JP2008061300A - 電力変換装置およびその電力変換装置における残留電荷の消費方法 - Google Patents

Abstract

【課題】放電抵抗で生じる定常的な電力損失の発生を回避して高効率な電力変換装置およびその電力変換装置における残留電荷の消費方法を提供する。
【解決手段】ゲート駆動部１０がトランジスタＱ１１のゲートに中間電圧を印加するとともに、トランジスタＱ１２のゲートにＨレベルを印加する。すると、トランジスタＱ１１には所定の中間抵抗値Ｒｄが現れ、トランジスタＱ１２には中間抵抗値Ｒｄに比較して十分に小さい値のオン抵抗値が現れる。また、ゲート駆動部１０は、トランジスタＱ２１，Ｑ２２，Ｑ３１，Ｑ３２の各々のゲートにＬレベルを印加する。すると、平滑コンデンサＣ２と相電圧生成部１との間の電流循環経路が形成され、当該電流循環経路を放電電流Ｉｄｉｓが流れる。この放電電流Ｉｄｉｓは、主としてトランジスタＱ１１に現れる中間抵抗値Ｒｄで抵抗熱に変化するため、残留電荷はトランジスタＱ１１によって消費される。
【選択図】図２

Description

この発明は、外部負荷へ交流電力を供給可能な電力変換装置に関し、特にコンデンサの残留電荷を放電する技術に関する。

近年、環境に配慮した自動車として、ハイブリッド自動車（Hybrid Vehicle）や電気自動車（Electric Vehicle）などの電動車両が大きく注目されている。このような電動車両は、二次電池などからなる蓄電装置と、当該蓄電装置から電力を受けて駆動力を発生するためのモータジェネレータとを備えている。モータジェネレータは、発進時や加速時などにおいて駆動力を発生するとともに、制動時などにおいて車両の運動エネルギーを電気エネルギーに変換して蓄電装置に回収する。このように、モータジェネレータを車両の走行状況に応じて制御するために、電動車両では、インバータ装置などの直流電力から交流電力を生成する電力変換装置が搭載される。

ところで、このような電力変換装置は、供給される直流電力を安定化するために平滑コンデンサを備えている。電力変換装置の作動中、すなわち蓄電装置などから直流電力を供給される期間において、平滑コンデンサには印加電圧に応じた電荷が蓄積される。

このように平滑コンデンサに蓄積される電荷は、電力変換装置の点検や修理などを行なう場合において、安全上の問題となり得る。そのため、従来の電力変換装置では、平滑コンデンサに並列接続された放電抵抗を設け、電力変換動作の停止後には、当該放電抵抗によって平滑コンデンサの残留電荷を消費する構成が採用されていた。

さらに、特開２００３−３３３８５９号公報（特許文献１）には、大電力用の放電抵抗を使用しなくても、電力変換停止時において平滑コンデンサに充電されている電荷を速やかに放電できる平滑コンデンサ放電システムが開示されている。特許文献１に開示される平滑コンデンサ放電システムでは、平滑コンデンサに印加される電圧を検出する電圧検出手段を備え、この電圧検出手段は、電力変換停止時において平滑コンデンサの電荷を放電する放電手段を兼用していることを特徴としている。
特開２００３−３３３８５９号公報 特開２００４−２０１４３９号公報 特開平０９−０７０１９６号公報

特開２００３−３３３８５９号公報に開示される平滑コンデンサ放電システムでは、電圧検出手段として、直列接続された２つの抵抗で構成される平滑コンデンサ電圧検出部が開示されている。この平滑コンデンサ電圧検出部は、平滑コンデンサに並列接続された放電抵抗と等価である。

そのため、平滑コンデンサ電圧検出部には、平滑コンデンサに直流電圧が印加されている期間において貫通電流が流れるため、従来の電力変換装置と同様に、定常的に不要な電力損失が発生するという問題があった。特に、燃料消費効率を高めることを主目的とする電動車両では、このような定常的な電力損失の発生は重大な問題であった。

この発明は、このような問題点を解決するためになされたものであって、その目的は、放電抵抗で生じる定常的な電力損失の発生を回避して高効率な電力変換装置およびその電力変換装置における残留電荷の消費方法を提供することである。

この発明のある局面によれば、この発明は、外部負荷へ交流電力を供給可能な電力変換装置である。この発明に係る電力変換装置は、直流電力を供給可能に構成された電源部と、電源部に接続される第１および第２の電力線と、第１および第２の電力線の間に接続されるコンデンサと、各々がコンデンサに並列接続され、対応の相電圧を生成する複数の相電圧生成部とを備える。そして、複数の相電圧生成部の各々は、直列接続される複数のスイッチング素子を含み、スイッチング素子の各々は、制御電力に入力される制御信号に応じて出力電極間の抵抗値を変化させることにより、導通状態および非導通状態を形成可能に構成される。さらに、この発明に係る電力変換装置は、電源部からの直流電力の供給が停止されたときに、コンデンサと少なくとも１つの相電圧生成部との間で、コンデンサの残留電荷を消費するための電流循環経路を形成する電流循環経路形成手段と、電流循環経路に配置される少なくとも１つのスイッチング素子に導通状態に対応する抵抗値と非導通状態に対応する抵抗値との中間の抵抗値が現れるように、対応の制御信号を調整する制御信号調整手段とを備える。

この発明によれば、電源部からの直流電力の供給が停止されたときに、コンデンサと少なくとも１つの相電圧生成部との間で、コンデンサの残留電荷を消費するための電流循環経路が形成される。そして、電流循環経路に配置される少なくとも１つのスイッチング素子に導通状態に対応する抵抗値と非導通状態に対応する抵抗値との中間の抵抗値が現れるように、対応の制御信号が調整される。このように、電源部からの直流電力の供給が停止されるまでは、コンデンサの残留電荷を消費するための電流循環経路は形成されない。そのため、電源部からの直流電力の供給期間中には、残留電荷を消費するための電流が流れることはなく、不要な電力損失が発生することはない。

好ましくは、制御信号調整手段は、残留電荷の消費に係る時定数が所望の値となるように、制御信号を調整する。

また好ましくは、電力変換装置は、残留電荷を消費させるための少なくとも１つのスイッチング素子の素子温度を取得する素子温度取得手段をさらに備え、制御信号調整手段は、素子温度取得手段によって取得された素子温度に基づいて、対応の制御信号を調整する。

また好ましくは、電力変換装置は、コンデンサの静電容量と残留電荷を消費させるための少なくとも１つのスイッチング素子の各々に現れる抵抗値とによって定まる時定数に応じて、残留電荷を消費させるための期間を決定する放電期間決定手段をさらに備える。

また好ましくは、電力変換装置は、残留電荷の消費が開始された後、コンデンサの両端に現れる電圧値が所定値を下回れば、電流循環経路の形成状態を終了させる放電完了判断手段をさらに備える。

この発明の別の局面によれば、この発明は、外部負荷へ交流電力を供給可能な電力変換装置における残留電荷の消費方法である。そして、電力変換装置は、直流電力を供給可能に構成された電源部と、電源部に接続される第１および第２の電力線と、第１および第２の電力線の間に接続されるコンデンサと、各々がコンデンサに並列接続され、対応の相電圧を生成する複数の相電圧生成部とを含む。複数の相電圧生成部の各々は、直列接続される複数のスイッチング素子を含み、スイッチング素子の各々は、制御電力に入力される制御信号に応じて出力電極間の抵抗値を変化させることにより、導通状態および非導通状態を形成可能に構成される。そして、この発明に係る残留電荷の消費方法は、電源部からの直流電力の供給が停止されたときに、コンデンサと少なくとも１つの相電圧生成部との間で、コンデンサの残留電荷を消費するための電流循環経路を形成するステップと、電流循環経路に配置される少なくとも１つのスイッチング素子に導通状態に対応する抵抗値と非導通状態に対応する抵抗値との中間の抵抗値が現れるように、対応の制御信号を調整するステップとを含む。

この発明によれば、電源部からの直流電力の供給が停止されたときに、コンデンサと少なくとも１つの相電圧生成部との間で、コンデンサの残留電荷を消費するための電流循環経路が形成される。そして、電流循環経路に配置される少なくとも１つのスイッチング素子に導通状態に対応する抵抗値と非導通状態に対応する抵抗値との中間の抵抗値が現れるように、対応の制御信号が調整される。このように、電源部からの直流電力の供給が停止されるまでは、コンデンサの残留電荷を消費するための電流循環経路は形成されない。そのため、電源部からの直流電力の供給期間中には、残留電荷を消費するための電流が流れることはなく、不要な電力損失が発生することはない。

