JP2010093931A - 永久磁石型同期モータの制御装置及び制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】過変調制御領域においても、インバータ出力電圧を電圧指令値と比例させることのできる永久磁石型同期モータの制御装置を提供することを目的とする。
【解決手段】モータ８の周波数に比例した電圧指令値IIを回転直角座標系のδ軸及びγ軸の２軸で設定する電圧指令値設定手段３と、２軸の電圧指令値IIを３相へ座標変換する２相／３相変換手段５と、３相の電圧指令値IIIをインバータによる電力変換を経てモータに印加するインバータ７と、モータ８の界磁方向を検出せずに、モータ８の端子電流を電圧指令値IIにフィードバックする手段と、過変調制御領域において、電圧指令値とインバータ７からの出力電圧とが比例するように、電圧指令値IIを補正する補正手段４と、を有する。
【選択図】図１

Description

本発明は、永久磁石型同期モータの制御装置に関するものであり、さらに詳しくは、過変調制御領域においても、インバータ出力電圧を電圧指令値と比例させる装置及び方法に関するものである。

永久磁石型同期モータのトルクτは、一般に次式（１）で表される。

ここで、Λ_ｄは誘起電圧係数、ｉ_ｄ、ｉ_ｑは、それぞれｄ軸、ｑ軸の電機子電流である。また、Ｌ_ｄ、Ｌ_ｑはそれぞれｄ軸とｑ軸のインダクタンス、ｎは極対数である。なお、ｄ軸はモータ回転子の界磁方向に設けられる軸で、ｑ軸はｄ軸から位相が９０度進んだ方向の軸である。

式（１）の第一項は、磁石による界磁方向と直角の方向に流れるｑ軸電流によって発生するトルク（マグネットトルク）を表している。また、同式の第二項は、リラクタンスがｄ軸方向とｑ軸方向で異なるときに発生するトルク（リラクタンストルク）を表している。Ｌ_ｄ＝Ｌ_ｑとなる表面磁石型モータ（ＳＰＭ）では、上記第二項は無視できる。また、内部磁石型モータ（ＩＰＭ）であってもＬ_ｄとＬ_ｑとの差がわずかであれば第二項は無視して考えることが多い。

このため、永久磁石型同期モータを制御する場合、Ｉ_ｄ＝０に制御できれば、最も少ない電流でトルクを発生させることができ、高効率となる。そして、モータの界磁方向を検出しないセンサレス制御の場合、モータ定数（誘起電圧定数）を基にして算出できるインバータのδ軸およびγ軸電流からｄ軸電流ｉ_ｄを算出する方法が知られている。

以上を前提として、特許文献１において、シンプルな構成で、かつ最小電流で高効率に制御する永久磁石型同期モータの制御装置を提案した。この装置は、図１５に示すように、基本的な構成は、一般的なＶ／ｆ制御の構成であるが、永久磁石型同期モータ（以下、単にモータ）８の端子の電流を３相／２相変換する際に用いられる回転軸をθではなくθ−φとする力率角設定手段１０を有するようにした。φを求めるには、まず、フィードバックされるδ軸およびγ軸電流を用いてＩを求める。Ｉが求まれば、それに定数を乗じてφを求める手段９によってφを３相／２相変換の回転軸θから差し引くようにする。θ−φを回転軸として３相／２相変換された電流は、電圧指令に負帰還され、最小電流となるようなモータ８の力率角φに合うように速度指令ｎω_ｍ ^＊が修正される。

特開２００６−１９７７８９号公報（図１）

ところで、従来の制御装置において、インバータ７の出力電圧（ｖ_ｕとｖ_ｖ線間の電圧）の最大値ＶｍＭＡＸは、次式（２）の値以下に制限されている。ただし、式（２）において、Ｖｄｃは、インバータ７中のコンバータ電圧である。

