JP5375051B2 - インバータの放電装置 - Google Patents

Description

本発明は、インバータの放電装置に関するものである。

インバータを介して直流電源にて交流モータを駆動するものが知られている（特許文献１）。この装置では、インバータやモータを保守、点検、修理する前に、平滑用蓄電手段（平滑用コンデンサ）に溜まった電荷をモータの巻き線抵抗に流して放電させる。

特許第３２８９５６７号公報

しかしながら、上記従来の放電装置では、モータのトルク指令電流値をゼロに設定したうえで励磁電流指令値を非ゼロにしているので、回転子位置センサなどモータ制御系を構成する部品の検出精度が悪いと、モータにトルクが発生してしまうといった問題があった。

本発明が解決しようとする課題は、モータのトルクを最小限に抑制しつつ平滑用蓄電手段の電荷を放電することができるインバータの放電装置を提供することである。

本発明は、インバータの蓄電手段に蓄電された電荷を、当該インバータのスイッチング素子回路に変位電流として流すにあたり、対をなすスイッチング素子のＯＮ期間が互いに重ならず且つ所定時間以上のデッドタイムを設定した周波数で、複数対のスイッチング素子のうち、一方側の複数のスイッチング素子をＯＮとし、他方側の複数のスイッチング素子をＯＦＦとすることを交互に動作させることによって、上記課題を解決する。

本発明によれば、スイッチング素子をＯＮしたときに当該スイッチング素子回路に変位電流（リカバリ電流）が流れ、蓄電手段に蓄電された電荷を放電させることができるが、所定時間以上のデッドタイムが設けられているので、放電時にモータトルクが発生してもこれを抑制することができる。

以下、上記発明の実施形態を図面に基づいて説明する。

《第１実施形態》
図１は、上記発明の実施形態に係る電気自動車の駆動電源装置を示すブロック図である。詳細な図示は省略するが、本例の電気自動車は、三相交流電力の永久磁石モータ４を走行駆動源として走行する車両であり、モータ４は電気自動車の車軸に結合されている。

本例の電気自動車は、上述した三相交流モータ４と、モータ４の電源である、二次電池などで構成されるバッテリ１（直流電源）と、バッテリ１の直流電力を交流電力に変換するインバータ３と、直流電力を平滑化するためのコンデンサ５（蓄電手段）とを備え、バッテリ１は、リレー２（スイッチ手段）を介してインバータ３に接続されている。

リレー２は、車両のキースイッチ１２のＯＮ／ＯＦＦ操作に連動して、車両コントローラ１１により開閉駆動する。すなわち、キースイッチ１２がＯＮのときリレー２が閉じ、ＯＦＦのときリレー１２が開く。

インバータ３は、複数のスイッチング素子（絶縁ゲートバイポーラトランジスタＩＧＢＴ）Ｔｒ１〜Ｔｒ６と、各スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６に並列に接続され、スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６の電流方向とは逆方向に電流が流れる整流素子（ダイオード）Ｄ１〜Ｄ６を有し、バッテリ１の直流電力を交流電力に変換して、モータ４に供給する。本例では、２つのスイッチング素子を直列に接続した３対の回路がバッテリ１に並列に接続され、各対のスイッチング素子間とモータ４の３相入力部とがそれぞれ接続されている。

図１に示す例でいえば、スイッチング素子Ｔｒ１とＴｒ２、スイッチング素子Ｔｒ３とＴｒ４、スイッチング素子Ｔｒ５とＴｒ６がそれぞれ直列に接続され、スイッチング素子Ｔｒ１とＴｒ２の間とモータ４のＵ相、スイッチング素子Ｔｒ３とＴｒ４の間とモータ４のＶ相、スイッチング素子Ｔｒ５とＴｒ６の間とモータ４のＷ相がそれぞれ接続されている。これらモータ４の各相Ｕ，Ｖ，Ｗに接続されるスイッチング素子の間の位置が上記発明に係る出力手段に相当する。なお、インバータ４の動作の詳細については後述する。

リレー２とインバータ３との間には、直流電力を平滑化するためのコンデンサ５がバッテリ１と並列に接続されている。

車両コントローラ１１は、中央演算装置ＣＰＵ、リードオンリメモリＲＯＭおよびランダムアクセスメモリＲＡＭを備え、電気自動車のアクセル信号、ブレーキ信号、シフトポジション信号等に基づいてトルク指令値Ｔ^＊を算出し、モータコントローラ１０に出力するとともに、起動要求指令と停止要求指令をモータコントローラ１０に出力する。さらに、車両コントローラ１１は、バッテリ１とインバータ３の間のリレー２を開閉する制御信号を出力し、これと同時にリレー開閉情報をモータコントローラ１０へ出力する。