好ましくは、制御信号を調整するステップでは、残留電荷の消費に係る時定数が所望の値となるように、制御信号が調整される。

また好ましくは、この発明に係る残留電荷の消費方法は、残留電荷を消費させるための少なくとも１つのスイッチング素子の素子温度を取得するステップをさらに含み、制御信号を調整するステップでは、素子温度取得手段によって取得された素子温度に基づいて、対応の制御信号が調整される。

また好ましくは、この発明に係る残留電荷の消費方法は、コンデンサの静電容量と残留電荷を消費させるための少なくとも１つのスイッチング素子の各々に現れる抵抗値とによって定まる時定数に応じて、残留電荷を消費させるための期間を決定するステップをさらに含む。

また好ましくは、この発明に係る残留電荷の消費方法は、残留電荷の消費が開始された後、コンデンサの両端に現れる電圧値が所定値を下回れば、電流循環経路の形成状態を終了させるステップをさらに含む。

この発明によれば、放電抵抗で生じる定常的な電力損失の発生を回避して高効率な電力変換装置およびその電力変換装置における残留電荷の消費方法を実現できる。

この発明の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中の同一または相当部分については、同一符号を付してその説明は繰返さない。

図１は、この発明の実施の形態に従う電力変換装置１００を備える電動車両の概略構成図である。

図１を参照して、この発明の実施の形態に従う電力変換装置１００は、一例として、直流電力を三相交流電力に変換可能に構成される。そして、電力変換装置１００は、外部負荷としてモータジェネレータＭＧと電気的に接続され、モータジェネレータへ三相交流電力を供給可能に構成される。

モータジェネレータＭＧは、電力変換装置１００から供給される三相交流電力に応じて駆動力を発生し、機械的に連結された駆動軸８を介して、当該発生した駆動力を車輪（図示しない）へ与える。また、モータジェネレータＭＧは、駆動軸８を介して与えられる電動車両の運動エネルギーに応じて交流電力を発生し、当該発生した交流電力を電力変換装置１００へ回生する。すなわち、交流電力の回生時には、モータジェネレータＭＧは、負の駆動力を発生する。一例として、モータジェネレータＭＧは、永久磁石が埋設されたロータを備える三相交流回転電機からなる。

電力変換装置１００は、電源部ＰＳと、正母線ＰＬと、負母線ＳＬと、平滑コンデンサＣ２と、平滑コンデンサ電圧検出部１２と、インバータ部ＩＮＶと、制御装置ＥＣＵとを備える。

電源部ＰＳは、制御装置ＥＣＵからのシステム信号ＳＥに応じて、直流電力をインバータ部ＩＮＶへ供給可能に構成される。具体的には、電源部ＰＳは、蓄電装置ＢＡＴと、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、平滑コンデンサＣ２と、コンバータ部ＣＯＮＶとを含む。

蓄電装置ＢＡＴは、直流電力による充放電が可能に構成される。一例として、蓄電装置ＢＡＴは、リチウムイオン電池やニッケル水素電池などの二次電池、もしくは電気二重層キャパシタなどの蓄電素子からなる。

システムリレーＳＲ１は、蓄電装置ＢＡＴの正極と正線ＭＬとの間に介装され、システムリレーＳＲ２は、蓄電装置ＢＡＴの負極と負母線ＳＬとの間に介装される。そして、システムリレーＳＲ１は、制御装置ＥＣＵからのシステム信号ＳＥに応じて、蓄電装置ＢＡＴの正極と正線ＭＬとを電気的に接続もしくは遮断する。同様に、システムリレーＳＲ２は、制御装置ＥＣＵからのシステム信号ＳＥに応じて、蓄電装置ＢＡＴの負極と負母線ＳＬとを電気的に接続もしくは遮断する。すなわち、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２の断続動作によって、電源部ＰＳにおける直流電力の供給および遮断の切換えが実現される。

コンデンサＣ１は、正線ＭＬと負母線ＳＬとの間に接続され、蓄電装置ＢＡＴの充放電電圧を平滑化する。

コンバータ部ＣＯＮＶは、蓄電装置ＢＡＴから放電された直流電力を昇圧してインバータ部ＩＮＶへ供給可能に構成されるとともに、インバータ部ＩＮＶから返還される直流電力を降圧して蓄電装置ＢＡＴへ供給可能に構成される。具体的には、コンバータ部ＣＯＮＶは、トランジスタＱ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２と、インダクタＬ１とからなるチョッパ回路である。

トランジスタＱ１およびＱ２は、正母線ＰＬと負母線ＳＬとの間に直列に接続される。また、トランジスタＱ１とトランジスタＱ２との接続点には、正線ＭＬが接続される。一例として、トランジスタＱ１，Ｑ２は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）からなる。代替的に、バイポーラトランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor）、もしくはＧＴＯ（Gate Turn Off thyristor）を用いてもよい。

ダイオードＤ１は、トランジスタＱ１のエミッタ側からコレクタ側に帰還電流を流すことができるように、トランジスタＱ１のエミッタとコレクタとの間に接続される。同様に、ダイオードＤ２は、トランジスタＱ２のエミッタ側からコレクタ側に帰還電流を流すことができるように、トランジスタＱ２のエミッタとコレクタとの間に接続される。

インダクタＬ１は、正線ＭＬに介装され、トランジスタＱ１およびＱ２のスイッチング動作に応じて生じる電流によって、電磁エネルギーの蓄積および放出を繰返す。このようなインダクタＬ１における電磁エネルギーの蓄積および放出の繰返しによって、コンバータ部ＣＯＮＶは、昇圧動作または降圧動作を実現する。

平滑コンデンサＣ２は、正母線ＰＬと負母線ＳＬとの間に接続され、インバータ部ＩＮＶに供給される直流電力を安定化する。すなわち、平滑コンデンサＣ２は、電力バッファとして機能する。

平滑コンデンサ電圧検出部１２は、平滑コンデンサＣ２の両端に現れる直流電圧ＶＤＣを検出し、その検出値を制御装置ＥＣＵへ出力する。なお、平滑コンデンサ電圧検出部１２としては、周知の電圧検出方法を用いることができるが、不要な電力損失が発生しないように、可能な限り内部抵抗が大きくなるような回路構成を採用することが望ましい。

インバータ部ＩＮＶは、直流電力と三相交流電力とを交互に変換可能に構成される。すなわち、インバータ部ＩＮＶは、電源部ＰＳから正母線ＰＬおよび負母線ＳＬを介して供給される直流電力を相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗをもつ三相交流電力に変換して、モータジェネレータＭＧへ供給可能である。同時に、インバータ部ＩＮＶは、モータジェネレータＭＧから供給される三相交流電力を直流電力に変換して、電源部ＰＳへ供給可能である。

具体的には、インバータ部ＩＮＶは、トランジスタＱ１１，Ｑ１２，Ｑ２１，Ｑ２２，Ｑ３１，Ｑ３２と、ダイオードＤ１１，Ｄ１２，Ｄ２１，Ｄ２２，Ｄ３１，Ｄ３２と、ゲート駆動部１０とからなる。

以下の説明においては、トランジスタＱ１１，Ｑ１２，Ｑ２１，Ｑ２２，Ｑ３１，Ｑ３２がいずれもＩＧＢＴで構成される場合について説明する。

トランジスタＱ１１およびＱ１２は、正母線ＰＬと負母線ＳＬとの間に直列に接続される。また、ダイオードＤ１１は、トランジスタＱ１１のエミッタ側からコレクタ側に帰還電流を流すことができるように、トランジスタＱ１１のエミッタとコレクタとの間に接続される。同様に、ダイオードＤ１２は、トランジスタＱ１２のエミッタ側からコレクタ側に帰還電流を流すことができるように、トランジスタＱ１２のエミッタとコレクタとの間に接続される。

ＩＧＢＴは、ゲート電極に入力されるゲート電圧（ゲート−エミッタ間電圧）に応答してオン／オフ動作を行なう電圧制御形のスイッチング素子である。すなわち、ＩＧＢＴは、制御信号であるゲート電圧に応じて出力電極間の抵抗値を変化させることにより、導通状態（オン）および非導通状態（オフ）を形成可能に構成される。