ＶｍＭＡＸが式（２）の値以下に制限されるのは、電圧指令値ｖ^* _γとインバータの出力電圧との関係が比例している領域（以下、ｖ／ｆ制御領域）が、図１６に示すように、式（２）の値までとなっているためである。もちろん、電圧指令値ｖ^* _γを式（１）で与えられる値より大きくすることは可能であるが、図１６に示すように、電圧指令値ｖ^* _γとインバータ出力電圧が比例しないために制御が不安定になるので、これまで、ｖ／ｆ制御領域を超える領域である過変調制御領域を使うことはない。
本発明は、このような技術的課題に基づいてなされたもので、過変調制御領域においても、インバータ出力電圧を電圧指令値と比例させることのできる永久磁石型同期モータの制御装置及び制御方法を提供することを目的とする。

かかる目的のもと、本発明の永久磁石型同期モータの制御装置は、モータの周波数に比例した電圧指令値IIを回転直角座標系のδ軸及びγ軸の２軸で設定する電圧指令値設定手段と、２軸の電圧指令値IIを３相の電圧指令値IIIへ座標変換する２相／３相変換手段と、３相の電圧指令値IIIを電力変換してモータに印加するインバータと、モータの界磁方向を検出せずに、モータの端子電流を電圧指令値IIにフィードバックする手段と、過変調制御領域において、電圧指令値IIIとインバータからの出力電圧とが比例するように、電圧指令値IIを補正する補正手段と、を有することを特徴とする。

本発明の永久磁石型同期モータの制御装置において、補正手段は、電圧指令値設定手段と２相／３相変換手段の間で、電圧指令値設定手段で設定された電圧指令値ｖ^＊ _δ及びｖ^＊ _γの一方又は双方を補正することが好ましい。
また、本発明の永久磁石型同期モータの制御装置において、３相の電圧指令値IIIをパルス幅変調波形に変換するＰＷＭ波形手段を有することが好ましい。

本発明は、永久磁石型同期モータの制御方法として捉えることができ、この制御方法は、モータの周波数に比例した電圧指令値IIを回転直角座標系のδ軸及びγ軸の２軸で設定するステップ（ａ）と、２軸の電圧指令値IIを３相の電圧指令値IIIへ座標変換するステップ（ｂ）と、３相の電圧指令値IIIをインバータにより電力変換をしてモータに印加するステップ（ｃ）と、モータの界磁方向を検出せずに、モータの端子電流をフィードバックするステップ（ｄ）と、過変調制御領域において、電圧指令値IIIとインバータからの出力電圧とが比例するように、電圧指令値IIを補正するステップ（ｅ）とを有することを特徴とする。

本発明の制御方法において、補正するステップ（ｅ）は、ステップ（ａ）とステップ（ｂ）の間で、設定された電圧指令値ｖ^＊ _δ及びｖ^＊ _γの一方又は双方を補正することが好ましい。
また、本発明の制御方法において、３相の電圧指令値IIIをパルス幅変調波形に変換して、インバータに供給するステップ（ｆ）を有することが好ましい。

本発明によれば、過変調制御領域においても、インバータ出力電圧を電圧指令値と比例させることができる。

以下に、本発明にかかる永久磁石型同期モータ制御装置の実施形態を図面に基づいて詳細に説明する。

図１は、本発明の一実施形態に係る永久磁石型同期モータの制御装置１を示す機能ブロック線図である。図１において、ω_ｍは回転数指令（値）、ｎはモータの極対数、ω_１はインバータ出力周波数（一次周波数）、ｖ^＊ _δ、ｖ^＊ _γは、それぞれδ軸、γ軸電圧指令（値）、ｖ^＊ _ｕ、ｖ^＊ _ｖ、ｖ^＊ _ｗはそれぞれｕ相、ｖ相、ｗ相の電圧指令（値）、ｖ_ｕ、ｖ_ｖ、ｖ_ｗはそれぞれｕ相、ｖ相、ｗ相の出力電圧、ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗは、それぞれｕ相、ｖ相、ｗ相の出力電流、ｉ_δ、ｉ_γはそれぞれδ軸、γ軸のインバータ出力電流であり、ｉ_δは励磁電流成分、ｉ_γはトルク電流成分である。θは出力電圧位相、およびφは力率角である。