モータコントローラ１０は、インバータ３の動作を制御する。すなわち、モータコントローラ１０は、車両コントローラ１１からのトルク指令値Ｔ^＊に基づいてパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を生成し、これをゲート駆動回路９へ出力する。ゲート駆動回路９は、生成されたＰＷＭ信号に基づいてインバータ３を構成する各スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６を所定のタイミングでＯＮ／ＯＦＦ制御する。

ゲート駆動回路９は、スイッチング素子Ｔｒ１〜ＴＲ６の過熱異常や過電流異常状態を検出し、ＩＧＢＴ異常信号をモータコントローラ１０へ出力する機能を備える。

また、ゲート駆動回路９は、コンデンサ５の電圧を検出する電圧センサ８からの信号を入力し、モータコントローラ１０が認識できる波形レベルに変換し、コンデンサ電圧信号としてモータコントローラ１０へ出力する。

以上のような制御を行う際に、モータコントローラ１０は、モータ４に設けられた回転子位置センサ７（例えばレゾルバやエンコーダなど。回転数検出手段）からの出力であってモータ４の回転子位置θを示す位置センサ信号と、インバータ３からモータ４に供給される各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出する電流センサ６（電流検出手段）からのフィードバック信号と、コンデンサ５の両端子間に接続された電圧センサ８（電圧検出手段）からのコンデンサ電圧信号を読み込む。

以上のゲート駆動回路９及びモータコントローラ１０が上記発明に係る制御手段に相当する。

図２は、モータコントローラ１０の要部を示すブロック図である。本例のモータコントローラ１０は、電流指令値算出部２１と、電流制御部２２と、ｄ−ｑ／３相変換部２３と、ＰＷＭ信号生成部２４と、３相／ｄ−ｑ変換部２５と、θ（位相）演算部２６と、回転数（電気角速度）演算部２７と、放電制御部２８とを備える。

電流指令値演算部２１は、車両コントローラ１１により算出されるトルク指令値Ｔ^＊と、回転数演算部２７により演算されるモータ４の回転速度とに基づいて、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊およびｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊を算出する。ここで、ｄ軸電流とは、モータ４に流れる３相電流（Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ）の励磁電流成分であり、ｑ軸電流とはトルク電流成分である。

電流制御部２３は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊およびｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊と、後述する３相／ｄ−ｑ変換部２５から入力されるｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑとに基づいて、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊を算出する。具体的には、電流指令値と実電流との偏差（Ｉｄ^＊−Ｉｄ）、（Ｉｑ^＊−Ｉｑ）をそれぞれ演算し、演算した偏差に対して、ＰＩ（比例・積分）演算を行うことにより、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊を算出することができる。

ｄ−ｑ／３相変換部２３は、電流制御部２２により算出されたｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊を、後述するθ(位相)演算部２６で算出された位相θに基づいて、３相交流電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊に変換する。変換された３相交流電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊は、ＰＷＭ信号生成部２４に出力される。

ＰＷＭ信号生成部２４は、３相交流電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊と、三角波信号（キャリア信号）とに基づいて、インバータ３を制御するためのＰＷＭ信号を生成する。

３相／ｄ−ｑ変換部２５は、電流センサ信号（Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ）をｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑに変換する。

θ(位置)演算部２６は、回転子位置センサ７からの信号に基づき、回転位相θを演算する。また、回転数演算部２７は、この回転位相θを微分演算することで回転数（電気角速度）ωを演算する。

本例の放電制御部２８は、車両コントローラ１１からリレー２のＯＦＦに伴う停止指令信号およびリレー遮断情報を入力すると、コンデンサ５に蓄電された電荷を放電するスイッチング素子の駆動条件の設定を行う。

ここでは、トルク電圧成分であるｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊と、励磁電圧成分であるｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊をともに０（ゼロ）Ｖに設定する。

なお本例において、モータ４を駆動制御する通常のモータ電流制御時と、モータ４の保守点検時などのようにコンデンサ５の蓄電荷を放電する放電制御時とのぞれぞれのｑ軸電圧指令値Ｖｄ^＊およびｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊は、Ｖｄ^＊Ｖｄ^＊切替信号により切り替え選択できるように構成されている。