そのため、トランジスタＱ１１およびＱ１２がＩＧＢＴで構成される場合には、トランジスタＱ１１およびＱ１２は、ゲート駆動部１０から制御信号（ゲート電圧）を受けて、スイッチング動作を実行する。すなわち、トランジスタＱ１１およびＱ１２は、ゲート駆動部１０からそれぞれゲート電圧Ｖｇ１１およびＶｇ１２を受けて、自身の抵抗値を変化させるように構成される。

そして、トランジスタＱ１１およびＱ１２のスイッチング動作により、トランジスタＱ１１とトランジスタＱ１２とのノードＮ１からは、三相交流電力のＵ相電圧Ｖｕが生成される。

上述のように、トランジスタＱ１１，Ｑ１２およびダイオードＤ１１，Ｄ１２がＵ相の相電圧生成部を構成する。

同様に、トランジスタＱ２１およびＱ２２は、正母線ＰＬと負母線ＳＬとの間に直列に接続される。また、ダイオードＤ２１は、トランジスタＱ２１のエミッタ側からコレクタ側に帰還電流を流すことができるように、トランジスタＱ２１のエミッタとコレクタとの間に接続される。同様に、ダイオードＤ２２は、トランジスタＱ２２のエミッタ側からコレクタ側に帰還電流を流すことができるように、トランジスタＱ２２のエミッタとコレクタとの間に接続される。

そして、トランジスタＱ２１およびＱ２２は、ゲート駆動部１０からそれぞれ与えられるゲート電圧Ｖｇ２１およびＶｇ２２を受けて、スイッチング動作を実行する。すると、トランジスタＱ２１とトランジスタＱ２２とのノードＮ２からは、三相交流電力のＶ相電圧Ｖｖが生成される。

上述のように、トランジスタＱ２１，Ｑ２２およびダイオードＤ２１，Ｄ２２がＶ相の相電圧生成部を構成する。

また同様に、トランジスタＱ３１およびＱ３２は、正母線ＰＬと負母線ＳＬとの間に直列に接続される。また、ダイオードＤ３１は、トランジスタＱ３１のエミッタ側からコレクタ側に帰還電流を流すことができるように、トランジスタＱ３１のエミッタとコレクタとの間に接続される。同様に、ダイオードＤ３２は、トランジスタＱ３２のエミッタ側からコレクタ側に帰還電流を流すことができるように、トランジスタＱ３２のエミッタとコレクタとの間に接続される。

そして、トランジスタＱ３１およびＱ３２は、ゲート駆動部１０からそれぞれ与えられるゲート電圧Ｖｇ３１およびＶｇ３２を受けて、スイッチング動作を実行する。すると、トランジスタＱ３１とトランジスタＱ３２とのノードＮ３からは、三相交流電力のＷ相電圧Ｖｗが生成される。

上述のように、トランジスタＱ３１，Ｑ３２およびダイオードＤ３１，Ｄ３２がＷ相の相電圧生成部を構成する。

ゲート駆動部１０は、制御装置ＥＣＵから受けるスイッチング指令ＰＷＭ１１，ＰＷＭ１２，ＰＷＭ２１，ＰＷＭ２２，ＰＷＭ３１，ＰＷＭ３２に応じて、ゲート電圧Ｖｇ１１，Ｖｇ１２，Ｖｇ２１，Ｖｇ２２，Ｖｇ３１，Ｖｇ３２を生成する。

なお、電力変換装置１００の電力変換動作中においては、ゲート電圧Ｖｇ１１〜Ｖｇ３２は、いずれも高電圧レベル（以下、単にＨレベルとも称す）と低電圧レベル（以下、単にＬレベルとも称す）とが交互に切換えられる時間波形を有する。Ｈレベルは、対応のトランジスタが完全にオン状態（飽和状態）となるために必要なオン電圧以上に設定される。一方、Ｌレベルは、対応のトランジスタが完全にオフ状態（非活性状態）となるために必要なオフ電圧以下に設定される。

したがって、電力変換装置１００の電力変換動作中においては、トランジスタＱ１１〜Ｑ３２は、いずれも飽和状態と非活性状態とに交互に遷移することになる。

一方、後述するように、平滑コンデンサＣ２の残留電荷を消費させる場合には、特定のトランジスタを活性状態に維持するために、当該トランジスタのゲート電圧がＨレベルとＬレベルとの間の中間電圧に設定される。すなわち、ゲート駆動部１０は、平滑コンデンサＣ２の残留電荷を消費させるためのトランジスタに対して、ゲート電圧として中間電圧を与えることで、オン状態に対応する抵抗値とオフ状態に対応する抵抗値との間の中間抵抗値を生じさせる。

具体的には、ゲート駆動部１０は、制御装置ＥＣＵから放電指令ＤＩＳを受けると、対象となるトランジスタに与えられるゲート電圧の最大値をＨレベルから中間電圧に低下させる。

制御装置ＥＣＵは、運転者などからのＲｅａｄｙ信号のオンまたはオフに応じて、電力変換動作を開始または停止させる。具体的には、Ｒｅａｄｙ信号がオンに設定されると、制御装置ＥＣＵは、システム信号ＳＥを活性化して、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２を導通状態に駆動する。すると、コンバータ部ＣＯＮＶは、蓄電装置ＢＡＴと電気的に接続される。続いて、制御装置ＥＣＵは、センサ（図示しない）から送信された信号、走行状況、アクセル開度の変化率、および格納しているマップなどに基づいて、モータジェネレータＭＧが所定のトルクおよび回転数を発生するように、スイッチング指令ＰＷＣおよびスイッチング指令ＰＷＭ１１〜ＰＷＭ３２の生成を開始する。すると、コンバータ部ＣＯＮＶおよびインバータ部ＩＮＶは、それぞれ昇降圧動作および電力変換動作を開始する。

その後、Ｒｅａｄｙ信号がオフに設定されると、制御装置ＥＣＵは、スイッチング指令ＰＷＣをＬレベルに固定し、コンバータ部ＣＯＮＶからの直流電力の供給を停止させる。続いて、制御装置ＥＣＵは、システム信号ＳＥを非活性化して、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２を遮断状態に駆動する。すると、コンバータ部ＣＯＮＶは、蓄電装置ＢＡＴと電気的に遮断される。

さらに、制御装置ＥＣＵは、平滑コンデンサＣ２の残留電荷を消費するために、平滑コンデンサＣ２と少なくとも１つの相電圧生成部との間で電流循環経路が形成されるように、スイッチング指令を生成する。さらに、制御装置ＥＣＵは、当該電流循環経路に配置される少なくとも１つのトランジスタにオン状態に対応する抵抗値とオフ状態に対応する抵抗値との間の中間抵抗値が現れるように、放電指令ＤＩＳをゲート駆動部１０へ出力する。

図２は、この発明の実施の形態に従う平滑コンデンサＣ２の残留電荷の消費動作を説明するための図である。

図２を参照して、インバータ部ＩＮＶは、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の相電圧を生成するための相電圧生成部１，２，３を含む。

一例として、図２では、平滑コンデンサＣ２と相電圧生成部１との間で、平滑コンデンサＣ２の残留電荷を消費するための電流循環経路を形成する場合を示す。この場合には、ゲート駆動部１０がトランジスタＱ１１のゲートに中間電圧を印加するとともに、トランジスタＱ１２のゲートにＨレベルを印加する。すると、トランジスタＱ１１には所定の中間抵抗値Ｒｄが現れ、トランジスタＱ１２には中間抵抗値Ｒｄに比較して十分に小さい値のオン抵抗値が現れる。また、ゲート駆動部１０は、トランジスタＱ２１，Ｑ２２，Ｑ３１，Ｑ３２の各々のゲートにＬレベルを印加する。すると、トランジスタＱ２１，Ｑ２２，Ｑ３１，Ｑ３２は、いずれもオフ状態となる。

このようにして、平滑コンデンサＣ２と相電圧生成部１との間の電流循環経路が形成され、当該電流循環経路を放電電流Ｉｄｉｓが流れる。この放電電流Ｉｄｉｓは、主としてトランジスタＱ１１に現れる中間抵抗値Ｒｄで抵抗熱に変化するため、平滑コンデンサＣ２の残留電荷は、実質的にトランジスタＱ１１によって消費されることになる。

