JP2011078251A - 電動機駆動装置の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電圧制御部による内部処理に関する演算周期が最適化され、交流電動機を制御する際の処理負荷の低減が図られた制御装置を提供する。
【解決手段】直流電圧を交流電圧に変換して交流電動機に供給する直流交流変換部を備えた電動機駆動装置を、ベクトル制御法により制御する制御装置。交流電動機を駆動するための電圧指令値から直流交流変換部を制御するための制御信号を生成する電圧制御部として、電圧指令値と直流交流変換部に供給される実際の直流電圧とに基づいて、変調率と電圧指令位相とを導出する第一電圧制御部と、変調率と電圧指令位相と磁極位置とに基づいて、制御信号を生成する第二電圧制御部と、を備え、第一電圧制御部の演算周期（第二演算周期Ｔ２）が、第二電圧制御部の演算周期（第一演算周期Ｔ１）よりも長く設定されている。
【選択図】図７

Description

本発明は、直流電圧を交流電圧に変換して交流電動機に供給する直流交流変換部を備えた電動機駆動装置を、ベクトル制御法により制御する制御装置に関する。

直流電源からの直流電圧を直流交流変換部としてのインバータにより交流電圧に変換して交流電動機を駆動する電動機駆動装置が一般的に用いられている。このような電動機駆動装置では、交流電動機の各相のコイルに正弦波状の交流電圧を供給して効率的にトルクを発生させるために、ベクトル制御（field oriented control：ＦＯＣ）が行われる場合がある。このようなベクトル制御では、交流電動機の三相のそれぞれのステータコイルに流れる電流が、ロータに配置された永久磁石が発生する磁界の方向であるｄ軸と、ｄ軸に直交するｑ軸との２つのベクトル成分に座標変換され、フィードバック制御が行われる。

特許文献１には、１つの演算処理ユニットを用いて２つの交流電動機のベクトル制御を共通に行なうことができるように構成された電動機駆動装置の制御装置が記載されている。特許文献１の制御装置では、まず電流制御部により交流電動機を駆動する電流の指令値である電流指令値ｉｄ＊、ｉｑ＊と交流電動機を流れる実際の電流ｉｄ、ｉｑとに基づいて電圧指令値ｖｄ’＊、ｖｑ’＊が導出される。次に、非干渉演算により、導出された電圧指令値ｖｄ’、ｖｑ’に基づいて、干渉項が補正された二相電圧指令値ｖｄ＊、ｖｑ＊が導出される。その後、電圧制御部により、二相電圧指令値ｖｄ＊、ｖｑ＊と交流電動機のロータの回転位置を表す磁極位置θｒｅとに基づいて、三相電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊が導出されると共に、三相電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊に応じてインバータを制御するための制御信号が生成される。

ところで、上記のようにして交流電動機を駆動するに際しては、より精密に交流電動機の出力トルク及び回転速度を制御しようとすれば、それぞれの指令値及び実際の値を極力短い周期毎に取得してフィードバック制御を行なうように構成することが好ましい。しかし、短い周期毎に多くの演算を行わせようとすれば、それに合わせて演算処理ユニットによる処理負荷が増大してしまう。演算処理ユニットの数を増やすことや高性能の演算処理ユニットを用いることも考えられるが、電動機駆動装置及びその制御装置の小型化や低価格化の観点からは好ましくない。

この点、特許文献１の制御装置では、電流制御部が電圧指令値ｖｄ’＊、ｖｑ’＊を導出し、これらに基づいて更に二相電圧指令値ｖｄ＊、ｖｑ＊を導出するための演算周期（以下、電流制御周期と称する場合がある）を、電圧制御部が三相電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊を導出し、これらに基づいて更にインバータを制御するための制御信号を生成するための演算周期（以下、電圧制御周期と称する場合がある）よりも長く（具体的には、２倍又は整数ｎ倍に）設定している。このように、電圧指令値ｖｄ’＊、ｖｑ’＊及び二相電圧指令値ｖｄ＊、ｖｑ＊の導出を一部間引くことにより、演算処理ユニットの処理負荷が低減されている。そして、特許文献１の制御装置では、１電流制御周期毎に２つの交流電動機それぞれについての次回の電圧指令値ｖｄ’＊（ｖｄ＊）、ｖｑ’＊（ｖｑ＊）の導出を交互に行うと共に、それぞれの交流電動機における磁極位置の取り込みタイミングからの遅れ時間を考慮しつつ、１電圧制御周期毎にそれぞれインバータを制御するための制御信号を出力する。これにより、演算処理ユニットの処理負荷の低減を図りつつ、極力高分解能な出力を得ることが可能とされている。

特許第３８９０９０７号公報

電圧制御部が、二相電圧指令値ｖｄ＊、ｖｑ＊と磁極位置θｒｅとに基づいて三相電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊を導出するための手法に関しては、特許文献１には特段の開示はないものの、所定の演算式に基づいて導出するか、又は予め記憶して備えられた所定のマップに基づいて導出することが一般的であると考えられる。前者の場合、演算式自体が極めて複雑となるため、演算を行うための処理負荷は非常に高くなる。後者の場合は、所定のマップは３つのパラメタ（ｖｄ＊、ｖｑ＊、θｒｅ）に基づく三次元マップとなるため、当該マップに基づいて三相電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊を導出するための処理負荷は、前者に比べると多少は改善されるものの比較的高くなる。

また、上記いずれの場合にも、電流制御周期が電圧制御周期よりも長く設定されているので、１電圧制御周期が完了しても二相電圧指令値ｖｄ＊、ｖｑ＊が変化しない場合がある。この場合には、前回と等しい値の二相電圧指令値ｖｄ＊、ｖｑ＊を用いて再度三相電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊の導出及び制御信号の生成処理が行われることになる。すなわち、特許文献１の制御装置では一部冗長な演算処理が行われていることになるため、この点からも電圧制御部による処理負荷は不必要に高くなっている。従って、電圧制御部による内部処理に関する演算周期の最適化に関して、改善の余地が残されていた。

そこで、電圧制御部による内部処理に関する演算周期が最適化され、交流電動機を制御する際の処理負荷の低減が図られた制御装置の実現が望まれる。

本発明に係る、直流電圧を交流電圧に変換して交流電動機に供給する直流交流変換部を備えた電動機駆動装置を、ベクトル制御法により制御する制御装置の特徴構成は、前記交流電動機を駆動するための二相の電圧の指令値である電圧指令値から前記直流交流変換部を制御するための制御信号を生成する電圧制御部として、前記電圧指令値と前記直流交流変換部に供給される実際の直流電圧とに基づいて、直流電圧に対する前記電圧指令値の実効値の比率を表す変調率と前記電圧指令値が表す電圧ベクトルの位相角である電圧指令位相とを導出する第一電圧制御部と、前記変調率と前記電圧指令位相と前記交流電動機の回転子の回転角を表す磁極位置とに基づいて、前記制御信号を生成する第二電圧制御部と、を備え、前記第一電圧制御部の演算周期が、前記第二電圧制御部の演算周期よりも長く設定されている点にある。

上記の特徴構成によれば、従来技術において１つの演算周期内で行なわれていた、電圧指令値と磁極位置とに基づいて直流交流変換部を制御するための制御信号を生成するまでの一連の演算処理が、電圧指令値と実際の直流電圧とに基づいて変調率と電圧指令位相とを導出する演算処理（以下、第一電圧制御処理と称する場合がある）と、変調率と電圧指令位相と磁極位置とに基づいて直流交流変換部を制御するための制御信号を生成する演算処理（以下、第二電圧制御処理と称する場合がある）と、に分けられている。第二電圧制御部による第二電圧制御処理に関しては、交流電動機の実際の磁極位置に応じてできるだけ高い分解能で演算処理を行うことが好ましく、この観点からは、極力短い演算周期で第二電圧制御処理を行なうように構成することが好ましい。一方、第一電圧制御部による第一電圧制御処理に関しては、電圧指令値が導出される演算周期よりも短くする必要はないため、電圧指令値が導出される演算周期が制御信号が生成される演算周期よりも長く設定される場合が多いことを考慮して、その演算周期を第二電圧制御処理の演算周期よりも長く設定している。よって、電圧指令値が前回の指令値から変化していない場合に不必要な演算処理が行われることを回避して、処理負荷の低減を図ることが容易となっている。その結果、電圧指令値と磁極位置とに基づいて直流交流変換部を制御するための制御信号を生成するまでの一連の演算処理の処理負荷を、全体として低減することが容易となっている。

また、上記の特徴構成によれば、第二電圧制御部による第二電圧制御処理は、変調率と電圧指令位相と磁極位置とに基づいて行われる。ここで、電圧指令位相及び磁極位置は、制御信号を生成するための基準波形の位相に関する同次元のパラメタであるので、第二電圧制御処理を所定の演算式に基づいて行なうように構成する場合には、当該演算式を比較的単純化することができる。また、第二電圧制御処理を所定のマップに基づいて行なうように構成する場合には、当該マップを２つのパラメタ（変調率と位相）に基づく二次元マップとすることができる。よって、いずれの場合にも、第二電圧制御処理に係る処理負荷を低減することができる。
なお、第一電圧制御部による第一電圧制御処理においても、電圧指令値と直流電圧とから、所定の演算式やマップに基づいて変調率及び電圧指令位相を容易に導出することができる。よって、第一電圧制御処理に係る処理負荷を低減することができる。その結果、この点からも、制御信号を生成するまでの一連の演算処理の処理負荷を全体として低減することが可能となっている。

従って、上記の特徴構成によれば、電圧制御部による内部処理に関する演算周期を最適化することができ、これにより、交流電動機を制御する際の処理負荷の低減が図られた制御装置を提供することができる。

ここで、前記交流電動機を駆動する二相の電流の指令値である電流指令値と前記交流電動機を流れる実際の電流と前記回転子の回転速度とに基づいて、前記電圧指令値を導出する電流制御部を備え、前記第一電圧制御部の演算周期が、前記電流制御部の演算周期に等しく設定されている構成とすると好適である。

第一電圧制御部が変調率と電圧指令位相とを導出するための演算周期が、電流制御部が電圧指令値を導出するための演算周期よりも短い場合には、電圧指令値が前回から変化していない場合にも変調率と電圧指令位相とを導出するための不必要な演算処理が行われ得る。一方、第一電圧制御部が変調率と電圧指令位相とを導出するための演算周期が、電流制御部が電圧指令値を導出するための演算周期よりも長い場合には、電圧指令値の変化に適切に追従して変調率と電圧指令位相とを精度良く導出することができない可能性がある。上記の構成によれば、電圧指令値が導出される演算周期に合わせて、最適な演算周期で変調率と電圧指令位相とを適切に導出することができる。

また、前記電流制御部及び前記第一電圧制御部の演算周期が、前記第二電圧制御部の演算周期のＮ倍（Ｎは２以上の整数）に設定されている構成とすると好適である。

この構成によれば、電流制御部、第一電圧制御部、及び第二電圧制御部のそれぞれの制御周期を適切な関係に維持して、交流電動機を制御する際の処理負荷の低減と制御応答性との両立を図ることが容易となる。

また、所定のモード決定用入力変数に基づいて、前記電動機駆動装置を制御するために予め設定された複数の制御モードの中から１つの制御モードを決定するモード決定部を更に備え、前記第二電圧制御部は、前記モード決定部により決定された制御モードに応じた前記制御信号を生成し、前記モード決定用入力変数の更新周期が前記第一電圧制御部の演算周期よりも長く設定され、前記モード決定部の演算周期が、前記モード決定用入力変数の更新周期に等しく設定されている構成とすると好適である。

制御モードの決定を行うための演算は、直流交流変換部を制御するための制御信号を生成する第二電圧制御処理や、第二電圧制御処理を行うための元情報となる変調率及び電圧指令位相を導出する第一電圧制御処理と比べて緊急性が低い。よって、制御モードを決定するための処理の優先度を、第一電圧制御処理や第二電圧制御処理よりも低くしたとしてもほとんど問題は生じない。
そこで、上記の構成のように、緊急性の低い演算処理である制御モードを決定するための演算周期を、モード決定用入力変数の更新周期に合わせて第一電圧制御処理及び第二電圧制御処理のうち演算周期の長い方の処理である第一電圧制御処理よりも長く設定することで、制御モードを決定するための処理を行う回数を適宜減少させて、交流電動機を制御する際の処理負荷を低減することができる。

なお、前記モード決定用入力変数が、少なくとも前記交流電動機の目標トルクと前記回転子の回転速度とを含んで構成されていると好適である。この構成によれば、電圧指令値の導出に直接的に関与する、目標トルク及び回転子の回転速度の情報を利用して、制御モードを簡易かつ適切に決定することができる。

