JPWO2020115859A1 - 回転機の制御装置および電動車両の制御装置 - Google Patents

Abstract

回転機の制御装置は、磁極位置推定部と、回転機に流れる各相の相電流の検出結果に基づいてｄ軸電流およびｑ軸電流を生成するベクトル演算部と、第１のｄ軸電流指令および第１のｑ軸電流指令を補正して第２のｄ軸電流指令および第２のｑ軸電流指令を出力する電流指令補正部と、電流制御部と、特定周波数成分を含んだ高周波電圧を回転座標上の電圧指令に重畳する電圧印加部と、電圧制御部と、を備え、磁極位置推定部は、特定周波数成分の状態量に基づいて磁極位置を推定し、電流指令補正部は、電気角周波数成分の電流振幅が特定周波数成分の電流振幅の１／２倍以上になるように、電流指令を補正する。

Description

本発明は、回転子の磁極位置を推定して回転機を制御する回転機の制御装置および電動車両の制御装置に関するものである。

従来、回転機の制御装置としては、回転機の回転子速度または回転子位置を正確に把握し、回転子の位置または回転数に基づいて、適切なタイミングで巻線に電流を流して磁石の吸引および反発力で駆動力を発生させるものがある。従来の回転機の制御装置としては、回転子の速度情報あるいは位置情報を把握するために、例えば、エンコーダ、レゾルバといったセンサを備えているものが知られている。

回転機に位置センサあるいは速度センサを設ける構成の場合、回転機の回転子速度情報あるいは回転子位置情報を正確に得ることができる。その一方で、センサによるコスト増の課題、センサ情報を制御装置に伝送するための配線が必要であるという課題、さらには、センサ自体の故障による信頼性の低下という課題などがあった。

そこで、上述した課題を解決する構成として、回転機に印加する電圧、あるいは回転機に流れる電流から、回転機の回転子位置を推定する、いわゆる位置センサレス制御法が開発されている。回転機におけるセンサレス化に関する制御方法として、回転機の誘起電圧から、回転機の回転子位置を推定する方法がある。

ここで、誘起電圧の大きさは、回転機の速度に比例するという特徴がある。このため、零速あるいは低速域では誘起電圧が小さくなり、Ｓ／Ｎ比が悪化する。従って、零速あるいは低速域では、回転機の回転子位置を推定することが困難になる。

また、上述した課題を解決する別の構成として、回転子の磁気突極性を利用して、位置推定用の高周波信号を重畳し、重畳した高周波信号に基づいて回転子位置の推定精度を向上させる制御手法がある。この手法は、位置推定用の高周波信号を回転機に注入しなければならないものの、回転機の速度に関係せずに、回転機の回転子位置を推定できるメリットがある。このため、零速および低速域において位置検出を行うために、突極性を利用したセンサレス制御法が用いられる。

突極性を利用したセンサレス制御法として、３相回転機の推定ｄ軸の正方向および負方向に振動する高周波電圧信号を印加した際に回転機に実際に伝播する特定周波数の電流信号に基づき、回転機の電気角を推定する制御法が提案されている（例えば、特許文献１参照）。しかしながら、電流振幅が小さくなる無負荷および軽負荷では、検出信号の精度の悪化、およびデッドタイムに起因した電圧誤差により、回転子位置の推定が困難になる問題がある。

そこで、無負荷および軽負荷時における回転子位置の推定精度を上げる手法として、トルク最大化曲線上から定まる電流ベクトルから、ｄ軸電流指令値を負の方向にオフセットして、ｄ軸電流指令値が下限値以上になるように補正するものがある。このような制御手法を採用することにより、検出信号の精度悪化の影響を抑制する制御装置を実現している（例えば、特許文献２参照）

特許第３３１２４７２号公報 特開２００９−２９０９２９号公報

特許文献２に記載された回転電機の制御装置では、回転子位置の推定精度の悪化を抑えるために、ｄ軸電流指令値の上限を零または負の値に制限する上限値制御部を備えており、ｄ軸電流指令値を補正している。しかしながら、ｄ軸電流指令値の補正量を算出するためには、事前に実験などを行い、回転子位置の推定精度が悪化しない補正量を設定していると考えられる。

ｄ軸電流指令値の補正量は、さまざまな種類の回転機に対して容易に決定できることが望まれる。ｄ軸電流指令値の補正量が小さすぎる場合には、回転子位置の推定精度が悪化する。

一方、ｄ軸電流指令値の補正量が大きすぎる場合には、トルクが最大となる電流値から乖離する。このため、効率の低下を招き、さらには、回転子に配置した永久磁石が不可逆減磁を招くおそれもある。

加えて、回転機の使用環境が異なる場合、あるいは製造誤差が原因でパラメータが変動した場合には、従来技術では、回転子位置の推定精度の悪化を抑制することができない問題がある。

