／２」との間で切り替えられることにより、高調波を含む電流が流れる。そのため、理想的には、これらの切り替えタイミング、すなわち、Ｕ相電流ｉ_uがピークとなる山及び谷の中間においてＡ／Ｄ変換が行われるのが好ましい。本実施形態によれば、検出されるＵ相電流ｉ_uのピークの中間において、キャリア三角波がピーク（山及び谷）となるので、キャリア三角波のピークにおいてＡ／Ｄ変換により得られる電流値にスイッチングに起因する高周波成分が混入するのを抑制できる。

図７は、本実施形態のＰＷＭ制御の他の一例の説明図である。この図においては、図６のｂ及びｃに相当する区間が示されている。また、区間ｃにおいて、補正量Ｋ_{dly_fin}を加算することにより得られるデューティ指令値の最大値ｄ^* _{u03_upper}が、一点鎖線で示されている。

式（９）によれば、デューティ指令値の最大値ｄ^* _{u03_upper}は、「Ｄ_u02 ^*＋Ｋ_{dly_max}」であり、この例においては、キャリア三角波の上限を超える。したがって、式（１１）に示される上限超過量ｄ_overは「ｄ^* _{u03_upper}−Ｋ_D」となる。なお、上述のように、補正後のデューティ指令値が、キャリア三角波の上限及び下限の双方を超えることはないため、以下においては、下限側に関する、式（１０）、（１２）、（１４）及び（１６）を考慮せずに、式（１７）において、「Ｋ_{dly_fin}＝Ｋ_{dly_p}」が成立するものとする。

さらに、点線で、最小補正量Ｋ_{dly_min}を用いて補正をした場合のデューティ指令値が示されており、その大きさは「Ｄ_u02 ^*＋Ｋ_{dly_min}」である。この例においては、「Ｄ_u02 ^*＋Ｋ_{dly_min}」は、キャリア三角波の最大値「Ｋ_D」よりも小さい。そのため、最大値ｄ^* _{u03_upper}のキャリア三角波の最大値「Ｋ_D」に対する超過量である上限超過量ｄ_overは、補正量の最大値と最小値との差「Ｋ_{dly_max}−Ｋ_{dly_min}」よりも小さい。そのため、式（１３）において、「ｄ_over2＝ｄ_over」が成立する。

ここで、式（９）は「ｄ^* _{u03_upper}＝Ｄ_u02 ^*＋Ｋ_{dly_max}」であり、式（１１）において「ｄ_over＝Ｄ_u02 ^*＋Ｋ_{dly_max}−Ｋ_D」が成立する。式（１３）において、「ｄ_over2＝ｄ_over」が成立し、式（１５）は「Ｋ_{dly_p}＝Ｋ_{dly_max}−ｄ_over2」であるので、式（１７）において、「Ｋ_{dly_fin}＝Ｋ_{dly_p}」が成立する。すなわち、「Ｋ_{dly_fin}＝Ｋ_{dly_max}−ｄ_over」であり、式（１１）の関係を用いれば、この式は「Ｋ_{dly_fin}＝Ｋ_D−Ｄ_u02 ^*」となる。その結果、式（５）によって「Ｄ_u03 ^*＝Ｋ_D」が求められる。

ここで、デューティ指令値Ｄ_u02 ^*に替えてデューティ指令値Ｄ_u03 ^*を用いることによる、Ｕ相ＰＷＭ電圧ｖ_uの位相、すなわち、ＰＷＭ信号の位相の変化について検討する。

まず、修正されていない最大補正量Ｋ_{dly_max}が補正に用いられる場合における、ＰＷＭ信号の切り替えタイミング、すなわち、デューティ指令値ｄ^* _{u03_upper}とキャリア三角波との交点について検討する。この図では、二点鎖線で示されるように、キャリア三角波の上限がないと仮定して、区間ｃにおけるキャリア三角波が区間ｂまで延長されている。この延長されたキャリア三角波と、デューティ指令値の最大値ｄ^* _{u03_upper}との交点が、本来的に、デューティ指令値ｄ^* _{u03_upper}を用いた場合のＰＷＭ信号のレベルの切り替えタイミングとなる。