また、所定のキャリア周波数決定用入力変数に基づいて、前記直流交流変換部のキャリア周波数を決定するキャリア周波数決定部を更に備え、前記キャリア周波数決定用入力変数の更新周期が前記第一電圧制御部の演算周期よりも長く設定され、前記キャリア周波数決定部の演算周期が、前記キャリア周波数決定用入力変数の更新周期に等しく設定されている構成とすると好適である。

キャリア周波数の決定を行うための演算は、直流交流変換部を制御するための制御信号を生成する第二電圧制御処理や、第二電圧制御処理を行うための元情報となる変調率及び電圧指令位相を導出する第一電圧制御処理と比べて緊急性が低い。よって、キャリア周波数を決定するための処理の優先度を、第一電圧制御処理や第二電圧制御処理よりも低くしたとしてもほとんど問題は生じない。
そこで、上記の構成のように、緊急性の低い演算処理であるキャリア周波数を決定するための演算周期を、キャリア周波数決定用入力変数の更新周期に合わせて第一電圧制御処理及び第二電圧制御処理のうち演算周期の長い方の処理である第一電圧制御処理よりも長く設定することで、キャリア周波数を決定するための処理を行う回数を適宜減少させて、交流電動機を制御する際の処理負荷を低減することができる。

なお、前記キャリア周波数決定用入力変数が、少なくとも前記変調率と前記回転子の回転速度とを含んで構成されていると好適である。この構成によれば、電圧指令値の導出に直接的又は間接的に関与する、変調率及び回転子の回転速度の情報を利用して、キャリア周波数を簡易かつ適切に決定することができる。

これまで説明してきた電動機駆動装置の制御装置において、前記第一電圧制御部の演算周期が、前記第二電圧制御部の演算周期のＮ倍（Ｎは２以上の整数）に設定されると共に、Ｎ個の前記交流電動機を制御対象とする前記電動機駆動装置を、単一の演算処理ユニットを用いて制御するように構成され、所定時間に設定された基準演算周期毎に、前記第二電圧制御部は、各交流電動機に対応した前記制御信号を生成する生成処理をそれぞれ完了させ、前記基準演算周期のＮ回に１回、前記第一電圧制御部は、Ｎ個の前記交流電動機のうちの１つについて前記変調率と前記電圧指令位相とを導出する導出処理を完了させると共に、当該１つの交流電動機についての前記導出処理を実行していない間に、他の交流電動機についての前記導出処理を完了させる構成とすると好適である。

この構成によれば、基準演算周期ごとに各交流電動機に対応した制御信号が生成されるので、複数の交流電動機のそれぞれを円滑に駆動させることができる。また、基準演算周期の複数回に１回ずつ、複数の交流電動機のそれぞれについて変調率と電圧指令位相とが順次導出されるので、処理負荷を低減しつつ、各交流電動機についての導出処理を適切に行うことができる。従って、単一の演算処理ユニットを用いて、最適な演算周期で複数の交流電動機を適切に制御することができる。

第一の実施形態に係る制御装置を含む車両のシステム構成の一例を模式的に示すブロック図である。 第一の実施形態に係る制御装置の機能ブロック図である。 制御モードを決定する際に参照するマップの一例を示す図である。 第一制御モードにおける交流電圧指令値の一例を示す図である。 第三制御モードにおける交流電圧指令値の一例を示す図である。 第一の実施形態に係る電動機制御処理の処理手順を示すフローチャートである。 第一の実施形態に係る電動機制御処理を行った場合のタイムチャートである。 第二の実施形態に係る電動機制御処理の処理手順を示すフローチャートである。 第二の実施形態に係る電動機制御処理を行った場合のタイムチャートである。

１．第一の実施形態
本発明に係る電動機駆動装置１の制御装置２の第一の実施形態について、図面を参照して説明する。図１に示すように、本実施形態においては、電動機駆動装置１が、三相交流により動作する交流電動機としての埋込磁石構造の２つの同期電動機ＭＧ１、ＭＧ２（ＩＰＭＳＭ、以下、これらを総称して単に「電動機ＭＧ」という場合がある。）を駆動制御する装置として構成されている場合を例として説明する。これらの電動機ＭＧは、必要に応じて発電機としても動作するように構成されている。これらの電動機ＭＧは、例えば、電動車両やハイブリッド車両等の駆動力源として用いられる。電動機駆動装置１は、直流電圧Ｖｄｃを交流電圧に変換して電動機ＭＧに供給するインバータ６を有して構成されている。そして、本実施形態では、図２に示すように、制御装置２はベクトル制御法を用いて電動機駆動装置１の制御を行う。

このような構成において、本実施形態に係る制御装置２は、電動機ＭＧを駆動するための電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑからインバータ６を制御するためのスイッチング制御信号Ｐｕ、Ｎｕ、Ｐｖ、Ｎｖ、Ｐｗ、Ｎｗを生成する電圧制御部２１として、電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑと直流電圧Ｖｄｃとに基づいて変調率Ｍと電圧指令位相θｖとを導出する第一電圧制御部２２と、変調率Ｍと電圧指令位相θｖと磁極位置θとに基づいてスイッチング制御信号Ｐｕ、Ｎｕ、Ｐｖ、Ｎｖ、Ｐｗ、Ｎｗを生成する第二電圧制御部２３と、を備え、第一電圧制御部２２の演算周期（第二演算周期Ｔ２）が、第二電圧制御部２３の演算周期（第一演算周期Ｔ１）よりも長く設定されている（図７を参照）点に特徴を有する。これにより、電圧制御部２１による内部処理に関する演算周期が最適化され、電動機ＭＧを制御する際の処理負荷の低減が図られた制御装置２が実現されている。以下、本実施形態に係る電動機駆動装置１及びその制御装置２について詳細に説明する。

１−１．電動機駆動装置及び制御装置のハードウエア構成
まず、本実施形態に係る電動機駆動装置１及び制御装置２のハードウエア構成について、図１に基づいて説明する。図１に示すように、本実施形態では、２つの三相同期電動機ＭＧ１、ＭＧ２を制御対象として備えている。電動機ＭＧ１、ＭＧ２は、同じ性能の電動機であっても良いし、異なる性能の電動機であっても良い。電動機ＭＧ１、ＭＧ２は、それぞれインバータ６ａ、６ｂ（以下、これらを総称して単に「インバータ６」という場合がある。）を介して、直流電圧Ｖｄｃを発生させる直流電源３に接続されている。直流電源３としては、例えば、ニッケル水素二次電池やリチウムイオン二次電池等の各種二次電池、キャパシタ、或いはこれらの組合せ等が用いられる。直流電源３の電圧である直流電圧Ｖｄｃは、不図示の電圧センサにより検出されて制御装置２へ出力される。なお、直流電源３とインバータ６との間に、直流電源３からの直流電圧Ｖｄｃを平滑化する平滑コンデンサや直流電源３からの直流電圧Ｖｄｃを昇圧するコンバータ等を介挿して備えた構成としても好適である。

インバータ６は、直流電源３からの直流電圧Ｖｄｃを三相交流電圧に変換して電動機ＭＧに供給する。このように供給された三相交流電圧によって電動機ＭＧが駆動される。すなわち、インバータ６は「直流交流変換部」として機能する。インバータ６は、複数のスイッチング素子（不図示）を有して構成される。スイッチング素子には、例えば、ＩＧＢＴ（insulated gate bipolar transistor）やＭＯＳＦＥＴ（metal oxide semiconductor field effect transistor）等を適用すると好適である。以下、スイッチング素子としてＩＧＢＴを用いる場合を例として説明する。

インバータ６（６ａ、６ｂ）は、三相のブリッジ回路により構成される。インバータ６の入力プラス側と入力マイナス側との間に２つのＩＧＢＴが直列に接続され、この直列回路が３回線並列接続される。つまり、電動機ＭＧ（ＭＧ１、ＭＧ２）のｕ相、ｖ相、ｗ相に対応するステータコイルＭｕ（Ｍｕ１、Ｍｕ２）、Ｍｖ（Ｍｖ１、Ｍｖ２）、Ｍｗ（Ｍｗ１、Ｍｗ２）のそれぞれに一組の直列回路が対応したブリッジ回路が構成される。各相の上段側のＩＧＢＴのコレクタはインバータ６の入力プラス側に接続され、エミッタは各相の下段側のＩＧＢＴのコレクタに接続される。また、各相の下段側のＩＧＢＴのエミッタは、インバータ６の入力マイナス側（例えば、グラウンド）に接続される。対となる各相のＩＧＢＴによる直列回路の中間点、つまり、ＩＧＢＴの接続点は、電動機ＭＧのステータコイルＭｕ、Ｍｖ、Ｍｗにそれぞれ接続される。

なお、ＩＧＢＴには、それぞれフリーホイールダイオード（回生ダイオード）が並列に接続される。フリーホイールダイオードは、カソード端子がＩＧＢＴのコレクタ端子に接続され、アノード端子がＩＧＢＴのエミッタ端子に接続される形態でＩＧＢＴに対して並列に接続される。各ＩＧＢＴのゲートは、ドライバ回路７６を介して制御装置２に接続されており、それぞれ個別にスイッチング制御される。

制御装置２は、電動機駆動装置１に備えられた複数（ここでは２個）のインバータ６（６ａ、６ｂ）を制御する。制御装置２は、マイクロコンピュータなどの論理回路を中核として構成されたＥＣＵ（electronic control unit）として構成されている。本実施形態では、制御装置２は、シングルタスクのマイクロコンピュータであるＣＰＵ（central processing unit）６１と、インターフェース回路７０と、その他の周辺回路等とを有して構成される。ＣＰＵ６１は、後述する電動機制御処理を実行するコンピュータである。インターフェース回路７０は、ＥＭＩ（electro-magnetic interference）対策部品やバッファ回路などにより構成される。高電圧をスイッチングするスイッチング素子としてのＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ等のゲートに入力される駆動信号であるスイッチング制御信号は、マイクロコンピュータなどの一般的な電子回路の駆動電圧よりも高い電圧を必要とするため、ドライバ回路７６を介して昇圧された後、インバータ６に入力される。

ＣＰＵ６１は、少なくとも、ＣＰＵコア６２と、プログラムメモリ６３と、パラメータメモリ６４と、ワークメモリ６５と、タイマ６６と、Ａ／Ｄコンバータ６７と、通信制御部６８と、ポート６９と、を有して構成される。ＣＰＵコア６２は、ＣＰＵ６１の中核であり、命令レジスタや命令デコーダ、種々の演算の実行主体となるＡＬＵ(arithmetic logic unit)、フラグレジスタ、汎用レジスタ、割り込みコントローラ等を有して構成される。本実施形態では、ＣＰＵ６１は単一のＣＰＵコア６２を備えており、この単一のＣＰＵコア６２が本発明における単一の演算処理ユニットに相当する。このＣＰＵコア６２は、シリアルにプログラムを実行するシングルタスクのコンピュータの中核を担う。

プログラムメモリ６３は、電動機制御プログラムが格納された不揮発性のメモリである。パラメータメモリ６４は、プログラムの実行の際に参照される種々のパラメータが格納された不揮発性のメモリである。パラメータメモリ６４は、プログラムメモリ６３と区別することなく構築されてもよい。プログラムメモリ６３やパラメータメモリ６４は、例えばフラッシュメモリなどによって構成されると好適である。ワークメモリ６５は、プログラム実行中の一時データを一時記憶するメモリである。ワークメモリ６５は、揮発性で問題なく、高速にデータの読み書きが可能なＤＲＡＭ（dynamic RAM）やＳＲＡＭ（static RAM）により構成される。

タイマ６６は、ＣＰＵ６１のクロック周期を最小分解能として、時間を計測する。例えば、タイマ６６は、プログラムの実行周期を監視し、ＣＰＵコア６２の割り込みコントローラに通知する。Ａ／Ｄコンバータ６７は、アナログの電気信号をデジタルデータに変換する。本実施形態では、Ａ／Ｄコンバータ６７は、電動機ＭＧの各ステータコイルＭｕ、Ｍｖ、Ｍｗに流れる電流の検出値である電流検出値Ｉｕｒ（Ｉｕｒ１、Ｉｕｒ２）、Ｉｖｒ（Ｉｖｒ１、Ｉｖｒ２）、Ｉｗｒ（Ｉｗｒ１、Ｉｗｒ２）を、電流センサ７（７ａ、７ｂ）から受け取ってデジタル値に変換する。なお、ｕ相、ｖ相、ｗ相の三相は平衡しており、その瞬時値はゼロであるので、二相分のみの電流を検出し、残る一相はＣＰＵ６１において演算により求めてもよい。本実施形態では、三相の全てが検出される場合を例示している。なお、二相分のみの電流を検出し、残る一相はＣＰＵ６１において演算により求めるのであれば、Ａ／Ｄコンバータ６７は、４つのアナログ入力を有していれば足りる。