図３は、放電制御部２８にて、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊およびｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊をともに０Ｖに設定した場合の、ゲート駆動回路からの各スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６へのゲート駆動信号ＧＵＰ、ＧＵＮ、ＧＶＰ、ＧＶＮ、ＧＷＰ、ＧＷＮと、インバータ出力端子電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗと、コンデンサ５からの出力電流Ｉcapと、を示すタイミングチャートである。なお、図３におけるＴはスイッチング素子のＯＮ周期を示し、ＤＴは、Ｈｉサイドのスイッチング素子Ｔｒ１，Ｔｒ３，Ｔｒ５がＯＦＦ、かつＬｏサイドのスイッチング素子Ｔｒ２，Ｔｒ４，Ｔｒ６がＯＦＦの期間（デッドタイム）を示す。

コンデンサ５からの出力電流Ｉcapとは、スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６がＯＦＦからＯＮになる際に生じる変位電流（リカバリ電流）のことであり、スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６または整流素子Ｄ１〜Ｄ６の接合容量Ｃｊと、スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６のスイッチング時の電圧変化量ｄＶ／ｄｔとの積でその電流値が求められる（Ｉcap＝Ｃｊ×ｄＶ／ｄｔ）。

この変位電流Ｉcapは、Ｈｉサイドのスイッチング素子Ｔｒ１，Ｔｒ３，Ｔｒ５およびＬｏサイドのスイッチング素子Ｔｒ２，Ｔｒ４，Ｔｒ６が交互に駆動する周波数、すなわち三角波信号のキャリア周波数ｆｓｗの２倍の周波数２ｆｓｗで発生し、特に駆動周波数を高くすることでコンデンサ５の放電時間を短縮することができる。

このときの放電時間Ｔdischargeは、コンデンサ５の静電容量をＣ、バッテリ電圧をＶｄｃ、スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６のスイッチング速度をｄＶ／ｄｔとしたときに、次式１で算出することができる。

［式１］
Ｔdischarge＝Ｃ×Ｖｄｃ／(∫Ｉcap ｄｔ×２ｆｓｗ)
本例における放電処理時のゲート駆動信号は、Ｈｉサイドのスイッチング素子Ｔｒ１，Ｔｒ３，Ｔｒ５のＯＮ期間と、Ｌｏサイドのスイッチング素子Ｔｒ２，Ｔｒ４，Ｔｒ６のＯＮ期間とが互いに重ならない周波数とされている。また、Ｈｉサイドのスイッチング素子Ｔｒ１，Ｔｒ３，Ｔｒ５同士のＯＮ期間も、Ｌｏサイドのスイッチング素子Ｔｒ２，Ｔｒ４，Ｔｒ６同士のＯＮ期間も、互いに重ならない周波数とされている。

つまり、対をなすスイッチング素子Ｔｒ１及びＴｒ２、スイッチング素子Ｔｒ３及びＴｒ４、スイッチング素子Ｔｒ５及びＴｒ６それぞれのデッドタイムＤＴが所定時間以上に設定されている。換言すれば、各スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６のＯＮ期間が最小値又はこれに近似する値に設定されている。

次に、本例の放電処理について説明する。

図４は、電気自動車の走行終了時、すなわちキースイッチ１２をＯＦＦした時に、モータコントローラ１０により行われる処理内容を示すフローチャートである。

ステップＳ１０では、車両コントローラ１１から入力される信号に基づいて、リレー２の遮断が完了したか否かを判定する。リレー２の遮断が完了していないと判定するとステップＳ１０で待機するが、リレー２の遮断が完了したと判定するとステップＳ２０へ進む。

ステップＳ２０では、回転数(電気角速度)ωに基づいて、モータ４の回転子の回転数が所定値以下(ゼロ近傍)であるか否かを判定する。モータ４の回転子が所定の回転数以下になっていないと判定するとステップＳ２０で待機するが、所定の回転数以下になったと判定するとステップＳ３０へ進む。

ステップＳ３０では、コンデンサ５に蓄積されている電荷の放出が完了したか否かをコンデンサ５の電圧値に基づいて判定する。すなわち、電圧センサ８に基づき検出されたコンデンサ電圧信号が放電完了電圧の閾値より低ければ、放電が完了したと判定してステップＳ９０へ進み、そうでない場合はステップＳ４０へ進む。

電圧センサ８により検出されたコンデンサ５の電圧が放電完了電圧以上の場合には放電処理が必要となるので、ステップＳ４０へ進み、インバータ３の各スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６を駆動するＰＷＭ信号の停止命令を解除設定したのち、ステップＳ５０へ進む。このステップＳ４０の処理は、キースイッチのＯＦＦによって、各スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６に対するＰＷＭ駆動信号の停止命令が車両コントローラ１１からモータコントローラ１０へ出力されているからである。