したがって、図示されるように、デューティ指令値Ｄ_u02 ^*に替えてデューティ指令値の最大値ｄ^* _{u03_upper}を用いることで、ＰＷＭ信号の切り替えタイミングは、補正量である「Ｋ_{dly_max}」に相当する時間、すなわち、「ｔ_dt／２＋ｔ_{dly_c}＋ｔ_{dly_s}＋ｔ_{dly_cs}」だけ位相が進むべきである。しかしながら、キャリア三角波には上限があるので、区間ｃにおいては、ＰＷＭ信号の切り替えタイミングは、延長されたキャリア三角波とデューティ指令値の最大値ｄ^* _{u03_upper}との交点とならず、その交点からｔ_exだけ遅れる。なお、ｔ_exは、最大値ｄ^* _{u03_upper}と、延長されたキャリア三角波との交点の、区間ｃの始点からの進み時間である。

本実施形態においては、デューティ指令値の最大値ｄ^* _{u03_upper}に替えてデューティ指令値Ｄ^* _u03を用いられる。そのため、デューティ指令値Ｄ^* _u03を用いた場合のＰＷＭ信号の切り替えタイミングは、デューティ指令値ｄ^* _{u03_upper}を用いた場合のＰＷＭ信号の切り替えタイミングに対して、ｔ_exだけ遅れる。

すなわち、区間ｂ及びｃにおいて、デューティ指令値Ｄ_u02 ^*に替えて最大値ｄ^* _{u03_upper}を用いることで、「ｔ_dt／２＋ｔ_{dly_c}＋ｔ_{dly_s}＋ｔ_{dly_cs}」だけ位相が進む。そして、デューティ指令値の最大値ｄ^* _{u03_upper}に替えてデューティ指令値Ｄ^* _u03が用いられるので、ｔ_exだけ移送が遅れる。その結果、区間ｂ及びｃの両者において、デューティ指令値Ｄ^* _u03により得られるＰＷＭ信号の切り替えタイミングは、デューティ指令値Ｄ^* _u02により得られる切り替えタイミングに対して、同じ位相だけ進む。

そのため、デューティ指令値Ｄ^* _u03により得られるＰＷＭ信号Ｐ_uu0のローレベル区間、及び、Ｐ_ul0のハイレベル区間は、デューティ指令値Ｄ^* _u03がキャリア三角波よりも小さい区間と同じｔ₂となる。

そして、デッドタイム付加が行われることにより、ＰＷＭ信号Ｐ_uu0及びＰ_ul0は、それぞれの立ち上がりのタイミングがデッドタイムｔ_dtだけ遅延されて、ＰＷＭ信号Ｐ_uu及びＰ_ulが算出される。そのため、Ｕ相ＰＷＭ電圧ｖ_uのパルス幅に相当するＰＷＭ信号Ｐ_ulのハイレベル区間は、「ｔ₂−ｔ_dt」、すなわち、「ｔ₁」となる。したがって、Ｕ相ＰＷＭ電圧ｖ_uは、所望のパルス幅となる。

図８は、本実施形態のＰＷＭ制御のさらに他の一例の説明図である。

この図においては、式（９）により得られるデューティ指令値の最大値ｄ^* _{u03_upper}は、「Ｄ_u02 ^*＋Ｋ_{dly_max}」であり、点線で示されるキャリア三角波の最大値Ｋ_Dを超える。そのため、式（１１）において、「ｄ_over＝ｄ^* _{u03_upper}−Ｋ_D」が成立する。

さらに、最小補正量Ｋ_{dly_min}を用いた補正により得られるデューティ指令値「Ｄ_u02 ^*＋Ｋ_{dly_min}」は、キャリア三角波の最大値Ｋ_Dよりも大きい。その結果、「Ｋ_{dly_max}−Ｋ_{dly_min}」は、上限超過量ｄ_overよりも小さいので、式（１３）において、「ｄ_over2＝Ｋ_{dly_max}−Ｋ_{dly_min}」が成立する。そのため、式（１５）において、「Ｋ_{dly_p}＝Ｋ_{dly_min}」が成立する。そして、式（１７）において、「Ｋ_{dly_fin}＝Ｋ_{dly_min}」が成立する。