制御装置１は、速度指令設定手段２、電圧指令値設定手段３、電圧指令値補正手段４、２相／３相変換手段５、ＰＷＭ（Pulse Wide Modulation:パルス幅変調）波形手段６、インバータ７、３相／２相変換手段９、および力率角設定手段１０で構成される。永久磁石型同期モータ（以下、単にモータ）８は、最終的にインバータ７から印加される電圧で駆動される。制御装置１は、モータの界磁方向を検出しないセンサレス制御を行なう。

電圧指令値設定手段３では、インバータ７の出力電圧ｖ_ｕ、ｖ_ｖ、ｖ_ｗをモータ８に加えることにより流れるｕ、ｖ、ｗ３相の各電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗを、３相／２相変換手段９で３相／２相変換した後のδ軸電流ｉ_δ、インバータ出力周波数ω_１、比例定数Ｋ、ｄ軸の誘起電圧係数Λ_ｄ、および比例ゲインＫを用いた以下の式（３−１）（３−２）の演算により、δ軸電圧指令値ｖ^＊ _δおよびγ軸電圧指令値ｖ^＊ _γを求める。

以下に、電圧指令値設定手段３を上記式（３−１）、（３−２）のようにしたときの制御について説明する。まず、理解を助けるため、力率角φ（ｉ）が０の場合について説明する。φは力率角であるから、モータ８への印加電圧とその電流の位相差を０とする場合、ｃｏｓφで表される力率は１となる。したがって、この制御は、いわゆる力率１制御となる。

上記式（３−１）、（３−２）による電圧指令値演算では、たとえば、モータ８の端子電圧よりγ軸電圧指令値ｖ^＊ _γが小さければ、界磁を弱めるためにδ軸のインバータ出力電流ｉ_δは負になる。逆に、ｖ^＊ _γが大きければ、それに合わせて強め界磁となり、ｉ_δは正となる。
具体的に式（３−１）の演算では、δ軸電圧指令値ｖ^＊ _δはδ軸電流ｉ_δが０になるように負の比例制御を行っている。これで、ｉ_δの正負のふらつきがあれば、ゲインＫδによって早急にｉ_δのふらつきをなくすように電圧指令値ｖ^＊ _δが決定される。

γ軸電圧指令値ｖ^＊ _γは、誘起電圧に相当するΛ_ｄω_１の電圧を補うような電圧値とすることに加え、δ軸電流ｉ_δを０にする演算をするために、ここではｉ_δを積分する積分制御を行う。つまり、式（３−２）の演算では、δ軸電流ｉ_δが正負のどちらか一方の値で累積すれば、その分大きな値で元に戻るような電圧値が決定される。なお、ここでは積分制御を用いたが、制御応答性によっては、比例制御、比例積分制御等としてもよい。

このようにすることで、ｉ_δは０になり、ｉ_δが０になればｖ_δも０になる。結局、モータ８に流す電流とモータ印加電圧はγ軸成分のみとなり、位相は一致するので力率１となる。これだけでも、電圧と電流の積は最小となり、省電力な制御が可能である。

しかしながら、ＩＰＭ（内部磁石型）モータでは、式（１）の第二項となるリラクタンストルクも利用できるので、マグネットトルクとリラクタンストルクの双方をバランスよく利用することで、電流をさらに減らすことができる。モータ電流（δ軸とγ軸を合成した絶対値）Ｉが誘起電圧に対して進み角θで流れているとｄ軸電流ｉ_ｄおよびｑ軸電流ｉ_ｑは式（４−１）、（４−２）のように表すことができる。

モータ電流Ｉに対してモータトルクτが最大となる条件は、式（４−１）、（４−２）を式（１）に代入して得られるτ（式（５−１））のθについての微分が０になることである。これを式（５−２）とすると、以下のようになる。

上記式（５−２）のＩ・ｓｉｎθ、Ｉ・ｃｏｓθを式（４−１）、（４−２）のｉ_ｄ、ｉ_ｑで表すと次式（６）となる。

式（６）は、Ａ＝Λ_ｄ／２（Ｌ_ｄ−Ｌ_ｑ）として、（ｉ_ｄ＋Ａ）²−ｉ_ｑ ²＝Ａ²という関係を表した式であり、ｉ_ｄを縦軸、ｉ_ｑを横軸とすると図２に示すようなグラフとなる。

