JP2013059233A - インバータ制御装置、インバータ装置、及び空気調和機 - Google Patents

Abstract

【課題】スイッチング損失を低減するとともに、制御方式の切り替えを円滑に行うことを目的とする。
【解決手段】２アーム変調方式を採用し、正弦波状の基準電圧指令信号を補正して第１電圧指令信号を生成する第１信号生成部２１と、正弦波状の基準電圧指令信号にその第３次高調波成分を重畳させた波形の振幅の最大値が搬送波の振幅以上になるような過変調方式による第２電圧指令信号を生成する第２信号生成部２２と、第１信号生成部２１の基準電圧指令信号の振幅が、該基準電圧指令信号の最大振幅値に設定された第１閾値未満の場合に第１電圧指令信号を選択し、該基準電圧指令信号の振幅が該第１閾値と等しい場合に第２電圧指令信号を選択する選択部２３と、選択部２３によって選択された電圧指令信号と搬送波とを比較することによりパルス幅変調信号を生成するＰＷＭ信号生成部とを備えるインバータ制御装置を提供する。
【選択図】図４

Description

本発明は、インバータ制御装置及びインバータ装置に係り、特に、家庭用または業務用の空調調和機に搭載されるインバータ制御装置及びインバータ装置に関するものである。

交流モータの駆動に用いられる三相電圧形インバータの制御方法として、例えば、正弦波ＰＷＭ制御と過変調ＰＷＭ制御と矩形波電圧制御とを切り替えて採用する方法が提案されている（例えば、特許文献１参照）。

上記正弦波ＰＷＭ制御は、位相が互いに１２０°ずれた正弦波状の電圧指令値と搬送波とを比較し、その比較結果からＰＷＭ信号を生成する制御方式である。この正弦波ＰＷＭ制御方式では、一定期間内でその基本波成分が正弦波となるようにデューティ比が制御される。

また、過変調ＰＷＭ制御は、例えば、特許文献２に開示されるように、過変調領域における電圧指令値を正弦波ＰＷＭ制御方式の電圧指令値よりも大きな電圧とすることにより、変調率を正弦波ＰＷＭ制御モードにおける最高変調率よりも高めることができる制御である。

また、矩形波電圧制御は、上記一定期間内で、ハイレベル期間およびローレベル期間の比が１：１の矩形波１パルス分を交流モータに印加する制御方式であり、上記過変調ＰＷＭ制御と略同等の変調率まで高めることができる。

特開２００８−２５３０００号公報 特開２００２−２４７８７６号公報

ところで、上記正弦波ＰＷＭ制御方式は、スイッチング損失が大きく、効率が悪い。また、複数の制御方式を切り替えて採用する制御方法では、制御方式の切替時において相電流や相電圧が変動し、切替を円滑に行うことができないという問題があった。

本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであって、スイッチング損失を低減するとともに、制御方式の切り替えを円滑に行うことのできるインバータ制御装置、インバータ装置、及び空気調和機を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、本発明は以下の手段を採用する。
本発明は、２アーム変調方式を採用し、正弦波状の基準電圧指令信号を補正して第１電圧指令信号を生成する第１信号生成手段と、正弦波状の基準電圧指令信号にその第３次高調波成分を重畳させた波形の振幅の最大値が搬送波の振幅以上になるような過変調方式による第２電圧指令信号を生成する第２信号生成手段と、前記第１信号生成手段の前記基準電圧指令信号の振幅が、該基準電圧指令信号の最大振幅値に設定された第１閾値未満の場合に前記第１電圧指令信号を選択し、該基準電圧指令信号の振幅が該第１閾値と等しい場合に前記第２電圧指令信号を選択する選択手段と、前記選択手段によって選択された電圧指令信号と搬送波とを比較することによりパルス幅変調信号を生成するＰＷＭ信号生成手段とを備えるインバータ制御装置を提供する。