ステップＳ５０では、ＰＷＭ信号生成部２４の三角波信号（キャリア信号）の周波数ｆｓｗを通常の電流制御時よりも高く設定する。たとえば、モータ４を駆動制御する通常運転時のキャリア周波数が５ｋＨｚである場合は、これをたとえば３５ｋＨｚに設定する。

さらにステップＳ５０にて、放電制御部２８から出力されるｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊とｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊をともに０Ｖに設定する。この０Ｖに設定されたｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊は、ｄ−ｑ／３相変換部２３において、回転子位相θに基づいて３相交流電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊に変換され、これがＰＷＭ信号生成部２４に出力される。そして、ＰＷＭ信号生成部２４からＰＷＭ信号の出力を開始した後、ステップＳ６０へ進む。ｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊とｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊をともに０Ｖに設定することで、モータ４の回転数がゼロとなり、放電処理を行っている間にモータ４が駆動することが防止される。

ステップＳ６０では、電流センサ６からの電流センサ信号Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを３相／ｄ−ｑ変換部２５でｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑに変換し、この変換されたｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑに基づき、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑの前回演算値と比べた変化量が所定値（ゼロまたはゼロ近傍の値）以下であるかどうかを判定する。この変化量がゼロ、すなわち回転子位置センサ信号θ、インバータ３を構成するスイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６、整流素子Ｄ１〜Ｄ６、ゲート駆動回路９に異常がないことを確認した後、ステップＳ７０へ進む。

ステップＳ６０において、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑの変化量が所定値（ゼロ又はゼロ近傍）以下でない場合は、回転子位置センサ信号θ、インバータ３を構成するスイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６、整流素子Ｄ１〜Ｄ６、ゲート駆動回路９のいずれかに異常が発生したものと判断し、ステップＳ７０をジャンプしてステップＳ８０へ進み、放電処理を終了する。なおこれに代えて、いずれかのスイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６又は整流素子Ｄ１〜Ｄ６が動作異常であると判断された場合であって、モータ４の回転数が所定値未満であるときは、動作異常と判断されたスイッチング素子を除くスイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦ駆動して放電処理を継続してもよい。

ステップＳ７０では、これまでの放電継続時間が、予め設定された放電規定時間以上であれば、ステップＳ８０へ進む。放電継続時間が放電規定時間以内の場合はステップＳ６０へ戻り、放電規定時間を越えるまでコンデンサ５の放電を継続する。

ステップＳ８０では、インバータ３の各スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６を駆動するＰＷＭ信号を停止させたのち、ステップＳ９０へ進む。ステップＳ９０では、コンデンサ５の放電処理を終了する。

なお、リレー２が溶着などにより短絡している場合には、放電処理を開始してから一定時間（例えば１秒）経過しても、所定電圧（例えば６０Ｖ）以下に下がらない可能性がある。そのため本例のステップＳ７０では、コンデンサ５の電圧値に基づいて放電が完了したか否かを判定するのではなく、放電継続時間が所定の放電規定時間を越えたかどうかを判定する。これにより、リレー２が溶着などにより短絡している場合でも放電を中止することができる。この場合、図示しない報知装置により異常が発生している旨をドライバへ報知することもできる。

図５は、図４の放電処理に基づいて動作した場合の各構成部の状態を示すタイミングチャートである。図５に示すように、キースイッチ１２がＯＦＦされると、車両コントローラ１１はリレー２を遮断する。リレー２が遮断された後、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊をゼロに設定することで、スイッチング素子の駆動による変位電流Ｉcapが発生し、コンデンサ５の放電処理が実施される。

以上のとおり、本例の駆動電源装置では、平滑用コンデンサ５に蓄電された電荷を放電するにあたり、モータ４のコイルに放電するのではなく、モータ４に対するｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊をゼロに設定することでモータ４を非回転状態とし、この状態でインバータ３のスイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６をＯＮ／ＯＦＦ制御することで、スイッチング素子がＯＮした瞬間に当該スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６及び整流素子Ｄ１〜Ｄ６に流れるリカバリ電流を平滑用コンデンサ５の放電処理に利用する。

この結果、モータ４を取り外した状態やモータ４のコイルが断線した状態であっても、平滑用コンデンサ５に蓄電された電荷を放電処理することができる。また、放電処理に際し、スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６に対するＰＷＭ信号の周波数を高くすることで放電時間を短縮することができる。

なお、放電処理時のｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊およびq軸電圧指令値Ｖｑ^＊は、ｄ−ｑ／３相変換部２３及びＰＷＭ信号生成部２４を介してＰＷＭ信号としたが、これらｄ−ｑ／３相変換部２３及びＰＷＭ信号生成部２４を介さずに直接所望のＰＷＭ信号を生成することもできる。