したがって、同図が最小電流となるときのｉ_ｄ、ｉ_ｑの組み合わせを表しているが、ｉ_ｄとｉ_ｑの関係は、平方根を含んだ形になっているので、制御で利用するにはテーブル化する等の手法が必要となる。

そこで、モータ電流Ｉとモータ印加電圧Ｖの位相差で制御する。まず、φは、モータ印加電圧Ｖの位相とモータ電流Ｉの位相の差であるから、次式（７）で表される。

上述したように、最小電流のときのｉ_ｄとｉ_ｑの関係は、（ｉ_ｄ＋Ａ）²−ｉ_ｑ ²＝Ａ²であり、これは双曲線なので、双曲線関数（ｓｉｎｈ、ｃｏｓｈ）により、次式（８−１）、（８−２）のように表せる。

そして、αが十分小さく、０とみなせる場合は、それぞれｉ_ｄ＝Ａα²、ｉ_ｑ＝Ａαと近似できる。また、モータに印加する電圧をｄ軸とｑ軸でとらえたｖ_ｄ、ｖ_ｑは、モータ回路の等価式から、次式（９−１）、（９−２）のようにみなせる。通常、動作回転数に於いて抵抗は無視できるからである。

これらの式を用いると、式（７）の位相差φは、次式（１０）のように近似できる。

ここで、モータ電流Ｉは次式（１１）で表せるので、結局位相差φは、次式（１２）のようになる。つまり、位相差φは、電流とほぼ比例関係になる。また、制御によりｉ_δ＝０となっており、モータ電流Ｉはｉ_γに比例しているので、位相差φはｉ_γにも比例する。
上記のように近似せずにｄ軸電流とｑ軸電流をつかってプロットして得られる位相差φとモータ電流Ｉの関係を示したのが図３である。このようにしてもほぼ比例しており、比例関係を用いて制御することの妥当性がわかる。

このように、トルクを出すために必要となる最小電流の制御は、φ＝０ではなく、力率角（位相差）を積極的に制御してやることにより実現できる。そこで、制御装置１では、図１に示すように、モータ８の端子の電流を、３相／２相変換手段９で３相／２相変換する際に用いられる回転軸をθではなくθ−φとする力率角設定手段１０を有するようにした。φは、モータ電流Ｉの関数であるから、同図に示すように、まず、フィードバックされるγ軸電流を用いてモータ電流Ｉを求める（ｉ_δは０に制御されている。）。モータ電流Ｉが求まれば、それに定数を乗じてφを求める。これによってφを３相／２相変換の回転軸θから差し引くようにする。

そして、θ−φを回転軸として３相／２相変換手段９で３相／２相変換された電流は、ゲインＫωが乗じられて周波数たる速度指令ｎω_ｍ ^*に負帰還され、永久磁石型同期モータ８が安定して動作するように指令ｎω_ｍ ^＊が修正される。これは、負荷が重くなり、回転子の位置が回転磁界に対して遅れると電流が増え、逆に負荷が軽くなり、回転子の位置が回転磁界に対して進むと電流が減るので、速度指令を修正することで安定化させるものである。（３−１）、（３−２）式により、ｖ_δ＝Ｉ_δ＝０となるように制御しているので、電流の３相／２相変換と電圧の２相／３相変換に使用する位相が異なれば、その差であるφが力率角となるように制御される。

上記モータ電流Ｉと位相差φの関係は、比例関係にあるので、適切な比例定数を選択して演算によりφを導くようにしてもよいし、電流値の大きい範囲での正確性を求めるのであれば、モータ電流Ｉとφの関係をテーブル化してもよい。テーブル化した構成を採用した場合であっても、ほぼ比例しているためテーブルデータを細かく取る必要が無いというメリットがある。
このようにしても、ｉ_δとｉ_γとの組み合わせである２次元テーブルを参照するのとは異なり、モータ電流Ｉは実際のフィードバックで得られるので、φは一義的に決定でき、常に適切な位相差φを求めることができる。

