JP2011055608A - Ｐｗｍインバータ装置およびその制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】 相電圧をＰＷＭパルスがオンからオフに変化する区間と、オフからオンに変化する区間で対称となるように制御し、キャリアと同じ周期の電流リップルを減らすことができ、電流リップルによるモータ騒音を減少させることができるＰＷＭインバータ装置とその制御方法を提供する。
【解決手段】 ＰＷＭパルスがオンからオフに変化する区間と、オフからオンに変化する区間とを判別して、区間判別信号を出力する区間判別部６と、前記区間判別信号とモータ４の電流検出値または電流指令値に基づきデッドタイム補償電圧を加算、減算もしくは補償なしとするかを判断し、前記電圧指令に加算または減算もしくは補償なしとした補償後電圧指令を生成し、デッドタイムの影響で発生する電圧誤差を補償するデッドタイム補償部１とを備えた。
【選択図】図１

Description

本発明は、モータを駆動制御するＰＷＭインバータ装置に係わり、特にそのデッドタイムを補償する機能を備えたＰＷＭインバータ装置およびその制御方法に関するものである。

モータを駆動制御する装置としてＰＷＭインバータ装置が広く用いられている。ＰＷＭインバータ装置は、モータに駆動電流を供給するための電力変換装置である。
ＰＷＭインバータ装置の回路構成の一例を図１３に示す。ＰＷＭインバータ装置は直流電源１０１を備え、１相につき２つの直列接続されたスイッチが直流電源１０１に並列に接続されており、スイッチ１０２Ｕと１０２Ｘ、１０２Ｖと１０２Ｙ、１０２Ｗと１０２Ｚを切り替えて、モータ１０５に電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを印加する。各スイッチはそれぞれトランジスタ１０３Ｕ〜１０３Ｗ、１０３Ｘ〜１０３Ｚと、トランジスタに逆並列に接続されたダイオード１０４Ｕ〜１０４Ｗ、１０４Ｘ〜１０４Ｚで構成されている。
Ｕ相のトランジスタ１０３Ｕがオンすると、直流電源１０１のＮ点から見たモータ１０５のＵ相端子電圧ＶｕＮは直流電源１０１の＋側に接続されるので＋Ｅｄ［Ｖ］となり、下側のトランジスタ１０３ＸがオンするとＵ相端子電圧ＶｕＮは直流電源１０１の−側に接続されるので−Ｅｄ［Ｖ］となる。この二つのトランジスタ１０３Ｕ、１０３Ｘのオンオフを制御するため、ゲート信号ＰＷＭＵ、／ＰＷＭＵを操作することにより、モータ端子電圧ＶｕＮにＥｄ［Ｖ］または−Ｅｄ［Ｖ］を出力することができる。Ｖ相、Ｗ相も同様にしてモータ端子電圧ＶｖＮ、ＶｗＮにＥｄ［Ｖ］または−Ｅｄ［Ｖ］を出力する。

任意のＰＷＭパルスを作るためのゲート信号ＰＷＭＵ、／ＰＷＭＵを決定する方法のひとつである三角波比較方式での信号生成のタイミングを図１４に示す。ここで言う三角波とは一定周期の搬送波であり、ＭＩＮ〜ＭＡＸまでカウントアップとカウントダウンを繰り返す。図１４では三角波搬送波１０６と電圧指令１０７とを比較し、「電圧指令＞三角波搬送波」ならば「ＰＷＭＵ＝ハイ、／ＰＷＭＵ＝ロー」としている。このとき、トランジスタ１０３Ｕがオンとなるので、モータ端子電圧ＶｕＮはＥｄ［Ｖ］になる。また、「電圧指令＜三角波搬送波」ならば「ＰＷＭＵ＝ロー、／ＰＷＭＵ＝ハイ」とする。このとき、トランジスタ１０３Ｘがオンとなるので、モータ端子電圧ＶｕＮは−Ｅｄ［Ｖ］となる。このように、ゲート信号を操作することでトランジスタのオンオフを制御することができ、電圧指令１０７に応じたパルス幅の電圧を生成することができる。

実際のトランジスタにはスイッチング遅れが存在するため、片方のトランジスタをオフするのと同時にもう片方のトランジスタをオンすると、直流電源を短絡することになる。このため、片方のトランジスタのゲート信号をオフした後、一定時間、両方のトランジスタをオフして短絡を防止するデッドタイムが必要である。

デッドタイムはＰＷＭ指令パルスとモータの印加電圧との間に誤差を生じさせるので、その誤差分を補償するデッドタイム補償が必要になる。デッドタイム中は上下どちらのトランジスタもオンしていないのでトランジスタに電流は流れず、図１５に示すＡまたはＢのルートのように、逆並列に接続されたダイオードに電流が流れるため、モータ端子電圧は電流極性によってＥｄ［Ｖ］または−Ｅｄ［Ｖ］に決定される。そのためデッドタイムの補償には、電流極性を判別する回路が必要となる。
電流がＰＷＭインバータ装置側からモータへ流れている場合を「電流極性が正」と定義する。図１６（ａ）に示すように、電流極性が正の場合、デッドタイム中のモータ端子電圧は−Ｅｄ［Ｖ］となるので、ＰＷＭ指令パルスのオン時間にデッドタイム時間Ｔｄ相当分だけパルス幅を広げる（補償後ＰＷＭ指令パルスを参照）。この操作は実際には電圧指令にデッドタイム補償電圧を加算することによって行われる。そして、ゲート信号ＰＷＭＵは補償後ＰＷＭ指令パルスの立上りにデッドタイムＴｄを設けて得られ、このＰＷＭＵでトランジスタをオンすると図１６（ａ）の端子電圧が得られる。ただし、この端子電圧は理解を容易とするために、トランジスタのスイッチング遅れの影響を無視して示している。
また、図１６（ｂ）に示すように、電流極性が負の場合は、デッドタイム中のモータ端子電圧は＋Ｅｄ［Ｖ］となるので、ＰＷＭ指令パルスのオン時間からデッドタイム時間Ｔｄ相当分のパルス幅を減算する（補償後ＰＷＭ指令パルスを参照）。このように、デッドタイム中の電流極性を判別してＰＷＭ指令パルスがオンする時間を加算または減算することで、モータの印加電圧の誤差を補償することができる。