本発明は、このような問題を解決するためのものであり、回転子位置の推定精度の悪化を抑制することができる回転機の制御装置および電動車両の制御装置を得ることを目的とする。

本発明に係る回転機の制御装置は、回転機の状態量に基づいて回転子の磁極位置を推定する磁極位置推定部と、磁極位置推定部による推定結果である磁極位置推定値を取得し、回転機に流れる各相の相電流の検出結果に基づいて、ｄ軸電流およびｑ軸電流を生成するベクトル演算部と、第１のｄ軸電流指令および第１のｑ軸電流指令を補正し、第２のｄ軸電流指令および第２のｑ軸電流指令を出力する電流指令補正部と、ｄ軸電流が第２のｄ軸電流指令と一致し、ｑ軸電流が第２のｑ軸電流指令と一致するように、回転座標上の電圧指令を生成する電流制御部と、回転機の回転数に同期した電気角周波数成分に対して高い周波数の特定周波数成分を含んだ高周波電圧を、回転座標上の電圧指令に重畳する電圧印加部と、磁極位置推定値を取得し、電圧印加部による重畳が行われた回転座標上の電圧指令を固定座標上の電圧指令に変換し、回転機に印加する電圧を制御する電圧制御部と、を備え、磁極位置推定部は、特定周波数成分の状態量に基づいて、磁極位置を推定し、電流指令補正部は、電気角周波数成分の電流振幅が特定周波数成分の電流振幅の１／２倍以上になるように、第１のｄ軸電流指令および第１のｑ軸電流指令を補正し、第２のｄ軸電流指令および第２のｑ軸電流指令を出力するものである。

また、本発明に係る電動車両の制御装置は、本願の回転機の制御装置を備えるものである。

本発明によれば、回転子位置の推定精度の悪化を抑制する回転機の制御装置および電動車両の制御装置を得ることができる。

本発明の実施の形態１における回転機の制御装置に関する構成を示したブロック図である。 本発明の実施の形態１における磁極位置推定部に関する構成を示したブロック図である。 本発明の実施の形態１における状態観測部に関する磁極位置推定値を求める構成を示したブロック図である。 従来装置によって軽負荷領域におけるセンサレス制御を実行した際の波形を示した図である。 本発明の実施の形態１に係る回転機の制御装置によって軽負荷領域におけるセンサレス制御を実行した際の波形を示した図である。 本発明の実施の形態１における電気角周波数成分の電流振幅と特定周波数成分の電流振幅との関係を示した図である。 本発明の実施の形態１における電流指令補正部により実行される電流指令補正量の算出処理に関するフローチャートである。 本発明の実施の形態２における電流指令補正部により実行される電流指令補正量の算出処理に関するフローチャートである。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１における回転機の制御装置に関する構成を示したブロック図である。本実施の形態１に係る回転機の制御装置は、電気自動車、ハイブリッド自動車等の電動車両で用いられる回転機だけではなく、他のあらゆる種類の回転機を用いた駆動システムに対しても適用可能である。

以下に、図１の各構成について、詳細に説明する。回転機１は、直流／交流変換を行うインバータ２を用いて給電され、駆動される。インバータ２の交流側には、３相電流を検出する電流センサ３が設けられている。インバータ２の直流側には、直流電源４が接続されている。

回転機１は、永久磁石同期回転機、誘導回転機、リラクタンス回転機などの、３相交流回転機によって構成される。永久磁石同期回転機の回転子に用いる永久磁石は、ネオジム等の希土類磁石が使用される。なお、永久磁石は、サマリウムコバルト磁石、フェライト磁石など、他の磁石でもよい。

インバータ２は、例えば、６個のパワースイッチング素子と、それらのパワースイッチング素子に並列に接続されたダイオードとを用いて構成される。パワースイッチング素子としては、例えば、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒなどを用いることが可能である。

インバータ２には、平滑コンデンサにより平滑化された直流電圧が供給される。そして、インバータ２は、電圧制御部１６からの出力信号に基づいて、直流電圧を交流電圧に変換して、交流回転機である回転機１に供給し、回転機１が駆動される。

電流センサ３は、電力変換器であるインバータ２から回転機１に供給される３相交流電流を検出する。電流センサ３は、少なくとも２相に設置されていればよく、電流検出部１０は、残りの一相の電流を、３相の和がゼロであるとして演算により求めることが可能である。以下では、図１に示したように、電流センサ３により３相分の交流電流が検出されるものとして、説明を行う。

電流検出部１０は、電流センサ３による３相電流の出力信号を、検出周期に基づいて検出する。検出周期毎に電流検出部１０により検出された３相電流ｉ_u、ｉ_v、ｉ_wは、検出電流ベクトル演算部１１に入力される。