《第２実施形態》
図６は、上記発明の他の実施形態に係る電気自動車の駆動電源装置の放電制御部２８において、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊およびｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊をともに０Ｖに設定した場合の、ゲート駆動回路からの各スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６へのゲート駆動信号ＧＵＰ、ＧＵＮ、ＧＶＰ、ＧＶＮ、ＧＷＰ、ＧＷＮと、インバータ出力端子電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗと、コンデンサ５からの出力電流Ｉcapと、を示すタイミングチャートである。

本例では、上述した第１実施形態のタイミングチャート（図３）に比べて、Ｈｉサイドのスイッチング素子Ｔｒ３及びＴｒ５のＯＮ期間と、Ｌｏサイドのスイッチング素子Ｔｒ４及びＴｒ６のＯＮ期間が互いに重ならる周波数とされている点が相違する。換言すれば、Ｈｉサイドのスイッチング素子Ｔｒ１とＴｒ３及びＴｒ５のＯＮ期間と、Ｌｏサイドのスイッチング素子Ｔｒ２とＴｒ４及びＴｒ６のＯＮ期間が互いに重ならない周波数に設定されている。

その他の駆動電源装置のハードウェア構成やソフトウェア構成のうち図３と共通部分に関しては第１実施形態と同一であるため、その部分の説明をここに援用し、具体的な記載は省略する。

《第１及び第２実施形態における作用効果》
さて、背景技術の欄で説明したように、回転子位置センサ７などモータ制御系を構成する部品の検出精度が悪いと、放電処理時にモータ４にトルクが発生してしまうといった問題がある。この問題を解消するために、上述した実施形態では、モータ４へ出力する励磁電圧指令値およびトルク電圧指令値をゼロに設定した状態で、インバータ３のスイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６に変位電流を発生させることによりコンデンサ５の放電処理を行う。

しかしながら、インバータ３のスイッチング素子を利用して放電処理を行う場合にモータ４が回転していると以下のような新たな問題が生じる。

すなわち、（Ａ）インバータ３の出力相電圧がゼロの場合は、モータ線間を短絡することになるので、モータ４に電流が発生すると同時に負トルクが発生する。また、（Ｂ）モータ４とインバータ３の間で構成される昇圧回路の寄生動作によってコンデンサ５の電圧を一定値より小さくできない。さらに、（Ｃ）スイッチング素子へのゲート電流の供給限界があるため、ＯＮ／ＯＦＦ駆動周波数を高くできない場合には放電時間を短縮できない。

以下、上記課題（Ａ）〜（Ｃ）についてそれぞれ詳述する。

まず課題（Ａ）について説明する。モータのトルクＴは次式（Ａ−１）で表すことができる。

［式Ａ−１］

上式において、ｐは極対数、φａは永久磁石の磁束、Ｌｄは回転子のｄ軸インダクタンス、Ｌｑは回転子のｑ軸インダクタンス、ｉｑはトルク電流、ｉｄは励磁電流である。トルク電流ｉｑおよび励磁電流ｉｄには、トルク電圧Ｖｑ、励磁電圧Ｖｄとそれぞれ、次式（Ａ−２）及び（Ａ−３）に示す関係がある。

電気角速度をωre、モータ電機子抵抗をＲａとすると、
［式Ａ−２］

［式Ａ−３］

インバータ３の相電圧がゼロの場合は、Ｖｄ＝Ｖｑ＝０となるから、式（Ａ−２）および（Ａ−３）はそれぞれ、式（Ａ−４）及び（Ａ−５）のように記述することができる。

［式Ａ−４］

［式Ａ−５］

よって、課題（Ａ）については、式（Ａ−１）および式（Ａ−４）、式（Ａ−５）より、Ｌｄ−Ｌｑ＜０であれば必ずトルクＴの符号は負となる。また、式（Ａ−４）及び（Ａ−５）より、励磁電流ｉｄは、電気角速度の２乗に比例するため、モータの回転数とともにｉｄ＞ｉｑとなることがわかる。これと式（Ａ−１）とあわせると、Ｌｄ−Ｌｑ≧０であってもトルクＴの符号は回転数上昇とともに負となることがわかる。