なお、中間抵抗値Ｒｄは、平滑コンデンサＣ２の残留電荷の消費に係る時定数（放電時定数）が所望の値となるように選択される。すなわち、残留電荷の放電時定数は、平滑コンデンサＣ２の静電容量と中間抵抗値Ｒｄとによって定まる。そのため、中間抵抗値Ｒｄを適切に設定することで、放電時定数を望ましい範囲に設定することができる。

図３は、この発明の実施の形態に従うトランジスタにおけるゲート電圧に対する抵抗値の変化特性の一例を示す図である。なお、図３の縦軸は対数（Ｌｏｇ）目盛りで規定したものである。

図３を参照して、ゲート電圧がゼロ値である場合には、トランジスタは十分に大きな抵抗値を現わす非活性状態（オフ状態）となる。ゲート電圧を増加させていくと、ある程度の抵抗値の減少は見られるものの、ゲート電圧が電圧Ｖｇａに達するまでは非活性状態が維持される。

ゲート電圧が電圧Ｖｇａを超過すると、トランジスタの抵抗値は急激に低下し始める。すなわち、トランジスタは活性状態となる。さらに、ゲート電圧が電圧Ｖｇｓに到達すると、トランジスタは、非常に小さな抵抗値を現わす飽和状態（オン状態）となる。飽和状態に到達すると、ゲート電圧をより高くしてもその抵抗値はほとんど変化しない。

一般的に、非活性状態におけるトランジスタの抵抗値は、数ＭΩ〜数１００ＭΩ程度である。一例として、平滑コンデンサＣ２が５００Ｖ程度で充電される場合などには、非活性状態にあるトランジスタに十分な大きさの放電電流Ｉｄｉｓを流すことはできない。そのため、トランジスタにオン状態に対応する抵抗値とオフ状態に対応する抵抗値との間の中間抵抗値が現れるためには、トランジスタを活性状態に維持する必要がある。

そして、予め実験的に取得された抵抗値の変化特性に基づいて、対象のトランジスタ（この場合には、トランジスタＱ１１）に中間抵抗値Ｒｄを生じさせるためのゲート電圧Ｖｇ（Ｒｄ）が決定される。

図４は、この発明の実施の形態に従うゲート駆動部１０の要部を示す図である。
図４（ａ）は、ゲート電圧Ｖｇ１１の生成回路を示す。

図４（ｂ）は、ゲート電圧Ｖｇ１２の生成回路を示す。
図４（ａ）を参照して、ゲート電圧Ｖｇ１１の生成回路は、トランジスタＱ３，Ｑ４と、抵抗Ｒ１，Ｒ２と、ゲート電圧調整回路２０とを含んで構成される。トランジスタＱ３，Ｑ４は、一例として、バイポーラトランジスタからなる。

トランジスタＱ３およびＱ４は、電源電圧ＶＤＤと基準電圧ＧＮＤとの間に直列接続される。さらに、トランジスタＱ３とトランジスタＱ４との間には、抵抗Ｒ１が介装される。そして、トランジスタＱ３およびＱ４のゲートには、制御装置ＥＣＵ（図１）からスイッチング指令ＰＷＭ１１が与えられる。

トランジスタＱ３と抵抗Ｒ１との接続点であるノードＮ１１には、抵抗Ｒ２が接続される。さらに、抵抗Ｒ２の一端であるノードＮ１２には、ゲート電圧調整回路２０が接続される。

ゲート電圧調整回路２０は、ノードＮ２から出力されるゲート電圧Ｖｇ１１を電源電圧（Ｈレベル）から中間電圧まで低下させる。具体的には、ゲート電圧調整回路２０は、ノードＮ１２と基準電圧との間に直列接続される抵抗Ｒ３およびトランジスタＱ５からなる。そして、トランジスタＱ５のゲートには、放電指令ＤＩＳが与えられる。

放電指令ＤＩＳがＬレベルであれば、トランジスタＱ５は活性化されずにオフ状態となるので、ノードＮ１２からトランジスタＱ５へ電流が流れることはない。そのため、ノードＮ１１に生じる電圧がゲート電圧Ｖｇ１１として出力される。すなわち、スイッチング指令ＰＷＭ１１がＨレベルの期間においては、トランジスタＱ３およびＱ４がいずれも活性化されてオン状態となるので、ノードＮ１１には電源電圧ＶＤＤが印加される。一方、スイッチング指令ＰＷＭ１１がＬレベルの期間においては、トランジスタＱ３およびＱ４のいずれもが活性化されずにオフ状態となるので、ノードＮ１１には浮動電位となる。したがって、放電指令ＤＩＳがＬレベルであれば、ゲート電圧Ｖｇ１１は、スイッチング指令ＰＷＭ１１に応じて、電源電圧ＶＤＤとゼロとの間で交互に切替わる。

一方、放電指令ＤＩＳがＨレベルであれば、トランジスタＱ５は活性化されてオン状態となるので、ノードＮ１２は、抵抗Ｒ３を介して基準電圧と電気的に接続されることになる。そのため、スイッチング指令ＰＷＭ１１がＨレベルの期間にノードＮ１２に生じる電圧は、ノードＮ１１に生じる電圧を抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３との抵抗比に分圧した値となる。すなわち、スイッチング指令ＰＷＭ１１がＨレベルの期間に出力されるゲート電圧Ｖｇ１１は、ＶＤＤ×Ｒ３／（Ｒ２＋Ｒ３）となる。この中間電圧が図３に示すゲート電圧Ｖｇ（Ｒｄ）と一致するように、抵抗Ｒ２およびＲ３が適宜選択される。また、スイッチング指令ＰＷＭ１１がＬレベルの期間に出力されるゲート電圧Ｖｇ１１は、ゼロとなる。

したがって、放電指令ＤＩＳがＬレベルであれば、ゲート電圧Ｖｇ１１のＨレベルは、電源電圧ＶＤＤになる一方、放電指令ＤＩＳがＨレベルであれば、ゲート電圧Ｖｇ１１のＨレベルは、ＶＤＤ×Ｒ３／（Ｒ２＋Ｒ３）になる。

図４（ｂ）を参照して、ゲート電圧Ｖｇ１２の生成回路は、図４（ａ）に示すゲート電圧Ｖｇ１１の生成回路からゲート電圧調整回路２０を取除いたものと等価である。すなわち、ゲート電圧Ｖｇ１２の生成回路から出力されるゲート電圧Ｖｇ１２は、スイッチング指令ＰＷＭ１２に応じて、電源電圧ＶＤＤとゼロとの間で交互に切替わる。

なお、ゲート電圧Ｖｇ２１，Ｖｇ２２，Ｖｇ３１，Ｖｇ３２の生成回路についても、図４（ｂ）と同様であるので、詳細な説明は繰返さない。

図５は、平滑コンデンサＣ２の残留電荷の消費に係る相電圧生成部１の各部の時間波形を示す図である。

図５（ａ）は、スイッチング指令ＰＷＭ１１の時間波形を示す。
図５（ｂ）は、放電指令ＤＩＳの時間波形を示す。

図５（ｃ）は、ゲート電圧Ｖｇ１１の時間波形を示す。
図５（ｄ）は、スイッチング指令ＰＷＭ１２の時間波形を示す。

図５（ｅ）は、ゲート電圧Ｖｇ１２の時間波形を示す。
図５を参照して、Ｒｅａｄｙ信号がオンに設定される期間においては、それぞれ図５（ａ）および図５（ｄ）に示されるように、制御装置ＥＣＵから所定のデューティー比のスイッチング指令ＰＷＭ１１およびＰＷＭ１２が出力される。すると、図５（ｃ）および図５（ｅ）に示されるように、それぞれのスイッチング指令ＰＷＭ１１およびＰＷＭ１２に応じて、ゲート電圧Ｖｇ１１およびＶｇ１２の電圧値がパルス状に変化する。このとき、図５（ｂ）に示されるように、放電指令ＤＩＳはＬレベルに設定されるので、ゲート電圧Ｖｇ１１およびＶｇ１２のＨレベルの電圧値は、いずれも電源電圧ＶＤＤとなる。