直流電源４は、鉛蓄電池、ニッケル水素、リチウムイオン等の二次電池からなる。なお、直流電源４の出力電圧を昇降圧してインバータ２に供給するＤＣ／ＤＣコンバータをさらに接続する構成を採用することも可能である。

ベクトル演算部としての検出電流ベクトル演算部１１は、入力信号として、後で詳述する磁極位置推定部２０による推定結果である磁極位置推定値θ＾、および電流検出部１０による検出結果である３相電流ｉ_u、ｉ_v、ｉ_wを読み取る。ここで、明細書中における「＾」という表記は、その前の記号の上に＾が付されたことを示すものであり、推定値を意味している。磁極位置推定値θ＾は、推定した回転子位置に相当する値である。

検出電流ベクトル演算部１１は、磁極位置推定値θ＾に基づいて、３相電流ｉ_u、ｉ_v、ｉ_wを、回転速度と同期して回転する回転座標ｄ−ｑ軸上の電流であるｄ軸電流とｑ軸電流に変換する。さらに、検出電流ベクトル演算部１１は、変換後のｄ軸電流とｑ軸電流から、特定周波数成分を含んだ高周波電流をカットして、回転数に同期した電気角周波数成分を抽出し、ｄ軸電流Ｉ_dおよびｑ軸電流Ｉ_qとして電流制御部１５に出力する。

電流指令演算部１３は、電源電圧、回転数指令、およびトルク指令に基づき、回転座標系の電流指令値であるｄ軸電流指令Ｉ_d0 ^*およびｑ軸電流指令Ｉ_q0 ^*を演算する。ｄ軸電流指令Ｉ_d0 ^*は、第１のｄ軸電流指令に相当し、ｑ軸電流指令Ｉ_q0 ^*は、第１のｑ軸電流指令に相当する。

電流指令補正部１４は、磁極位置推定部２０から出力される差分値Δｉ_hに基づいて、回転座標系の電流指令値の補正量であるｄ軸電流指令補正量Ｉ_dcmpおよびｑ軸電流指令補正量Ｉ_qcmpを演算する。

電流指令演算部１３の出力であるｄ軸電流指令Ｉ_d0 ^*に、電流指令補正部１４の出力であるｄ軸電流指令補正量Ｉ_dcmpが加算されることで、ｄ軸電流指令Ｉ_d ^*が生成される。同様に、電流指令演算部１３の出力であるｑ軸電流指令Ｉ_q0 ^*に、電流指令補正部１４の出力であるｑ軸電流指令補正量Ｉ_qcmpが加算されることで、ｑ軸電流指令Ｉ_q ^*が生成される。ｄ軸電流指令Ｉ_d ^*は、第２のｄ軸電流指令に相当し、ｑ軸電流指令Ｉ_q ^*は、第２のｑ軸電流指令に相当する。

電流制御部１５は、ｄ軸電流指令Ｉ_d ^*およびｑ軸電流指令Ｉ_q ^*を指令値として読み取り、検出電流ベクトル演算部１１から出力されたｄ軸電流Ｉ_dおよびｑ軸電流Ｉ_qをフィードバック値として読み取る。電流制御部１５は、ｄ軸電流指令Ｉ_d ^*とｄ軸電流Ｉ_dとの偏差、およびｑ軸電流指令Ｉ_q ^*とｑ軸電流Ｉ_qとの偏差をそれぞれ演算する。そして。電流制御部１５は、それぞれの電流偏差が無くなるように比例積分制御を実行して、回転座標上の電圧指令を演算する。すなわち、電流制御部１５は、電流フィードバック制御を行い、その結果として、回転座標上の電圧指令を電圧指令ベクトルとして生成する。

電圧印加部としての高周波電圧印加部２１は、磁極位置を推定するために、電圧指令に対して重畳して印加される特定周波数成分の高周波電圧を電流制御部１５に出力する。そして、電流制御部１５は、演算した回転座標上の電圧指令に対して、特定周波数成分の高周波電圧を重畳した電圧指令Ｖ_d ^*、Ｖ_q ^*を電圧制御部１６に出力する。

電圧制御部１６は、磁極位置推定値θ＾を用いて、特定周波数成分の高周波電圧が重畳された電圧指令Ｖ_d ^*、Ｖ_q ^*を、固定座標上の３相電圧指令Ｖ_u ^*、Ｖ_v ^*、Ｖ_w ^*に変換し、インバータ２に出力する。

なお、特定周波数成分の高周波電圧を重畳する電圧指令としては、回転座標上の電圧指令を用いる代わりに、３相電圧指令を用いてもよい。すなわち、特定周波数成分の高周波電圧は、回転座標上の電圧指令、または３相電圧指令のいずれか一方の電圧指令値に重畳されればよい。