以上により、制御装置１によれば、ＩＰＭモータのリラクタンストルクも考慮した最小電流で永久磁石型同期モータ８のトルクを制御することができる。また、複雑な演算を必要とせず、３相／２相変換の際の回転軸角度を変化させるだけで、最小電流によるトルク制御が可能になるので、構成がシンプルとなり、メンテナンス性も向上する。さらに、図４に示すように、力率１制御の場合に対し、Ｖ／ｆ制御が適正となるトルク範囲が拡張され、低速回転から高速回転まで単純なＶ／ｆ制御を基調としつつ、電流を最小にして動作させることが可能となる。

次に、制御装置１は、電圧指令値ｖ^＊ _γを補正する電圧指令値補正手段４を有している。電圧指令値補正手段４は、電圧指令値設定手段３と２相／３相変換手段５との間に位置し、電圧指令値設定手段３で生成された電圧指令値ｖ^＊ _δおよび電圧指令値ｖ^＊ _γのうち、電圧指令値ｖ^＊ _γを補正する。電圧指令値ｖ^＊ _δを補正してもよいが、本発明者らの検討によると、電圧指令値ｖ^＊ _γのみを補正すれば足りる。

図１６に基づいて説明したように、従来は、過変調制御領域内で制御することはなかった。しかし、制御装置１は、電圧指令値ｖ^＊ _γを補正することにより、過変調制御領域を比例制御ができるようにする。図５は、この補正の内容の一例を示すグラフ（テーブル）であり、横軸が電圧指令値ｖ^＊ _γを示し、縦軸が電圧指令値ｖ^＊ _γを補正して得られる補正電圧指令値ｖ^＊ _γ ^＊を示す。つまり、補正は、電圧指令値ｖ^＊ _γに補正関数曲線Ｌ上の対応する値を乗ずることによって、電圧指令値により発生する実際のＰＷＭ波形出力の基本成分が電圧指令値IIIに対し比例的に出力されるように行われる。なお、補正は、過変調制御領域において行われるものであり、図５において横軸の「１００」が過変調制御領域の開始点、つまり補正の開始点である。また、補正は、Ｖｄｃ×１．１２（横軸の「１１２」）以下の範囲で適用される。なお、補正をＶｄｃ×１．１２以下とするのは、それを超える値にするとパルス幅変調が行えなくなるためである。

図６は、過変調制御領域について補正電圧指令値ｖ^＊ _γ ^＊を適用した場合の、電圧指令値ｖ^* _γ（ｖ^＊ _γ ^＊）とインバータ７の出力電圧との関係を示す。比例制御が可能なｖ／ｆ制御に続く過変調制御領域においても、コンバータ電圧Ｖｄｃの１．１２倍の範囲まで、電圧指令値ｖ^* _γ（ｖ^＊ _γ ^＊）に対してインバータ７の出力電圧Ｖｍを比例制御が可能になる。したがって、制御装置１によれば、従来の過変調制御領域を使用しない制御装置に比べて、インバータの出力電圧の最大値を１．１２×ＶｍＭＡＸまで高めることができる。

電圧指令値補正手段４により、実際のＰＷＭ波形出力の基本波成分が電圧指令値に対し過変調制御領域まで比例的に出力されるためモータ８を駆動する際に次の効果が得られる。
（１）過変調制御領域を使用しない従来制御に係るモータと同じターン数のモータ８を駆動することにより、インバータ７の出力電圧が従来の１．１２倍までアップする。したがって、従来制御と同じターン数のモータ７を用いたとすると、図７に示すように、従来の最大回転数より１．１２倍の回転数まで制御が可能である。
（２）従来制御に係るモータよりターン数の多いモータ８を駆動したとすると、図８に示すように、従来と最大回転数は同等レベルとなるが、インバータ７の出力電流は従来の１／１．１２まで低減されるので、モータ８の運転効率が向上する。