通信制御部６８は、車両内の他のシステムとの通信を制御する。本実施形態では、不図示の車両内のＣＡＮ（controller area network）を介して、走行制御システムやセンサ等との通信を制御する。例えば、ＣＰＵ６１は、通信制御部６８を介して、走行制御システムから、電動機ＭＧの目標トルクＴＭを含むモータ制御指令を受け取り、これに基づいて電動機ＭＧを制御する。本実施形態では、ＣＰＵ６１は、第一電動機ＭＧ１の目標トルクＴＭ１及び第二電動機ＭＧ２の目標トルクＴＭ２をそれぞれ受け取る（以下、これらを総称して単に「目標トルクＴＭ」という場合がある。）。また、ＣＰＵ６１は、通信制御部６８を介してブレーキシステムやパワーステアリングシステム等と接続され、これらを制御する構成としても好適である。

ポート６９は、インバータ６のスイッチング制御信号等をＣＰＵ６１の端子を介して出力したり、ＣＰＵ６１に入力される回転センサ８（８ａ、８ｂ）からの回転検出信号を受け取ったりする端子制御部である。図１においてインターフェース回路７０からドライバ回路７６に入力される信号の符号Ｐ＊は、インバータ６の上段側のＩＧＢＴの制御信号を示し、符号Ｎ＊は、下段側のＩＧＢＴの制御信号を示す。また、符号＊ｕ，＊ｖ，＊ｗは、インバータ６のｕ相、ｖ相、ｗ相それぞれのＩＧＢＴの制御信号を示す。また、符号＊１，＊２は、それぞれ第一電動機ＭＧ１のインバータ６ａ、第二電動機ＭＧ２のインバータ６ｂのスイッチング制御信号としてのＩＧＢＴ制御信号を示す。回転センサ８は、電動機ＭＧの近傍に設置されて電動機ＭＧの回転子としてのロータの回転角を表す磁極位置θを検出するセンサであり、例えばレゾルバ等を用いて構成される。ここでは、磁極位置θは、ロータの回転角を電気角として表すものとする。

このように、本実施形態に係る電動機駆動装置１は、２個の電動機ＭＧ１、ＭＧ２を制御対象とすると共に、２個の電動機ＭＧ１、ＭＧ２のそれぞれに対応する２個のインバータ６ａ、６ｂを備えており、制御装置２は、これら２個のインバータ６ａ、６ｂを制御することにより、２個の電動機ＭＧ１、ＭＧ２を制御するように構成される。この際、制御装置２は、単一の演算処理ユニットとしてのＣＰＵコア６２を用いて２個のインバータ６ａ、６ｂを制御するように構成されている。

１−２．制御装置のソフトウエア構成
次に、制御装置２のソフトウエア構成について説明する。なお、本実施形態では電動機駆動装置１が２個の電動機ＭＧ１、ＭＧ２を駆動制御の対象とすると共に各電動機ＭＧ１、ＭＧ２に対応する２個のインバータ６ａ、６ｂを備えていることに対応して、制御装置２は２個のインバータ６ａ、６ｂ及び２個の電動機ＭＧ１、ＭＧ２のそれぞれに対応する各機能部を備えているが、これらは同様の構成であるため、以下では、一方のインバータ６及び電動機ＭＧを制御する機能部についてのみ説明することとする。図２に示すように、制御装置２はベクトル制御法を用いた電流フィードバック制御により電動機ＭＧ及びインバータ６を備えた電動機駆動装置１の制御を行う。ベクトル制御では、交流電動機ＭＧの三相のそれぞれのステータコイルに流れるコイル電流を、ロータに配置された永久磁石が発生する磁界の方向であるｄ軸と、ｄ軸に直交するｑ軸との２相のベクトル成分に座標変換して電流フィードバック制御を行う。

ベクトル制御における座標変換に際しては、電動機ＭＧの回転状態を常に検出する必要がある。従って、図１に示すように、電動機ＭＧの近傍にレゾルバなどの回転センサ８が備えられる。その検出結果である磁極位置θは制御装置２に入力される。上記のとおり、磁極位置θは電気角である。制御装置２には、更に目標トルクＴＭが入力される。そして、制御装置２は、これらの目標トルクＴＭ、磁極位置θ、及び磁極位置θから導出される電動機ＭＧの回転速度ωに応じて電動機ＭＧを駆動するためのスイッチング制御信号Ｐｕ、Ｎｕ、Ｐｖ、Ｎｖ、Ｐｗ、Ｎｗを生成して出力し、インバータ６を駆動制御する。スイッチング制御信号Ｐｕ、Ｎｕ、Ｐｖ、Ｎｖ、Ｐｗ、Ｎｗは、インバータ６の各スイッチング素子に後述する複数の制御モードのいずれかに従ったスイッチング動作を行わせるための制御信号であり、具体的には、各スイッチング素子のゲートを駆動するゲート駆動信号である。

ｄ軸電流指令値導出部１１には、目標トルクＴＭが入力される。ｄ軸電流指令値導出部１１は、入力された目標トルクＴＭに基づいて基本ｄ軸電流指令値Ｉｄｂを導出する。ここで、基本ｄ軸電流指令値Ｉｄｂは、最大トルク制御を行う場合におけるｄ軸電流の指令値に相当する。なお、最大トルク制御とは、同一電流に対して電動機ＭＧの出力トルクが最大となるように電流位相を調節する制御である。本実施形態では、ｄ軸電流指令値導出部１１は、目標トルクＴＭの値と基本ｄ軸電流指令値との関係を規定したテーブルを用いて、目標トルクＴＭの値に応じた基本ｄ軸電流指令値Ｉｄｂを導出するように構成されている。導出された基本ｄ軸電流指令値Ｉｄｂは、減算器１４へ入力される。減算器１４には、更に、後述する電流調整指令値導出部１６により導出されたｄ軸電流調整指令値ΔＩｄが入力される。減算器１４は、下記の式（１）に示すように、基本ｄ軸電流指令値Ｉｄｂからｄ軸電流調整指令値ΔＩｄを減算し、最終的なｄ軸電流指令値Ｉｄを導出する。
Ｉｄ＝Ｉｄｂ−ΔＩｄ・・・（１）

ｑ軸電流指令値導出部１２には、目標トルクＴＭ及びｄ軸電流調整指令値ΔＩｄが入力される。ｑ軸電流指令値導出部１２は、入力された目標トルクＴＭとｄ軸電流調整指令値ΔＩｄとに基づいてｑ軸電流指令値Ｉｑを導出する。本実施形態では、ｑ軸電流指令値導出部１２は、少なくとも目標トルクＴＭの値とｄ軸電流調整指令値ΔＩｄとの関係を規定したテーブルを用いて、目標トルクＴＭ及びｄ軸電流調整指令値ΔＩｄに応じたｑ軸電流指令値Ｉｑを導出する。このようにして導出されたｄ軸電流指令値Ｉｄ及びｑ軸電流指令値Ｉｑは、電動機ＭＧを駆動する、互いに直交するベクトル成分を有する二相の電流の指令値である。従って、本実施形態においては、ｄ軸電流指令値Ｉｄ及びｑ軸電流指令値Ｉｑが本発明における「電流指令値」に相当する。

電流制御部１３には、ｄ軸電流指令値Ｉｄ及びｑ軸電流指令値Ｉｑが入力される。更に、電流制御部１３には、三相二相変換部３６からｄ軸電流検出値Ｉｄｒ及びｑ軸電流検出値Ｉｑｒが入力され、回転速度導出部３１から電動機ＭＧの回転速度ωが入力される。ｄ軸電流検出値Ｉｄｒ及びｑ軸電流検出値Ｉｑｒは、電動機ＭＧのステータコイル（Ｍｕ、Ｍｖ、Ｍｗ）を実際に流れる電流の電流センサ７（図１を参照）による電流検出値（三相の電流検出値：ｕ相電流検出値Ｉｕｒ、ｖ相電流検出値Ｉｖｒ、及びｗ相電流検出値Ｉｗｒ）と回転センサ８（図１を参照）により検出された磁極位置θとに基づいて、三相二相変換部３６により三相二相変換を行って導出される。また、電動機ＭＧの回転速度ωは、回転センサ８（図１を参照）により検出された磁極位置θに基づいて回転速度導出部３１により導出される。

電流制御部１３は、二相の電流指令値であるｄ軸電流指令値Ｉｄ及びｑ軸電流指令値Ｉｑと、電流検出値Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒを三相二相変換して得られる二相の電流検出値（ｄ軸電流検出値Ｉｄｒ及びｑ軸電流検出値Ｉｑｒ）と、電動機ＭＧのロータの回転速度ωとに基づいて、電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑを導出する電流制御演算を行なう。この際、電流制御部１３は、前記偏差に基づいて少なくとも比例制御及び積分制御を行って二相の電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑを決定する。具体的には、電流制御部１３は、ｄ軸電流指令値Ｉｄとｄ軸電流検出値Ｉｄｒとの偏差であるｄ軸電流偏差δＩｄ、及びｑ軸電流指令値Ｉｑとｑ軸電流検出値Ｉｑｒとの偏差であるｑ軸電流偏差δＩｑを導出する。そして、電流制御部１３は、ｄ軸電流偏差δＩｄに基づいて比例積分制御演算（ＰＩ制御演算）を行って電圧降下のｄ軸成分であるｄ軸電圧降下Ｖｚｄを導出すると共に、ｑ軸電流偏差δＩｑに基づいて比例積分制御演算を行って電圧降下のｑ軸成分であるｑ軸電圧降下Ｖｚｑを導出する。

そして、電流制御部１３は、下記の式（２）に示すように、ｄ軸電圧降下Ｖｚｄからｑ軸電機子反作用Ｅｑを減算してｄ軸電圧指令値Ｖｄを導出する。
Ｖｄ＝Ｖｚｄ−Ｅｑ
＝Ｖｚｄ−ω・Ｌｑ・Ｉｑｒ・・・（２）
この式（２）に示されるように、ｑ軸電機子反作用Ｅｑは、電動機ＭＧの回転速度ω、ｑ軸電流検出値Ｉｑｒ、及びｑ軸インダクタンスＬｑに基づいて導出される。

更に、電流制御部１３は、下記の式（３）に示すように、ｑ軸電圧降下Ｖｚｑにｄ軸電機子反作用Ｅｄ及び永久磁石の電機子鎖交磁束による誘起電圧Ｅｍを加算してｑ軸電圧指令値Ｖｑを導出する。
Ｖｑ＝Ｖｚｑ＋Ｅｄ＋Ｅｍ
＝Ｖｚｑ＋ω・Ｌｄ・Ｉｄｒ＋ω・ＭＩｆ・・・（３）
この式（３）に示されるように、ｄ軸電機子反作用Ｅｄは、電動機ＭＧの回転速度ω、ｄ軸電流検出値Ｉｄｒ、及びｄ軸インダクタンスＬｄに基づいて導出される。また、誘起電圧Ｅｍは、永久磁石の電機子鎖交磁束の実効値により定まる誘起電圧定数ＭＩｆ及び電動機ＭＧの回転速度ωに基づいて導出される。

このようにして導出されたｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑは、電動機ＭＧを駆動する、互いに直交するベクトル成分を有する二相の電圧の指令値である。従って、本実施形態においては、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑが本発明における「電圧指令値」に相当する。そして、制御装置２は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑからインバータ６を制御するためのスイッチング制御信号Ｐｕ、Ｎｕ、Ｐｖ、Ｎｖ、Ｐｗ、Ｎｗを生成する電圧制御部２１として、第一電圧制御部２２及び第二電圧制御部２３の２つの機能部を備えている。

第一電圧制御部２２には、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑが入力される。更に、第一電圧制御部２２には、不図示の電圧センサにより検出される直流電圧Ｖｄｃが入力される。第一電圧制御部２２は、入力されたｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑと直流電圧Ｖｄｃとに基づいて、変調率Ｍと電圧指令位相θｖとを導出する第一電圧制御演算を行なう。ここで、変調率Ｍは、直流電圧Ｖｄｃに対するインバータ６の出力電圧波形の基本波成分の実効値の比率を表し、本例では直流電圧Ｖｄｃに対する二相の電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑの実効値の比率とされている。具体的には、変調率Ｍは、以下の式（４）に従って算出される。
Ｍ＝√（Ｖｄ^２＋Ｖｑ^２）／Ｖｄｃ・・・（４）