続いて、Ｒｅａｄｙ信号がオフに設定されると、制御装置ＥＣＵは、平滑コンデンサＣ２の蓄積電荷の消費、すなわち放電期間に移行する。放電期間においては、図５（ａ）および図５（ｄ）に示されるように、スイッチング指令ＰＷＭ１１およびＰＷＭ１２は、いずれもＨレベルに設定される。さらに、図５（ｂ）に示されるように、放電指令ＤＩＳもＨレベルに設定される。すると、図５（ｃ）および図５（ｅ）に示されるように、放電期間においては、ゲート電圧Ｖｇ１１は、中間電圧であるＶＤＤ×Ｒ３／（Ｒ２＋Ｒ３）に低減されるとともに、ゲート電圧Ｖｇ１２は、Ｈレベルである電源電圧ＶＤＤに維持される。

さらに、平滑コンデンサＣ２の残留電荷の消費が完了して、放電期間が終了すると、スイッチング指令ＰＷＭ１１およびＰＷＭ１２、ならびに放電指令ＤＩＳはいずれもＬレベルに設定される。

なお、他のトランジスタＱ２１，Ｑ２２，Ｑ３１，Ｑ３２のゲート電圧Ｖｇ２１，Ｖｇ２２，Ｖｇ３１，Ｖｇ３２は、放電期間において、いずれもＬレベルに維持される（図示しない）。

図６は、制御装置ＥＣＵの制御構造を示す図である。
図６を参照して、制御装置ＥＣＵの制御構造は、スイッチング指令生成部４０と、電流循環経路形成部４２と、選択部４４，４６と、放電期間決定部４８と、放電完了判断部５０とを含む。

スイッチング指令生成部４０は、Ｒｅａｄｙ信号がオンに設定される期間において、各種センサ（図示しない）などから得られる走行状況の情報に基づいて、トランジスタＱ１１〜Ｑ３２を駆動するためのスイッチング指令ＰＷＭ１１〜ＰＷＭ３２を生成する。

スイッチング指令生成部４０から出力されるスイッチング指令ＰＷＭ２１，ＰＷＭ２２，ＰＷＭ３１，ＰＷＭ３２は、そのままゲート駆動部１０（図１）へ出力される。一方、スイッチング指令ＰＷＭ１１およびＰＷＭ１２は、それぞれ選択部４４および４６へ出力される。

電流循環経路形成部４２は、Ｒｅａｄｙ信号がオンからオフにセットされると、平滑コンデンサＣ２の残留電荷を消費するために、所定の放電期間中において、スイッチング指令ＰＷＭ１１，ＰＷＭ１２を強制的にＨレベルに設定するとともに、放電指令ＤＩＳをＨレベルに設定する。具体的には、電流循環経路形成部４２は、選択部４４および４６へＨレベルを強制的に出力するための選択指令ＳＥＬを与える。

選択部４４および４６の各々は、２つの入力ポートに与えられる信号のうち、電流循環経路形成部４２から与えられる選択指令ＳＥＬに応じて、いずれか一方の入力信号を出力する。具体的には、選択部４４は、Ｈレベルの信号およびスイッチング指令ＰＷＭ１１を入力ポートに与えられ、選択部４６は、Ｈレベルの信号およびスイッチング指令ＰＷＭ１２を入力ポートに与えられる。そして、選択部４４および４６の各々は、電流循環経路形成部４２から選択指令ＳＥＬを与えられると、それぞれスイッチング指令ＰＷＭ１１およびＰＷＭ１２として、いずれもＨレベルの信号を選択して出力する。

放電期間決定部４８は、平滑コンデンサＣ２の静電容量とトランジスタＱ１１に現れる中間抵抗値Ｒｄとの積によって定まる放電時定数τに応じて放電期間を決定する。すなわち、放電期間決定部４８は、Ｒｅａｄｙ信号がオフに設定されると、その時点の平滑コンデンサＣ２の両端に現れる直流電圧ＶＤＣ（０）を取得し、ＶＤＣ（ｔ）＝ＶＤＣ（０）×（１−ｅｘｐ（−ｔ／τ））の関係式に基づいて、直流電圧ＶＤＣが所定のしきい電圧値Ｖｔｈ（たとえば、２〜３Ｖ）を下回るのに要する放電期間を決定する。そして、放電期間決定部４８は、決定した放電期間を電流循環経路形成部４２へ出力する。

放電完了判断部５０は、より安全性を高めるために、平滑コンデンサＣ２の両端に現れる直流電圧ＶＤＣがしきい電圧値Ｖｔｈを下回るか否かを判断し、直流電圧ＶＤＣがしきい電圧値Ｖｔｈを下回れば、放電完了指令を電流循環経路形成部４２へ出力する。

そして、電流循環経路形成部４２は、放電期間決定部４８から与えられる放電期間中において、平滑コンデンサＣ２の残留電荷の消費を継続するとともに、当該放電期間が経過した後、放電完了判断部５０から放電完了指令を受けていれば、残留電荷の消費に係る処理を終了する。

なお、平滑コンデンサＣ２の放電中において、放電期間決定部４８によって決定される放電期間に基づいて、運転者や作業員などに対して、平滑コンデンサＣ２の放電が完了するまでの残時間などを表示するようにしてもよい。

図７は、この発明の実施の形態に従う平滑コンデンサＣ２の残留電荷の消費に係る処理手順を示すフローチャートである。

図７を参照して、制御装置ＥＣＵは、Ｒｅａｄｙ信号がオンからオフに変更されたか否かを判断する（ステップＳ１００）。Ｒｅａｄｙ信号がオンを維持している場合（ステップＳ１００においてＮＯの場合）には、制御装置ＥＣＵは、Ｒｅａｄｙ信号がオフに変更されるまで待つ（ステップＳ１００）。

Ｒｅａｄｙ信号がオンからオフに変更された場合（ステップＳ１００においてＹＥＳの場合）には、制御装置ＥＣＵは、スイッチング指令ＰＷＭ１１およびＰＷＭ１２をＨレベルに設定する（ステップＳ１０２）。なお、スイッチング指令ＰＷＭ２１，ＰＷＭ２２，ＰＷＭ３１，ＰＷＭ３２は、いずれもＬレベルに設定される。同時に、制御装置ＥＣＵは、放電指令ＤＩＳをＨレベルに設定する（ステップＳ１０４）。

続いて、制御装置ＥＣＵは、平滑コンデンサ電圧検出部１２から平滑コンデンサＣ２の両端に現れる直流電圧ＶＤＣを取得する（ステップＳ１０６）。そして、制御装置ＥＣＵは、放電時定数に応じて、取得した直流電圧ＶＤＣが所定のしきい電圧値Ｖｔｈを下回るのに要する放電期間を決定する（ステップＳ１０８）。

そして、制御装置ＥＣＵは、ステップＳ１０８において決定された放電期間が経過するまで待つ（ステップＳ１１０）。放電期間の経過後、制御装置ＥＣＵは、平滑コンデンサ電圧検出部１２から取得される直流電圧ＶＤＣが所定のしきい電圧値Ｖｔｈを下回っているか否かを判断する（ステップＳ１１２）。

直流電圧ＶＤＣが所定のしきい電圧値Ｖｔｈを下回っていなければ（ステップＳ１１２においてＮＯの場合）、制御装置ＥＣＵは、ステップＳ１０２〜ステップＳ１１２の処理を再度実行する。なお、ステップＳ１１２の処理は、より安全性を高めるための処理である。

直流電圧ＶＤＣが所定のしきい電圧値Ｖｔｈを下回っていれば（ステップＳ１１２においてＹＥＳの場合）、制御装置ＥＣＵは、スイッチング指令ＰＷＭ１１およびＰＷＭ１２、ならびに放電指令ＤＩＳをいずれもＬレベルに設定する（ステップＳ１１４）。そして、制御装置ＥＣＵは、処理を終了する。

この発明の実施の形態においては、電源部ＰＳが「電源部」に相当し、正母線ＰＬおよび負母線ＳＬが「第１および第２の電力線」に相当し、平滑コンデンサＣ２が「コンデンサ」に相当し、相電圧生成部１，２，３が「複数の相電圧生成部」に相当し、トランジスタＱ１１，Ｑ１２，Ｑ２１，Ｑ２２，Ｑ３１，Ｑ３２が「複数のスイッチング素子」に相当する。そして、電流循環経路形成部４２が「電流循環経路形成手段」を実現し、ゲート電圧調整回路２０が「制御信号調整手段」を実現し、放電期間決定部４８が「放電期間決定手段」を実現し、放電完了判断部５０が「放電完了判断手段」を実現する。