以上のとおり、インバータ３の出力相電圧がゼロの場合は、モータ線間を短絡することになるので、モータ４に電流が発生すると同時に負トルクが発生する。

次に、課題（Ｂ）について説明する。

図７は、図１のインバータ３及びモータ４を抽出して示す回路図であり、同図に示すモータ４およびインバータ３では、回転中のスイッチング動作により図８のような電流が発生する。すなわち、ゲート信号ＧＵＮがＯＮ期間ｔonはｉＬ１の電流がコンデンサ５へ流れ込み、ＯＦＦ期間ｔoffは整流素子を介してｉＬ２の電流がコンデンサ５へ流れこむ。コンデンサ５の両端電圧をＶｄｃ、モータ回転時のモータ線間電圧をＶｕｖとすると、ｉＬ１、ｉＬ２は式（Ｂ−１）及び（Ｂ−２）のように記述できる。

［式Ｂ−１］

［式Ｂ−２］

ｉＬ１＝ｉＬ２より、Ｖｄｃは式（Ｂ−３）で表わされる。

［式Ｂ−３］

スイッチング周期Ｔは、ｔonとｔoffを合わせた時間であり、仮にデューディが５０％であるとすると、直流電圧Ｖｄｃは線間電圧Ｖｕｖの２倍となる。つまり、回転中に発生する線間電圧Ｖｕｖは、昇圧動作により一定値以下にすることができない。

次に、課題（Ｃ）について説明する。

スイッチング素子を駆動する際、ＩＧＢＴのゲート電荷量をＱｇ、スイッチング周波数をｆｓｗとすると、ゲート充放電平均電流ｉｇは、次式（Ｃ−１）となる。

［式Ｃ−１］

一方、放電時間Ｔdischargeは、次式（Ｃ−２）及び（Ｃ−３）で表すことができる。インバータの直流電圧をＶｄｃ、入力平滑コンデンサ静電容量をＣ、スイッチング時に発生するコンデンサ５を介して流れるリカバリ電流（変位電流）をＩｃａｐ、スイッチ接合用容量をＣｊとすると、
［式Ｃ−２］

［式Ｃ−３］

式（Ｃ−２）より、スイッチング周波数ｆｓｗを高くすることで、放電時間Ｔdischargeを小さくできることがわかる。しかし、スイッチング周波数ｆｓｗを高くすると、式（Ｃ−１）よりゲート充放電平均電流ｉｇが大きくなる。つまり、ゲート駆動用電源能力の理由等で、スイッチング周波数を高くできない場合は、放電時間を短縮することができないという問題が生じる。

以上の課題（Ａ）〜（Ｃ）を解消するため、本例では以下の手段を採用する。

まず、図３及び図６にて説明したとおり、Ｈｉサイドのスイッチング素子Ｔｒ１，Ｔｒ３，Ｔｒ５がＯＦＦしてからＬｏサイドのスイッチング素子Ｔｒ２，Ｔｒ４，Ｔｒ６がＯＮするまでの間およびＬｏサイドのスイッチング素子Ｔｒ１，Ｔｒ３，Ｔｒ５がＯＦＦしてからＨｉサイドのスイッチング素子Ｔｒ２，Ｔｒ４，Ｔｒ６がＯＮするまでの間のデッドタイムＤＴを設けている。

モータ４が回転している場合のインバータ３のスイッチング動作による放電動作において、モータ４に負トルクが発生しない条件は、図７のモータ電流ｉＬを流さないことであり、この条件を式（Ａ−６）に示す。モータ線間電圧をＶｕｖ、整流素子Ｄ１〜Ｄ６の順方向電圧をＶｆとすると、
［式Ａ−６］

式（Ａ−６）において、モータ線間電圧Ｖｕｖは、モータ回転数と比例するため、デッドタイムＤＴを大きくすれば、モータ４が回転している時の負トルクを抑制することができる。

また、式（Ｂ−３）より、スイッチングオフ時間ｔoffを大きくする、すなわちデッドタイムＤＴを大きくすることで、昇圧動作の影響を抑制し、モータ線間電圧Ｖｕｖとインバータ直流Ｖｄｃを同等にすることが可能となる。

本例ではこれに加えて、図３にて説明したとおり、全てのスイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６のＯＮ期間が互いに重ならないような周波数が設定されているが、これにより放電時間を短縮することができる。この点を参考例と比較しながら説明する。

図９は、図３の実施形態に対する参考例のタイミングチャートであり、Ｈｉサイドのスイッチング素子Ｔｒ１，Ｔｒ３，Ｔｒ５同士の周期及び位相が同一であり、またＬｏサイドのスイッチング素子Ｔｒ２，Ｔｒ４，Ｔｒ６同士の周期及び位相も同一である。