デューティ指令値Ｄ_u02 ^*に替えてデューティ指令値Ｄ_u03 ^*を用いることで、最小補正量Ｋ_{dly_min}に相当する「ｔ_dt／２」だけ、ＰＷＭ信号の切り替えタイミングの位相が進む。区間ｃにおいては、上限がないと仮定して区間ｂまで延長されたキャリア三角波を用いれば、デューティ指令値Ｄ_u02 ^*に替えてデューティ指令値Ｄ_u03 ^*を用いることで、「ｔ_dt／２」だけＰＷＭ信号の切り替えタイミングの位相が進むことが理解できる。

また、デューティ指令値Ｄ_u02 ^*がキャリア三角波よりも小さい区間ｔ₂については、区間ａ、ｂのそれぞれにおいてキャリア三角波の勾配の絶対値が等しい。そのため、区間ｂにおいてデューティ指令値Ｄ_u02 ^*がキャリア三角波よりも小さい区間は、「ｔ₂／２」となる。その結果、デューティ指令値Ｄ_u03 ^*により得られるＰＷＭ信号Ｐ_uu0のローレベル区間、及び、ＰＷＭ信号Ｐ_ul0のハイレベル区間は、「ｔ_dt／２」と「ｔ₂／２」との和である「（ｔ_dt＋ｔ₂）／２」となる。

また、図示されているように、区間ｃにおいては、区間ｂまで延長されたキャリア三角波におり定まるＰＷＭ信号の切り替えタイミングは、区間ｃの開始タイミングよりも前である。そのため、図示されるように、「ｔ_dt／２」は「ｔ₂／２」よりも大きいという関係が成立する。この関係によれば、ＰＷＭ信号Ｐ_uu0のハイレベル区間、及び、ＰＷＭ信号Ｐ_ul0のローレベル区間である「（ｔ_dt＋ｔ₂）／２」は、デッドタイムｔ_dtよりも小さくなることが理解できる。

このように、ＰＷＭ信号Ｐ_uu0のローレベル区間、及び、ＰＷＭ信号Ｐ_ul0のハイレベル区間、がデッドタイムｔ_dtよりも短い場合には、図４に示されるように、これらの区間と同じ長さのデッドタイムが付加される。その結果、ＰＷＭ信号Ｐ_uuのローレベル区間は「ｔ_dt＋ｔ₂」となり、ＰＷＭ信号Ｐ_ulのハイレベル区間はなくなる。

ＰＷＭ信号Ｐ_ulのハイレベル区間は消滅するが、ＰＷＭ信号Ｐ_uuのローレベル区間は、所望のパルス幅であるｔ₂と、デッドタイムｔ_dtとの和とすることができるので、ＰＷＭパルス電圧ｖ_uは所望のパルス幅となる。

なお、上述の実施形態においては、キャリア三角波が最大値から始まる減少区間aにおいて、デューティ更新が行われて（Ｓ５０１：Ｙｅｓ）、デューティ指令値Ｄ_u01 ^*、Ｄ_u02 ^*、及び、補正量Ｋ_{dly_fin}が算出される。さらに、区間ａにおいて、デューティ指令値Ｄ_u02 ^*に対して補正量Ｋ_{dly_fin}を用いた補正をすることで、その次の区間ｂにて用いられるデューティ指令値Ｄ_u03 ^*が算出される。そして、算出されたデューティ指令値Ｄ_u03 ^*が区間ｂにおいて用いられるように更新される。なお、区間ａにおいて、区間ｃにおいて用いられるデューティ指令値Ｄ_u03 ^*は、デューティ指令値Ｄ_u02 ^*に対して、補正量Ｋ_{dly_fin}に付される正負の符号を反転させることで算出できる。