この発明の実施の形態によれば、電源部ＰＳからの直流電力の供給が停止されたときに、平滑コンデンサＣ２と相電圧生成部１との間で、平滑コンデンサＣ２の残留電荷を消費するための電流循環経路が形成される。そして、電流循環経路に配置されるトランジスタＱ１１にオン状態に対応する抵抗値とオフ状態に対応する抵抗値との間の中間抵抗値が現れるように、与えられるゲート電圧が調整される。このように、電源部ＰＳからの直流電力の供給が停止されるまでは、平滑コンデンサＣ２の残留電荷を消費するための電流循環経路は形成されない。そのため、電源部ＰＳからの直流電力の供給期間中には、残留電荷を消費するための電流が流れることはなく、不要な電力損失が発生することはない。よって、放電抵抗で生じる定常的な電力損失の発生を回避して高効率な電力変換装置を実現できる。

［変形例１］
上述のこの発明の実施の形態では、平滑コンデンサＣ２の静電容量とトランジスタに現れる中間抵抗値とに基づいて、予め放電期間を決定する構成について説明した。一方、より処理を簡素化する観点から、平滑コンデンサＣ２の両端に現れる直流電圧ＶＤＣに基づいて、放電処理の終了判定を行なうように構成してもよい。

この発明の実施の形態の変形例１に従う電力変換装置は、図１に示すこの発明の実施の形態に従う電力変換装置１００と同様であるので、詳細な説明は繰返さない。

図８は、この発明の実施の形態の変形例１に従う平滑コンデンサの残留電荷の消費に係る処理手順を示すフローチャートである。

図８を参照して、制御装置ＥＣＵは、Ｒｅａｄｙ信号がオンからオフに変更されたか否かを判断する（ステップＳ１５０）。Ｒｅａｄｙ信号がオンを維持している場合（ステップＳ１５０においてＮＯの場合）には、制御装置ＥＣＵは、Ｒｅａｄｙ信号がオフに変更されるまで待つ（ステップＳ１５０）。

Ｒｅａｄｙ信号がオンからオフに変更された場合（ステップＳ１５０においてＹＥＳの場合）には、制御装置ＥＣＵは、スイッチング指令ＰＷＭ１１およびＰＷＭ１２をＨレベルに設定する（ステップＳ１５２）。なお、スイッチング指令ＰＷＭ２１，ＰＷＭ２２，ＰＷＭ３１，ＰＷＭ３２は、いずれもＬレベルに設定される。同時に、制御装置ＥＣＵは、放電指令ＤＩＳをＨレベルに設定する（ステップＳ１５４）。

そして、制御装置ＥＣＵは、制御装置ＥＣＵは、平滑コンデンサ電圧検出部１２から取得される直流電圧ＶＤＣが所定のしきい電圧値Ｖｔｈを下回っているか否かを判断する（ステップＳ１５６）。

直流電圧ＶＤＣが所定のしきい電圧値Ｖｔｈを下回っていなければ（ステップＳ１５６においてＮＯの場合）、制御装置ＥＣＵは、直流電圧ＶＤＣが所定のしきい電圧値Ｖｔｈを下回るまで待つ（ステップＳ１５６）。

直流電圧ＶＤＣが所定のしきい電圧値Ｖｔｈを下回っていれば（ステップＳ１５６においてＹＥＳの場合）、制御装置ＥＣＵは、スイッチング指令ＰＷＭ１１およびＰＷＭ１２、ならびに放電指令ＤＩＳをいずれもＬレベルに設定する（ステップＳ１５８）。そして、制御装置ＥＣＵは、処理を終了する。

この発明の実施の形態の変形例１によれば、上述のこの発明の実施の形態による効果が得られるとともに、処理をより簡素化できるので、よりコストを抑制した電力変換装置を実現できる。

［変形例２］
上述のこの発明の実施の形態では、平滑コンデンサＣ２と１つの相電圧生成部との間で電流循環経路を形成する構成について説明した。一方、平滑コンデンサＣ２と複数の相電圧生成部との間で電流循環経路を形成してもよい。

この発明の実施の形態の変形例２に従う電力変換装置は、図１に示すこの発明の実施の形態に従う電力変換装置１００と同様であるので、詳細な説明は繰返さない。

図９は、この発明の実施の形態の変形例２に従う平滑コンデンサＣ２の残留電荷の消費動作を説明するための図である。

図９を参照して、この発明の実施の形態の変形例２では、平滑コンデンサＣ２と相電圧生成部１，２，３との間で、平滑コンデンサＣ２の残留電荷を消費するための電流循環経路を形成する場合を示す。この場合には、ゲート駆動部１０（図１）は、それぞれ正母線ＰＬと接続されるトランジスタＱ１１，Ｑ２１，Ｑ３１のゲートに中間電圧を印加する。同時に、ゲート駆動部１０（図１）は、それぞれ負母線ＳＬと接続されるトランジスタＱ１２，Ｑ２２，Ｑ３２にＨレベルのゲート電圧を印加する。

すると、平滑コンデンサＣ２と相電圧生成部１，２，３との間にそれぞれ電流循環経路が形成され、当該電流循環経路の各々を放電電流Ｉｄｉｓが流れる。したがって、インバータ部ＩＮＶで単位時間当たりに消費される残留電荷は、図２に示すこの発明の実施の形態の場合に比較して、約３倍に増加する。したがって、平滑コンデンサＣ２の残留電荷の消費に要する時間を約１／３に低減することができる。

なお、この発明の実施の形態の変形例に従うゲート駆動部、制御装置の制御構造および処理手順などは、上述のこの発明の実施の形態と同様であるので、詳細な説明は繰返さない。

この発明の実施の形態の変形例２によれば、上述のこの発明の実施の形態による効果が得られるとともに、より多くの放電電流を流すことができるので、残留電荷の消費をより迅速に行なうことができる。よって、より安全性を高めた電力変換装置を実現できる。

［変形例３］
上述のこの発明の実施の形態では、予め定められたゲート電圧を与えることで、対応のトランジスタに中間抵抗値を生じさせる構成について説明した。一方、この発明の実施の形態の変形例３では、トランジスタに現れる抵抗値の温度依存性を考慮してゲート電圧を調整する構成について説明する。

図１０は、この発明の実施の形態の変形例３に従う電力変換装置１００＃を備える電動車両の概略構成図である。

図１０を参照して、この発明の実施の形態の変形例３に従う電力変換装置１００＃は、図１に示すこの発明の実施の形態に従う電力変換装置１００において、インバータ部ＩＮＶに代えてインバータ部ＩＮＶ＃に配置し、制御装置ＥＣＵに代えて制御装置ＥＣＵ＃を配置したものである。

インバータ部ＩＮＶ＃は、図１に示すインバータ部ＩＮＶにおいて、温度検出部６１〜６６をさらに配置したものである。後述するように、インバータ部ＩＮＶ＃のゲート駆動部１０＃は、制御装置ＥＣＵ＃から調整指令ＡＤＪを受けて、残留電荷を消費させるために使用されるトランジスタに与えられるゲート電圧の電圧値を、調整指令ＡＤＪに応じて調整可能に構成される。

温度検出部６１〜６６は、それぞれトランジスタＱ１１〜Ｑ３３に近接して配置され、トランジスタＱ１１〜Ｑ３３の素子温度Ｔ１１〜Ｔ３３を検出し、その検出値を制御装置ＥＣＵ＃へ出力するように構成される。

制御装置ＥＣＵ＃は、温度検出部６１〜６６のそれぞれから与えられる素子温度Ｔ１１〜Ｔ３３に基づいて、残留電荷を消費させるために使用されるトランジスタに与えられるゲート電圧Ｖｇの電圧値を調整する。

その他の構成については、上述したこの発明の実施の形態に従う電力変換装置１００と同様であるので、詳細な説明は繰返さない。

図１１は、この発明の実施の形態の変形例３に従うトランジスタにおける抵抗値の温度特性の一例を示す図である。

図１１を参照して、トランジスタの構成によっては、ゲート電圧に対する抵抗値の変化が素子温度に大きく依存する場合がある。すなわち、素子温度が低くなるほど、トランジスタがオン状態（飽和状態）となるために必要なオン電圧が上昇するとともに、活性状態における抵抗値も増加する。