しかしながら、図１７（ａ）に示すように、電流極性が負でＰＷＭ指令パルスのオン時間がデッドタイムより短い場合、デッドタイム補償としてＰＷＭ指令パルスのオン時間からデッドタイム時間を減算すると、電圧出力ができなくなる。
このため、特許文献１で開示されているように、ＰＷＭ指令パルスのオン時間がデッドタイム時間より長い場合は通常のデッドタイム補償を行い、図１７（ｂ）に示すように、電流極性が負で、かつ、ＰＷＭ指令パルスのオン時間がデッドタイム時間よりも短い場合、通常のデッドタイム補償を行わず、そのままのＰＷＭ指令パルスを補償後ＰＷＭ指令パルスとすることで、モータ端子電圧誤差をなくしている。もともと、この領域では片方のトランジスタしかスイッチングが行われないため、デッドタイムが不要な領域となっている。
このように、ＰＷＭインバータ装置は、電流極性やパルス幅に応じてＰＷＭ指令パルスを補償し、ＰＷＭ出力パルス幅を調整することによりモータ端子電圧を正しく出力するのである。

特開平９−９６４５号公報

しかしながら、従来のＰＷＭインバータ装置におけるデッドタイム補償は、電流極性に基づいてのみパルス幅を補償するため、スイッチング周期の１周期におけるモータ端子電圧の平均値は電圧指令と一致するが、相電圧はデッドタイムと過渡的な電流変化により、ＰＷＭパルスがオンからオフに変化する区間と、オフからオンに変化する区間とで非対称となるため、相電流はＰＷＭパルスがオンからオフに変化する区間と、オフからオンに変化する区間とで異なる。つまりスイッチングの半周期で見た場合の出力電圧が異なるため、これはキャリアと同じ周期の電流リップルとなる。
このような電流リップルはモータを振動させ、騒音の原因となることが多い。特に、ギャップワインディングモータなどのコアレスモータはインダクタンスが小さいので、電流リップルが大きくなり、騒音も大きくなる傾向がある。

本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり、ＰＷＭパルスがオンからオフに変化する区間とオフからオンに変化する区間の判別信号と、電流検出値または電流指令値とを用いて、デッドタイム補償を行うことで、相電圧をＰＷＭパルスがオンからオフに変化する区間と、オフからオンに変化する区間で対称となるように制御し、キャリアと同じ周期の電流リップルを減らすことができ、電流リップルによるモータ騒音を減少させることができるＰＷＭインバータ装置とその制御方法を提供することを目的とする。

上記問題を解決するため、本発明は、次のような構成および方法としたものである。
請求項１に記載の発明は、電圧指令をＰＷＭパルスに変換するＰＷＭ信号発生部と、前記ＰＷＭパルスによってスイッチング素子をオンオフ制御しモータに電圧を印加するパワー部とを備えたＰＷＭインバータ装置において、前記ＰＷＭパルスがオンからオフに変化する区間と、オフからオンに変化する区間とを判別して、区間判別信号を出力する区間判別部と、前記区間判別信号と前記モータの電流検出値または電流指令値に基づきデッドタイム補償電圧を加算、減算もしくは補償なしとするかを判断し、前記電圧指令に加算または減算もしくは補償なしとした補償後電圧指令を生成し、デッドタイムの影響で発生する電圧誤差を補償するデッドタイム補償部とを備えたことを特徴とするものである。

請求項２に記載の発明は、請求項１に記載のＰＷＭインバータ装置において、前記補償後電圧指令を保持する電圧指令保持部を備え、前記電圧指令の絶対値が所定値以下の場合には、前記補償後電圧指令が搬送波と同期した電流制御処理の直後に前記ＰＷＭ信号発生部に与えられ、前記ＰＷＭパルスを生成し、前記電圧指令の絶対値が所定値を超える場合には、該所定値を超えたことを検知した直後に、前記補償後電圧指令の前回値が前記ＰＷＭ信号発生部に与えられ、前記ＰＷＭパルスを生成することを特徴とするものである。
請求項３に記載の発明は、請求項１に記載のＰＷＭインバータ装置において、前記ＰＷＭ信号発生部が、前記補償後電圧指令と三角波搬送波との比較によって、または、インバータ出力部のスイッチの状態を組み合わせた空間ベクトル方式によって前記ＰＷＭパルスを生成することを特徴とするものである。
請求項４に記載の発明は、請求項１に記載のＰＷＭインバータ装置において、前記デッドタイム補償電圧Ｖｄが、デッドタイムをＴｄ、前記ＰＷＭパルスのスイッチング周期をＴｓ、直流電源の電圧をＶｄｃとしたときに、Ｖｄ＝Ｖｄｃ×（Ｔｄ／Ｔｓ）なる式で算出されることを特徴とするものである。
請求項５に記載の発明は、請求項１に記載のＰＷＭインバータ装置において、前記デッドタイム補償電圧は、前記電流検出値の電流極性の判別が困難となる低電流領域では、前記電流検出値に比例した直線関数で算出され、前記電流極性の誤検出が許容頻度以下に低減する電流値以上では、デッドタイムＴｄの時間幅のＰＷＭパルスに換算した電圧値で与えられることを特徴とするものである。