電圧指令位相θｖは、二相の電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑが表す電圧ベクトルの位相角であり、ｄ軸電圧指令値Ｖｄに係るｄ軸電圧ベクトルとｑ軸電圧指令値Ｖｑに係るｑ軸電圧ベクトルとを合成して生成される合成電圧ベクトルと、ｄ軸電圧指令値Ｖｄに係るｄ軸電圧ベクトルとの成す角に相当する。本例では、電圧指令位相θｖは、以下の式（５）に従って算出される。
θｖ＝ｔａｎ^−１（Ｖｑ／Ｖｄ）・・・（５）
この電圧指令位相θｖは、磁極位置θの原点（θ＝０°）を基準としたｕ相電圧指令値Ｖｕの原点の位相に相当する。

ところで、電動機ＭＧは、回転速度ωが高くなるに従って誘起電圧が高くなり、電動機ＭＧを駆動するために必要となる交流電圧（以下「必要電圧」という。）も高くなる。そして、この必要電圧が、そのときの直流電圧Ｖｄｃを変換してインバータ６から出力し得る最大の交流電圧（以下「最大出力電圧」という。）を超えると、ステータコイルに必要な電流を流すことができなくなり、電動機ＭＧを適切に制御することができない。そのため、制御装置２は、電動機ＭＧの界磁磁束を弱める方向の磁束がステータコイルから発生するように電流位相を調節する（最大トルク制御よりも進める）、所謂弱め界磁制御を行なうように構成されている。そこで、本実施形態では、第一電圧制御部２２により導出された変調率Ｍに基づいて、ｄ軸電流調整指令値ΔＩｄが導出され、導出されたｄ軸電流調整指令値ΔＩｄに基づいて基本ｄ軸電流指令値Ｉｄｂ及びｑ軸電流指令値Ｉｑが調整される構成となっている。

より具体的には、減算器１７には、変調率Ｍ、及び当該変調率Ｍの理論上の最大値である「０．７８」の値が入力される。減算器１７は、下記の式（６）に示すように、変調率Ｍから「０．７８」を減算した変調率偏差ΔＭを導出する。
ΔＭ＝Ｍ−０．７８・・・（６）
電流調整指令値導出部１６には、導出された変調率偏差ΔＭが入力される。電流調整指令値導出部１６は、この変調率偏差ΔＭを所定のゲインを用いて積分し、当該積分値をｄ軸電流調整指令値ΔＩｄとして導出する。上記の式（１）に示すように、このｄ軸電流調整指令値ΔＩｄが基本ｄ軸電流指令値Ｉｄｂから減算されて最終的なｄ軸電流指令値Ｉｄが導出される。すなわち、このｄ軸電流調整指令値ΔＩｄが、電動機ＭＧの界磁磁束を弱めるための弱め界磁指令値となる。

本実施形態に係る制御装置２は、電動機駆動装置を制御するための制御モードを決定するモード決定部５１と、インバータ６のキャリア周波数を決定するキャリア周波数決定部５２と、を更に備えている。モード決定部５１には、入力変数として少なくとも目標トルクＴＭ及び回転速度ωが入力される。モード決定部５１は、入力された目標トルクＴＭと回転速度ωとに基づいて、電動機駆動装置１を制御するために予め設定された複数の制御モードの中から１つの制御モードを決定する。制御装置２はパラメータメモリ６４等に制御モード決定用のマップを記憶して備えている。本実施形態においては、図３に示すように、このマップには電動機ＭＧの動作可能領域として、第一領域Ａ１、第二領域Ａ２、及び第三領域Ａ３の３つの領域が設定されている。そして、これに対応して、モード決定部５１が選択可能な３つの制御モードが設定されている。すなわち、モード決定部５１は、目標トルクＴＭと回転速度ωとの関係が第一領域Ａ１内にある場合には第一制御モードを選択し、第二領域Ａ２内にある場合には第二制御モードを選択し、第三領域Ａ３内にある場合には第三制御モードを選択する。

ところで、電動機駆動装置１を制御するための制御モードに係る制御方法には、インバータ６から電動機ＭＧに供給する交流電圧の波形に関してＰＷＭ制御及び矩形波制御の２つがあり、インバータ６から電動機ＭＧに供給する交流電流の位相に関して最大トルク制御及び弱め界磁制御の２つがある。更に本実施形態では、ＰＷＭ制御には、正弦波ＰＷＭ制御と過変調ＰＷＭ制御の２つの制御方式が含まれている。モード決定部５１が選択可能な３つのモードは、これらを組み合わせて構成されている。

第一制御モードは、インバータ６における直流−交流変換に際して、インバータ６に最大トルク制御と共に正弦波ＰＷＭ制御を行わせるモードである。正弦波ＰＷＭ制御では、インバータ６の各スイッチング素子のオンオフを、正弦波状の交流電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗとキャリア（搬送波）との比較に基づいて制御する。正弦波状の交流電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、後述する第二電圧制御部２３の三相指令値導出部３５により導出される。

第二制御モードは、インバータ６における直流−交流変換に際して、インバータ６に最大トルク制御と共に過変調ＰＷＭ制御を行わせるモードである。過変調ＰＷＭ制御では、インバータ６の出力電圧波形の基本波成分の波形を歪ませて、正弦波ＰＷＭ制御における正弦波状の交流電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗよりも振幅を大きくする。その状態で、正弦波ＰＷＭ制御と同様にインバータ６の各スイッチング素子のオンオフを、歪んだ正弦波状の交流電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗとキャリアとの比較に基づいて制御する。これにより、交流電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが搬送波の振幅を超える部分において連続的にハイレベル又はローレベルとなるＰＷＭ制御が行われる。歪んだ正弦波状の交流電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、後述する第二電圧制御部２３の三相指令値導出部３５により導出される。

第三制御モードは、インバータ６における直流−交流変換に際して、インバータ６に弱め界磁制御と共に矩形波制御を行わせるモードである。矩形波制御では、インバータ６の各スイッチング素子のオンオフを電気角１周（磁極位置θの３６０°）につき１回ずつ行わせるように制御する。このとき、各相の交流電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、１周期につきハイレベル期間とローレベル期間とが１回ずつ交互に表れる矩形波となる。従って、本実施形態では、第三制御モードでは、各相の交流電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、単にインバータ６の各スイッチング素子のオン又はオフを切り替えるタイミングを表す磁極位置θの位相であるオンオフ切替位相の指令値とされる。

なお、矩形波制御が行われる第三制御モードでは、磁極位置θとして検出される電動機ＭＧの電気角の周期とインバータ６のスイッチング素子のオンオフタイミングの周期とを同期させる同期制御が行われる。一方、正弦波ＰＷＭ制御が行われる第一制御モード及び過変調ＰＷＭ制御が行われる第二制御モードでは、交流電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの周期とスイッチング制御信号Ｐｕ、Ｎｕ、Ｐｖ、Ｎｖ、Ｐｗ、Ｎｗのキャリアの周期とを同期させない非同期制御が行なわれる。すなわち、本実施形態においては、第三制御モードが「同期制御モード」に含まれ、第一制御モード及び第二制御モードが「非同期制御モード」に含まれる。モード決定部５１は、このような同期制御モードと非同期制御モードとのいずれかを選択する機能を有している。そして、後述するように、モード決定部５１が同期制御モードと非同期制御モードとのいずれを選択するかに応じて、第二電圧制御部２３内の制御ブロックが電圧制御切替部４６により切り替えられ、交流電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ及びスイッチング制御信号Ｐｕ、Ｎｕ、Ｐｖ、Ｎｖ、Ｐｗ、Ｎｗを生成する方式が切り替えられる構成となっている。詳細については後述する。

本実施形態では更に、モード決定部５１には、電流調整指令値導出部１６により導出されたｄ軸電流調整指令値ΔＩｄが入力される。そして、モード決定部５１は、入力されるｄ軸電流調整指令値ΔＩｄに基づいて、第三制御モードを選択することの可否を判定する。より具体的には、モード決定部５１は、ｄ軸電流調整指令値ΔＩｄが所定の第三制御モード移行許可閾値以上である場合には第三制御モードを選択することを許可し、一方、ｄ軸電流調整指令値ΔＩｄが第三制御モード移行許可閾値未満である場合には第三制御モードを選択することを禁止する。従って、本実施形態に係るモード決定部５１は、入力される目標トルクＴＭと回転速度ωとに基づいて制御モードを決定することを前提としつつ、更に入力されるｄ軸電流調整指令値ΔＩｄに基づいて制御モードの選択に一定の制限を課すように構成されている。より具体的には、モード決定部５１は、ｄ軸電流調整指令値ΔＩｄが第三制御モード移行許可閾値以上である場合には、目標トルクＴＭと回転速度ωとに基づいて第一制御モード、第二制御モード及び第三制御モードの中から制御モードを決定し、ｄ軸電流調整指令値ΔＩｄが第三制御モード移行許可閾値未満である場合には、目標トルクＴＭと回転速度ωとに基づいて第一制御モード及び第二制御モードの中から制御モードを決定する。なお、本実施形態においては、目標トルクＴＭ及び回転速度ω、更にはｄ軸電流調整指令値ΔＩｄが、本発明における「モード決定用入力変数」に相当する。

キャリア周波数決定部５２には、入力変数として少なくとも回転速度ω及び第一電圧制御部２２により導出された変調率Ｍが入力される。キャリア周波数決定部５２は、入力された変調率Ｍと回転速度ωとに基づいて、インバータ６のスイッチング制御信号Ｐｕ、Ｎｕ、Ｐｖ、Ｎｖ、Ｐｗ、Ｎｗのキャリア（搬送波）の周波数であるキャリア周波数Ｆｃを決定する。本実施形態においては、制御装置２はパラメータメモリ６４等にキャリア周波数決定用のマップを記憶して備えている。キャリア周波数決定部５２は、変調率Ｍ及び回転速度ω等に応じて、インバータ６における損失や電動機ＭＧにおける損失を低減するための最適なキャリア周波数Ｆｃを決定する。この際、キャリア周波数決定部５２は、例えば、予め定められた複数の選択可能なキャリア周波数の中から前記マップに基づいて最適なキャリア周波数を選択して決定する。なお、本実施形態においては、変調率Ｍ及び回転速度ωが本発明における「キャリア周波数決定用入力変数」に相当する。

第二電圧制御部２３には、第一電圧制御部２２により導出された変調率Ｍ及び電圧指令位相θｖが入力される。更に、第二電圧制御部２３には、回転センサ８（図１を参照）により検出された磁極位置θ及びキャリア周波数決定部５２により決定されたキャリア周波数Ｆｃが入力される。第二電圧制御部２３は、入力された変調率Ｍ、電圧指令位相θｖ、磁極位置θ、及びキャリア周波数Ｆｃに基づいて、交流電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを決定し、インバータ６のスイッチング制御信号Ｐｕ、Ｎｕ、Ｐｖ、Ｎｖ、Ｐｗ、Ｎｗを生成する第二電圧制御演算を行う。本実施形態においては、第二電圧制御部２３は、三相指令値導出部３５及び非同期制御信号生成部４１、並びにオンオフ切替位相導出部４３及び同期制御信号生成部４２を備えている。

また、第一電圧制御部２２と第二電圧制御部２３との間には、電圧制御切替部４６が設けられている。電圧制御切替部４６は、モード決定部５１により選択された制御モードに応じて第二電圧制御部２３内の制御ブロックを切り替える。具体的には、非同期制御モードに含まれる第一制御モード又は第二制御モードが選択された場合には、第一電圧制御部２２により導出された変調率Ｍ及び電圧指令位相θｖを三相指令値導出部３５へ入力し、三相指令値導出部３５及び非同期制御信号生成部４１に第二電圧制御演算を行わせる。一方、同期制御モードに含まれる第三制御モードが選択された場合には、第一電圧制御部２２により導出された変調率Ｍ及び電圧指令位相θｖをオンオフ切替位相導出部４３へ入力し、オンオフ切替位相導出部４３及び同期制御信号生成部４２に第二電圧制御演算を行わせる。電圧制御切替部４６は、モード決定部５１により選択された制御モードに応じて、このような変調率Ｍ及び電圧指令位相θｖの入力先の切り替えを行う。これにより、第二電圧制御部２３は、モード決定部５１により決定された制御モードに応じたスイッチング制御信号Ｐｕ、Ｎｕ、Ｐｖ、Ｎｖ、Ｐｗ、Ｎｗを生成する。

三相指令値導出部３５は、入力された変調率Ｍ及び電圧指令位相θｖに基づいて、三相の正弦波状の交流電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを生成する。図４は、三相指令値導出部３５により生成される交流電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの一例を示す図である。この図は、交流電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが正弦波状の第一制御モードの電圧指令値である場合の例を示している。この場合、ｕ相電圧指令値Ｖｕは、磁極位置θの原点（θ＝０°）に対して電圧指令位相θｖだけ遅れた位相を有し、振幅が変調率Ｍに等しく、１周期が磁極位置θの１周（電気角１周、３６０°）に等しい正弦波状の電圧指令値となる。ｖ相電圧指令値Ｖｖはｕ相電圧指令値Ｖｕに対して１２０°、ｗ相電圧指令値Ｖｗはｕ相電圧指令値Ｖｕに対して２４０°、それぞれ位相が遅れた正弦波状の電圧指令値となる。また、第二制御モードが選択された場合には、交流電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの波形は歪んだ正弦波状となるが、各指令値の位相及び振幅は図４と同様となる。