制御装置１は、ＰＷＭ波形手段６を備えている。ＰＷＭ波形手段６は、ｖ／ｆ制御領域においては、３相中の１相が連続して電気角で約６０度期間スイッチングを停止する２相変調を行い、過変調制御領域では、３相変調に３次高調波を重畳させた変調に切換えを行うことを特徴とする。
このようなＰＷＭ波形手段６を設けることにより、正弦波をＰＷＭ波形に変換することができ、制御中のスイッチング回数を減らして、モータ８の駆動効率を向上できる。

また、制御装置１は、過変調制御領域でインバータ７の出力電圧が最大値（１．１２×ＶｍＭＡＸ）に達した以降は、図９に示すように、その最大値電圧を一定として制御する弱め界磁制御を実施することができる。そうすることにより、インバータ７の最大電圧に達した後も、継続してモータ８の回転数制御が可能となる。

以上説明した制御が可能になると、工業製品の小型化、省電力化に寄与することができる。たとえば、空気調和装置の圧縮機を駆動するためのモータは、小型化の要請と共に空気調和装置が大量に電力を消費する機器であることから、ことの他、省電力化の要請が強い。永久磁石型同期モータが採用されてきているのも、その現れの一つであるが、制御装置１は上記要請に沿うものとなる。
制御装置１は、電圧指令値補正手段４を、電圧指令値設定手段３と２相／３相変換手段５との間に設けている。また、制御装置１は、電圧指令値ｖ^＊ _δおよび電圧指令値ｖ^＊ _γのうち、電圧指令値ｖ^＊ _γのみを補正している。このように、制御装置１は、構成の変更を最小限に抑えて、補正を示現している。

次に、上述した本発明の一実施形態に係るモータ８の制御装置１により行われるモータの脱調検出方法について説明する。
上述したように、本実施形態に係る永久磁石型同期モータは、上記（３−１）、（３−２）式に示す通り、ｖ_δ＝０となるように制御されている。また、本実施形態に係る制御方法では、制御安定化のために、δ軸電流指令値ｉ_δ ^＊との偏差を積分して、この偏差を打ち消すように電圧指令値ｖ_δ、ｖ_γを決定している。従って、通常運転状態においては、γ軸電圧オフセット値Ｖ_γｏｆｓ（＝Ｋ∫ｉ_δｄｔ）は、略一定値に収束する。
図１０に、正常時おける永久磁石型同期モータの起動時の波形を示す。図１０において、上からγ軸電圧オフセット値Ｖ_γｏｆｓ、δ軸電流ｉ_δ、モータ電流波形（Ｕ相）の波形を示している。この図に示すように、正常時においては、γ軸電圧オフセット値Ｖ_γｏｆｓ及びδ軸電流ｉ_δの双方において、ゼロに収束している。

一方、脱調が発生すると、δ軸電流ｉ_δは増大し、強め界磁状態となる。図１１に脱調状態における永久磁石型同期モータ８の起動時の波形を示す。図１１において、上からγ軸電圧オフセット値Ｖ_γｏｆｓ、δ軸電流ｉ_δ、モータ電流波形（Ｕ相）の波形を示している。この図に示すように、脱調状態では、γ軸電圧オフセット値Ｖ_γｏｆｓ及びδ軸電流ｉ_δが増大していることがわかる。
そこで、制御装置１の脱調検出方法では、このδ軸電流ｉ_δ或いはγ軸電圧オフセット値Ｖ_γｏｆｓの増大を検知することにより、脱調の検出を行う。

具体的には、δ軸電流ｉ_δが規定値以上の状態が所定の期間継続した場合に、脱調を検出する。これにより、非常に容易に、モータの脱調を検出することが可能となる。ここで、規定値、及び所定の期間は、モータの特性に応じて任意に設定できる値である。
更に、δ軸電流ｉ_δに代わって、このδ軸電流の積分値であるγ電圧オフセット値Ｖ_γｏｆｓを用いて脱調を検出するようにしても良い。具体的には、γ電圧オフセット値Ｖ_γｏｆｓが規定値以上となった場合、好ましくは、γ電圧オフセット値Ｖ_γｏｆｓが規定値以上の状態が所定の期間継続した場合に、脱調を検出するようにしても良い。