請求項６に記載の発明は、電圧指令をＰＷＭパルスに変換し、該ＰＷＭパルスによってスイッチング素子をオンオフ制御しモータに電圧を印加するパワー部を備えたＰＷＭインバータ装置のデッドタイム補償方法において、
前記ＰＷＭパルスがオンからオフに変化する区間とオフからオンに変化する区間とを判別して区間判別信号を出力し、該区間判別信号と前記モータの電流検出値または電流指令値に基づきデッドタイム補償電圧を加算、減算もしくは補償なしとするかを判断し、前記電圧指令に加算または減算もしくは補償なしとした補償後電圧指令を生成し、デッドタイムの影響で発生する電圧誤差を補償することを特徴とするものである。

請求項７に記載の発明は、請求項６に記載のＰＷＭインバータ装置のデッドタイム補償方法において、前記補償後電圧指令を保持し、前記電圧指令の絶対値が所定値以下の場合には、前記補償後電圧指令が搬送波と同期した電流制御処理の直後に前記搬送波と比較され前記ＰＷＭパルスを生成し、前記電圧指令の絶対値が所定値を超える場合には、該所定値を超えたことを検知した直後に、前記補償後電圧指令の前回値が前記搬送波と比較され前記ＰＷＭパルスを生成することを特徴とするものである。
請求項８に記載の発明は、請求項６に記載のＰＷＭインバータ装置のデッドタイム補償方法において、前記ＰＷＭパルスを、前記補償後電圧指令と三角波搬送波との比較によって、または、インバータ出力部のスイッチの状態を組み合わせた空間ベクトル方式によって生成することを特徴とするものである。
請求項９に記載の発明は、請求項６に記載のＰＷＭインバータ装置のデッドタイム補償方法において、前記デッドタイム補償電圧Ｖｄが、デッドタイムをＴｄ、前記ＰＷＭパルスのスイッチング周期をＴｓ、直流電源の電圧をＶｄｃとしたときに、Ｖｄ＝Ｖｄｃ×（Ｔｄ／Ｔｓ）なる式で算出されることを特徴とするものである。
請求項１０に記載の発明は、請求項６に記載のＰＷＭインバータ装置のデッドタイム補償方法において、前記デッドタイム補償電圧は、前記電流検出値の電流極性の判別が困難となる低電流領域では、前記電流検出値に比例した直線関数で算出され、前記電流極性の誤検出が許容頻度以下に低減する電流値以上では、デッドタイムＴｄの時間幅のＰＷＭパルスに換算した電圧値で与えられることを特徴とするものである。

請求項１乃至１０に記載に発明によると、ＰＷＭパルスがオンからオフに変化する区間と、オフからオンに変化する区間でモータに印加される相電圧の波形を対称にすることができ、電流リップル周波数を搬送波の周波数の２倍とすることができる。その結果、従来の搬送波の周期に同期した電流リップルと比較して、そのリップル振幅を小さくすることができると共に、磁気騒音を低減することができる。
また、請求項２および７に記載の発明によると、キャリアに同期した電流制御処理において、電圧指令の絶対値が小さい場合は、電流制御応答を速くすることができ、大きい場合でも、ＰＷＭパルスがオンからオフに変化する区間と、オフからオンに変化する区間でモータに印加される相電圧の波形を対称に制御することができるので、上記と同様の効果を奏することができる。

本発明の第１実施例および第２実施例におけるＰＷＭインバータ装置のブロック図 本発明の第３実施例におけるＰＷＭインバータ装置のブロック図 従来のデッドタイム補償方法における１キャリア中の電流リップル発生原理図 本発明の第１実施例のデッドタイム補償方法における１キャリア中の電流リップル発生原理図 実機による電流リップル波形を観測した図 本発明の第２実施例のデッドタイム補償方法における１キャリア中の電流リップル発生原理図 本発明の第１実施例および第２実施例におけるデッドタイム補償の処理手順を示すフローチャート 本発明のデッドタイム補償電圧とモータ電流の関係を示す図 本発明の第３実施例におけるデッドタイム補償の処理手順を示すフローチャート 本発明の第２実施例における空間ベクトル方式のスイッチングモードを説明する図 本発明の第２実施例における空間ベクトルを説明する図 本発明の第３実施例における電圧指令の払い出しを説明するタイミングチャート ＰＷＭインバータ装置の回路構成例 電圧指令と三角波搬送波の比較によるＰＷＭパルスの生成を示す図 トランジスタに逆並列接続されたダイオードに流れる電流経路 従来のデッドタイム補償とモータ端子電圧を示す図 従来のデッドタイム補償でＰＷＭパルスがデッドタイムより短い場合のモータ端子電圧を示す図

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。実際のＰＷＭインバータ装置には様々な機能や手段が内蔵されているが、図面には本発明に関係する機能や手段のみを記載して説明する。また、同一名称には同一符号を付け重複説明を省略する。

図１は、本発明の第１実施例（および第２実施例）におけるＰＷＭインバータ装置のブロック図である。同図において、１はデッドタイム補償部、２はデッドタイム補償された相電圧指令をスイッチング素子がオン／オフするためのＰＷＭパルスに変換するＰＷＭ信号発生部、３はＰＷＭパルス通りにモータに電圧を与えるパワー部、４はモータ、５はモータ電流を検出する電流検出部、６はＰＷＭパルスがオンからオフに変化する区間かオフからオンに変化する区間かを判別する区間判別部である。
本発明が従来技術と異なる部分は、区間判別部６を備えたことと、区間判別信号と電流検出値または不図示の電流指令に基づきデッドタイム補償値を求め、デッドタイムの影響で発生する相電圧誤差を補償するデッドタイム補償部１を備えた部分である。