ここで、図３に示す本例のＨｉサイドのスイッチング素子Ｔｒ１，Ｔｒ３，Ｔｒ５に注目すると、図９の参考例と異なるタイミングでＯＮ動作している。すなわち図３では、時間ｔ０から時間ｔ１の間にスイッチング素子Ｔｒ１（ＧＵＰ）のみＯＮしているが、図９では、時間ｔ０から時間ｔ１の間にＨｉサイドのスイッチング素子のすべてがＯＮしている。このため、式（Ｃ−３）より、コンデンサ５からの電流Ｉｃａｐは、図３で示す実施形態の方が小さくなる。

図３に示す実施形態と、図９に示す参考例における放電速度、すなわち単位周期Ｔあたりのインバータ入力電圧Ｖｄｃの降下電圧を比較する。図１０は、図１のインバータ３の等価回路である。コンデンサをＣ１、その初期両端電圧をＶｄｃ、Ｈｉサイドのスイッチング素子をＨｓｗ１、Ｈｓｗ２、Ｈｓｗ３、Ｌｏサイドのスイッチング素子をＬｓｗ１、Ｌｓｗ２、Ｌｓｗ３、各スイッチング素子の接合容量をＣ２、Ｃ３、Ｃ４とする。放電処理においては、例えば、Ｈｉサイドのスイッチング素子Ｈｓｗ１（ＧＵＰ）がＯＮすることで、該Ｈｉサイドのスイッチング素子Ｈｓｗ１に並列接続されたスイッチング素子の接合容量Ｃ２が充電され、これと対をなすＬｏサイドのスイッチング素子Ｌｓｗ１（ＧＵＮ）がＯＮすることで前記接合容量Ｃ２が放電される。これを繰り返すことで、インバータ３のコンデンサＣ１に蓄電された電荷が放電される。

ここでは、単位周期Ｔでの動作説明するために、Ｈｉサイドのスイッチング素子に注目して説明を行う。図９に示す参考例のタイミングチャートを図１１に、図３に示す本例のタイミングチャートを図１２に示す。

図１１において、時間ｔ０から時間ｔ１の動作により、次のエネルギー保存式（Ｃ−４）が成立する。ここで、時間ｔ０におけるインバータ３の入力電圧、すなわちコンデンサＣ１の両端電圧をＶｄｃ、時間ｔ１におけるコンデンサＣ１の両端電圧をＶａとすると、
［式Ｃ−４］

式（Ｃ−４）をＶａについて解くと、式（Ｃ−５）のように記述できる。

［式Ｃ−５］

一方、図１２では、時間ｔ０から時間ｔ１の動作により、次のエネルギー保存式（Ｃ−６）〜（Ｃ−８）が成立する。ここで、時間ｔ０におけるインバータ入力電圧、すなわちコンデンサＣ１の両端電圧をＶｄｃ、時間ｔ１におけるコンデンサ両端電圧をＶｂとする。また、Ｈｉサイドのスイッチング素子Ｈｓｗ１、Ｈｓｗ２、Ｈｓｗ３が順に動作した際のコンデンサの両端電圧をそれぞれＶ１、Ｖ２、Ｖ３とすると、
［式Ｃ−６］

［式Ｃ−７］

［式Ｃ−８］

式（Ｃ−６）〜（Ｃ−８）をＶｂについて解くと、式（Ｃ−９）のように記述できる。

［式Ｃ−９］

ここで、式（Ｃ−５）と式（Ｃ−９）の大小関係を確認する。図１０におけるＣ２、Ｃ３、Ｃ４は同じ静電容量と考えることができるので、Ｃ２＝Ｃ３＝Ｃ４＝Ｃ０とすると、式（Ｃ−５）と式（Ｃ−９）はそれぞれ式（Ｃ−１０）と式（Ｃ−１１）に変換することができる。

［式Ｃ−１０］

［式Ｃ−１１］

式（Ｃ−１０）及び（Ｃ−１１）より、式（Ｃ−１２）が導出できる。ここでＶａとＶｂの不等号を確認する。

［式Ｃ−１２］

式（Ｃ−１２）の左辺の逆数を右辺に乗算し、整理すると式（Ｃ−１３）を導出できる。

［式Ｃ−１３］

式（Ｃ−１３）より、分子＜分母すなわち、右辺＜１となることがわかる。つまり式（Ｃ−１０）と（Ｃ−１１）のＶａとＶｂの大小関係は、Ｖａ＞Ｖｂである。

以上のとおり、図１２（図３）に示す本例の動作パターンは、図１１（図９）に示す参考例の動作パターンに比べて、コンデンサ５の電荷の放電速度が早いことになる。

図１３は、モータ４が回転している場合における図３に示す本例と図９に示す参考例の放電特性を確認した結果を示すグラフ、図１４はトルク特性を確認した結果を示すグラフである。同図より、本例の方が参考例に比べて、コンデンサ５の電圧を最小化でき、また放電時間も最小化できることが確認された。また、トルクＴも最小化できることが確認された。