図２は、本発明の実施の形態１における磁極位置推定部２０に関する構成を示したブロック図である。磁極位置推定部２０に関して、図２を用いて説明する。状態観測部２０１は、特定周波数成分の高周波電圧が重畳された、回転座標上の電圧指令Ｖ_d ^*、Ｖ_q ^*と、電流検出部１０で検出された３相電流ｉ_u、ｉ_v、ｉ_wとを回転機１の状態量として取得し、状態量から磁極位置推定値θ＾を推定する。

また、状態観測部２０１は、特定周波数成分の高周波電圧が重畳された電圧指令Ｖ_d ^*、Ｖ_q ^*から、特定周波数成分の電流振幅を求める。そして、状態観測部２０１は、電気角周波数成分の電流振幅と、特定周波数成分の電流振幅の１／２倍との差分値Δｉ_hを求め、電流指令補正部１４に出力する。

永久磁石磁束演算部２０２は、誘起電圧が小さくなる零速および低速域において、永久磁石磁束ベクトルφ_fd、φ_fqを演算し、状態観測部２０１に出力する。状態観測部２０１は、回転子位置誤差を補正する演算を行う。この結果、零速および低速域においても、位置推定精度の悪化を抑制することができる。

図３は、本発明の実施の形態１における状態観測部２０１に関する磁極位置推定値θ＾を求める構成を示したブロック図である。状態観測部２０１による磁極位置推定値θ＾の算出処理について、図３を用いて説明する。座標変換器７０１は、検出電流ベクトル演算部１１と同様の処理を行う。すなわち、座標変換器７０１は、電流検出部１０の出力である３相電流ｉ_u、ｉ_v、ｉ_wを、磁極位置推定値θ＾を用いて、回転速度推定値ω_r＾と同期して回転する回転座標ｄｑ軸上の電流ｉ_d、ｉ_qに変換する。

実施の形態１では、これらの条件を満たすために、α−βと呼ばれる静止直交座標に、３相電圧指令Ｖ_u ^*、Ｖ_v ^*、Ｖ_w ^*を変換したα−β軸電圧指令Ｖ_α ^*、Ｖ_β ^*と、３相電流ｉ_u、ｉ_v、ｉ_wをα−β軸上に変換したα−β軸電流ｉ_α、ｉ_βとを、回転機１の数式モデルにあてはめて回転子位置を計算する構成とする。下式（１）は、α−β軸上での回転機１の電圧方程式である。

なお、Ｖ_α ^*、Ｖ_β ^*、およびｉ_α、ｉ_βは、それぞれ、下式（２）および（３）で求めることができる。

上式（１）のＥ_α、Ｅ_βは、回転機１が回転することで発生する誘起電圧を表している。これらの誘起電圧は、上式（１）を変形して、下式（４）のように求めることができる。

加減算器７０２は、ｄ軸に関して、後述する推定電流演算器７０７の出力である回転座標ｄ−ｑ座標上の推定電流ｉ_d＾から、ｄ−ｑ軸上のｄ軸電流ｉ_dを減算した電流偏差ｅ_idを増幅器７０６および速度同定器７１０に出力する。同様にして、加減算器７０２は、ｑ軸に関して、推定電流演算器７０７の出力である回転座標ｄ−ｑ座標上の推定電流ｉ_q＾から、ｄ−ｑ軸上のｑ軸電流ｉ_qを減算した電流偏差ｅ_iqを増幅器７０６および速度同定器７１０に出力する。

回転機行列演算器７０５は、入力に対して、下式（５）の行列Ａを用いた演算を行うように構成されており、また、増幅器７０６は、入力に対して、下式（６）の行列Ｈを用いた演算を行うように構成されている。

なお、上式（５）中の回転子角速度ωは、不明である。このため、回転子角速度ωは、後述する速度同定器７１０の出力である回転速度推定値ω_r＾で代用する。

加減算器７０３、積分器７０４、回転機行列演算器７０５、および増幅器７０６を用いることで、下式（７）の関係を満たすような演算を行うことができる。

最終的に、積分器７０４は、上式（７）の右辺の値の演算結果を積分することで、回転機の固定子磁束推定値φ_ds＾、φ_qs＾、および回転子磁束推定値φ_dr＾、φ_qr＾を生成する。積分器７０４は、固定子磁束推定値φ_ds＾、φ_qs＾、および回転子磁束推定値φ_dr＾、φ_qr＾を回転機行列演算器７０５および推定電流演算器７０７に出力する。また、積分器７０４は、回転子磁束推定値φ_dr＾、φ_qr＾を加減算器７０８および速度同定器７１０に出力する。