モータ４を駆動する場合、電圧指令Ｖｕ_ref、Ｖｖ_ref、Ｖｗ_refを与える。ＰＷＭインバータ装置では、スイッチング素子の故障を防ぐためにデッドタイムが設けられる。しかし、デッドタイムの影響で、電圧指令と実際にモータに印加されるモータ端子電圧には誤差が生じる。その電圧誤差を補償するためにデッドタイム補償が必要となる。
なお、電圧指令は、通常、電流指令と電流検出値の偏差量を比例（Ｐ）制御や比例積分（ＰＩ）制御によってモータ電流が電流指令に追従するように制御するときの操作量として与えられる。電流制御系としては、３相電流をｄ−ｑ軸変換して２軸の電流成分に分解して行う方法や、３相電流を直接フィードバック制御する方法などがあるが、前者の場合でも最終的には３相モータを駆動する場合は、３相の電圧指令に変換してＰＷＭ指令パルスを生成する構成となる。従って、ここでは電流制御系の構成方法については特に規定しない。ただし、後述するように電流検出値に代えて電流指令値を用いる場合は、モータが３相であれば３相電流を流すので、３相の電流検出値の代替信号としては３相電流指令が必要となる。そのためｄ−ｑ軸変換によって電流制御系を構成している場合は、ｄ−ｑ軸／３相変換によって、ｄ−ｑ軸電流指令を３相電流指令に変換した信号を、別途、制御信号として準備しておく必要がある。すなわち電流指令を電流検出値の代替とする場合は、３相電流の場合に限らずモータの実際電流に相当した電流指令の形態を制御信号として備える必要がある。以降の説明において、電流検出値の代わりに電流指令を用いる場合は、モータの実際電流に相当した形態の電流指令を指すものとする。

次に、デッドタイム補償を行う手順と効果について、従来のデッドタイム補償方法と比較しながら説明する。
先ず、従来のデッドタイム補償について、図３および図５を用いて説明する。
図３は、従来のデッドタイム補償方法における１キャリア中の電流リップル発生原理図を示したものである。また、図５（ａ）は実機での電流リップル波形である。
従来のデッドタイム補償は、電流の極性を用いて行う。電流検出値が正の場合、ＰＷＭパルスの変化の状態にかかわらず、電圧指令にデッドタイム補償電圧Ｖｄを加算する。電流検出値が負の場合、電圧指令からデッドタイム補償電圧Ｖｄを減算する。なお、Ｖｕ_refは電流が「０」であるため、デッドタイム補償はしない。その結果、端子電圧ＶｕＮ、ＶｖＮ、ＶｗＮは図３（ｂ）に示すようになる。ここで、端子電圧ＶｕＮ、ＶｖＮ、ＶｗＮは図１３に示す直流電源１０１のＮ点から見た場合の波形を表わしたものである。その導出手順は次の通りである。

図３において、先ず、三角波搬送波とデッドタイム補償後の電圧指令Ｖｕ_ref、Ｖｖ_ref、Ｖｗ_refとの交点を求め、そのオンオフ波形からデッドタイムを考慮したＰ側およびＮ側トランジスタのオンオフ波形を求める。“Ｐ側トランジスタがオンの場合”、“Ｎ側トランジスタがオンの場合”、および“Ｐ、Ｎの両トランジスタがオフ（デッドタイム期間）の場合”の３通りの条件と、そのときの条件におけるモータ電流の通電方向（電流極性）とその大きさを勘案して、Ｎ点から見た場合の端子電圧ＶｕＮ、ＶｖＮ、ＶｗＮを求めると図３（ｂ）が得られる。
上述のようにして求めた端子電圧ＶｕＮ、ＶｖＮ、ＶｗＮをベースにして相電圧を求め、さらに相電圧より相電流を求めると、それぞれ図３の（ｃ）および（ｄ）に示す波形が得られる。相電圧の波形は図１３に示すモータ１０５のようにその巻線がスター（Ｙ）結線の場合であれば、中性点Ｏを基準としてモータ巻線端子の電圧を観測することによって得られる。すなわち、各相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、中性点Ｏを基準として見た場合の、各トランジスタ１０３Ｕ〜１０３Ｗ、１０３Ｘ〜１０３Ｚおよびダイオード１０４Ｕ〜１０４Ｗ、１０４Ｘ〜１０４Ｚの通電、非通電の状態によって得られる直流電源１０１の分圧比率を求めることによって導出できる。
上記のようにして導出した図３（ｃ）の相電圧波形から分かるように、相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、ＰＷＭパルスがオンからオフへ変化する区間と、オフからオンへ変化する区間では非対称（面積が異なる）となる。その結果、相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗのピーク値はＰＷＭパルスがオンからオフへ変化する区間と、オフからオンへ変化する区間で異なる（図３（ｄ）を参照）。つまり、キャリア周波数と同じ周期での電流リップルが目立つ。
図５（ａ）に示す従来手法のデッドタイム補償の場合での電流リップル波形（ここではＶ相電流波形の拡大図で示す）では、ＰＷＭパルスがオンからオフへ変化する区間と、オフからオンへ変化する区間でそのピーク値が異なっていることがわかる。

次に、本発明のデッドタイム補償について、図４および図５を用いて説明する。
図４は、本発明のデッドタイム補償方法における１キャリア中の電流リップル発生原理図を示したものである。また、図５（ｂ）は実機での電流リップル波形である。
先ず、図１に示すＰＷＭ信号発生部２で生成されたＰＷＭパルス信号を元にＰＷＭパルスがオンからオフに変化する区間か、オフからオンに変化する区間かを区間判別部６で判別し、区間判別信号を生成する。本発明のデッドタイム補償は、デッドタイム補償部１において、区間判別信号と、電流検出部５で検出した電流の極性を用いて行う。デッドタイム補償部１での処理を、図４を用いて説明する。