上記構成によれば、第１信号生成手段によって正弦波状の基準電圧指令信号が補正されて２アーム変調方式による第１電圧指令信号が生成され、第２信号生成手段によって正弦波状の基準電圧指令信号にその第３次高調波成分を重畳させた波形の振幅の最大値が搬送波の振幅以上になるような過変調方式による第２電圧指令信号が生成される。第１電圧指令信号と第２電圧指令信号とは選択手段に出力され、第１信号生成手段の基準電圧指令信号の振幅が、該基準電圧指令信号の最大振幅値に設定された第１閾値未満の場合に第１電圧指令信号が選択され、該基準電圧指令信号の振幅が第１閾値と等しい場合に第２電圧指令信号が選択される。選択された電圧指令信号は、ＰＷＭ信号生成手段に出力され、搬送波と比較されることによりパルス幅変調信号が生成される。
ここで、２アーム変調方式による第１電圧指令信号の最大振幅は、搬送波の振幅を超える値に設定されないため、モータ回転数がある回転数以上となる領域では、それ以上のインバータ出力電圧を得ることができない。このため、２アーム変調方式によってはインバータ出力電圧を増加させることのできない領域においては、第２信号生成手段による過変調方式のＰＷＭ制御を行うことにより、高回転数領域における出力増加を実現することが可能となる。また、前記過変調方式によるＰＷＭ制御では効率が低下する回転数領域においては第１信号生成手段による２アーム変調方式のＰＷＭ制御が選択されることにより、効率低減を抑制することができる。更に、第１電圧指令信号の振幅が第１閾値と等しい領域では、第１信号生成手段において用いられる基準電圧指令信号の振幅と第２信号生成手段において用いられる基準電圧指令信号の振幅とが等しくなる。この基準電圧指令信号は、相電圧を意味するため、インバータ出力の線間電圧を切替前後において等しくすることができる。これにより、制御方式の切替時におけるインバータ出力の線間電圧の変動や、出力電流の歪みを低減させることができ、円滑に制御方式を切り替えることが可能となる。
上記インバータ制御装置において、前記選択手段は、モータ回転数に応じて第１電圧指令信号と第２電圧指令信号とを切り替えることとしてもよい。この場合、切替時のモータ回転数は、例えば、インバータ出力電圧がある一定の電圧値に達し、２アーム変調方式のＰＷＭ制御ではそれ以上増加させることのできない回転数或いはその回転数から所定のパーセント範囲内の値に設定されている。

上記インバータ制御装置は、３アーム変調方式による第３電圧指令信号を生成する第３信号生成手段を備え、前記選択手段は、起動領域において、前記第３電圧指令信号を選択することとしてもよい。

上記構成によれば、回転数指令値が起動領域においては、３アーム変調方式による第３電圧指令信号に基づくＰＷＭ制御が行われることとなる。回転数が低い領域においては、２アーム変調方式よりも３アーム変調方式（正弦波ＰＷＭ制御）の方が効率が高いため、更なる高効率化を図ることが可能となる。
上記起動領域は、例えば、１５Ｈｚから２０Ｈｚ以下に設定されるとよい。

上記インバータ制御装置は、前記直流電源と前記インバータとの間の直流母線を流れる直流電流の検出値と前記パルス幅変調信号とを用いて、各相電流を検出する相電流検出手段を備え、前記相電流算出手段は、３相全てのパルス幅変調信号がオンまたはオフになる期間については、相電流として前回値を出力することとしてもよい。

上記構成によれば、相電流算出手段が直流電流から相電流を検出できない期間においては、前回値を出力するので、相電流を検出できない期間においてもＰＷＭ制御を継続して実施することが可能となる。

上記インバータ制御装置は、前記直流電源と前記インバータとの間の直流母線を流れる直流電流の検出値と前記パルス幅変調信号とを用いて、各相電流を検出する相電流検出手段を備え、前記相電流検出手段は、３相のうちいずれか１相のみのパルス幅変調信号がオンまたはオフとされている電流検出期間が、該相電流検出手段の電流検出能力に応じて設定された所定の時間よりも短い場合に、当該相電流として前回値を出力することとしてもよい。

上記構成によれば、相電流算出手段が直流電流から相電流を検出できない期間においては、前回値を出力するので、相電流を検出できない期間においてもＰＷＭ制御を継続して実施することが可能となる。

本発明は、直流電源からの直流電圧を三相交流電圧に変換してモータに出力するインバータと、前記インバータを制御する上記インバータ制御装置とを備えるインバータ装置を提供する。
本発明は、家庭用または業務用に適し、上記インバータ装置を備える空気調和機を提供する。