そして、区間ｂにおいては、区間ａにおいて生成されたＤ_u02 ^*、及び、補正量Ｋ_{dly_fin}を用いて算出されるデューティ指令値Ｄ_u03 ^*が、その次の区間ｃにおいて用いられるように更新される。

このようにして、デューティ更新と、補正処理とは、以下の表１に示されるような組み合わせに基づいて行われる。

表１のような処理に限られず、以下の表２に示されるように、全区間で補正処理を行うことで次区間で用いられるデューティ指令値Ｄ_u03 ^*を算出してもよい。詳細には、区間ａにおいては、算出されるデューティ指令値Ｄ_u01 ^*、Ｄ_u02 ^*が、ｂ区間に続けてｃ区間においても使用されると仮定して、ｂ及びｃの両区間において、補正後のデューティ指令値がキャリア三角波のピーク値を超えないように、補正量Ｋ_{dly_fin}を算出する。

なお、ｄｑ軸電圧指令値ｖ_d ^*、ｖ_q ^*から三相ＰＷＭ電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*、ｖ_w ^*に変換する際に、ｂ区間に対応するθと、ｃ区間に対応するθ（１区間分の回転角に基づいて予測する）のそれぞれについて、個々に変換することでｃ区間における三相ＰＷＭ電圧指令値の状態を予測して、補正量Ｋ_{dly_fin}を算出してもよい。

なお、表１及び表２のいずれにおいても、デューティ更新が行われる区間ａの後の２つの区間ｂ及びｃ、すなわち、ＰＷＭパルス信号においてローレベルからハイレベルへの切り替えをする区間ｂ、及び、ハイレベルからローレベルへの切り替えをする区間ｃの両者について、デューティ指令値がキャリア三角波のピーク値を超えるか否かを判定して、補正量Ｋ_{dly_fin}が算出される。

図９（ａ）は、本実施形態における、生成されるＰＷＭ電圧のパルス幅と、デューティ指令値との関係を示すグラフである。図９（ｂ）は、比較例における、生成されるＰＷＭ電圧のパルス幅と、デューティ指令値との関係を示すグラフである。比較例においては、式（５）において、補正量Ｋ_{dly_fin}に替えて最大補正量Ｋ_{dly_max}が用いられるものとする。

これらの図には、横軸に示されるデューティ指令値Ｄ_u02 ^*に応じて、縦軸に、生成されるＰＷＭ電圧おけるオン時間の比率が示されている。なお、上側のスイッチング素子のオン時間の比率が実線で、下側のスイッチング素子のオン時間の比率が破線で示されている。

図９（ｂ）に示されるように、比較例においては、デューティ指令値Ｄ_u02 ^*が、最大値「＋Ｋ_D」及び最小値「−Ｋ_D」の近傍においては、デューティ指令値Ｄ_u02 ^*とＰＷＭ電圧おけるオン時間の比率との関係における線形性が保たれない。これに対して、図９（ａ）に示されるように、本実施形態においては、当該関係において線形性が保つことができる。これは、デューティ指令値Ｄ_u02 ^*が０％、１００％の近傍となる場合においては、図８に示されるような処理が行われているため、補正によって得られるデューティ指令値Ｄ_u03 ^*がキャリア三角波の最大値、及び、最小値を超えたとしても、ＰＷＭ電圧を所望のパルス幅とすることができることに起因する。

本実施形態によれば、以下の効果を得ることができる。

ＰＷＭ信号が生成されてからＰＷＭ電圧が実際にモータ２００に印加されるまでの間に様々な遅延が発生し、これらの遅延に起因してＰＷＭ電圧において位相のずれが発生する。そこで、発生する遅延に応じた補正量を用いて予めデューティ指令値を補正しておくことで、位相のずれの発生を抑制することが考えられる。しかしながら、遅延に応じた補正量を用いて補正されたデューティ指令値がキャリア三角波のピーク値（最大値又は最小値）を超えてしまう場合には、生成されるＰＷＭ電圧は所望のパルス幅とならない。