図４（ａ）において、ＰＷＭパルスがオンからオフに変化する区間で、電流の極性が正であるＶｗ_refにはデッドタイム補償はしない。ＰＷＭパルスがオフからオンに変化する区間で、電流の極性が正であるＶｗ_refにはデッドタイム補償電圧Ｖｄを加算する。また、ＰＷＭパルスがオンからオフに変化する区間で、電流の極性が負であるＶｖ_refからはデッドタイム補償電圧Ｖｄを減算する。また、ＰＷＭパルスがオフからオンに変化する区間で、電流の極性が負であるＶｖ_refにはデッドタイム補償はしない。Ｖｕ_refは電流が「０」であるため、ＰＷＭパルスがオンからオフに変化する区間、およびＰＷＭパルスがオフからオンに変化する区間ともにデッドタイム補償はしない。
その結果、端子電圧ＶｕＮ、ＶｖＮ、ＶｗＮは図４（ｂ）に示すようになる。その導出手順については、図３の場合と同様であるので、ここでは説明を省略する。図４（ｂ）の端子電圧ＶｕＮ、ＶｖＮ、ＶｗＮをベースにして相電圧を求め、さらに相電圧より相電流を求めると、それぞれ図４の（ｃ）および（ｄ）に示す波形が得られる。同図（ｃ）から分かるように、相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、ＰＷＭパルスがオンからオフへ変化する区間と、オフからオンへ変化する区間で対称（面積が同じ）となる。その結果、相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗのピーク値はＰＷＭパルスがオンからオフへ変化する区間と、オフからオンへ変化する区間で同じになる（図４（ｄ）を参照）。つまり、キャリア周波数と同じ周期での電流リップルが減少し、キャリア周波数の２倍の周波数の電流リップルになる。
図５（ｂ）に示す本発明のデッドタイム補償の場合での電流リップル波形では、ＰＷＭパルスがオンからオフへ変化する区間と、オフからオンへ変化する区間でそのピーク値が同じになっていることがわかる。
上述のように、ＰＷＭパルスがオンからオフに変化する区間と、オフからオンに変化する区間で相電圧を対称（面積が同じ）にすることができ、相電流のピーク値をＰＷＭパルスがオンからオフに変化する区間と、オフからオンに変化する区間で同じにすることができるので、電流リップルを減らすことができ、モータの磁気騒音を低減することができる。

第１実施例では三角波搬送波と電圧指令を比較してＰＷＭパルスを生成する場合におけるデッドタイム補償方法を示したが、同様の手法は空間ベクトル方式の場合にも適用可能である。第２実施例におけるＰＷＭインバータ装置のブロック図は、図１と同一の機能ブロックで表わすことができるので、ここでは、ＰＷＭパルスの生成とその区間判別方法について説明する。
空間ベクトル方式の場合は、図１０に示すようにＶ０〜Ｖ７の８つのスイッチの状態の組み合わせでＰＷＭパルスを出力する。そのＰＷＭパルスは、図６の（ｂ）に示すように、スイッチング周期Ｔｓの前半部分がオンからオフに変化する区間となり、後半部分がオフからオンに変化する区間となる。このため空間ベクトル方式の場合は、スイッチング周期Ｔｓの前半部か後半部かを判断して、区間判別信号を出力する。

次に、ＰＷＭパルスの生成方法について、図６および図１１を参照して説明する。
電圧指令を図４（ａ）に示す場合と同一とすると、その電圧ベクトルＶａは図１１のように表わすことができる。空間ベクトル方式によって図１１の電圧ベクトルＶａを出力する場合、Ｖ０、Ｖ５、Ｖ６、Ｖ７のスイッチの状態を用いて出力する。すなわち図６（ｂ）に示すように、Ｖ７→Ｖ６→Ｖ５→Ｖ０→Ｖ５→Ｖ６→Ｖ７と出力する。その結果、端子電圧ＶｕＮ、ＶｖＮ、ＶｗＮは図６（ｂ）のようになる。図６（ｂ）の端子電圧ＶｕＮ、ＶｖＮ、ＶｗＮをベースにして相電圧を求め、さらに相電圧より相電流を求めると、それぞれ図６の（ｃ）および（ｄ）に示す波形が得られる。同図（ｃ）から分かるように、相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、ＰＷＭパルスがオンからオフへ変化する区間と、オフからオンへ変化する区間で対称（面積が同じ）となる。その結果、相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗのピーク値はＰＷＭパルスがオンからオフへ変化する区間と、オフからオンへ変化する区間で同じになる（図６（ｄ）を参照）。詳細な説明は省略するが、Ｖ５，Ｖ６などのスイッチモードの出力時間は電圧指令とＰＷＭパルスのスイッチング周期Ｔｓから演算により求める。
このように空間ベクトル方式を用いた場合でも、区間判別信号と電流検出値または電流指令を用いてデッドタイム補償を行い、図４（ａ）と同様の電圧指令を生成することで、ＰＷＭパルスがオンからオフに変化する区間と、オフからオンに変化する区間で相電圧を対称（面積が同じ）にすることができ、相電流のピーク値をＰＷＭパルスがオンからオフに変化する区間と、オフからオンに変化する区間で同じにすることができるので、電流リップルを減らすことができ、モータの磁気騒音を低減することができる。

図７は、本発明の第１および第２実施例におけるデッドタイム補償の処理手順を示すフローチャートである。
先ず、ステップ１でモータ電流を検出する。ただし、本ステップ１において、電流検出値の代わりに電流指令値を用いてもよい。次にステップ２では、下記に示す方法でデッドタイム補償電圧（Ｖｄ_Ｕ、Ｖｄ_Ｖ、Ｖｄ_Ｗ）を算出するか、またはすでに算出した結果を呼び出す。