本発明によれば、スイッチング損失を低減するとともに、制御方式の切り替えを円滑に行うことができるという効果を奏する。

本発明の一実施形態に係るインバータ装置の概略構成を示した図である。 相電流検出部による相電流検出について説明するための図である。 相電流検出部による相電流検出について説明するための図である。 本発明の一実施形態に係る電圧指令演算部の概略構成を示したブロック図である。 第１信号生成部により生成される第１電圧指令信号の一例を示した図である。 第２信号生成部により生成される第２電圧指令信号の一例を示した図である。 ２アーム変調方式のインバータ出力電圧を説明するための図である。 図５に示した２アーム変調方式による第１電圧指令信号に対するＵ相のＰＷＭ信号を示した図である。 図６に示した過変調方式による第２電圧指令信号に対するＵ相のＰＷＭ信号を示した図である。 第１信号生成部により生成された２アーム変調方式の第１電圧指令信号に基づくＰＷＭ制御から、第２信号生成部により生成された３次高調波が重畳された第２電圧指令信号に基づくＰＷＭ制御に切り替えられたときのＵ相電流を示した図である。 第２信号生成部において３次高調波を重畳させない第２電圧指令信号を用いた場合の制御方式切替時におけるＵ相電流を示した図である。 ３シャント電流検出方式を適用した場合のインバータ装置の概略構成を示した図である。 モータ電流検出方式を適用した場合のインバータ装置の概略構成を示した図である。

以下に、本発明に係るインバータ装置を家庭用空調機や業務用空調機の圧縮機に用いられる永久磁石同期モータに適用した場合の一実施形態について、図面を参照して説明する。なお、本発明に係るインバータ装置は、永久磁石同期モータ以外にも、誘導モータ、誘導同期モータ、シンクロナスリラクタンスモータ、スイッチトリラクタンスモータなど、３相交流電動機一般に広く適用することが可能である。

図１は、本発明の一実施形態に係るインバータ装置の概略構成を示した図である。図１に示されるように、インバータ装置１は、直流電源５から直流電圧が入力されるインバータ２と、インバータ２を制御するインバータ制御装置３とを備えている。また、図１において、符号４は、インバータ装置１により駆動される圧縮機モータである。

インバータ２には、直流電源５から直流母線Ｌを通じて直流電圧が供給される。インバータ２は、直流電圧から３相交流電圧を生成し、生成した３相交流電圧を圧縮機モータ４に供給する。具体的には、インバータ２は、各相に対応して設けられた上側アームのスイッチング素子２ａ、２ｂ、２ｃと下側アームのスイッチング素子２ｄ、２ｅ、２ｆとを備えており、これらのスイッチング素子がインバータ制御装置３により制御されることにより、圧縮機モータ４に供給される３相交流電圧（インバータ出力）が制御される。

また、インバータ装置１は、直流母線Ｌを流れる直流電流Ｉｄｃを検出するための電流センサ６を備えている。
電流センサ６により検出された直流電流Ｉｄｃはインバータ制御装置３に出力される。ここで、電流センサ６の一例としては、シャント抵抗が挙げられる。なお、図１では、電流センサ６を直流電源５の負極側に設けているが、正極側に設けることとしてもよい。

インバータ制御装置３は、例えば、ＭＰＵ（Micro Processing Unit）であり、以下に記載する各処理を実行するためのプログラムが記録されたコンピュータ読み取り可能な記録媒体を有しており、ＣＰＵがこの記録媒体に記録されたプログラムをＲＡＭ等の主記憶装置に読み出して実行することにより、以下の各処理が実現される。コンピュータ読み取り可能な記録媒体としては、例えば、磁気ディスク、光磁気ディスク、半導体メモリ等が挙げられる。

インバータ制御装置３は、圧縮機モータ４の回転数を上位の制御装置（図示略）から与えられる回転数指令値に一致させるような各相のＰＷＭ信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを生成し、これらをインバータ２の各相に対応するスイッチング素子に与えることでインバータ３を制御し、所望の３相交流電圧を圧縮機モータ４に供給する。

インバータ制御装置３は、電流センサ６により検出された直流電流Ｉｄｃを用いて各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出する相電流検出部（相電流検出手段）１１と、相電流検出部１１によって検出された各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを用いて各相の電圧指令信号Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊を生成する電圧指令演算部１２と、電圧指令演算部１２によって生成された電圧指令信号Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊と搬送波とを比較することによりＰＷＭ信号（パルス幅変調信号）Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを生成するＰＷＭ信号生成部１３とを主な構成として備えている。