推定電流演算器７０７は、積分器７０４の出力に対して、下式（８）の演算を実行して、ｄ−ｑ軸上の推定電流ｉ_d＾、ｉ_q＾を加減算器７０２に出力する。

加減算器７０８は、ｄ軸に関して、回転子磁束推定値φ_dr＾から、永久磁石磁束ベクトルφ_fdを減算した回転子磁束誤差Δφ_drを速度同定器７１０に出力する。同様にして、加減算器７０８は、ｑ軸に関して、回転子磁束推定値φ_qr＾から、永久磁石磁束ベクトルφ_fqを減算した回転子磁束誤差Δφ_qrを速度同定器７１０に出力する。

速度同定器７１０は、回転子磁束推定値φ_dr＾、φ_qr＾と、電流偏差ｅ_id、ｅ_iqと、回転子磁束誤差Δφ_dr、Δφ_qrとを用いて、回転速度推定値ω_r＾を演算する。

下式（９）は、回転子磁束誤差Δφ_dr、Δφ_qrを考慮せずに、回転子磁束推定値φ_dr＾、φ_qr＾および電流偏差ｅ_id、ｅ_iqを用いて回転速度推定値ω_r＾を求める際の演算式の一例である。下式（９）のように、比例ゲインＫ_pと積分ゲインＫ_iとを用いた比例積分制御が実行されることにより、間接的に回転速度推定値ω_r＾を求めることができる構成となっている。

また、通常、回転子磁束ベクトルの方向は、ｄ軸と一致させるので、ｑ軸の回転子磁束推定値は、φ_qr＾＝０となり、上式（９）は、下式（１０）と変形できる。下式（１０）より、回転速度推定値ω_r＾は、ｅ_iq／φ_dr＾がゼロになるように比例積分制御されることで、間接的に演算されることが分かる。

上式（９）または（１０）を用いて回転速度推定値ω_r＾を求める場合を考える。この場合、前述したように、速度が急変するような過渡状態では、比例積分制御による推定遅れにより、磁極位置推定値θ＾に誤差が生じる。

また、上式（９）または（１０）に利用されている回転子磁束推定値φ_dr＾、φ_qr＾および電流偏差ｅ_id、ｅ_iqは、すべて、磁極位置推定値θ＾により座標変換されたものである。このため、誤差が生じた磁極位置推定値θ＾を用いて座標変換されたこれらの値にも、磁極位置推定値θ＾の誤差に起因した誤差が含まれることになる。

さらには、誤差が含まれた値に対して比例積分制御を実行することにより、回転速度推定値ω_r＾が演算され、この回転速度推定値ω_r＾を使って、再度、磁極位置推定値θ＾が演算されるというループが形成される。このため、速度推定および位置推定が不安定になり易くなる。その結果、比例ゲインｋ_pおよび積分ゲインｋ_iを大きな値にすることができない。すなわち、回転速度推定値ω_r＾の推定応答を上げることが困難となる。

そこで、実施の形態１に係る速度同定器７１０では、回転子磁束誤差Δφ_dr、Δφ_qrを考慮することで、推定応答の向上を図っている。具体的には、実施の形態１に係る速度同定器７１０は、下式（１１）に示すように、永久磁石磁束演算部２０２によって算出された永久磁石磁束ベクトルφ_fd、φ_fqと、積分器７０４の出力である回転子磁束推定値φ_dr＾、φ_qr＾との偏差として演算された回転子磁束誤差Δφ_dr、Δφ_qrを用いて、比例積分制御を実行する。

なお、永久磁石磁束演算部２０２は、下式（１２）を用いて永久磁石磁束ベクトルφ_fd、φ_fqを求めることができる。ただし、下式（１２)において、φ_fは、永久磁石磁束であり、Δθは、回転子磁極位置誤差である。

磁極位置推定に用いる特定周波数成分を回転座標上の電圧指令に重畳する方式では、特定周波数成分を印加する方向と、インダクタンス最小方向とに誤差があると、推定したｑ軸において、下式（１３）に示すｑ軸高周波電流振幅｜ｉ_qh｜を持つ高周波電流が発生する。ただし、下式（１３)において、Ｖ_hは、特定周波数成分の電圧振幅であり、ω_hは、特定角周波数であり、Δθは、回転子磁極位置誤差である。

上式（１３）より、特定周波数成分を印加して得られるｑ軸高周波電流には、回転子磁極位置誤差Δθが含まれている。従って、実施の形態１では、特定周波数成分を含むｑ軸高周波電流を検出することにより、回転子磁極位置誤差Δθを演算することを考える。

電流検出部１０の出力である３相電流ｉ_u、ｉ_v、ｉ_wは、磁極位置推定値θ＾を用いて、回転速度推定値ω_r＾と同期して回転する回転座標ｄｑ軸上の電流ｉ_d、ｉ_qに変換される。