そこで、遅延時間に応じた補正量を用いて補正される場合のデューティ指令値が、キャリア信号のピーク値を超えるか否かを判断する（式（１１）、（１２））。そして、その補正される場合のデューティ指令値がピーク値を超えると判断される場合には、その超過量に応じた修正量を用いて補正量を修正し（式（１５）、（１６））、その補正量を用いてデューティ指令値を補正し（式（５））、補正したデューティ指令値を用いてＰＷＭ信号が生成される。

このように超過量に応じて補正量が修正されることにより、補正されたデューティ指令値がキャリア三角波のピーク値を超えることに起因する生成されるＰＷＭ電圧のパルス幅の変化を抑制できる。その結果、モータ２００へ供給される交流電力における外乱の発生を抑制できる。さらに、遅延時間に応じた補正量によりデューティ指令値が補正されているので、ＰＷＭ信号のキャリア三角波に対する位相のずれの発生が抑制され、サンプリングより得られる電流の測定値にインバータ４におけるスイッチングに起因するＰＷＭ高調波の混入が抑制される。このようにして、モータ２００の制御性の向上を図ることができる。

本実施形態の電力制御装置１００によれば、遅延に応じた補正量は、第１遅延（本実施形態では、デッドタイムｔ_dt）に起因する第１成分と、第２遅延（伝達遅延ｔ_{dly_c}、検出遅延ｔ_{dly_cs}、及び、操作遅延ｔ_{dly_s}）に起因する第２成分とからなる。そして、第１成分を用いて補正される場合に得られるデューティ指令値が、キャリア信号のピーク値を超過する場合には、ＰＷＭ変換器３における後段の処理（本実施形態では図４に示されるデッドタイム付加処理）に起因して、ＰＷＭ電圧は所望のパルス幅となる。

そこで、第１成分を用いて補正される場合に得られるデューティ指令値が、キャリア信号のピーク値を超える場合には、第２成分を修正量とする。そして、遅延に応じた補正量（第１成分及び第２成分）に対して修正量（第２成分）を用いた修正をすることで、修正された補正量（第１成分）が得られる。その補正量（第１成分）を用いた補正により得られるデューティ指令値がキャリア信号のピーク値を超過したとしても、ＰＷＭ電圧は所望のパルス幅となる。そのため、デューティ指令値が０％や１００％に近い場合においては、第１成分を用いた補正によってデューティ指令値が０％を下回る、又は、１００％を超えても、本実施形態によればＰＷＭ電圧を所望のパルス幅とすることができる。このようにＰＷＭ制御の精度の向上を図ることができる。

なお、本実施形態においては、後段において図４に示されるようなデッドタイム付加が行われており、第１成分としてデッドタイムｔ_dtに応じた値が用いられたが、これに限らない。特定の遅延に起因する成分を用いた補正により得られるデューティ指令値が、キャリア信号のピーク値を超過する場合に、その超過に起因してＰＷＭ電圧のパルス幅が変化しないのであるならば、その成分を第１成分とすることができる。

詳細には、本実施形態の電力制御装置１００によれば、第１成分は、第１遅延であるデッドタイムｔ_dtに起因する成分である。図８に示されるように、このデッドタイムｔ_dtを用いた補正により得られるデューティ指令値「Ｄ_u02 ^*＋Ｋ_{dly_min}」が、キャリア三角波の最大値「＋Ｋ_D」を超えるような場合でも、本処理の後段にて行われる図４に示されるデッドタイム付加の処理に起因して、ＰＷＭ電圧は所望のパルス幅ｔ₂となる。

このような場合には、遅延に応じた最大補正量Ｋ_{dly_max}（第１成分及び第２成分）に対して、「Ｋ_{dly_max}−Ｋ_{dly_min}」（第２成分）を修正量とした修正がなされるので、得られる補正量は、デッドタイム時間ｔ_dtに相当する「Ｋ_{dly_min}」（第１成分）となる。「Ｋ_{dly_min}」を用いた補正がされたデューティ指令値がキャリア三角波の最大値に対して超過したとしても、ＰＷＭ信号におけるパルス幅「（ｔ₂＋ｔ_dt）／２」は、後段の図４に示されるデッドタイム付加の処理によって２倍とされるため、ＰＷＭ電圧を所望のパルス幅「ｔ₂＋ｔ_dt」とすることができる。このようにすることで、デッドタイム付加に起因するパルス幅の変化を抑制することができる。その結果、ＰＷＭ電圧制御の精度の向上を図ることができる。