ここで、三相指令値導出部３５は、交流電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの波形を規定した交流電圧指令値マップを制御モード毎に備えており、モード決定部５１により決定された制御モードに応じて、この交流電圧指令値マップに基づいて交流電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを生成して出力する。交流電圧指令値マップは、例えば、第一制御モード用のマップでは、原点が磁極位置θの原点（θ＝０°）に一致し、振幅が１である正弦波状の電圧波形を規定している。三相指令値導出部３５は、このマップに規定された電圧波形の原点を電圧指令位相θｖだけ遅らせると共に、振幅を変調率Ｍ倍にすることによりｕ相電圧指令値Ｖｕを生成し、当該ｕ相電圧指令値Ｖｕの位相を１２０°、２４０°遅らせることにより相電圧指令値Ｖｖとｗ相電圧指令値Ｖｗを生成することができる。三相指令値導出部３５は、制御モード毎に、異なる電圧波形のマップを備えている。

非同期制御信号生成部４１には、三相指令値導出部３５により生成された交流電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ及びキャリア周波数決定部５２により決定されたキャリア周波数Ｆｃが入力される。非同期制御信号生成部４１は、この交流電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに基づいて、インバータ６のスイッチング制御信号Ｐｕ、Ｎｕ、Ｐｖ、Ｎｖ、Ｐｗ、Ｎｗを生成する。具体的には、非同期制御信号生成部４１は、交流電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗとキャリア（搬送波）との比較を行い、インバータ６のｕ相上段、ｕ相下段、ｖ相上段、ｖ相下段、ｗ相上段、ｗ相下段の各スイッチング素子のそれぞれをＰＷＭ制御するための６つのスイッチング制御信号Ｐｕ、Ｎｕ、Ｐｖ、Ｎｖ、Ｐｗ、Ｎｗを生成する。この際、キャリア周波数Ｆｃは交流電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの周波数の整数倍とはなっておらず、よって、キャリア周波数Ｆｃから求まるキャリア周期と交流電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの周期とは同期していない。

オンオフ切替位相導出部４３は、入力された変調率Ｍ及び電圧指令位相θｖに基づいて、交流電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗとしてのインバータ６の各スイッチング素子のオンオフ切替位相の指令値を生成する。この指令値は、各スイッチング素子のオンオフ制御信号に対応し、各スイッチング素子のオン又はオフを切り替えるタイミングを表す磁極位置θの位相を表す指令値である。図５は、オンオフ切替位相導出部４３により生成される交流電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが表す内容を図示したものであり、各スイッチング素子のオン又はオフが切り替えられる位相を、横軸としての磁極位置θ上に示している。この例では、ｕ相電圧指令値Ｖｕは、磁極位置θの原点（θ＝０°）に対して電圧指令位相θｖだけ遅れた位相を有しており、磁極位置θの１周（電気角１周、３６０°）が１周期となっている。そして、電圧指令位相θｖでｕ相上段のスイッチング素子に対応するスイッチング制御信号Ｐｕがオン、ｕ相下段のスイッチング素子に対応するスイッチング制御信号Ｎｕがオフされ、電圧指令位相θｖから磁極位置θの半周（電気角半周、１８０°）でｕ相上段のスイッチング素子に対応するスイッチング制御信号Ｐｕがオフ、ｕ相下段のスイッチング素子に対応するスイッチング制御信号Ｎｕがオンされる。ｖ相電圧指令値Ｖｖはｕ相電圧指令値Ｖｕに対して１２０°、ｗ相電圧指令値Ｖｗはｕ相電圧指令値Ｖｕに対して２４０°、それぞれ位相が遅れる以外は同様の電圧指令値となる。なお、オンオフ切替位相導出部４３から実際に出力する交流電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、ｕ相、ｖ相、ｗ相のそれぞれについての各スイッチング素子のオン又はオフを切り替えるタイミングを表す磁極位置θの位相の情報のみにより構成することができる。従って、このようなオンオフ切替位相の指令値は、ｕ相、ｖ相、ｗ相の指令値を一連の情報としてまとめて出力してもよい。

ここで、オンオフ切替位相導出部４３は、交流電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを構成する各スイッチング素子のオンオフ切替位相を規定したオンオフ切替位相マップを制御モード毎に備えており、このオンオフ切替位相マップに基づいて交流電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを生成して出力する。オンオフ切替位相マップは、例えば、原点が磁極位置θの原点（θ＝０°）に一致し、ｕ相、ｖ相、ｗ相の各相について上段のスイッチング素子がオン、下段のスイッチング素子がオフの状態と、上段のスイッチング素子がオフ、下段のスイッチング素子がオンの状態とが切り替わる位相を規定するものとする。オンオフ切替位相導出部４３は、このマップに規定されたオンオフ位相の原点を電圧指令位相θｖだけ遅らせることによりｕ相電圧指令値Ｖｕを生成し、当該ｕ相電圧指令値Ｖｕの位相を１２０°、２４０°遅らせることにより相電圧指令値Ｖｖとｗ相電圧指令値Ｖｗを生成することができる。

同期制御信号生成部４２には、オンオフ切替位相導出部４３により生成された交流電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが入力される。同期制御信号生成部４２は、この交流電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに基づいて、インバータ６のスイッチング制御信号Ｐｕ、Ｎｕ、Ｐｖ、Ｎｖ、Ｐｗ、Ｎｗを生成する。具体的には、同期制御信号生成部４２は、インバータ６の各スイッチング素子のオンオフ切替位相の指令値に従い、インバータ６のｕ相上段、ｕ相下段、ｖ相上段、ｖ相下段、ｗ相上段、ｗ相下段の各スイッチング素子のそれぞれのオン又はオフの状態を制御するための６つのスイッチング制御信号Ｐｕ、Ｎｕ、Ｐｖ、Ｎｖ、Ｐｗ、Ｎｗを生成する。この際、同期制御信号生成部４２を含む第二電圧制御部２３は、所定の演算周期で電圧制御演算を行っており、各スイッチング制御信号Ｐｕ、Ｎｕ、Ｐｖ、Ｎｖ、Ｐｗ、Ｎｗが所定の演算周期毎に出力され、各スイッチング素子のオンオフを切り替えるタイミングが変更される。従って、各スイッチング素子のオンオフを切り替えるタイミングは所定の演算周期毎に変更されるが、インバータ６は各スイッチング素子を電動機ＭＧの回転速度ωに同期して制御される。

１−３．各機能部の演算周期の関係
次に、本発明の要部である、制御装置２に備えられた各機能部の演算周期の関係について説明する。ここでは特に、電流制御部１３、第一電圧制御部２２、第二電圧制御部２３、モード決定部５１、及びキャリア周波数決定部５２の間の演算周期の関係について説明する。これらの機能部による一連の制御処理（電動機制御処理）は、ＣＰＵ６１のタイマ６６（図１を参照）により計測される基準演算周期Ｔ０（基準となる制御周期）毎に、ＣＰＵ６１の割り込み機能の実行により開始される。なお、本例では、基準演算周期Ｔ０として３００〔μｓ〕が設定されている場合を例として説明する。

また、以下の説明では、電流制御部１３、第一電圧制御部２２、第二電圧制御部２３、モード決定部５１、及びキャリア周波数決定部５２による演算処理を、それぞれ電流制御処理、第一電圧制御処理、第二電圧制御処理、モード決定処理、及びキャリア周波数決定処理と称する。また、第二電圧制御部２３による第二電圧制御処理の演算周期を第一演算周期Ｔ１、第一電圧制御部２２による第一電圧制御処理の演算周期を第二演算周期Ｔ２、電流制御部１３による電流制御処理の演算周期を第三演算周期Ｔ３、モード決定部５１によるモード決定処理の演算周期を第四演算周期Ｔ４、及びキャリア周波数決定部５２によるキャリア周波数決定処理の演算周期を第五演算周期Ｔ５とする。

各機能部の演算周期の説明に先立ち、まず、電流制御処理、第一電圧制御処理、第二電圧制御処理、モード決定処理、及びキャリア周波数決定処理を実行する際の各種の入力変数の更新周期について説明する。これまで説明してきたように、本実施形態では各種の入力変数には、目標トルクＴＭ、磁極位置θ、電流検出値Ｉｄｒ、Ｉｑｒ（Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒ）、ｄ軸電流調整指令値ΔＩｄ、回転速度ω、直流電圧Ｖｄｃ、及び変調率Ｍが含まれる。本例では、これらの更新周期は、下記表１のようにそれぞれ所定の値が設定されている。なお、これらは説明を容易にするための一例である。

表１に示すように、電動機ＭＧを円滑に回転させることを可能とするべく、磁極位置θの更新周期は最短の演算周期となる基準演算周期Ｔ０（＝３００〔μｓ〕）に等しく設定されている。つまり、回転センサ８による磁極位置θの検出は、基準演算周期Ｔ０（＝３００〔μｓ〕）毎に行われる。一方、電流検出値Ｉｄｒ、Ｉｑｒ（三相の電流検出値Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒ）の更新周期は、基準演算周期Ｔ０の２倍（＝６００〔μｓ〕）に設定されている。つまり、電流センサ７による三相の電流検出値Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒの検出、及び三相二相変換部３６による電流検出値Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒからのｄ軸電流検出値Ｉｄｒ及びｑ軸電流検出値Ｉｑｒへの変換は、磁極位置θが２回検出される毎に１回行われる。また、目標トルクＴＭ、ｄ軸電流調整指令値ΔＩｄ、回転速度ω、及び直流電圧Ｖｄｃの更新周期は、磁極位置θや電流検出値Ｉｄｒ、Ｉｑｒの更新周期に対して更に長い、基準演算周期Ｔ０の２０倍（＝６．０〔ｍｓ〕）に設定されている。なお、変調率Ｍの更新周期は、後述する第一電圧制御処理の第二演算周期Ｔ２である６００〔μｓ〕となる。

入力変数の更新周期が上記のように設定されていることに対応して、電動機駆動装置１の制御装置２にとって、第二電圧制御処理、第一電圧制御処理、電流制御処理、モード決定処理、及びキャリア周波数決定処理の実行が完了し、それぞれの結果を得たい好適な周期は、例えば、下記表２に示すようにそれぞれ異なる。なお、各処理の周期は説明を容易にするための一例である。

表２に示すように、本実施形態においては、第二電圧制御処理の結果が最も短い周期で必要とされる。電動機ＭＧを円滑に回転させるためには、電動機ＭＧの磁極位置θの変化に常に対応して、できるだけ高い分解能でインバータ６を制御するためのスイッチング制御信号Ｐｕ、Ｎｕ、Ｐｖ、Ｎｖ、Ｐｗ、Ｎｗを生成して出力することが好ましいからである。つまり、第二電圧制御処理は、磁極位置θの更新周期に等しい周期で実行されることが好ましい。従って、本例では、第二電圧制御処理の演算周期Ｔ１は、磁極位置θの更新周期である３００〔μｓ〕に等しく設定されている。上記のとおり、磁極位置θの更新周期は基準演算周期Ｔ０に等しく、これにより第二電圧制御処理も、ＣＰＵ６１による割り込み処理の周期である基準演算周期Ｔ０毎に実行されることになる。

本実施形態においては、電流制御処理の結果が、第二電圧制御処理に次いで短い周期で必要とされる。第二電圧制御処理を含む電圧制御部２１による演算処理に用いられるｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑを導出する演算処理である電流制御処理も、電動機ＭＧに実際に流れる電流の検出値である電流検出値Ｉｄｒ、Ｉｑｒ（Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒ）の変化に応じて、短い周期で実行されることが好ましいからである。但し、最大トルク制御等、一般的な通常の電動機制御においては、スイッチング制御信号Ｐｕ、Ｎｕ、Ｐｖ、Ｎｖ、Ｐｗ、Ｎｗを生成して出力する第二電圧制御処理よりも、電流制御処理の優先度を下げることができる。例えば、電流制御処理は、第二電圧制御処理が２回実行される間に１回実行されるようにすることもできる。従って、本例では、電流制御処理の第三演算周期Ｔ３は、第二電圧制御処理の第一演算周期Ｔ１よりも長く設定されており、より具体的には、第一演算周期Ｔ１の２倍（＝６００〔μｓ〕）に設定されている。これにより電流制御処理は、ＣＰＵ６１による割り込み処理の周期である基準演算周期Ｔ０の２回に１回実行され、第二電圧制御処理が２回実行される間に１回実行されることになる。なお本例では、電流制御処理の第三演算周期Ｔ３は、電流検出値Ｉｄｒ、Ｉｑｒ（Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒ）の更新周期に等しくなっている。