一般的に、同期モータにおいては、起動時に強制同期運転により引き込み運転が行われる。この強制同期運転の期間においては、δ軸電流ｉ_δがゼロに収束しないので、上述のようにδ軸電流ｉ_δだけをモニタしていると、脱調の誤検知をする可能性がある。このような場合であっても、δ軸電流ｉ_δの積分値であるγ電圧オフセット値Ｖ_γｏｆｓを利用することで、脱調の誤検知を防ぎ、脱調検出精度の向上を図ることができる。

以上説明してきたように、本実施形態に係る制御装置によれば、モータ制御に用いられているγ軸電圧オフセット値Ｖ_γｏｆｓ及びδ軸電流ｉ_δの少なくともいずれか一方を用いてモータの脱調の検出を行うので、非常に容易に脱調の検出を実現させることができる。

更に、本実施形態に係る脱調検出方法においては、モータ温度による磁束量の変化を考慮して、上記規定値を温度に応じて更新するようにしても良い。例えば、温度が上昇すると、磁束量は低下するため、上記δ軸電流ｉ_δは減少する。逆に、温度が低下すると、磁束量は増加するため、上記δ軸電流ｉ_δは増加する。従って、温度が上昇した場合には上記規定値を高く設定し、温度が低下した場合には上記規定値を低く設定することにより、脱調検出の精度を更に高めることが可能となる。

なお、モータの磁束量の変化によってもγ軸電圧オフセット値Ｖ_γｏｆｓは変動する。図１２〜図１４に、正常時、つまり、脱調が発生していない状態において、磁束量を変化させた場合の起動時の各状態量の変化を示す。図１２は磁束量が通常の場合、図１４は磁束量を増加させた場合、図１３は磁束量を図１２と図１４との中間としたときの各状態量を示している。図１２〜図１４において、上からγ軸電圧オフセット値Ｖ_γｏｆｓ、δ軸電流ｉ_δ、モータ電流波形（Ｕ相）の波形をそれぞれ示している。

このように、脱調が発生していない場合であっても、磁束量に応じてγ軸電圧オフセット値Ｖ_γｏｆｓが増減する。従って、γ軸電圧オフセット値Ｖ_γｏｆｓの変化だけを検出していたのでは、その変化が脱調に起因するものなのか、或いは、磁束量の変化に起因するものなのかを区別することが難しい場合がある。しかしながら、このような場合であっても、γ軸電圧オフセット値Ｖ_γｏｆｓとインバータ出力電力等との組み合わせによって、脱調と電磁状態とを区別することができる。

つまり、モータの磁束量が増加した場合、γ軸電圧オフセット値Ｖ_γｏｆｓが増加しても、インバータ出力はその時の運転状態に応じた値をとるのに対し、一方、脱調発生時においては、γ軸電圧オフセット値Ｖ_γｏｆｓが増加すると、インバータとして仕事をしなくなるので出力電力が減少し、規定値以下となる。
よって、γ軸電圧オフセット値Ｖ_γｏｆｓが規定値以上となる状態が所定期間継続し、且つ、インバータ出力電力が規定値以下となる状態が所定期間継続した場合に、脱調と判断することで、磁束量の変動による誤検知を回避することが可能となる。また、インバータ出力電力以外に、モータ電流の実効値等により判断することも可能である。