相電流検出部１１は、例えば、特開２００８−２２０１１７号公報などに開示されている公知の技術を用いて、直流電流Ｉｄｃから各相の電流を検出する。例えば、相電流検出部１１は、直流電流Ｉｄｃに２相の電流情報が流れることを利用し、インバータ３のスイッチング素子２ａ〜２ｆのオンオフ情報を元に、電流センサ６によって検出された直流電流を各相別に分配して３相の電流検出値として検出する。ここで、相電流検出部１１は、図２に示すように、３相のうちいずれか１相に対応するＰＷＭ信号がオンまたはオフになることを利用して検出した直流電流から相電流を得るものであるが、３相のＰＷＭ信号が全てオン（図２のモード０）またはオフ（図２のモード７）になる期間には相電流の検出ができない。

また、例えば、図３に示すように、電流検出の時間Ｔｖｗ，Ｔｕｖが短いと、電流検出の性能が追いつかず、電流検出が実施できない場合が生ずる。このように、相電流の検出が不可能な期間においては、相電流検出部１１は、その相の電流値として前回値を用いることとしている。すなわち、相電流の検出が不可能な期間においては、前回得られた相電流が相電流検出部１１から電圧指令演算部１２に出力される。

電圧指令演算部１２は、図４に示すように、後述するような２アーム変調方式による第１電圧指令信号を生成する第１信号生成部（第１信号生成手段）２１と、後述するような過変調方式による第２電圧指令信号を生成する第２信号生成部（第２信号生成手段）２２と、第１信号生成部によって生成された第１電圧指令信号と第２信号生成部によって生成された第２電圧指令信号とを切り替えて採用する選択部（選択手段）２３とを備えている。

第１信号生成部２１は、例えば、正弦波状の基準電圧指令信号を補正して、図５に示すような第１電圧指令信号を生成する。２アーム変調方式では、各相出力電圧の１周期中にそれぞれ設定した複数の飽和区間において、１相のスイッチング素子（例えば、Ｕ相であればスイッチング素子２ａ，２ｄ）の動作をオンまたはオフ状態に固定し、他の２相のみを変調させるような第１電圧指令信号を発生させる。換言すると、２アーム変調方式では、各相の電位を歪ませながら線間電圧が望みの波形になるように制御する。この２アーム変調方式によるＰＷＭ制御は、正弦波状の電圧指令信号を生成して用いる３アーム変調方式によるＰＷＭ制御に比べてスイッチング回数を２／３倍に低減することができるため、スイッチング損失を低減させることができる。２アーム変調方式は、公知の変調方式であり、例えば、特開平６−２３３５４６号公報、特開２０１１−９１９０７号公報等に開示されている。

第２信号生成部２２は、過変調方式により第２電圧指令信号を生成する。第２信号生成部２２は、例えば、図６に示すように、正弦波状の基準電圧指令信号にその第３次高調波成分を重畳させた波形の振幅の最大値が搬送波の振幅以上になるような第２電圧指令信号を生成する。このような第２電圧指令信号とすることで、第１信号生成部２１の第１電圧指令信号に基づく制御によって得られる最大モータ出力電圧よりも高いモータ出力電圧を得ることができる。

なお、上記第１信号生成部２１及び第２信号生成部２２においては、具体的な制御手法として、例えば、ｄ−ｑ軸２相座標系の電流を用いる公知のベクトル制御方式や、特開２０１０−９３９３１号公報等に開示されている公知のＶ／ｆ制御方式などを採用することが可能である。

選択部２３は、圧縮機モータ４の回転数指令値と検出されたモータ電流に基づく前記ベクトル制御方式やＶ／ｆ制御方式などで演算された第１信号生成部２１及び第２信号生成部２２のいずれか一方からの電圧指令信号を選択し、これをＰＷＭ信号生成部１３に出力する。

具体的には、選択部２３は、第１信号生成部２１において第１電圧指令信号を生成するのに用いられる正弦波状の基準電圧指令信号の振幅が、該基準電圧指令信号の最大振幅値に設定された第１閾値未満の場合に、第１信号生成部２１からの第１電圧指令信号を選択し、該正弦波状の基準電圧指令信号の振幅が第１閾値と等しい場合に、第２信号生成部２２からの第２電圧指令信号を選択する。