第１のデッドタイム補償電圧の算出方法は、トランジスタなどのスイッチング素子のスイッチング遅れの影響で直流電源が短絡することを防止するために設けたデッドタイムをＴｄとした場合、Ｔｄに相当する電圧をデッドタイム補償電圧とするものである。このＴｄ相当のデッドタイム補償電圧Ｖｄは次式によって算出する。
Ｖｄ＝Ｖｄｃ×（Ｔｄ／Ｔｓ） （１）
ここで、Ｖｄｃは直流電源１０１の電圧、ＴｓはＰＷＭパルスのスイッチング周期である。
Ｖｄｃは電圧検出器で検出して、Ｖｄを逐次演算してもよいが、本実施例では、モータ駆動条件におけるＶｄｃの平均値を用いている。従って、この場合、Ｖｄは定数として与えられる。
第２の方法は、電流「０」付近でデッドタイム補償電圧を小さくするために、図８に示すような台形補償とするものである。すなわち、電流値がスイッチング素子の電流定格に対して５％程度の小さい領域では、電流値に比例してデッドタイム補償電圧を変化させる。このような台形補償を行う理由は、電流極性の誤検出による過補償を防止するためである。電流値が小さい場合、電流極性の判別が困難となるために、たとえ誤検出によって逆補償となった場合でもその悪影響を過度に受けないように考慮したものである。従って、この場合はＶｄを電流値の関数として演算する。なお、図８において、電流極性の誤検出が許容される頻度までに低下する電流値に達した点、すなわち、＋Ｖｄまたは−Ｖｄの飽和点の値は、上記の式（１）によって算出したデッドタイム補償電圧Ｖｄと同一の値、または次に示す第３の方法で求めた値を用いる。
第３の方法は、事前に最適値を実験的に求める方法である。デッドタイム補償電圧は、理想的には式（１）に示すような電圧で与えられるが、スイッチング素子の遅れなどの影響を考慮した実質的なデッドタイムの補償を行うために、実機により電流リップルを観測しながらデッドタイム補償電圧を調整して最適値を求める。そして、最適なデッドタイム補償電圧を定数として記憶し保存する。
デッドタイム補償電圧の算出は、上述の３つの方法のいずれかで行うが、ステップ２ではすでに算出方法は決定されており、上述の第２の方法以外、Ｖｄは定数として与えられているのでその定数を呼び出す。また、第２の方法を適用する場合は、電流検出値または電流指令値の関数として、Ｖｄ_Ｕ、Ｖｄ_Ｖ、Ｖｄ_Ｗを算出する。

次に、ステップ３で検出したモータ電流または電流指令値の極性を判別する。そして、電流極性判別結果と、ステップ４での区間判別結果、すなわちＰＷＭパルスがオンからオフに変化する区間か、オフからオンに変化する区間かの判別結果に基づいて、「デッドタイム補償電圧を電圧指令に加算する」、「デッドタイム補償電圧を電圧指令から減算する」、「デッドタイム補償なし」という条件を判断し、ステップ５で補償後電圧指令を生成する。例えば、Ｖ相電流の極性が正で、ＰＷＭパルスがオフからオンに変化する区間では、Ｖ相電圧指令Ｖｖ_refにデッドタイム補償電圧Ｖｄ_Ｖを加算する。このステップ５における補償後電圧指令の生成は、図４（ａ）（ｂ）と対応付けて見るとより理解し易い。
なお、図７では代表例としてＶ相について示しているが、他の相に対しても、各ステップで同様の処理をしてデッドタイム補償を行う。

電流制御系の高速応答制御が要求されるサーボモータ制御の分野では、キャリア周波数の数倍〜十数倍程度の周波数で電流制御処理が行われる。一方、インバータ駆動によるモータ制御では、通常、キャリアに同期した電流検出が行われ、電流制御処理が終った次のキャリアの山または谷で電圧指令の払出し処理が行われる。このような電流制御の例では、上述した図７に示すデッドタイム補償の処理手順を適用することができるが、下記に示すような電流制御処理と電圧指令払い出し処理を行う場合は、図７の処理手順を見直す必要がある。
図１２は、本発明の第３実施例における電圧指令の払い出しを説明するタイミングチャートである。同図は、キャリア同期の電流制御を行う場合において、ＰＷＭパルスの出力遅れを小さくして電流制御応答を上げるために、電圧指令払い出しタイミング１１を電流制御処理タイミング１０の終了直後とした場合のタイミングチャートを示したものである。しかし、この電圧指令払い出しタイミングでは、電圧指令の絶対値が所定値以上の場合、電圧指令通りにＰＷＭパルスを出力することができないという欠点がある。

以下に、図１２を用いて、電圧指令通りにＰＷＭパルスが出力できない理由を説明する。
三角波比較のＰＷＭ制御では、出力された電圧指令と三角波搬送波を比較し、ＰＷＭパルスを生成する。三角波搬送波がカウントアップの場合、電圧指令の値と三角波搬送波のカウンタ値が一致したところで、ＰＷＭパルスをオンからオフに変化させる。
三角波搬送波がカウントアップの場合、電圧指令が小さい場合は電圧指令が払い出された後に、三角波搬送波のカウンタ値が電圧指令と一致する値になる。しかし、例えば電圧指令が負に大きい場合には、電圧指令が払い出される前に、三角波搬送波のカウンタ値はすでに電圧指令と一致する値に達した状態になっているので、電圧指令が払い出されると同時にＰＷＭパルスがオンからオフになる。すなわち図１２において、本来の電圧指令通りのＰＷＭパルスは、ｂ点でオンからオフに変化することになるが、実際のＰＷＭパルスは、ａ点で変化する。
そのため、電圧指令通りにＰＷＭパルスを出力できず、本発明の第１実施例の図４で説明したデッドタイム補償ができない場合がある。その結果、ＰＷＭパルスがオンからオフに変化する区間と、オフからオンに変化する区間で相電圧が非対称（面積が異なる）になり、相電流のピーク値がＰＷＭパルスのオンからオフへ変化する区間と、オフからオンに変化する区間とで異なり、キャリアと同じ周期での電流リップルが発生する。

