JP5375051B2 - インバータの放電装置 - Google Patents
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Description
図1は、上記発明の実施形態に係る電気自動車の駆動電源装置を示すブロック図である。詳細な図示は省略するが、本例の電気自動車は、三相交流電力の永久磁石モータ4を走行駆動源として走行する車両であり、モータ4は電気自動車の車軸に結合されている。
Tdischarge=C×Vdc/(∫Icap dt×2fsw)
本例における放電処理時のゲート駆動信号は、Hiサイドのスイッチング素子Tr1,Tr3,Tr5のON期間と、Loサイドのスイッチング素子Tr2,Tr4,Tr6のON期間とが互いに重ならない周波数とされている。また、Hiサイドのスイッチング素子Tr1,Tr3,Tr5同士のON期間も、Loサイドのスイッチング素子Tr2,Tr4,Tr6同士のON期間も、互いに重ならない周波数とされている。
図6は、上記発明の他の実施形態に係る電気自動車の駆動電源装置の放電制御部28において、q軸電圧指令値Vq*およびd軸電圧指令値Vd*をともに0Vに設定した場合の、ゲート駆動回路からの各スイッチング素子Tr1〜Tr6へのゲート駆動信号GUP、GUN、GVP、GVN、GWP、GWNと、インバータ出力端子電圧Vu、Vv、Vwと、コンデンサ5からの出力電流Icapと、を示すタイミングチャートである。
さて、背景技術の欄で説明したように、回転子位置センサ7などモータ制御系を構成する部品の検出精度が悪いと、放電処理時にモータ4にトルクが発生してしまうといった問題がある。この問題を解消するために、上述した実施形態では、モータ4へ出力する励磁電圧指令値およびトルク電圧指令値をゼロに設定した状態で、インバータ3のスイッチング素子Tr1〜Tr6に変位電流を発生させることによりコンデンサ5の放電処理を行う。
上式において、pは極対数、φaは永久磁石の磁束、Ldは回転子のd軸インダクタンス、Lqは回転子のq軸インダクタンス、iqはトルク電流、idは励磁電流である。トルク電流iqおよび励磁電流idには、トルク電圧Vq、励磁電圧Vdとそれぞれ、次式(A−2)及び(A−3)に示す関係がある。
[式A−2]
[式A−3]
インバータ3の相電圧がゼロの場合は、Vd=Vq=0となるから、式(A−2)および(A−3)はそれぞれ、式(A−4)及び(A−5)のように記述することができる。
[式A−5]
よって、課題(A)については、式(A−1)および式(A−4)、式(A−5)より、Ld−Lq<0であれば必ずトルクTの符号は負となる。また、式(A−4)及び(A−5)より、励磁電流idは、電気角速度の2乗に比例するため、モータの回転数とともにid>iqとなることがわかる。これと式(A−1)とあわせると、Ld−Lq≧0であってもトルクTの符号は回転数上昇とともに負となることがわかる。
スイッチング周期Tは、tonとtoffを合わせた時間であり、仮にデューディが50%であるとすると、直流電圧Vdcは線間電圧Vuvの2倍となる。つまり、回転中に発生する線間電圧Vuvは、昇圧動作により一定値以下にすることができない。
一方、放電時間Tdischargeは、次式(C−2)及び(C−3)で表すことができる。インバータの直流電圧をVdc、入力平滑コンデンサ静電容量をC、スイッチング時に発生するコンデンサ5を介して流れるリカバリ電流(変位電流)をIcap、スイッチ接合用容量をCjとすると、
[式C−2]
[式C−3]
式(C−2)より、スイッチング周波数fswを高くすることで、放電時間Tdischargeを小さくできることがわかる。しかし、スイッチング周波数fswを高くすると、式(C−1)よりゲート充放電平均電流igが大きくなる。つまり、ゲート駆動用電源能力の理由等で、スイッチング周波数を高くできない場合は、放電時間を短縮することができないという問題が生じる。
[式A−6]
式(A−6)において、モータ線間電圧Vuvは、モータ回転数と比例するため、デッドタイムDTを大きくすれば、モータ4が回転している時の負トルクを抑制することができる。