図１１に示す抵抗値の温度特性では、中間抵抗値Ｒｄを生じさせるために必要なゲート電圧Ｖｇは、素子温度がＴ１，Ｔ２，Ｔ３（Ｔ１＞Ｔ２＞Ｔ３）であれば、それぞれＶｇ（Ｔ１），Ｖｇ（Ｔ２），Ｖｇ（Ｔ３）となる。

そのため、対象のトランジスタに所定の中間抵抗値Ｒｄを生じさせるためには、そのゲート電圧Ｖｇを素子温度に基づいて調整する必要がある。そこで、この発明の実施の形態の変形例３に従う制御装置ＥＣＵ＃は、取得されたトランジスタの素子温度に基づいて、対応のゲート電圧の電圧値を調整可能に構成される。

具体的には、制御装置ＥＣＵ＃は、対象のトランジスタについて、所定の中間抵抗値Ｒｄを生じさせるために必要なゲート電圧Ｖｇの電圧値を、素子温度に対応付けて格納する。そして、制御装置ＥＣＵ＃は、取得される素子温度に基づいて、当該格納したゲート電圧Ｖｇの中から最適な電圧値を選択し、当該選択した電圧値に応じた調整指令ＡＤＪを出力する。

図１２は、この発明の実施の形態の変形例３に従うゲート駆動部１０＃の要部を示す図である。なお、図１２には、一例として、ゲート電圧Ｖｇ１１を調整可能な生成回路を示す。

図１２を参照して、この発明の実施の形態の変形例３に従うゲート電圧Ｖｇ１１の生成回路は、図４（ａ）に示すゲート電圧Ｖｇ１１の生成回路において、ゲート電圧調整回路２０に代えて、ゲート電圧調整回路２０＃を配置したものである。

ゲート電圧調整回路２０＃は、ゲート電圧調整回路２０において、固定値を有する抵抗Ｒ３に変えて、外部からの信号に応じて抵抗値を変化可能な可変抵抗Ｒ３＃を配置したものである。

上述したように、放電指令ＤＩＳがＨレベルに設定されると、ノードＮ１２から出力されるゲート電圧Ｖｇ１１のＨレベルは、ＶＤＤ×Ｒ３／（Ｒ２＋Ｒ３）となる。そのため、可変抵抗Ｒ３＃を適切に調整することで、素子温度に応じたゲート電圧を生成することができる。

その他の構成については、上述したゲート駆動部１０と同様であるので、詳細な説明は繰返さない。また、制御装置ＥＣＵ＃の制御構造についても上述の図６と同様であるので、詳細な説明は繰返さない。

図１３は、この発明の実施の形態の変形例３に従う残留電荷の消費に係る処理手順を示すフローチャートである。なお、図１３では、トランジスタＱ１１において残留電荷が消費される場合のフローチャートを示す。

図１３を参照して、制御装置ＥＣＵ＃は、Ｒｅａｄｙ信号がオンからオフに変更されたか否かを判断する（ステップＳ２００）。Ｒｅａｄｙ信号がオンを維持している場合（ステップＳ２００においてＮＯの場合）には、制御装置ＥＣＵ＃は、Ｒｅａｄｙ信号がオフに変更されるまで待つ（ステップＳ２００）。

Ｒｅａｄｙ信号がオンからオフに変更された場合（ステップＳ２００においてＹＥＳの場合）には、制御装置ＥＣＵ＃は、温度検出部６１からトランジスタＱ１１の素子温度Ｔ１１を取得する（ステップＳ２０２）。そして、制御装置ＥＣＵ＃は、取得した素子温度Ｔ１１に基づいて、トランジスタＱ１１に所定の中間抵抗値Ｒｄが現れるために必要なゲート電圧を決定し（ステップＳ２０４）、その決定したゲート電圧が生成されるように調整指令ＡＤＪをゲート駆動部１０＃へ出力する（ステップＳ２０６）。

さらに、制御装置ＥＣＵ＃は、スイッチング指令ＰＷＭ１１およびＰＷＭ１２をＨレベルに設定する（ステップＳ２０８）。なお、スイッチング指令ＰＷＭ２１，ＰＷＭ２２，ＰＷＭ３１，ＰＷＭ３２は、いずれもＬレベルに設定される。同時に、制御装置ＥＣＵ＃は、放電指令ＤＩＳをＨレベルに設定する（ステップＳ２１０）。

さらに、制御装置ＥＣＵ＃は、平滑コンデンサ電圧検出部１２から平滑コンデンサＣ２の両端に現れる直流電圧ＶＤＣを取得する（ステップＳ２１２）。そして、制御装置ＥＣＵ＃は、放電時定数に応じて、取得した直流電圧ＶＤＣが所定のしきい電圧値Ｖｔｈを下回るのに要する放電期間を決定する（ステップＳ２１４）。

そして、制御装置ＥＣＵ＃は、ステップＳ２１４において決定された放電期間が経過するまで待つ（ステップＳ２１６）。放電期間の経過後、制御装置ＥＣＵ＃は、平滑コンデンサ電圧検出部１２から取得される直流電圧ＶＤＣが所定のしきい電圧値Ｖｔｈを下回っているか否かを判断する（ステップＳ２１８）。

直流電圧ＶＤＣが所定のしきい電圧値Ｖｔｈを下回っていなければ（ステップＳ２１８においてＮＯの場合）、制御装置ＥＣＵ＃は、ステップＳ２０２〜ステップＳ２１８の処理を再度実行する。

直流電圧ＶＤＣが所定のしきい電圧値Ｖｔｈを下回っていれば（ステップＳ２１８においてＹＥＳの場合）、制御装置ＥＣＵ＃は、スイッチング指令ＰＷＭ１１およびＰＷＭ１２、ならびに放電指令ＤＩＳをいずれもＬレベルに設定する（ステップＳ２２０）。そして、制御装置ＥＣＵ＃は、処理を終了する。

この発明の実施の形態の変形例３によれば、上述のこの発明の実施の形態による効果が得られるとともに、トランジスタに現れる抵抗値の温度依存性にかかわらず、常に所定の中間抵抗値を得ることができる。よって、平滑コンデンサＣ２の残留電荷の消費に係る処理をより確実に実行可能な電力変換装置を実現できる。

なお、上述のこの発明の実施の形態およびその変形例においては、トランジスタＱ１１〜Ｑ３３が電圧制御形のスイッチング素子であるＩＧＢＴで構成される場合について例示したが、制御信号（たとえば、ゲート電圧、ベース電流、ゲート電流など）を受けて抵抗値を変化させるスイッチング素子であればいずれのスイッチング素子にも適用可能である。すなわち、バイポーラトランジスタでは、ベース電流を適宜調整することで、所定の中間抵抗値を生じさせることができる。また、ＭＯＳＦＥＴでは、ＩＧＢＴと同様に、ゲート電圧を適宜調整することで、所定の中間抵抗値を生じさせることができる。また、ＧＴＯでは、ゲート電流を適宜調整することで、所定の中間抵抗値を生じさせることができる。なお、電圧もしくは電流を適宜調整する構成には、いずれの公知技術を採用してもよい。

また、上述のこの発明の実施の形態およびその変形例においては、各相電圧生成部に含まれる２つのトランジスタのうち、いずれか一方のみに所定の中間抵抗値を生じさせる構成について説明したが、２つのトランジスタのいずれに対しても所定の中間抵抗値を生じさせるようにしてもよい。この場合には、平滑コンデンサから見た抵抗値は、それぞれのトランジスタに現れる抵抗値の加算値に相当するので、この加算値が所定の抵抗値となるように、制御信号が調整される。

また、上述のこの発明の実施の形態およびその変形例においては、インバータ部が三相分の相電圧生成部から構成される場合について説明したが、この構成に限られることはない。すなわち、単相交流（もしくは二相交流）や六相交流などを発生可能なインバータ部を含む電力変換装置にも同様に適用可能である。

また、上述のこの発明の実施の形態およびその変形例においては、電源部にコンバータ部が含まれる構成について説明したが、蓄電装置が十分に高い電圧で充放電可能であれば、コンバータ部は必ずしも必要ではない。