ここで、２アーム変調方式では、モータ回転数がある回転数ω１以下の通常運転領域では、回転数に比例して第１信号生成部２１において用いられる正弦波状の基準電圧指令信号の振幅が徐々に大きく設定されるため、図７に示すように、回転数に比例してインバータ出力電圧、すなわち、Ｕ相電圧、Ｖ相電圧、Ｗ相電圧のそれぞれが増加する。しかしながら、モータ回転数がある回転数ω１を超えると、上記第１電圧指令信号を生成するのに用いられる基準電圧指令信号の振幅が最大値で一定となってしまうため、インバータ出力電圧が一定となり、それ以上の出力を得ることができなくなる。この時、インバータの最大出力電圧は、直流電源５の電圧の値をＶｄｃとすれば、Ｖｄｃ／√２で求められる。また、回転数ω１は、永久磁石同期モータの誘起電圧定数とインバータの最大出力電圧の関係から決まる。

これに対し、第２信号生成部２２によって生成される第２電圧指令信号に基づくＰＷＭ制御は、回転数が低い領域では損失が大きく効率が悪いが、上記回転数がω１以上の領域では、上記第１信号生成部２１によるＰＷＭ制御で得られるインバータ出力電圧以上の電圧を得ることができる。これは、回転数がω１を超える領域では、第２電圧指令信号の波形の最大振幅が搬送波の振幅を超える値に設定されるからである。
上記のように、第１信号生成部２１において用いられる基準電圧指令信号の振幅が最大値であるか否かによって、換言すると、モータ回転数が回転数ω１未満か以上かによって制御方式の切替を行うことで、各信号生成部の長所を活かすことができ、効率を高めることが可能となる。

また、第１電圧指令信号と第２電圧指令信号との切替時においては、第１電圧指令信号を生成するのに用いられる基準電圧指令信号の振幅と、第２電圧指令信号を生成するのに用いられる基準電圧指令信号の振幅とが同じ値をとるので、インバータ出力電圧の線間電圧を同じ値とすることができる。このように、制御方式の切替時における線間電圧が等しくなるので、制御方式の切替時における線間電圧の変動を低減させることができ、円滑に制御方式を切り替えることが可能となる。

ＰＷＭ信号生成部１３は、電圧指令演算部１２の選択部２３によって選択された電圧指令信号Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊と三角波である搬送波とを比較することによりＰＷＭ信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを生成し、これをインバータ２が備える各スイッチング素子を駆動する図示しないゲートドライブに出力する。図８は、図５に示した２アーム変調方式による第１電圧指令信号に対するＵ相のＰＷＭ信号を示した図であり、図９は図６に示した過変調方式による第２電圧指令信号に対するＵ相のＰＷＭ信号を示した図である。

次に、上述した構成を備える本実施形態に係るモータ制御装置３及びモータ装置１の動作について説明する。
圧縮機モータ４の起動指令が出されると、電流センサ６により直流電流の検出が開始され、検出された直流電流が相電流検出部１１に出力される。相電流検出部１１は、直流電流の検出値を用いて各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出し、電圧指令演算部１２に出力する。なお、電流検出が不可能な場合には、相電流検出部１１は、前回値を出力する。

電圧指令演算部１２の第１信号生成部２１（図４参照）および第２信号生成部２２は、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを用いて第１電圧指令信号および第２電圧指令信号をそれぞれ生成し、選択部２３に出力する。選択部２３は起動から第１電圧指令信号を生成するのに用いられる基準電圧指令信号の振幅が第１閾値に達するまでは第１信号生成部２１からの第１電圧指令信号を選択し、該基準電圧指令信号の振幅が第１閾値と等しくなったところで第２信号生成部２２からの第２電圧指令信号を選択して、選択した電圧指令信号Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊をＰＷＭ信号生成部１３（図１参照）に出力する。換言すると、モータ回転数が回転数ω１未満の領域では、第１電圧指令信号が選択され、モータ回転数が回転数ω１以上の領域では、第２電圧指令信号が選択される。
ＰＷＭ信号生成部１３は、入力された電圧指令信号Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊と搬送波とを比較して、各相に対応するＰＷＭ信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを生成し、これをインバータ２に出力する。
また、第２電圧指令信号が選択されている場合において、基準電圧指令信号の振幅が第１閾値よりも小さくなると、第２電圧指令信号から第１電圧指令信号に切り替えられる。この場合においても、切替時におけるインバータ出力電圧は、同じ値を取ることとなるので、線間電圧の変動を低減させることができる。