変換されたｑ軸電流ｉ_qには、特定高周波成分が含まれている。そこで、フィルタを用いて低周波成分をカットすることで、回転数に同期した電気角周波数成分に対して高い周波数の特定周波数成分を含んだｑ軸高周波電流振幅｜ｉ_qh｜を抽出することができる。回転子磁極位置誤差Δθは、ｑ軸高周波電流振幅｜ｉ_qh｜を用いて、下式（１４）により得ることができる。

ｑ軸高周波電流振幅｜ｉ_qh｜を抽出する具体的なフィルタの構成としては、低周波成分をカットするハイパスフィルタ、特定周波数成分を抽出するバンドパスフィルタなどを用いることができる。

次に、電流振幅の小さい軽負荷領域において、センサレス制御で回転機を制御した際の従来制御と実施の形態１に係る制御との比較結果について説明する。

図４は、従来装置によって軽負荷領域におけるセンサレス制御を実行した際の波形を示した図である。具体的には、図４には、三相電流波形、およびｑ軸高周波電流振幅｜ｉ_qh｜の４つの波形が、横軸を時間として示されている。また、図４では、各波形について、デッドタイムを理想的に０ｓとした結果も合わせて示している。

図４の波形から、回転子磁極位置誤差Δθに起因するｑ軸高周波電流振幅｜ｉ_qh｜の波形が、デッドタイムの有無により差異があることがわかる。すなわち、デッドタイムに起因した電圧誤差が、ｑ軸高周波電流振幅｜ｉ_qh｜に影響を与える。

このため、電流振幅の小さい軽負荷領域では、検出信号の精度悪化の影響、および特定周波数成分の電流のゼロクロスによるデッドタイムに起因した電圧誤差により、回転子位置の推定精度が悪化する。

これに対して、図５は、本発明の実施の形態１に係る回転機の制御装置によって軽負荷領域におけるセンサレス制御を実行した際の波形を示した図である。具体的には、図５には、図４と同様に、三相電流波形、およびｑ軸高周波電流振幅｜ｉ_qh｜の４つの波形が、横軸を時間として示されている。また、図５では、各波形について、デッドタイムを理想的に０ｓとした結果も合わせて示している。

実施の形態１による制御では、電気角周波数成分の電流振幅が、磁極位置推定用の高周波電流振幅の１／２倍以上になるように、電流指令を補正している。具体的には、磁極位置推定部２０により、電気角周波数成分の電流振幅と、特定周波数成分の電流振幅の１／２倍との差分値Δｉ_hが算出される。さらに、電流指令補正部１４により、差分値Δｉ_hに基づいて、電流指令の補正量が演算される。

Δｉ_hは、電気角周波数成分の電流振幅Ｉｆ_ampと、特定周波数成分の電流振幅Ｉｈ_ampの１／２倍との差分値として、下式（１５）で表すことができる。

図６は、本発明の実施の形態１における電気角周波数成分の電流振幅Ｉｆ_ampと特定周波数成分の電流振幅Ｉｈ_ampとの関係を示した図である。電気角周波数成分の電流振幅Ｉｆ_ampは、電流指令値から演算してもよいし、電流検出部１０から取得した電流値から演算してもよい。

特定周波数成分の電流振幅Ｉｈ_ampは、電流検出部１０から取得した電流値からハイパスフィルタ、バンドパスフィルタなどを用いて取得してもよいし、図６に示すＩｆ_ampとの関係が確認できる構成であれば、別の方法によって取得してもよい。

次に、フローチャートを用いて、電流指令の補正方法について、詳細に説明する。図７は、本発明の実施の形態１における電流指令補正部１４により実行される電流指令補正量の算出処理に関するフローチャートである。まず、ステップＳ１０１において、電流指令補正部１４は、磁極位置推定部２０から出力される差分値Δｉ_hを取得する。

次に、ステップＳ１０２において、電流指令補正部１４は、差分値Δｉ_hが０以上であるか否かを判定する。差分値Δｉ_hが０未満である場合には、ステップＳ１０３に進み、電流指令補正部１４は、ｄ軸電流指令補正量Ｉ_dcmpを補正する。例えば、回転機１が回転子に永久磁石を埋め込んだＩＰＭＳＭ（Ｉｎｔｅｒｉｏｒ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｍｏｔｏｒ）の場合には、電流指令補正部１４は、ｄ軸電流指令補正量Ｉ_dcmpを負の値に補正することが望ましい。