また、上述のこの発明の実施の形態およびその変形例においては、電源部とインバータ部とが一対一で対応する構成について説明したが、１つの電源を共有して複数のインバータ部を配置してもよい。この場合には、当該電源と電気的に接続されるいずれか１つのインバータ部において、残留電荷を消費するように制御すればよい。

また、上述のこの発明の実施の形態およびその変形例においては、本発明に係る電力変換装置を搭載した電動車両について説明したが、本発明に係る電力変換装置は、電動車両以外にも多くの用途に用いることができる。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した説明ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

この発明の実施の形態に従う電力変換装置を備える電動車両の概略構成図である。 この発明の実施の形態に従う平滑コンデンサの残留電荷の消費動作を説明するための図である。 この発明の実施の形態に従うトランジスタにおけるゲート電圧に対する抵抗値の変化特性の一例を示す図である。 この発明の実施の形態に従うゲート駆動部の要部を示す図である。 平滑コンデンサの残留電荷の消費に係る相電圧生成部の各部の時間波形を示す図である。 制御装置の制御構造を示す図である。 この発明の実施の形態に従う平滑コンデンサの残留電荷の消費に係る処理手順を示すフローチャートである。 この発明の実施の形態の変形例１に従う平滑コンデンサの残留電荷の消費に係る処理手順を示すフローチャートである。 この発明の実施の形態の変形例２に従う平滑コンデンサの残留電荷の消費動作を説明するための図である。 この発明の実施の形態の変形例３に従う電力変換装置を備える電動車両の概略構成図である。 この発明の実施の形態の変形例３に従うトランジスタにおける抵抗値の温度特性の一例を示す図である。 この発明の実施の形態の変形例３に従うゲート駆動部の要部を示す図である。 この発明の実施の形態の変形例３に従う残留電荷の消費に係る処理手順を示すフローチャートである。

符号の説明

１，２，３ 相電圧生成部、８ 駆動軸、１０，１０＃ ゲート駆動部、１２ 平滑コンデンサ電圧検出部、２０，２０＃ ゲート電圧調整回路、４０ スイッチング指令生成部、４２ 電流循環経路形成部、４４，４６ 選択部、４８ 放電期間決定部、５０ 放電完了判断部、６１〜６６ 温度検出部、１００，１００＃ 電力変換装置、ＡＤＪ 調整指令、ＢＡＴ 蓄電装置、Ｃ１ コンデンサ、Ｃ２ 平滑コンデンサ、ＣＯＮＶ コンバータ部、Ｄ１，Ｄ２，Ｄ１１，Ｄ１２，Ｄ２１，Ｄ２２，Ｄ３１，Ｄ３２ ダイオード、ＤＩＳ 放電指令、ＥＣＵ，ＥＣＵ＃ 制御装置、ＧＮＤ 基準電圧、Ｉｄｉｓ 放電電流、ＩＮＶ インバータ部、Ｌ１ インダクタ、ＭＧ モータジェネレータ、ＭＬ 正線、Ｎ１，Ｎ２，Ｎ３，Ｎ１１，Ｎ１２ ノード、ＰＬ 正母線、ＰＳ 電源部、ＰＷＣ，ＰＷＭ１１，ＰＷＭ１２，ＰＷＭ２１，ＰＷＭ２２，ＰＷＭ３１，ＰＷＭ３２ スイッチング指令、Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ２１，Ｑ２２，Ｑ３１，Ｑ３２ トランジスタ、Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３ 抵抗、Ｒ３＃ 可変抵抗、Ｒｄ 中間抵抗値、ＳＥ システム信号、ＳＥＬ 選択指令、ＳＬ 負母線、ＳＲ１，ＳＲ２ システムリレー、ＶＤＣ 直流電圧、ＶＤＤ 電源電圧、Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ 相電圧、τ 放電時定数。

Claims (10)

1. 外部負荷へ交流電力を供給可能な電力変換装置であって、
   直流電力を供給可能に構成された電源部と、
   前記電源部に接続される第１および第２の電力線と、
   前記第１および第２の電力線の間に接続されるコンデンサと、
   各々が前記コンデンサに並列接続され、対応の相電圧を生成する複数の相電圧生成部とを備え、
   前記複数の相電圧生成部の各々は、直列接続される複数のスイッチング素子を含み、
   前記スイッチング素子の各々は、制御電力に入力される制御信号に応じて出力電極間の抵抗値を変化させることにより、導通状態および非導通状態を形成可能に構成され、
   前記電力変換装置は、
   前記電源部からの直流電力の供給が停止されたときに、前記コンデンサと少なくとも１つの前記相電圧生成部との間で、前記コンデンサの残留電荷を消費するための電流循環経路を形成する電流循環経路形成手段と、
   前記電流循環経路に配置される少なくとも１つの前記スイッチング素子に前記導通状態に対応する抵抗値と前記非導通状態に対応する抵抗値との中間の抵抗値が現れるように、対応の前記制御信号を調整する制御信号調整手段とをさらに備える、電力変換装置。
2. 前記制御信号調整手段は、前記残留電荷の消費に係る時定数が所望の値となるように、前記制御信号を調整する、請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記電力変換装置は、前記残留電荷を消費させるための前記少なくとも１つのスイッチング素子の素子温度を取得する素子温度取得手段をさらに備え、
   前記制御信号調整手段は、前記素子温度取得手段によって取得された前記素子温度に基づいて、対応の前記制御信号を調整する、請求項１または２に記載の電力変換装置。
4. 前記電力変換装置は、前記コンデンサの静電容量と前記残留電荷を消費させるための前記少なくとも１つのスイッチング素子の各々に現れる抵抗値とによって定まる時定数に応じて、前記残留電荷を消費させるための期間を決定する放電期間決定手段をさらに備える、請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
5. 前記電力変換装置は、前記残留電荷の消費が開始された後、前記コンデンサの両端に現れる電圧値が所定値を下回れば、前記電流循環経路の形成状態を終了させる放電完了判断手段をさらに備える、請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
6. 外部負荷へ交流電力を供給可能な電力変換装置における残留電荷の消費方法であって、
   前記電力変換装置は、
   直流電力を供給可能に構成された電源部と、
   前記電源部に接続される第１および第２の電力線と、
   前記第１および第２の電力線の間に接続されるコンデンサと、
   各々が前記コンデンサに並列接続され、対応の相電圧を生成する複数の相電圧生成部とを含み、
   前記複数の相電圧生成部の各々は、直列接続される複数のスイッチング素子を含み、
   前記スイッチング素子の各々は、制御電力に入力される制御信号に応じて出力電極間の抵抗値を変化させることにより、導通状態および非導通状態を形成可能に構成され、
   前記残留電荷の消費方法は、
   前記電源部からの直流電力の供給が停止されたときに、前記コンデンサと少なくとも１つの前記相電圧生成部との間で、前記コンデンサの残留電荷を消費するための電流循環経路を形成するステップと、
   前記電流循環経路に配置される少なくとも１つの前記スイッチング素子に前記導通状態に対応する抵抗値と前記非導通状態に対応する抵抗値との中間の抵抗値が現れるように、対応の前記制御信号を調整するステップとを含む、残留電荷の消費方法。
7. 前記前記制御信号を調整するステップでは、前記残留電荷の消費に係る時定数が所望の値となるように、前記制御信号が調整される、請求項６に記載の残留電荷の消費方法。
8. 前記残留電荷の消費方法は、前記残留電荷を消費させるための前記少なくとも１つのスイッチング素子の素子温度を取得するステップをさらに含み、
   前記前記制御信号を調整するステップでは、前記素子温度取得手段によって取得された前記素子温度に基づいて、対応の前記制御信号が調整される、請求項６または７に記載の残留電荷の消費方法。
9. 前記残留電荷の消費方法は、前記コンデンサの静電容量と前記残留電荷を消費させるための前記少なくとも１つのスイッチング素子の各々に現れる抵抗値とによって定まる時定数に応じて、前記残留電荷を消費させるための期間を決定するステップをさらに含む、請求項６〜８のいずれか１項に記載の残留電荷の消費方法。
10. 前記残留電荷の消費方法は、前記残留電荷の消費が開始された後、前記コンデンサの両端に現れる電圧値が所定値を下回れば、前記電流循環経路の形成状態を終了させるステップをさらに含む、請求項６〜９のいずれか１項に記載の残留電荷の消費方法。

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