このとき、本実施形態のように２つの電動機ＭＧ１、ＭＧ２を電動機駆動装置１の制御対象として備えている場合には、図７によく示されているように、ＣＰＵ６１は、電動機ＭＧ１、ＭＧ２のそれぞれの電流制御処理を、第三演算周期Ｔ３の半周期（＝基準演算周期Ｔ０）毎に交互に行うことができる。例えば、繰り返し実行される基準演算周期Ｔ０が奇数回目であるか偶数回目であるかが監視され、その結果に応じて第一電動機ＭＧ１に係る電流制御処理及び第二電動機ＭＧ２に係る電流制御処理のいずれか一方が実行される構成とすると好適である。

本実施形態においては、第一電圧制御処理の結果も、第二電圧制御処理に次いで短い周期で必要とされる。第二電圧制御処理に用いられる変調率Ｍ及び電圧指令位相θｖを導出する演算処理である第一電圧制御処理も、極力短い周期で実行されることが好ましいからである。本実施形態では、第一電圧制御処理の第二演算周期Ｔ２は、６００〔μｓ〕に設定されている。第一電圧制御処理では、第一電圧制御部２２は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑに基づいて変調率Ｍと電圧指令位相θｖとを導出することから、第一電圧制御処理の第二演算周期Ｔ２を電流制御処理の第三演算周期Ｔ３よりも短くしても、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑが前回から変化していない場合には同じ変調率Ｍ及び電圧指令位相θｖの値が導出されることになる。この場合、前回の第一電圧制御処理と同一の演算処理が繰り返され、不必要な演算処理が行われることになる。よって、本実施形態では、そのような不必要な演算処理を回避するべく、第一電圧制御処理の第二演算周期Ｔ２が、電流制御処理の第三演算周期Ｔ３に等しい６００〔μｓ〕に設定されているのである。この場合、第一電圧制御処理の第二演算周期Ｔ２は、第二電圧制御処理の第一演算周期Ｔ１よりも長く、より具体的には、第二電圧制御処理の第一演算周期Ｔ１の２倍となっている。これにより第一電圧制御処理は、ＣＰＵ６１による割り込み処理の周期である基準演算周期Ｔ０の２回に１回実行され、第二電圧制御処理が２回実行される間に１回実行されることになる。また、電流制御処理が１回実行される間に１回実行されることになる。

このとき、本実施形態のように２つの電動機ＭＧ１、ＭＧ２を電動機駆動装置１の制御対象として備えている場合には、図７によく示されているように、電流制御処理の場合と同様、ＣＰＵ６１は、電動機ＭＧ１、ＭＧ２のそれぞれの第一電圧制御処理を、第二演算周期Ｔ２の半周期（＝基準演算周期Ｔ０）毎に交互に行うことができる。例えば、繰り返し実行される基準演算周期Ｔ０が奇数回目であるか偶数回目であるかが監視され、その結果に応じて第一電動機ＭＧ１に係る第一電圧制御処理及び第二電動機ＭＧ２に係る第一電圧制御処理のいずれか一方が実行される構成とすると好適である。

なお、第一電圧制御部２２が変調率Ｍと電圧指令位相θｖとを導出するに際しては、直流電圧Ｖｄｃも参照されるが、直流電圧Ｖｄｃの変化速度はｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑの変化速度に比べて十分に緩慢である。よって、直流電圧Ｖｄｃの更新周期は６．０〔ｍｓ〕と長く設定されているので、直流電圧Ｖｄｃの更新周期を考慮する必要性は低い。

本実施形態においては、モード決定処理やキャリア周波数決定処理の結果は、それ程短い周期では必要とされない。従って、これらの演算処理は、それぞれの入力変数の更新周期毎に実行される構成としておけば十分である。ここで、入力変数が複数存在する場合には、これらの演算処理は、当該複数の入力変数の更新周期の中で最も長い更新周期毎に実行される構成としておけば良い。上記のとおり、モード決定処理におけるモード決定用入力変数には、目標トルクＴＭ、回転速度ω、及びｄ軸電流調整指令値ΔＩｄが含まれている。本例では、表１に示したように、これらの更新周期はいずれも第一電圧制御処理の第二演算周期Ｔ２（＝６００〔μｓ〕）よりも長い６．０〔ｍｓ〕に設定されている。よって、それに応じてモード決定処理の第四演算周期Ｔ４も６．０〔ｍｓ〕に設定されている。このように、モード決定処理の第四演算周期Ｔ４は、第一電圧制御処理の第二演算周期Ｔ２や第二電圧制御処理の第一演算周期Ｔ１よりも十分に長い。そして、本例では、モード決定処理は、第二電圧制御処理が２０回（第一電圧制御処理及び電流制御処理が１０回）実行される間に１回実行されることになる。

また、キャリア周波数決定処理におけるキャリア周波数決定用入力変数には、変調率Ｍ及び回転速度ωが含まれている。本例では、これらの中で更新周期の長い方である回転速度ωの更新周期は、第一電圧制御処理の第二演算周期Ｔ２（＝６００〔μｓ〕）よりも長い６．０〔ｍｓ〕に設定されている。よって、それに応じてキャリア周波数決定処理の第五演算周期Ｔ５も６．０〔ｍｓ〕に設定されている。このように、キャリア周波数決定処理の演算周期Ｔ５は、第一電圧制御処理の第二演算周期Ｔ２や第二電圧制御処理の第一演算周期Ｔ１よりも十分に長い。そして、本例では、キャリア周波数決定処理は、第二電圧制御処理が２０回（第一電圧制御処理及び電流制御処理が１０回）実行される間に１回実行されることになる。

１−４．電動機制御処理の手順
次に、本実施形態に係る電動機制御処理の手順について、図６のフローチャート及び図７のタイムチャートを参照して説明する。以下に説明する電動機制御処理の手順は、制御装置２の各機能部により実行される。なお、本実施形態では、制御装置２の各機能部はプログラムメモリ６３（図１を参照）に格納された電動機制御プログラムにより構成されており、制御装置２が備える演算処理ユニットとしてのＣＰＵコア６２は、電動機制御プログラムを実行するコンピュータとして動作する。

本実施形態に係る電動機制御処理では、図７に示すように、その前提としてＣＰＵ６１による割り込み処理の周期である基準演算周期Ｔ０毎に、第一電動機ＭＧ１の磁極位置サンプリング（ＰＳ１）と第二電動機ＭＧ２の磁極位置サンプリング（ＰＳ２）とが実行されている。この基準演算周期Ｔ０は、第二電圧制御処理の第一演算周期Ｔ１に等しい。また、基準演算周期Ｔ０の２倍の周期毎に、第一電動機ＭＧ１の電流値サンプリング（ＩＳ１）と第二電動機ＭＧ２の電流値サンプリング（ＩＳ２）とが実行されている。この基準演算周期Ｔ０の２倍の周期は、第一電圧制御処理の第二演算周期Ｔ２に等しい。このとき、第一電動機ＭＧ１の電流値サンプリング（ＩＳ１）の周期と、第二電動機ＭＧ２の電流値サンプリング（ＩＳ２）の周期とは、第一電圧制御処理の第二演算周期Ｔ２の半周期（基準演算周期Ｔ０に等しい）だけずれている。これにより、第一電動機ＭＧ１の電流値サンプリング（ＩＳ１）と第二電動機ＭＧ２の電流値サンプリング（ＩＳ２）とは、異なる基準演算周期Ｔ０内において交互に実行される。これらのサンプリング結果は、不図示のアナログメモリ等に一時的に記憶される。なお、磁極位置サンプリングにより各電動機ＭＧの磁極位置θが検出され、電流値サンプリングにより各電動機ＭＧを流れる電流の電流検出値Ｉｕｒ、ＩＶｒ、Ｉｗｒが検出される。

ＣＰＵ６１の割り込み処理が実行されると（ステップ＃０１）、まず、第一演算周期Ｔ１（＝基準演算周期Ｔ０）の実行回数が奇数回目であるか否かが判定される（ステップ＃０２）。第一演算周期Ｔ１の実行回数が奇数回目であると判定された場合には（ステップ＃０２：Ｙｅｓ）、例えば図７における１回目の第一演算周期Ｔ１１に示すように、アナログメモリに一時的に記憶された第一電動機ＭＧ１の磁極位置θと電流検出値Ｉｕｒ、ＩＶｒ、Ｉｗｒとが、Ａ／Ｄコンバータ６７（図１を参照）によりデジタルデータに変換されて取り込まれる（ＰＴ１＋ＩＴ１、ステップ＃０３）。次に、第一電動機ＭＧ１についての電流制御処理が実行される（ＩＣ１、ステップ＃０４）。電流制御処理では、ｄ軸電流指令値Ｉｄ及びｑ軸電流指令値Ｉｑと、ｄ軸電流検出値Ｉｄｒ及びｑ軸電流検出値Ｉｑｒと、電動機ＭＧのロータの回転速度ωとに基づいて、ｄ軸電圧指令値Ｖｄとｑ軸電圧指令値Ｖｑとが導出される。なお、本例では、この電流制御処理には、電流検出値Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒを三相二相変換してｄ軸電流検出値Ｉｄｒ及びｑ軸電流検出値Ｉｑｒを得る処理も含まれるものとする。次に、第一電動機ＭＧ１についての第一電圧制御処理が実行される（ＭＣ１、ステップ＃０５）。第一電圧制御処理では、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑと直流電圧Ｖｄｃとに基づいて、変調率Ｍと電圧指令位相θｖとが導出される。次に、第一電動機ＭＧ１についての第二電圧制御処理が実行される（ＶＣ１、ステップ＃０６）。第二電圧制御処理では、変調率Ｍと電圧指令位相θｖと磁極位置θとに基づいて、交流電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが決定され、更にインバータ６のスイッチング制御信号Ｐｕ、Ｎｕ、Ｐｖ、Ｎｖ、Ｐｗ、Ｎｗが生成される。

その後、アナログメモリに一時的に記憶された第二電動機ＭＧ２の磁極位置θが、Ａ／Ｄコンバータ６７によりデジタルデータに変換されて取り込まれる（ＰＴ２、ステップ＃０７）。次に、第二電動機ＭＧ２についての第二電圧制御処理が実行される（ＶＣ２、ステップ＃０８）。この第二電動機ＭＧ２についての第二電圧制御処理（ＶＣ２）で用いられる変調率Ｍ及び電圧指令位相θｖとしては、１演算周期前（例えば図７における、第一演算周期Ｔ１３から見た第一演算周期Ｔ１２）に実行された第二電動機ＭＧ２についての第一電圧制御処理（ＭＣ２）で導出された情報がそのまま利用される。なお、図６及び図７には示されていないが、その後、第一演算周期Ｔ１１が経過するまでの空き時間を利用して、モード決定処理やキャリア周波数決定処理等が実行される。これらモード決定処理やキャリア周波数決定処理は、複数の第一演算周期Ｔ１（例えば、第一演算周期Ｔ１１〜Ｔ１３等）に亘って実行されても良い。これらが複数の第一演算周期Ｔ１に亘って実行される場合には、各第一演算周期Ｔ１が経過した時点でＣＰＵ６１の割り込み処理が実行されて上記演算は中断され、再度ステップ＃０１からの処理が実行される。中断される演算の途中結果は、ワークメモリ６５等に一時的に記憶される。

一方、第一演算周期Ｔ１の実行回数が奇数回目ではない、すなわち偶数回目であると判定された場合には（ステップ＃０２：Ｎｏ）、例えば図７における２回目の第一演算周期Ｔ１２に示すように、アナログメモリに一時的に記憶された第二電動機ＭＧ２の磁極位置θと電流検出値Ｉｕｒ、ＩＶｒ、Ｉｗｒとが、Ａ／Ｄコンバータ６７によりデジタルデータに変換されて取り込まれる（ＰＴ２＋ＩＴ２、ステップ＃１３）。次に、第二電動機ＭＧ２についての電流制御処理が実行される（ＩＣ２、ステップ＃１４）。次に、第二電動機ＭＧ２についての第一電圧制御処理が実行される（ＭＣ２、ステップ＃１５）。次に、第二電動機ＭＧ２についての第二電圧制御処理が実行される（ＶＣ２、ステップ＃１６）。