ｄ軸電流指令Ｉ_d ^*は、図１に示すように、電流指令演算部１３で演算されたｄ軸電流指令Ｉ_d0 ^*に対して、電流指令補正部１４で演算されたｄ軸電流指令補正量Ｉ_dcmpを加算することにより生成される。この結果、実施の形態１に係る回転機の制御装置は、特定周波数成分が重畳した電流のゼロクロスによるデッドタイムに起因した電圧誤差を抑制し、磁極位置推定値θ＾を高精度に推定することができる。

ここで、上述した実施の形態１に係る回転機の制御装置の構成要素である電流検出部１０、検出電流ベクトル演算部１１、電流指令演算部１３、電流指令補正部１４、電流制御部１５、電圧制御部１６、磁極位置推定部２０、および高周波電圧印加部２１の各機能は、処理回路により実現される。

処理回路は、専用のハードウェアであっても、記憶装置に格納されるプログラムを実行するプロセッサ（ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ），中央処理装置、処理装置、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、またはＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）ともいう）であってもよい。

以上のように、本実施の形態１によれば、以下のような効果を実現できる。
・電流振幅の小さい軽負荷領域では、検出信号の精度悪化、あるいは特定周波数成分の電流のゼロクロスによるデッドタイムに起因した電圧誤差により、回転子位置の推定精度が悪化する影響を抑制することができる。
・さらに、さまざまな種類の回転機に対して適用でき、容易に回転子位置を高精度に推定できる構成を実現できる。

・電流指令補正部は、電流またはトルクの少なくともいずれか１つに応じて、ｄ軸電流指令を必要に応じて負の方向に補正する。この結果、突極性を有する回転機では、ｄ軸電流指令に負の補正量を加算することで、電流指令演算部で算出された電流指令を連続的に変化させることができる。

・電気自動車、ハイブリッド自動車などの電動車両の駆動システムに対して、実施の形態１に係る回転機の制御装置を適用する場合には、位置センサの取り付けに伴うコストアップを抑制できるとともに、取り付けスペースおよび配線スペースの確保が容易となる。また、位置センサ使用時において、位置センサが故障した場合でも、回転機を止めることなく、運転を継続させることができる。

実施の形態２．
本実施の形態２では、電流指令補正部１４により、ｄ軸電流補正に加えて、ｑ軸電流補正も考慮する場合について説明する。実施の形態２に係る回転機の制御装置のブロック図は、先の実施の形態１における図１と同様である。本実施の形態２では、電流指令補正部１４による補正量の算出処理が。先の実施の形態１とは異なっている。そこで、この相違点を中心に、以下に説明する。

図８は、本発明の実施の形態２における電流指令補正部１４により実行される電流指令補正量の算出処理に関するフローチャートである。ステップＳ１０１〜ステップＳ１０３の処理内容は、先の図７におけるステップＳ１０１〜ステップＳ１０３の処理内容と同一であり、説明を省略する。

ステップＳ１０３の後に進んだステップＳ１０４において、電流指令補正部１４は、ステップＳ１０３により生成されたｄ軸電流指令補正量Ｉ_dcmp、およびモータパラメータを用いて、トルク推定値Ｔ＾を演算する。次に、ステップＳ１０５において、電流指令補正部１４は、トルク指令値Ｔ^*とトルク推定値Ｔ＾との偏差を算出し、偏差が０であるか否かを判定する。

トルクの偏差がない場合には、電流指令補正の一連処理を終了する。一方、トルクの偏差が生じている場合には、ステップＳ１０６に進む。そして、ステップＳ１０６において、電流指令補正部１４は、トルクの偏差を０に近づけるために、ｑ軸電流指令補正量Ｉ_qcmpを補正する。

ｄ軸電流指令Ｉ_d ^*は、図１に示すように、電流指令演算部１３で演算されたｄ軸電流指令Ｉ_d0 ^*に対して、電流指令補正部１４で演算されたｄ軸電流指令補正量Ｉ_dcmpを加算することにより生成される。また、ｑ軸電流指令Ｉ_q ^*は、図１に示すように、電流指令演算部１３で演算されたｑ軸電流指令Ｉ_q0 ^*に対して、電流指令補正部１４で演算されたｑ軸電流指令補正量Ｉ_qcmpを加算することにより生成される。

すなわち、電流指令補正部１４は、ステップＳ１０４〜ステップＳ１０６の処理を行うことで、ｄ軸電流指令補正量Ｉ_dcmpに基づいて、回転機１が所望のトルクになるようにｑ軸電流指令補正量Ｉｑｃｍｐを生成し、ｑ軸電流指令Ｉ_d0 ^*を補正することとなる。

この結果、実施の形態２に係る回転機の制御装置は、先の実施の形態１と同様に、特定周波数成分が重畳した電流のゼロクロスによるデッドタイムに起因した電圧誤差を抑制し、磁極位置推定値θ＾を高精度に推定することができる。さらに、ｄ軸電流指令の補正により変化する出力トルクに対して、ｑ軸電流指令を補正することで、トルク精度を確保することができる。