本実施形態の電力制御装置１００によれば、図７に示されるように、ＰＷＭ電圧において発生する位相のずれに応じた補正量は、遅延時間の合計に応じた最大補正量Ｋ_{dly_max}である。なお、最大補正量Ｋ_{dly_max}を用いて補正されたデューティ指令値はｄ^* _{u03_upper}は、キャリア三角波の最大値「＋Ｋ_D」を超える。そして、上限超過量ｄ_overを修正量として補正量を修正し、修正された補正量を用いた補正によってデューティ指令値Ｄ_u03 ^*を得る。

ここで、区間ｃのキャリア三角波に上限がないと仮定して区間ｂまで延長すれば、デューティ指令値Ｄ_u02 ^*に替えて修正されていない補正量により求められるデューティ指令値ｄ^* _{u03_upper}を用いることで、ＰＷＭ電圧の切り替えタイミングは、区間ｂ及びｃの双方において、最大補正量Ｋ_{dly_max}に相当する時間だけ進む。

しかしながら、実際にはキャリア三角波には上限があり、区間ｃにおいては、デューティ指令値ｄ^* _{u03_upper}とキャリア三角波との交点で、ＰＷＭ電圧を切り替えることはできない。そこで、デューティ指令値ｄ^* _{u03_upper}に替えてデューティ指令値Ｄ_u03 ^*を用いることで、デューティ指令値Ｄ_u03 ^*はキャリア三角波の最大値及び最小値を超えないため、区間ｂ及びｃの双方において、ＰＷＭ電圧の切り替えタイミングの位相をｔ_exだけ進めることができる。これにより、ＰＷＭ電圧の切り替えタイミングは、区間ｂ及びｃの双方において同じだけ位相が進むので、ＰＷＭ信号を、デューティ指令値Ｄ_u02 ^*に応じた所望のパルス幅とすることができる。

なお、遅延時間の合計に応じた最大補正量Ｋ_{dly_max}は、デッドタイムｔ_dtである第１遅延に起因する第１成分以外に、第２遅延である伝達遅延ｔ_{dly_c}に起因する第２成分を含む。伝達遅延ｔ_{dly_c}は、ＰＷＭ信号の生成から、前記ＰＷＭ電圧の負荷への印加までの遅延である。補正量Ｋ_{dly_fin}は最大補正量Ｋ_{dly_max}に対して修正量だけ修正されているので、補正量Ｋ_{dly_fin}による補正では、最大補正量Ｋ_{dly_max}に含まれる全ての遅延を相殺することはできない。しかしながら、伝達遅延ｔ_{dly_c}などの遅延時間の一部はデューティ指令値の補正により相殺できる。したがって、電流のサンプリングタイミングがインバータのスイッチングタイミングから時間的に離間でき、検出値におけるＰＷＭ高調波の混入を抑制できる。さらに、上述のように、ＰＷＭ電圧を所望のパルス幅とすることができる。このようにして、ＰＷＭ電圧制御の精度の向上を図ることができる。

実施形態の電力制御装置１００によれば、最大補正量Ｋ_{dly_max}の第２成分は、スイッチング素子の操作に起因する遅延時間である操作遅延ｔ_{dly_s}や、検出系（センサや入力回路におけるＡ／Ｄ変換）の遅延時間である検出遅延ｔ_{dly_cs}などの第２遅延に起因する成分を含む。これらの第２遅延に起因する成分が第２成分に含まれることにより、ＰＷＭ電圧のパルス幅がより所望の値に近づけることができるので、ＰＷＭ電圧制御の精度の向上を図ることができる。

以上、本発明の実施形態について説明したが、上記実施形態は本発明の適用例の一部を示したに過ぎず、本発明の技術的範囲を上記実施形態の具体的構成に限定する趣旨ではない。