制御装置１は、空気調和装置の圧縮機を駆動するためのモータに適用されるが、本発明はこれに限定されるものでなく、永久磁石型同期モータの制御に広く適用できる。

本実施の形態に係る制御装置のシステム構成を示すブロック線図である。 最小電流となるときのｄ軸電流とｑ軸電流の関係を示すグラフであり、縦軸はｄ軸電流、横軸はｑ軸電流である。 最小電流となるときの電流と位相差の関係を示すグラフであり、縦軸は位相差、横軸は電流である。 力率１制御の場合と本発明の場合との電流−トルク特性を示すグラフであり、縦軸は電流、横軸はトルクである。 過変調制御領域において、電圧指令値ｖ^＊ _γを補正電圧指令値ｖ^＊ _γ ^＊に補正するための補正完成曲線を示すグラフである。 過変調制御領域について補正電圧指令値ｖ^＊ _γ ^＊を適用した場合の、電圧指令値ｖ^* _γ（ｖ^＊ _γ ^＊）とインバータの出力電圧との関係を示すグラフである。 本実施の形態に係る制御装置を用い、ターン数の同じモータを駆動させるときの効果を示すグラフである。 本実施の形態に係る制御装置を用い、ターン数の多いモータを駆動させるときの効果を示すグラフである。 本実施の形態に係る制御装置を用い、過変調制御領域でインバータの出力電圧が最大値に達した以降に弱め界磁制御を行うことを示すグラフである。 モータ正常状態における永久磁石型同期モータの起動時の波形を示す。 モータ脱調状態における永久磁石型同期モータの起動時の波形を示す。 モータ正常状態、且つ、磁束量が通常状態の場合における永久磁石型同期モータの起動時の波形を示す。 モータ正常状態、且つ、磁束量を通常状態よりもやや増加させた場合における永久磁石型同期モータの起動時の波形を示す。 モータ正常状態、且つ、磁束量を図１３の磁束量よりも更に増加させた場合における永久磁石型同期モータの起動時の波形を示す。 特許文献１に開示される従来の制御装置のシステム構成を示すブロック線図である。 従来の制御装置における、電圧指令値インバータの出力電圧との関係を示すグラフである。

符号の説明

１…制御装置
２…速度指令設定手段
３…電圧指令値設定手段
４…電圧指令値補正手段
５…２相／３相変換手段
６…ＰＷＭ波形手段
７…インバータ
８…永久磁石型同期モータ（モータ）
９…３相／２相変換手段
１０…力率角設定手段

Claims (6)

1. モータの周波数に比例した電圧指令値IIを回転直角座標系のδ軸及びγ軸の２軸で設定する電圧指令値設定手段と、
   ２軸の前記電圧指令値IIを３相の電圧指令値IIIへ座標変換する２相／３層変換手段と、
   ３相の前記電圧指令値IIIを電力変換してモータに印加するインバータと、
   前記モータの界磁方向を検出せずに、前記モータの端子電流を前記電圧指令値IIにフィードバックする手段と、
   過変調制御領域において、前記電圧指令値IIIと前記インバータからの出力電圧とが比例するように、前記電圧指令値IIを補正する補正手段と、
   を有することを特徴とする永久磁石型同期モータの制御装置。
2. 前記補正手段は、
   前記電圧指令値設定手段と前記２相／３相変換手段の間で、前記電圧指令値設定手段で設定された電圧指令値ｖ^＊ _δ及びｖ^＊ _γの一方又は双方を補正することを特徴とする請求項１に記載の永久磁石型同期モータの制御装置。
3. ３相の前記電圧指令値IIIをパルス幅変調波形に変換するＰＷＭ波形手段を有することを特徴とする請求項１又は２に記載の永久磁石型同期モータの制御装置。
4. モータの周波数に比例した電圧指令値IIを回転直角座標系のδ軸及びγ軸の２軸で設定するステップ（ａ）と、
   ２軸の前記電圧指令値IIを３相の電圧指令値IIIへ座標変換するステップ（ｂ）と、
   ３相の前記電圧指令値IIIをインバータにより電力変換をして前記モータに印加するステップ（ｃ）と、
   前記モータの界磁方向を検出せずに、前記モータの端子電流をフィードバックするステップ（ｄ）と、
   過変調制御領域において、前記電圧指令値IIIとインバータからの出力電圧とが比例するように、前記電圧指令値IIを補正するステップ（ｅ）と、
   を有することを特徴とする永久磁石型同期モータの制御方法。
5. 前記補正するステップ（ｅ）は、
   前記ステップ（ａ）と前記ステップ（ｂ）の間で、設定された電圧指令値ｖ^＊ _δ及びｖ^＊ _γの一方又は双方を補正することを特徴とする請求項４に記載の永久磁石型同期モータの制御方法。
6. ３相の前記電圧指令値IIIをパルス幅変調波形に変換して、前記インバータに供給するステップ（ｆ）を有することを特徴とする請求項４又は５に記載の永久磁石型同期モータの制御装置。

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