なお、上述した実施の形態１、２においては、磁極位置推定値θ＾を、回転機の特定周波数成分の電流に基づいて推定する場合について説明した。しかしながら、各実施の形態に係る回転機の制御装置は、このような推定方法には限定されない。出力トルクを検出するトルク検出部をさらに備えることで、磁極位置推定部を、回転機の出力トルクに含まれる特定高周波成分に基づいて推定することも可能である。

また、上述した実施の形態１、２においては、エンコーダあるいはレゾルバといった回転子位置センサを用いない、センサレス化の制御方法として説明した。しかしながら、各実施の形態に係る回転機の制御装置は、このような制御方法には限定されない。各実施の形態に係る回転機の制御装置は、回転位置センサを備えた構成において、回転位置センサと組み合わせて適用することも可能である。このように回転位置センサを併用する場合には、回転位置センサが故障した際にも、磁極位置推定値θ＾に切り替えることが可能であり、制御処理を継続させることが可能となる。

また、各実施の形態の構成は、それぞれ単独で適用されるものに限られず、矛盾が生じない限り、他の実施の形態の構成と組み合わせて適用することも可能である。

１ 回転機、２ インバータ、３ 電流センサ、４ 直流電源、１０ 電流検出部、１１ 検出電流ベクトル演算部（ベクトル演算部）、１３ 電流指令演算部、１４ 電流指令補正部、１５ 電流制御部、１６ 電圧制御部、２０ 磁極位置推定部、２１ 高周波電圧印加部（電圧印加部）、２０１ 状態観測部、２０２ 永久磁石磁束演算部、７０１ 座標変換器、７０２、７０３ 加減算器、７０４ 積分器、７０５ 回転機行列演算器、７０６ 増幅器、７０７ 推定電流演算器、７１０ 速度同定器、 ７１１ 積分器。

Claims (7)

1. 回転機の状態量に基づいて回転子の磁極位置を推定する磁極位置推定部と、
   前記磁極位置推定部による推定結果である磁極位置推定値を取得し、前記回転機に流れる各相の相電流の検出結果に基づいて、ｄ軸電流およびｑ軸電流を生成するベクトル演算部と、
   第１のｄ軸電流指令および第１のｑ軸電流指令を補正し、第２のｄ軸電流指令および第２のｑ軸電流指令を出力する電流指令補正部と、
   前記ｄ軸電流が前記第２のｄ軸電流指令と一致し、前記ｑ軸電流が前記第２のｑ軸電流指令と一致するように、回転座標上の電圧指令を生成する電流制御部と、
   前記回転機の回転数に同期した電気角周波数成分に対して高い周波数の特定周波数成分を含んだ高周波電圧を、前記回転座標上の電圧指令に重畳する電圧印加部と、
   前記磁極位置推定値を取得し、前記電圧印加部による重畳が行われた前記回転座標上の電圧指令を固定座標上の電圧指令に変換し、前記回転機に印加する電圧を制御する電圧制御部と、
   を備え、
   前記磁極位置推定部は、前記特定周波数成分の状態量に基づいて、前記磁極位置を推定し、
   前記電流指令補正部は、前記電気角周波数成分の電流振幅が前記特定周波数成分の電流振幅の１／２倍以上になるように、前記第１のｄ軸電流指令および前記第１のｑ軸電流指令を補正し、前記第２のｄ軸電流指令および前記第２のｑ軸電流指令を出力する
   回転機の制御装置。
2. 前記磁極位置推定部は、前記回転機に流れる前記各相の相電流の検出結果を前記状態量として取得し、前記各相の相電流の検出結果に含まれる前記特定周波数成分に基づいて前記磁極位置を推定する
   請求項１に記載の回転機の制御装置。
3. 前記電流指令補正部は、前記各相の相電流の検出結果に応じて、前記第１のｄ軸電流指令を負の方向に補正する
   請求項２に記載の回転機の制御装置。
4. 前記磁極位置推定部は、前記回転機の出力トルクの検出結果を前記状態量として取得し、前記出力トルクの検出結果に含まれる前記特定周波数成分に基づいて前記磁極位置を推定する
   請求項１に記載の回転機の制御装置。
5. 前記電流指令補正部は、前記出力トルクの検出結果に応じて、前記第１のｄ軸電流指令を負の方向に補正する
   請求項４に記載の回転機の制御装置。
6. 前記電流指令補正部は、前記第１のｄ軸電流指令の補正量に基づいて、前記回転機が所望のトルクになるように前記第１のｑ軸電流指令を補正する
   請求項１から５のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
7. 請求項１から６のいずれか１項に記載の回転機の制御装置を備える電動車両の制御装置。

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