本発明の第３実施例は、上述のような不具合を解消するための対応策を示したものであり、以下、図２および図９を参照して説明する。
図２は、本発明の第３実施例におけるＰＷＭインバータ装置のブロック図である。同図において、７は電圧指令を切替える電圧指令切替部、８は電圧指令を保持する電圧指令保持部である。
電圧指令切替部７は、電圧指令（Ｖｕ_ref，Ｖｖ_ref，Ｖｗ_ref）の絶対値が所定値以下であれば、デッドタイム補償部１で演算処理された補償後電圧指令（Ｖｕ_ref′，Ｖｖ_ref′，Ｖｗ_ref′）を出力し、電圧指令の絶対値が所定値を超える場合は、電圧指令保持部８で保持されている前回の補償後電圧指令（Ｖｕ_ref″，Ｖｖ_ref″，Ｖｗ_ref″）を出力する。
電圧指令保持部８は、デッドタイム補償部１で演算処理された補償後電圧指令（Ｖｕ_ref′，Ｖｖ_ref′，Ｖｗ_ref′）を逐次保持する。そして、保持された補償後電圧指令（Ｖｕ_ref″，Ｖｖ_ref″，Ｖｗ_ref″）は、電圧指令（Ｖｕ_ref，Ｖｖ_ref，Ｖｗ_ref）の絶対値が所定値以上大きい場合には、それを検知した直後に電圧指令切替部７を介して出力される。すなわち、この場合は通常の電流制御処理が終了した直後に、補償後電圧指令（Ｖｕ_ref′，Ｖｖ_ref′，Ｖｗ_ref′）を払い出すという処理から、電圧指令保持部８で保持されている前回の補償後電圧指令（Ｖｕ_ref″，Ｖｖ_ref″，Ｖｗ_ref″）を出力する処理に切替えられる。そして、前回の補償後電圧指令（Ｖｕ_ref″，Ｖｖ_ref″，Ｖｗ_ref″）と三角波搬送波がＰＷＭ信号発生部２で比較され、一致したところでＰＷＭパルスがオンからオフまたはオフからオンに変化する。
このとき、他の相のＰＷＭパルスは、電圧指令（Ｖｕ_ref，Ｖｖ_ref，Ｖｗ_ref）の絶対値が所定値以下であれば、電流制御処理終了後に出力された今回の補償後電圧指令（Ｖｕ_ref′，Ｖｖ_ref′，Ｖｗ_ref′）と三角波搬送波が比較、生成され、電圧指令の絶対値が所定値を超える場合には、前回の補償後電圧指令（Ｖｕ_ref″，Ｖｖ_ref″，Ｖｗ_ref″）と三角波搬送波が比較されて生成される。

図９は、本発明の第３実施例におけるデッドタイム補償の処理手順を示すフローチャートである。
同図において、先ず、ステップ１で、電圧指令の絶対値が所定値以上であるかを判別する。電圧指令の絶対値が所定値以上であれば、ＰＷＭパルスの生成に前回の補償後電圧指令をそのまま使用する（ステップ８）。電圧指令の絶対値が所定値より小さければ、ステップ２でモータ電流を検出する。ただし、電流検出値の代わりに電流指令値を用いてもよい。また、電圧指令の絶対値の判別に用いる“所定値”は、電流制御処理時間、電流検出処理時間さらに電流検出タイミングなどのＰＷＭパルス生成の遅れの原因なる事項を考慮して設定する。
ステップ２〜６は図７に示すフローチャートのステップ１〜５の内容と同一であり、図９のフローチャートでは、ステップ１の電圧指令判別と、その結果に基づいてステップ８の前回の補償後電圧指令をそのまま使うフロー、および、ステップ７の補償後電圧指令を保持するフローが追加されている点が異なる。

ステップ３では、デッドタイム補償電圧（Ｖｄ_Ｕ、Ｖｄ_Ｖ、Ｖｄ_Ｗ）を算出、または事前に算出もしくは実験的に求めて記憶したデッドタイム補償電圧を呼び出す。
ステップ４では、検出したモータ電流または電流指令値の極性を判別する。
ステップ５では、電流極性判別結果と、区間判別結果に基づいてデッドタイム補償電圧を電圧指令に加算するか減算するか、もしくはデッドタイム補償なしとするかを判断する。
ステップ６では、補償後電圧指令を生成する。例えば、Ｖ相電流の極性が正で、ＰＷＭパルスがオフからオンに変化する区間では、Ｖ相電圧指令Ｖｖ_refにデッドタイム補償電圧Ｖｄ_Ｖを加算して補償後電圧指令を生成する。
ステップ７では、ステップ６で求めた補償後電圧指令を電圧指令保持部８に保持する。
なお、図９では代表例としてＶ相について示しているが、他の相に対しても、各ステップで同様の処理をしてデッドタイム補償を行う。

このように処理することで、電圧指令の絶対値が小さい場合は、電流制御応答を速くすることができ、電圧指令が大きくなった場合でも本発明の第１実施例の図４で説明したデッドタイム補償と同様に、ＰＷＭパルスがオンからオフに変化する区間とオフからオンに変化する区間で別々のデッドタイム補償を行うことができ、ＰＷＭパルスがオンからオフに変化する区間と、オフからオンに変化する区間で相電圧を対称（面積が同じ）にすることができる。その結果、相電流のピーク値をＰＷＭパルスがオンからオフに変化する区間と、オフからオンに変化する区間で同じにすることができるので、電流リップルを減らすことができ、騒音を低減することができる。