発明の実施形態に係る電気自動車の駆動電源装置を示すブロック図である。 図１のモータコントローラの要部を示すブロック図である。 図１に示す駆動電源装置の放電処理の動作を示すタイミングチャートである。 図１に示す駆動電源装置の放電処理手順を示すフローチャートである。 図４の放電処理時における各構成部の動作状態を示すタイミングチャートである。 図１に示す駆動電源装置の他例の放電処理の動作を示すタイミングチャートである。 モータが回転している場合に放電処理を実行する際の問題を説明するためのインバータの等価回路図である。 モータが回転している場合に放電処理を実行する際の問題を説明するためのタイミングチャートである。 図３に示す実施形態の参考例を示す放電処理の動作を示すタイミングチャートである。 図３に示す実施形態の効果を説明するためのインバータの等価回路図である。 図３に示す実施形態の効果を説明するための参考例のタイミングチャートである。 図３に示す実施形態の効果を説明するための当該実施形態のタイミングチャートである。 図３に示す実施形態の効果を確認した結果を示すグラフ（放電時間−コンデンサ電圧）である。 図３に示す実施形態の効果を確認した結果を示すグラフ（放電時間−モータトルク）である。

符号の説明

１…バッテリ
２…リレー
３…インバータ
４…モータ
５…コンデンサ
６…電流センサ
７…回転子位置センサ
８…電圧センサ
９…ゲート駆動回路
１０…モータコントローラ
１１…車両コントローラ
Ｔｒ１〜Ｔｒ６…スイッチング素子
Ｄ１〜Ｄ６…整流素子

Claims (7)

1. 直流電源の出力を平滑化する蓄電手段と、
   前記蓄電手段の両端子にそれぞれ接続された複数対のスイッチング素子と、
   前記各スイッチング素子に並列に接続された整流素子と、
   前記スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを制御して前記直流電源の直流電力を交流電力に変換する制御手段と、を備えたインバータの放電装置において、
   前記制御手段は、前記蓄電手段に蓄電された電荷が前記スイッチング素子及び前記整流素子に変位電流として流れるように、前記対をなすスイッチング素子のＯＮ期間が互いに重ならず且つ所定時間以上のデッドタイムを設定した周波数で、前記複数対のスイッチング素子のうち、一方側の複数のスイッチング素子をＯＮとし、他方側の複数のスイッチング素子をＯＦＦとすることを交互に動作させることを特徴とするインバータの放電装置。
2. 請求項１に記載のインバータの放電装置において、
   前記制御手段は、前記蓄電手段の同一の端子側に接続された複数のスイッチング素子のうち少なくともいずれか二つのスイッチング素子のＯＮ期間が互いに重ならないように、前記周波数を設定することを特徴とするインバータの放電装置。
3. 請求項２に記載のインバータの放電装置において、
   前記制御手段は、前記蓄電手段の同一の端子側に接続された全てのスイッチング素子のＯＮ期間が互いに重ならないように、前記周端数を設定することを特徴とするインバータの放電装置。
4. 請求項１〜３のいずれか一項に記載のインバータの放電装置において、
   前記制御手段は、所定の放電時間が経過したら放電処理を終了することを特徴とするインバータの放電装置。
5. 請求項１〜４のいずれか一項に記載のインバータの放電装置において、
   前記直流電源と前記インバータとの電気的接続を入切するスイッチ手段を備え、
   前記制御手段は、前記スイッチ手段が接続されているか否かを検出し、当該スイッチ手段が接続されていない場合にのみ、前記蓄電手段に蓄電された電荷が前記スイッチング素子及び前記整流素子に変位電流として流れるように、前記スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作を制御することを特徴とするインバータの放電装置。
6. 請求項１〜５のいずれか一項に記載のインバータの放電装置において、
   前記制御手段により変換された交流電力をモータへ出力する出力手段を備え、
   前記制御手段は、前記出力手段を介して前記モータへ出力する励磁電圧指令値およびトルク電圧指令値をゼロに設定することを特徴とするインバータの放電装置。
7. 請求項６に記載のインバータの放電装置において、
   前記制御手段は、前記蓄電手段に蓄電された電荷を放電する場合の前記スイッチング素子に対するＯＮ／ＯＦＦ駆動周波数を、前記モータを駆動制御する場合の前記スイッチング素子に対するＯＮ／ＯＦＦ駆動周波数より高い周波数に設定することを特徴とするインバータの放電装置。

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