以上説明してきたように、本実施形態に係るインバータ制御装置３及びインバータ装置１によれば、第１電圧指令信号を生成するのに用いられる正弦波状の基準電圧指令信号の振幅が、該基準電圧指令信号の最大振幅値に設定された第１閾値未満である場合に、第１信号生成部２１からの第１電圧指令信号が選択され、該基準電圧指令信号の振幅が第１閾値に等しい場合には、第２信号生成部２２からの第２電圧指令信号が選択される。換言すると、回転数指令値がω１よりも低い領域において、２アーム変調方式により生成された第１電圧指令信号に基づいてＰＭＷ信号が生成され、回転数指令値がω１以上の領域において、過変調方式により生成された第２電圧指令信号に基づいてＰＷＭ信号が生成される。ここで、回転数指令値ω１は、２アーム変調方式のインバータの最大出力電圧（直流電源５の電圧の値をＶｄｃとすれば、Ｖｄｃ/√２）と、永久磁石同期モータの誘起電圧定数との関係から決まる値である。

これにより、２アーム変調方式ではインバータ出力電圧を増加させることのできない領域においては過変調方式によるＰＷＭ制御が行われることにより、高回転数領域における出力増加を実現することができる。また、過変調方式によるＰＷＭ制御では効率が低下する回転数領域においては２アーム変調方式によるＰＷＭ制御が選択されることにより、効率低減を抑制することが可能となる。

更に、回転数がω１の場合は、２アーム変調方式に基づくＰＷＭ制御による線間電圧と、３次高調波を重畳した過変調方式に基づくＰＷＭ制御による線間電圧とが一致する。したがって、制御方式の切替時における線間電圧の変動を低減させることができ、円滑に制御方式を切り替えることが可能となる。

図１０に、第１信号生成部２１により生成された２アーム変調方式の第１電圧指令信号に基づくＰＷＭ制御から、第２信号生成部２２により生成された３次高調波が重畳された第２電圧指令信号に基づくＰＷＭ制御に切り替えられたときのＵ相電流を示す。図１０に示すように、切替前後においてＵ相電流にはひずみや変動が生じておらず、円滑に切替が行われていることがわかる。

図１１には、第２信号生成部２２において３次高調波を重畳しない基準電圧指令信号が用いられたときの方式切替前後におけるＵ相電流を示す。図１１に示したＵ相電流では、切替後において電流波形に歪みが生じていることがわかる。このように、正弦波状の基準電圧指令信号にその３次高調波が重畳された第２電圧指令信号を用いることで、Ｕ相電流の歪みや変動を解消することができる。

なお、本実施形態においては、第１電圧指令信号を生成するのに用いられる正弦波状の基準電圧指令信号の振幅に基づいて制御方式を切り替える場合について説明したが、これに限定されず、例えば、選択部２３は、モータ回転数またはモータ回転数指令と予め設定されている回転数閾値とを比較することにより、制御方式を切り替えることとしてもよい。この場合、回転数閾値は、例えば、上記回転数ω１と同じ値、或いは、回転数ω１の所定パーセント範囲内に設定されている。

また、本実施形態においては、２アーム変調方式と過変調方式とを切り替える場合について述べたが、更に、３アーム変調方式を採用して第３電圧指令信号を生成する第３電圧指令部を備えることとしてもよい。この場合、選択部２３は、回転数指令値がω１よりも小さい値に設定された起動領域（例えば、１５Ｈｚから２０Ｈｚ以下の回転数領域）において、第３電圧指令信号を選択する。これにより、回転数が低い起動領域では３アーム変調方式による第３電圧指令信号が、回転数が起動領域以上の回転数領域では２アーム変調方式による第１電圧指令信号が、回転数がω１以上の回転数領域では過変調方式による第２電圧指令信号が選択されることとなる。回転数が低い領域では、２アーム変調方式よりも３アーム変調方式の方が効率が高いため、上記のような構成とすることで、更なる高効率化を実現することが可能となる。

また、第２信号生成部２２による第２電圧指令信号に基づくＰＷＭ制御を行っている場合であっても、出力が追い付かずにモータ回転数が回転数指令に一致しない場合には、弱め磁束制御を実施して、モータ回転数が回転数指令に一致するように制御することとしてもよい。