その後、アナログメモリに一時的に記憶された第一電動機ＭＧ１の磁極位置θが、Ａ／Ｄコンバータ６７によりデジタルデータに変換されて取り込まれる（ＰＴ１、ステップ＃１７）。次に、第一電動機ＭＧ１についての第二電圧制御処理が実行される（ＶＣ１、ステップ＃１８）。この第一電動機ＭＧ１についての第二電圧制御処理（ＶＣ１）で用いられる変調率Ｍ及び電圧指令位相θｖとしては、１演算周期前（例えば図７における、第一演算周期Ｔ１２からみた第一演算周期Ｔ１１）に実行された第一電動機ＭＧ１についての第一電圧制御処理（ＭＣ１）で導出された情報がそのまま利用される。その後、上記と同様に、第一演算周期Ｔ１が経過するまでの空き時間を利用して、モード決定処理やキャリア周波数決定処理等が実行される。なお、当然ながら、偶奇においていずれの電動機ＭＧに関する電流制御処理及び第一電圧制御処理を実施するかについては、適宜設定変更が可能である。

以上説明したような電動機制御処理を実行することにより、図７における第一演算周期Ｔ１（Ｔ１１〜Ｔ１４、基準演算周期Ｔ０に等しい）毎に、第一電動機ＭＧ１についての第二電圧制御処理（ＶＣ１）と第二電動機ＭＧ２についての第二電圧制御処理（ＶＣ２）とが１回ずつ実行される。上記のとおり、第二電圧制御処理（ＶＣ２）では、変調率Ｍと電圧指令位相θｖと磁極位置θとに基づいて、第二電圧制御部２３がインバータ６を制御するためのスイッチング制御信号Ｐｕ、Ｎｕ、Ｐｖ、Ｎｖ、Ｐｗ、Ｎｗを生成する。従って、本実施形態では、各電動機ＭＧ１、ＭＧ２に対応する第二電圧制御部２３は、各電動機ＭＧ１、ＭＧ２に対応するスイッチング制御信号Ｐｕ、Ｎｕ、Ｐｖ、Ｎｖ、Ｐｗ、Ｎｗを生成する処理を、基準演算周期Ｔ０毎にそれぞれ完了させる。

一方、第一電動機ＭＧ１に対応する第一電圧制御部２２は、図７における第二演算周期Ｔ２（基準演算周期Ｔ０の２倍に等しい）毎に、第一電動機ＭＧ１についての第一電圧制御処理（ＭＣ１）を１回ずつ実行する。より具体的には、第一電動機ＭＧ１に対応する第一電圧制御部２２は、基準演算周期Ｔ０の２回に１回、第一電動機ＭＧ１についての変調率Ｍと電圧指令位相θｖとを導出する第一電圧制御処理（ＭＣ１）を完了させると共に、２回の基準演算周期Ｔ０の中の他の１回については、第一電圧制御処理（ＭＣ１）を実行しない。同様に、第二電動機ＭＧ２に対応する第一電圧制御部２２は、第二演算周期Ｔ２毎に、第二電動機ＭＧ２についての第一電圧制御処理（ＭＣ２）を１回ずつ実行する。より具体的には、第二電動機ＭＧ２に対応する第一電圧制御部２２は、基準演算周期Ｔ０の２回に１回、第二電動機ＭＧ２についての変調率Ｍと電圧指令位相θｖとを導出する第一電圧制御処理（ＭＣ２）を完了させると共に、２回の基準演算周期Ｔ０の中の他の１回については、第一電圧制御処理（ＭＣ２）を実行しない。このとき、第一電動機ＭＧ１に対応する第一電圧制御部２２が第一電圧制御処理（ＭＣ１）を実行する第二演算周期Ｔ２（図７における、第二演算周期Ｔ２１及びＴ２３）と、第二電動機ＭＧ２に対応する第一電圧制御部２２が第一電圧制御処理（ＭＣ２）を実行する第二演算周期Ｔ２（図７における、第二演算周期Ｔ２２及びＴ２４）とは、半周期（基準演算周期Ｔ０に等しい）ずれている。これにより、第一電動機ＭＧ１についての第一電圧制御処理（ＭＣ１）と第二電動機ＭＧ２についての第一電圧制御処理（ＭＣ２）とは、異なる基準演算周期Ｔ０内において交互に実行される。

従って、本実施形態では、基準演算周期Ｔ０の２回に１回、第一電動機ＭＧ１に対応する第一電圧制御部２２は、第一電動機ＭＧ１についての第一電圧制御処理（ＭＣ１）を完了させると共に、当該第一電動機ＭＧ１についての第一電圧制御処理（ＭＣ１）を実行していない間である他の１回の基準演算周期Ｔ０に、第二電動機ＭＧ２に対応する第一電圧制御部２２は、第二電動機ＭＧ２についての第一電圧制御処理（ＭＣ２）を完了させることになる。このような電動機制御処理によれば、基準演算周期Ｔ０毎に各電動機ＭＧ１、ＭＧ２に対応する第二電圧制御処理（ＶＣ１、ＶＣ２）が１回ずつ実行されて、スイッチング制御信号Ｐｕ、Ｎｕ、Ｐｖ、Ｎｖ、Ｐｗ、Ｎｗがそれぞれ生成されるので、２つの電動機ＭＧ１、ＭＧ２のそれぞれを円滑に駆動させることができる。また、基準演算周期Ｔ０の２回に１回ずつ、各電動機ＭＧ１、ＭＧ２に対応する第一電圧制御処理（ＭＣ１、ＭＣ２）が交互に実行されて、２つの電動機ＭＧ１、ＭＧ２のそれぞれについて変調率Ｍと電圧指令位相θｖとが順次導出される。よって、各電動機ＭＧ１、ＭＧ２についての変調率Ｍ及び電圧指令位相θｖを適切な周期で更新させ、各電動機ＭＧ１、ＭＧ２についての第二電圧制御処理（ＶＣ１、ＶＣ２）を適切に行わせることができる。従って、単一のＣＰＵコア６２を用いて、最適な演算周期で２つの電動機ＭＧ１、ＭＧ２を適切に制御することが可能となっている。

このとき、本実施形態では、従来１つの演算周期（本例における第一演算周期Ｔ１）内で一括して行なわれていた、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑと磁極位置θとに基づいてスイッチング制御信号Ｐｕ、Ｎｕ、Ｐｖ、Ｎｖ、Ｐｗ、Ｎｗを生成するまでの一連の電圧制御処理が、第一電圧制御処理と第二電圧制御処理とに分けられている。上記のとおり、第一電圧制御処理は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑと直流電圧Ｖｄｃとに基づいて変調率Ｍと電圧指令位相θｖとを導出する演算処理である。また、第二電圧制御処理は、第一電圧制御処理で導出された変調率Ｍ及び電圧指令位相θｖと、磁極位置θとに基づいてスイッチング制御信号Ｐｕ、Ｎｕ、Ｐｖ、Ｎｖ、Ｐｗ、Ｎｗを生成する演算処理である。本実施形態では、電流制御部１３による電流制御処理の第三演算周期Ｔ３（＝基準演算周期Ｔ０の２倍）及び電流検出値Ｉｄｒ、Ｉｑｒの更新周期（＝基準演算周期Ｔ０の２倍）に合わせて、基準演算周期Ｔ０の２回に１回ずつ、第一電圧制御処理が実行される。よって、従来のように基準演算周期Ｔ０毎に１回ずつ一連の電圧制御処理の全体が実行される場合と比較して、ＣＰＵコア６２による処理負荷の低減が図られている。一方、第二電圧制御処理は、基準演算周期Ｔ０毎に１回ずつ実行されるので、刻々と変化する磁極位置θに応じて基準演算周期Ｔ０毎に１回ずつスイッチング制御信号Ｐｕ、Ｎｕ、Ｐｖ、Ｎｖ、Ｐｗ、Ｎｗを生成及び出力させて、電動機ＭＧを適切に制御することができる。よって、本実施形態に係る電動機駆動装置１の制御装置２によれば、ＣＰＵコア６２の処理負荷を低減しつつ、電動機ＭＧを適切に制御して電動機ＭＧを円滑に駆動させることができる。

２．第二の実施形態
本発明に係る電動機駆動装置１の制御装置２の第二の実施形態について説明する。本実施形態においても、電動機駆動装置１が、三相交流により動作する交流電動機としての埋込磁石構造の同期電動機ＭＧを駆動制御する装置として構成されている場合を例として説明する。本実施形態に係る電動機駆動装置１及びその制御装置２のハードウエア構成、制御装置２のソフトウエア構成、並びに制御装置２の各機能部の演算周期の関係については、上記第一の実施形態と同様である。但し、本実施形態においては、図示は省略しているが、電動機駆動装置１の制御対象となる電動機ＭＧが１つだけ備えられた構成とされている点で、上記第一の実施形態と相違している。また、それに伴い、電動機制御処理の手順が上記第一の実施形態と一部相違している。以下では、上記第一の実施形態との主要な相違点である、本実施形態に係る電動機制御処理の手順について説明する。

２−１．電動機制御処理の手順
本実施形態に係る電動機制御処理の手順について、図８のフローチャート及び図９のタイムチャートを参照して説明する。本実施形態に係る電動機制御処理では、図９に示すように、その前提としてＣＰＵ６１による割り込み処理の周期である基準演算周期Ｔ０基準演算周期Ｔ０毎に、電動機ＭＧの磁極位置サンプリング（ＰＳ）が実行されている。この基準演算周期Ｔ０は、第二電圧制御処理の第一演算周期Ｔ１に等しい。また、基準演算周期Ｔ０の２倍の周期毎に、電動機ＭＧの電流値サンプリング（ＩＳ）が実行されている。この基準演算周期Ｔ０の２倍の周期は、第一電圧制御処理の第二演算周期Ｔ２に等しい。これらのサンプリング結果は、不図示のアナログメモリ等に一時的に記憶される。

ＣＰＵ６１の割り込み処理が実行されると（ステップ＃２１）、まず、第一演算周期Ｔ１（＝基準演算周期Ｔ０）の実行回数が奇数回目であるか否かが判定される（ステップ＃２２）。第一演算周期Ｔ１の実行回数が奇数回目であると判定された場合には（ステップ＃２２：Ｙｅｓ）、例えば図９における１回目の第一演算周期Ｔ１１に示すように、アナログメモリに一時的に記憶された電動機ＭＧの磁極位置θと電流検出値Ｉｕｒ、ＩＶｒ、Ｉｗｒとが、Ａ／Ｄコンバータ６７（図１を参照）によりデジタルデータに変換されて取り込まれる（ＰＴ＋ＩＴ、ステップ＃２３）。次に、電流制御処理が実行される（ＩＣ、ステップ＃２４）。次に、第一電圧制御処理が実行される（ＭＣ、ステップ＃２５）。次に、第二電圧制御処理が実行される（ＶＣ、ステップ＃２６）。なお、図６及び図７には示されていないが、その後、第一演算周期Ｔ１１が経過するまでの空き時間を利用して、モード決定処理やキャリア周波数決定処理等が実行される。この点に関しては上記第一の実施形態と同様である。

一方、第一演算周期Ｔ１の実行回数が奇数回目ではない、すなわち偶数回目であると判定された場合には（ステップ＃２２：Ｎｏ）、例えば図９における２回目の第一演算周期Ｔ１２に示すように、アナログメモリに一時的に記憶された電動機ＭＧの磁極位置θのみが、Ａ／Ｄコンバータ６７によりデジタルデータに変換されて取り込まれる（ＰＴ、ステップ＃３３）。次に、第二電圧制御処理が実行される（ＶＣ、ステップ＃２６）。この偶数回目の演算周期であるＴ１２における第二電圧制御処理（ＶＣ）で用いられる変調率Ｍ及び電圧指令位相θｖとしては、１演算周期前（例えば図７における、第一演算周期Ｔ１２から見た第一演算周期Ｔ１１）に実行された第一電圧制御処理（ＭＣ）で導出された情報がそのまま利用される。その後、上記と同様に、第一演算周期Ｔ１が経過するまでの空き時間を利用して、モード決定処理やキャリア周波数決定処理等が実行される。

〔その他の実施形態〕
（１）上記の各実施形態においては、第一電圧制御処理の第二演算周期Ｔ２が、電流制御処理の第三演算周期Ｔ３に等しく設定されている場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されない。すなわち、第一電圧制御処理の第二演算周期Ｔ２が、電流制御処理の第三演算周期Ｔ３よりも短く、或いは電流制御処理の第三演算周期Ｔ３よりも長く設定された構成とすることも、本発明の好適な実施形態の一つである。例えば、第一電圧制御処理の第二演算周期Ｔ２を、第二電圧制御処理の第一演算周期Ｔ１よりも長く、かつ、電流制御処理の第三演算周期Ｔ３よりも短く設定しても好適である。この場合であっても、不必要な演算処理が多少は行われる可能性があるが、少なくともＣＰＵコア６２の処理負荷を低減しつつ電動機ＭＧについての変調率Ｍ及び電圧指令位相θｖを適切な周期で更新させることができる。