[式C−4]
式(C−4)をVaについて解くと、式(C−5)のように記述できる。
一方、図12では、時間t0から時間t1の動作により、次のエネルギー保存式(C−6)〜(C−8)が成立する。ここで、時間t0におけるインバータ入力電圧、すなわちコンデンサC1の両端電圧をVdc、時間t1におけるコンデンサ両端電圧をVbとする。また、Hiサイドのスイッチング素子Hsw1、Hsw2、Hsw3が順に動作した際のコンデンサの両端電圧をそれぞれV1、V2、V3とすると、
[式C−6]
[式C−7]
[式C−8]
式(C−6)〜(C−8)をVbについて解くと、式(C−9)のように記述できる。
ここで、式(C−5)と式(C−9)の大小関係を確認する。図10におけるC2、C3、C4は同じ静電容量と考えることができるので、C2=C3=C4=C0とすると、式(C−5)と式(C−9)はそれぞれ式(C−10)と式(C−11)に変換することができる。
2…リレー
3…インバータ
4…モータ
5…コンデンサ
6…電流センサ
7…回転子位置センサ
8…電圧センサ
9…ゲート駆動回路
10…モータコントローラ
11…車両コントローラ
Tr1〜Tr6…スイッチング素子
D1〜D6…整流素子
Claims (7)
- 直流電源の出力を平滑化する蓄電手段と、
前記蓄電手段の両端子にそれぞれ接続された複数対のスイッチング素子と、
前記各スイッチング素子に並列に接続された整流素子と、
前記スイッチング素子のON/OFFを制御して前記直流電源の直流電力を交流電力に変換する制御手段と、を備えたインバータの放電装置において、
前記制御手段は、前記蓄電手段に蓄電された電荷が前記スイッチング素子及び前記整流素子に変位電流として流れるように、前記対をなすスイッチング素子のON期間が互いに重ならず且つ所定時間以上のデッドタイムを設定した周波数で、前記複数対のスイッチング素子のうち、一方側の複数のスイッチング素子をONとし、他方側の複数のスイッチング素子をOFFとすることを交互に動作させることを特徴とするインバータの放電装置。 - 請求項1に記載のインバータの放電装置において、
前記制御手段は、前記蓄電手段の同一の端子側に接続された複数のスイッチング素子のうち少なくともいずれか二つのスイッチング素子のON期間が互いに重ならないように、前記周波数を設定することを特徴とするインバータの放電装置。 - 請求項2に記載のインバータの放電装置において、
前記制御手段は、前記蓄電手段の同一の端子側に接続された全てのスイッチング素子のON期間が互いに重ならないように、前記周端数を設定することを特徴とするインバータの放電装置。 - 請求項1〜3のいずれか一項に記載のインバータの放電装置において、
前記制御手段は、所定の放電時間が経過したら放電処理を終了することを特徴とするインバータの放電装置。 - 請求項1〜4のいずれか一項に記載のインバータの放電装置において、
前記直流電源と前記インバータとの電気的接続を入切するスイッチ手段を備え、
前記制御手段は、前記スイッチ手段が接続されているか否かを検出し、当該スイッチ手段が接続されていない場合にのみ、前記蓄電手段に蓄電された電荷が前記スイッチング素子及び前記整流素子に変位電流として流れるように、前記スイッチング素子のON/OFF動作を制御することを特徴とするインバータの放電装置。 - 請求項1〜5のいずれか一項に記載のインバータの放電装置において、
前記制御手段により変換された交流電力をモータへ出力する出力手段を備え、
前記制御手段は、前記出力手段を介して前記モータへ出力する励磁電圧指令値およびトルク電圧指令値をゼロに設定することを特徴とするインバータの放電装置。 - 請求項6に記載のインバータの放電装置において、
前記制御手段は、前記蓄電手段に蓄電された電荷を放電する場合の前記スイッチング素子に対するON/OFF駆動周波数を、前記モータを駆動制御する場合の前記スイッチング素子に対するON/OFF駆動周波数より高い周波数に設定することを特徴とするインバータの放電装置。
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