また、本実施形態においては、１つの１シャント抵抗を用いて、直流電流から各相電流を検出する場合について述べたが、各相電流の検出方法についてはこの方法に限定されない。例えば、図１２に示すように、インバータ２が備える下アームの各スイッチング素子２ｄ，２ｅ，２ｆに流れる電流をそれぞれ検出するシャント抵抗６ａ，６ｂ，６ｃを設け、シャント抵抗６ａ，６ｂ，６ｃからの電流検出値に基づいて３相電流をそれぞれ求めることとしてもよい。また、図１３に示すように、インバータ２から圧縮機モータ４へ出力される各相電流のうちの２相を検出する電流センサ６ｄ，６ｅを設け、電流センサ６ｄ，６ｅによる電流検出値に基づいて３相電流を求めることとしてもよい。

１ インバータ装置
２ インバータ
２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄ，２ｅ，２ｆ スイッチング素子
３ インバータ制御装置
４ 圧縮機モータ
５ 直流電源
１１ 相電流検出部
１２ 電圧指令演算部
１３ ＰＷＭ信号生成部
２１ 第１信号生成部
２２ 第２信号生成部
２３ 選択部

Claims (6)

1. 直流電源からの直流電圧を三相交流電圧に変換してモータに出力するインバータを制御するインバータ制御装置であって、
   ２アーム変調方式を採用し、正弦波状の基準電圧指令信号を補正して第１電圧指令信号を生成する第１信号生成手段と、
   正弦波状の基準電圧指令信号にその第３次高調波成分を重畳させた波形の振幅の最大値が搬送波の振幅以上になるような過変調方式による第２電圧指令信号を生成する第２信号生成手段と、
   前記第１信号生成手段の前記基準電圧指令信号の振幅が、該基準電圧指令信号の最大振幅値に設定された第１閾値未満の場合に前記第１電圧指令信号を選択し、該基準電圧指令信号の振幅が該第１閾値と等しい場合に前記第２電圧指令信号を選択する選択手段と、
   前記選択手段によって選択された電圧指令信号と搬送波とを比較することによりパルス幅変調信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と
   を備えるインバータ制御装置。
2. ３アーム変調方式による第３電圧指令信号を生成する第３信号生成手段を備え、
   前記選択手段は、起動領域において、前記第３電圧指令信号を選択する請求項１に記載のインバータ制御装置。
3. 前記直流電源と前記インバータとの間の直流母線を流れる直流電流の検出値と前記パルス幅変調信号とを用いて、各相電流を検出する相電流検出手段を備え、
   前記相電流算出手段は、３相全てのパルス幅変調信号がオンまたはオフになる期間については、相電流として前回値を出力する請求項１または請求項２に記載のインバータ制御装置。
4. 前記直流電源と前記インバータとの間の直流母線を流れる直流電流の検出値と前記パルス幅変調信号とを用いて、各相電流を検出する相電流検出手段を備え、
   前記相電流検出手段は、３相のうちいずれか１相のみのパルス幅変調信号がオンまたはオフとされている電流検出期間が、該相電流検出手段の電流検出能力に応じて設定された所定の時間よりも短い場合に、当該相電流として前回値を出力する請求項１または請求項２に記載のインバータ制御装置。
5. 直流電源からの直流電圧を三相交流電圧に変換してモータに出力するインバータと、
   前記インバータを制御するインバータ制御装置と
   を備え、
   前記インバータ制御装置は、
   ２アーム変調方式を採用し、正弦波状の基準電圧指令信号を補正して第１電圧指令信号を生成する第１信号生成手段と、
   正弦波状の基準電圧指令信号にその第３次高調波成分を重畳させた波形の振幅の最大値が搬送波の振幅以上になるような過変調方式による第２電圧指令信号を生成する第２信号生成手段と、
   前記第１信号生成手段の前記基準電圧指令信号の振幅が、該基準電圧指令信号の最大振幅値に設定された第１閾値未満の場合に前記第１電圧指令信号を選択し、該基準電圧指令信号の振幅が該第１閾値と等しい場合に前記第２電圧指令信号を選択する選択手段と、
   前記選択手段によって選択された電圧指令信号と搬送波とを比較することによりパルス幅変調信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と
   を備えるインバータ装置。
6. 家庭用または業務用に適し、請求項５に記載のインバータ装置を搭載する空気調和機。

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