（２）上記の各実施形態においては、第一電圧制御処理の第二演算周期Ｔ２及び電流制御処理の第三演算周期Ｔ３が等しい場合において、これらがいずれも第二電圧制御処理の第一演算周期Ｔ１の２倍に設定されている場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されない。すなわち、これらの演算周期Ｔ２、Ｔ３は少なくとも第二電圧制御処理の第一演算周期Ｔ１の、２以上の整数倍に設定されていれば好適であり、例えばこれらの演算周期Ｔ２、Ｔ３が第二電圧制御処理の第一演算周期Ｔ１の３倍、４倍、・・・等に設定された構成とすることも、本発明の好適な実施形態の一つである。

（３）上記の各実施形態においては、第一電圧制御処理の第二演算周期Ｔ２及び電流制御処理の第三演算周期Ｔ３が、いずれも第二電圧制御処理の第一演算周期Ｔ１の整数倍（ここでは、２倍）に設定されている場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されない。すなわち、これらの演算周期Ｔ２、Ｔ３が第二電圧制御処理の第一演算周期Ｔ１よりも長い場合において、これらの演算周期Ｔ２、Ｔ３が第二電圧制御処理の第一演算周期Ｔ１の整数倍とはされていない構成とすることも、本発明の好適な実施形態の一つである。例えば、第一電圧制御処理の第二演算周期Ｔ２に関して、第一電圧制御処理の第二演算周期Ｔ２と第二電圧制御処理の第一演算周期Ｔ１との比を、Ｔ２：Ｔ１＝５：２等に設定することも可能である。電流制御処理の第三演算周期Ｔ３についても同様である。

（４）上記の各実施形態においては、モード決定部５１が選択可能な複数の制御モードとして、インバータ６に最大トルク制御と共に正弦波ＰＷＭ制御を行わせる第一制御モード、インバータ６に最大トルク制御と共に過変調ＰＷＭ制御を行わせる第二制御モード、及びインバータ６に弱め界磁制御と共に矩形波制御を行わせる第三制御モード、の３つの制御モードが設定されている場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されない。すなわち、例えばこれらのうちのいずれか２つの制御モードのみが設定された構成とすることも、本発明の好適な実施形態の一つである。或いは、これらに加えて（又はこれらに代えて）、一又は二以上の他の制御モードを更に選択可能に備えた構成とすることも、本発明の好適な実施形態の一つである。この場合、モード決定部５１が選択可能な複数の制御モードには、例えばインバータ６から電動機ＭＧに供給する交流電圧の波形に関して、正弦波ＰＷＭ制御、過変調ＰＷＭ制御、二相変調ＰＷＭ制御、及び空間ベクトルＰＷＭ制御等、インバータ６から電動機ＭＧに供給する交流電流の位相に関して、最大トルク制御、弱め界磁制御、及び強め界磁制御等、を組み合わせることにより実現可能な制御モードが含まれる構成とすると好適である。

（５）上記の各実施形態においては、モード決定部５１がｄ軸電流調整指令値ΔＩｄに基づいて制御モードの選択に一定の制限を課すように構成されている場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されない。すなわち、そのような一定の制限が課されることなく、モード決定部５１が目標トルクＴＭと回転速度ωとに基づいて自由に制御モードを決定可能な構成とすることも、本発明の好適な実施形態の一つである。この場合、目標トルクＴＭ及び回転速度ωのみが、本発明における「モード決定用入力変数」に相当することになる。

（６）上記の各実施形態においては、モード決定部５１が目標トルクＴＭと回転速度ωとｄ軸電流調整指令値ΔＩｄとに基づいて制御モードを決定するように構成されている場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されない。すなわち、少なくとも制御モードが適切に決定されるのであれば、例えばモード決定部５１が回転速度ωと第一電圧制御部２２により導出される変調率Ｍとに基づいて制御モードを決定するように構成することも、本発明の好適な実施形態の一つである。この場合、回転速度ω及び変調率Ｍが、本発明における「モード決定用入力変数」に相当することになる。

（７）上記の各実施形態においては、キャリア周波数決定部５２が変調率Ｍと回転速度ωとに基づいてキャリア周波数Ｆｃを決定するように構成されている場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されない。すなわち、少なくともキャリア周波数Ｆｃが適切に決定されるのであれば、例えばキャリア周波数決定部５２が目標トルクＴＭと回転速度ωとに基づいてキャリア周波数Ｆｃを決定するように構成することも、本発明の好適な実施形態の一つである。この場合、目標トルクＴＭ及び回転速度ωが、本発明における「キャリア周波数決定用入力変数」に相当することになる。

（８）上記の各実施形態においては、基準演算周期Ｔ０が３００〔μｓ〕に設定されると共に、各入力変数の更新周期が表１のように設定され、更に各演算処理の演算周期が表２のように設定されている場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されない。すなわち、これらの設定値はあくまで一例であり、適宜設定変更が可能である。但し、その場合においても、上記の各実施形態において説明した技術的思想に従って、各入力変数の更新周期や各演算処理の演算周期の相互間の関係が決定される。

（９）上記の第一の実施形態においては、電動機駆動装置１が、２個の電動機ＭＧ１、ＭＧ２を制御対象とすると共に、２個の電動機ＭＧ１、ＭＧ２のそれぞれに対応する２個のインバータ６ａ、６ｂを備えており、制御装置２は、これら２個のインバータ６ａ、６ｂを制御することにより２個の電動機ＭＧ１、ＭＧ２を制御するように構成されている場合を例として説明した。そして、その場合において、２個の電動機ＭＧ１、ＭＧ２を単一のＣＰＵコア６２を用いて制御するように構成されている場合を例として説明した。また、上記の第二の実施形態においては、電動機駆動装置１の制御対象となる電動機ＭＧを１つだけ備えて構成されている場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれらに限定されない。すなわち、例えば電動機駆動装置１が、Ｎを３以上の整数として、Ｎ個の電動機ＭＧを制御対象とすると共に、Ｎ個の電動機ＭＧのそれぞれに対応するＮ個のインバータ６を備えており、制御装置２は、これらＮ個のインバータ６を制御することによりＮ個の電動機ＭＧを制御するように構成することも、本発明の好適な実施形態の一つである。

そして、この場合においても、Ｎ個の電動機ＭＧを制御対象とする電動機駆動装置１を、単一のＣＰＵコア６２を用いて制御するように構成すると好適である。この場合、第一電圧制御処理の第二演算周期Ｔ２を第二電圧制御処理の第一演算周期Ｔ１のＮ倍以上に設定することにより、そのような構成が適切に実現できる。すなわち、上記のような周期設定を採用することにより、Ｎ個の電動機ＭＧに対応するそれぞれの第二電圧制御部２３が、各電動機ＭＧに対応するスイッチング制御信号Ｐｕ、Ｎｕ、Ｐｖ、Ｎｖ、Ｐｗ、Ｎｗを生成する処理を第一演算周期Ｔ１毎にそれぞれ完了させると共に、Ｎ個の電動機ＭＧに対応するそれぞれの第一電圧制御部２２が、第一演算周期Ｔ１のＮ回に１回、対応する電動機ＭＧについての第一電圧制御処理を順次完了させる構成を適切に実現できる。

（１０）上記の各実施形態においては、電動車両やハイブリッド車両等の駆動力源として用いられる電動機ＭＧを制御対象とする電動機駆動装置１の制御装置２に、本発明を適用した場合を例として説明した。しかし、本発明の適用範囲はこれに限定されない。すなわち、交流電動機を制御対象とするあらゆる装置や機器を制御するために、本発明を適用することが可能である。

本発明は、直流電圧を交流電圧に変換して交流電動機に供給する直流交流変換部を備えた電動機駆動装置を、ベクトル制御法により制御する制御装置に好適に利用することができる。

１ 電動機駆動装置
２ 制御装置
６ インバータ（直流交流変換部）
１３ 電流制御部
２１ 電圧制御部
２２ 第一電圧制御部
２３ 第二電圧制御部
５１ モード決定部
５２ キャリア周波数決定部
６２ ＣＰＵコア（演算処理ユニット）
ＭＧ 電動機（交流電動機）
ＭＧ１ 第一電動機（交流電動機）
ＭＧ２ 第二電動機（交流電動機）
Ｉｄ ｄ軸電流指令値（電流指令値）
Ｉｑ ｑ軸電流指令値（電流指令値）
Ｖｄ ｄ軸電圧指令値（電圧指令値）
Ｖｑ ｑ軸電圧指令値（電圧指令値）
Ｍ 変調率
θｖ 電圧指令位相
Ｐｕ スイッチング制御信号（制御信号）
Ｐｖ スイッチング制御信号（制御信号）
Ｐｗ スイッチング制御信号（制御信号）
Ｎｕ スイッチング制御信号（制御信号）
Ｎｖ スイッチング制御信号（制御信号）
Ｎｗ スイッチング制御信号（制御信号）
θ 磁極位置
ω 回転速度
Ｖｄｃ 直流電圧
Ｆｃ キャリア周波数
Ｔ０ 基準演算周期
Ｔ１ 第一演算周期（第二電圧制御処理の演算周期）
Ｔ２ 第二演算周期（第一電圧制御処理の演算周期）
Ｔ３ 第三演算周期（電流制御処理の演算周期）
Ｔ４ 第四演算周期（モード決定処理の演算周期）
Ｔ５ 第五演算周期（キャリア周波数決定処理の演算周期）

Claims (6)

1. 直流電圧を交流電圧に変換して交流電動機に供給する直流交流変換部を備えた電動機駆動装置を、ベクトル制御法により制御する制御装置であって、
   前記交流電動機を駆動するための二相の電圧の指令値である電圧指令値から前記直流交流変換部を制御するための制御信号を生成する電圧制御部として、
   前記電圧指令値と前記直流交流変換部に供給される実際の直流電圧とに基づいて、直流電圧に対する前記電圧指令値の実効値の比率を表す変調率と前記電圧指令値が表す電圧ベクトルの位相角である電圧指令位相とを導出する第一電圧制御部と、
   前記変調率と前記電圧指令位相と前記交流電動機の回転子の回転角を表す磁極位置とに基づいて、前記制御信号を生成する第二電圧制御部と、を備え、
   前記第一電圧制御部の演算周期が、前記第二電圧制御部の演算周期よりも長く設定されている電動機駆動装置の制御装置。
2. 前記交流電動機を駆動する二相の電流の指令値である電流指令値と前記交流電動機を流れる実際の電流と前記回転子の回転速度とに基づいて、前記電圧指令値を導出する電流制御部を備え、
   前記第一電圧制御部の演算周期が、前記電流制御部の演算周期に等しく設定されている請求項１に記載の電動機駆動装置の制御装置。
3. 前記電流制御部及び前記第一電圧制御部の演算周期が、前記第二電圧制御部の演算周期のＮ倍（Ｎは２以上の整数）に設定されている請求項２に記載の電動機駆動装置の制御装置。
4. 所定のモード決定用入力変数に基づいて、前記電動機駆動装置を制御するために予め設定された複数の制御モードの中から１つの制御モードを決定するモード決定部を更に備え、
   前記第二電圧制御部は、前記モード決定部により決定された制御モードに応じた前記制御信号を生成し、
   前記モード決定用入力変数の更新周期が前記第一電圧制御部の演算周期よりも長く設定され、前記モード決定部の演算周期が、前記モード決定用入力変数の更新周期に等しく設定されている請求項１から３のいずれか一項に記載の電動機駆動装置の制御装置。
5. 所定のキャリア周波数決定用入力変数に基づいて、前記直流交流変換部のキャリア周波数を決定するキャリア周波数決定部を更に備え、
   前記キャリア周波数決定用入力変数の更新周期が前記第一電圧制御部の演算周期よりも長く設定され、前記キャリア周波数決定部の演算周期が、前記キャリア周波数決定用入力変数の更新周期に等しく設定されている請求項１から４のいずれか一項に記載の電動機駆動装置の制御装置。
6. 前記第一電圧制御部の演算周期が、前記第二電圧制御部の演算周期のＮ倍（Ｎは２以上の整数）に設定されると共に、Ｎ個の前記交流電動機を制御対象とする前記電動機駆動装置を、単一の演算処理ユニットを用いて制御するように構成され、
   所定時間に設定された基準演算周期毎に、前記第二電圧制御部は、各交流電動機に対応した前記制御信号を生成する生成処理をそれぞれ完了させ、
   前記基準演算周期のＮ回に１回、前記第一電圧制御部は、Ｎ個の前記交流電動機のうちの１つについて前記変調率と前記電圧指令位相とを導出する導出処理を完了させると共に、当該１つの交流電動機についての前記導出処理を実行していない間に、他の交流電動機についての前記導出処理を完了させる請求項１から５のいずれか一項に記載の電動機駆動装置の制御装置。

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