１ デッドタイム補償部
２ ＰＷＭ信号発生部
３ パワー部
４ モータ
５ 電流検出部
６ 区間判別部
７ 電圧指令切替部
８ 電圧指令保持部
１０１ 直流電源
１０２Ｕ〜１０２Ｗ，１０２Ｘ〜１０２Ｚ スイッチ
１０３Ｕ〜１０３Ｗ，１０３Ｘ〜１０３Ｚ トランジスタ
１０４Ｕ〜１０４Ｗ，１０４Ｘ〜１０４Ｚ ダイオード
１０５ モータ
１０６ 三角波搬送波
１０７ 電圧指令

Claims (10)

1. 電圧指令をＰＷＭパルスに変換するＰＷＭ信号発生部と、前記ＰＷＭパルスによってスイッチング素子をオンオフ制御しモータに電圧を印加するパワー部とを備えたＰＷＭインバータ装置において、
   前記ＰＷＭパルスがオンからオフに変化する区間と、オフからオンに変化する区間とを判別して、区間判別信号を出力する区間判別部と、
   前記区間判別信号と前記モータの電流検出値または電流指令値に基づきデッドタイム補償電圧を加算、減算もしくは補償なしとするかを判断し、前記電圧指令に加算または減算もしくは補償なしとした補償後電圧指令を生成し、デッドタイムの影響で発生する電圧誤差を補償するデッドタイム補償部とを備えたことを特徴とするＰＷＭインバータ装置。
2. 前記補償後電圧指令を保持する電圧指令保持部を備え、前記電圧指令の絶対値が所定値以下の場合には、前記補償後電圧指令が搬送波と同期した電流制御処理の直後に前記ＰＷＭ信号発生部に与えられ、前記ＰＷＭパルスを生成し、
   前記電圧指令の絶対値が所定値を超える場合には、該所定値を超えたことを検知した直後に、前記補償後電圧指令の前回値が前記ＰＷＭ信号発生部に与えられ、前記ＰＷＭパルスを生成することを特徴とする請求項１に記載のＰＷＭインバータ装置。
3. 前記ＰＷＭ信号発生部は、前記補償後電圧指令と三角波搬送波との比較によって、または、インバータ出力部のスイッチの状態を組み合わせた空間ベクトル方式によって前記ＰＷＭパルスを生成することを特徴とする請求項１に記載のＰＷＭインバータ装置。
4. 前記デッドタイム補償電圧Ｖｄは、デッドタイムをＴｄ、前記ＰＷＭパルスのスイッチング周期をＴｓ、直流電源の電圧をＶｄｃとしたときに、Ｖｄ＝Ｖｄｃ×（Ｔｄ／Ｔｓ）なる式で算出されることを特徴とする請求項１に記載のＰＷＭインバータ装置。
5. 前記デッドタイム補償電圧は、前記電流検出値の電流極性の判別が困難となる低電流領域では、前記電流検出値に比例した直線関数で算出され、前記電流極性の誤検出が許容頻度以下に低減する電流値以上では、デッドタイムＴｄの時間幅のＰＷＭパルスに換算した電圧値で与えられることを特徴とする請求項１に記載のＰＷＭインバータ装置。
6. 電圧指令をＰＷＭパルスに変換し、該ＰＷＭパルスによってスイッチング素子をオンオフ制御しモータに電圧を印加するパワー部を備えたＰＷＭインバータ装置のデッドタイム補償方法において、
   前記ＰＷＭパルスがオンからオフに変化する区間とオフからオンに変化する区間とを判別して区間判別信号を出力し、該区間判別信号と前記モータの電流検出値または電流指令値に基づきデッドタイム補償電圧を加算、減算もしくは補償なしとするかを判断し、前記電圧指令に加算または減算もしくは補償なしとした補償後電圧指令を生成し、デッドタイムの影響で発生する電圧誤差を補償することを特徴とするＰＷＭインバータ装置のデッドタイム補償方法。
7. 前記補償後電圧指令を保持し、
   前記電圧指令の絶対値が所定値以下の場合には、前記補償後電圧指令が搬送波と同期した電流制御処理の直後に前記搬送波と比較され前記ＰＷＭパルスを生成し、
   前記電圧指令の絶対値が所定値を超える場合には、該所定値を超えたことを検知した直後に、前記補償後電圧指令の前回値が前記搬送波と比較され前記ＰＷＭパルスを生成することを特徴とする請求項６に記載のＰＷＭインバータ装置のデッドタイム補償方法。
   
   
8. 前記ＰＷＭパルスを、前記補償後電圧指令と三角波搬送波との比較によって、または、インバータ出力部のスイッチの状態を組み合わせた空間ベクトル方式によって生成することを特徴とする請求項６に記載のＰＷＭインバータ装置のデッドタイム補償方法。
9. 前記デッドタイム補償電圧Ｖｄは、デッドタイムをＴｄ、前記ＰＷＭパルスのスイッチング周期をＴｓ、直流電源の電圧をＶｄｃとしたときに、Ｖｄ＝Ｖｄｃ×（Ｔｄ／Ｔｓ）なる式で算出されることを特徴とする請求項６に記載のＰＷＭインバータ装置のデッドタイム補償方法。
10. 前記デッドタイム補償電圧は、前記電流検出値の電流極性の判別が困難となる低電流領域では、前記電流検出値に比例した直線関数で算出され、前記電流極性の誤検出が許容頻度以下に低減する電流値以上では、デッドタイムＴｄの時間幅のＰＷＭパルスに換算した電圧値で与えられることを特徴とする請求項６に記載のＰＷＭインバータ装置のデッドタイム補償方法。
    

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