１ トルク制御部
３ ＰＷＭ変換器
４ インバータ
５ バッテリ
７ｕ、７ｖ 電流検出器
３１ デューティ指令値演算部
３２ デッドタイム補償処理部
３３ パルスタイミング補正処理部
３４ ＰＷＭ変換処理部
３５ デッドタイム付加処理部
１００ 電力制御装置
２００ モータ

Claims (7)

1. ＰＷＭ制御に用いられるデューティ指令値を算出し、前記デューティ指令値とキャリア信号との比較結果に基づいてＰＷＭ信号を生成し、前記ＰＷＭ信号に基づいてインバータを駆動させることにより負荷に供給されるＰＷＭ電圧を制御する、電力制御方法であって、
   前記ＰＷＭ電圧において発生する位相のずれに応じた補正量を用いて、前記キャリア信号の増減に応じて前記デューティ指令値を補正する場合に、当該補正される場合のデューティ指令値が、前記キャリア信号のピーク値を超えるか否かを判断し、
   前記補正される場合のデューティ指令値が、前記キャリア信号の前記ピーク値を超えると判断される場合には、前記補正される場合のデューティ指令値の前記ピーク値に対する超過量に応じた修正量を用いて、前記補正量を修正し、
   前記修正された補正量を用いて、前記キャリア信号の増減に応じて前記デューティ指令値を補正する、電力制御方法。
2. 請求項１に記載の電力制御方法であって、
   前記補正量は、第１遅延に起因する第１成分と、前記第１遅延とは異なる第２遅延に起因する第２成分とからなり、
   前記第１成分は、前記第１成分を用いて補正される場合のデューティ指令値が、前記キャリア信号の前記ピーク値を超える状態において、該デューティ指令値により生成される前記ＰＷＭ電圧が所望のパルス幅となる成分であり、
   前記第１成分を用いて補正される場合のデューティ指令値が前記キャリア信号の前記ピーク値を超える場合には、前記修正量は前記第２成分となる、電力制御方法。
3. 請求項２に記載の電力制御方法であって、
   前記第１遅延は、デッドタイム付加の処理において付加される時間に応じて定められる遅延である、電力制御方法。
4. 請求項２または３に記載の電力制御方法であって、
   前記第２遅延は、前記ＰＷＭ信号の生成から、前記ＰＷＭ電圧の負荷への印加までの伝達遅延を含む、電力制御方法。
5. 請求項２から４のいずれか１項に記載の電力制御方法であって、
   前記第２遅延は、前記デューティ指令値の生成に用いられる測定値の検出遅延を含む、電力制御方法。
6. 請求項２から５のいずれか１項に記載の電力制御方法であって、
   前記第２遅延は、前記ＰＷＭ電圧に応じて前記負荷へと流れる電流の検出遅延を含む、電力制御方法。
7. 直流電源と、
   ＰＷＭ信号に応じて、前記直流電源から出力される直流電圧を交流のＰＷＭ電圧に変換し、前記ＰＷＭ電圧を負荷に出力するインバータと、
   前記ＰＷＭ信号を生成する制御部と、を有する電力制御装置であって、
   前記制御部は、
   ＰＷＭ制御に用いられるデューティ指令値を算出し、
   前記ＰＷＭ電圧において発生する位相のずれに応じた補正量を用いて、前記キャリア信号の増減に応じて前記デューティ指令値を補正する場合に、当該補正される場合のデューティ指令値が、前記キャリア信号のピーク値を超えるか否かを判断し、
   前記補正される場合のデューティ指令値が、前記キャリア信号の前記ピーク値を超えると判断される場合には、前記補正される場合のデューティ指令値の前記ピーク値に対する超過量に応じた修正量を用いて、前記補正量を修正し、
   前記修正された補正量を用いて、前記キャリア信号の増減に応じて前記デューティ指令値を補正し、
   前記補正されたデューティ指令値と前記キャリア信号との比較結果に基づいて前記ＰＷＭ信号を生成する、電力制御装置。

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