JP2002272184A - 電動機の駆動制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】演算負荷を軽減して処理能力の低い演算装置で
も複数の電動機を制御できる駆動制御装置を提供する。 【解決手段】１つのディジタル演算手段を用いて２個の
電動機１０１と１２１の電流フィードバック制御を共通
に行う電動機の駆動制御装置において、ディジタル演算
手段における電流フィードックの演算周期を前記ディジ
タル出力の出力周期のｎ倍とし、かつ、各々の電動機に
対する電流フィードバック演算を互いに重ならないタイ
ミングで行うように構成した電動機の駆動制御装置。負
荷の重い電流フィードバック演算をＰＷＭ等のディジタ
ル出力周期のｎ倍の長い演算周期で行うことによって演
算負荷を大幅に軽減した上で、互いに異なるタイミング
で演算させることにより、演算負荷の時間的な分散が可
能となる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、電動機の駆動制御
装置に関し、特にディジタルサーボ制御を用いて直流電
源から可変周波数、可変電圧の交流を出力して複数の交
流電動機を駆動する駆動制御装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】ディジタルサーボ制御を用いて直流電源
から可変周波数、可変電圧の交流を出力して交流電動機
を駆動する駆動制御装置は、一般的に電流フィードバッ
ク演算手段にマイクロコンピュータ等を用いて離散系の
演算処理を行っている。従来の駆動制御装置では電動機
を高速回転領域まで制御性よく駆動するため、例えば特
開平９−４７０６５号公報に記載されるように、一般的
に離散系演算処理の演算周期として１００μｓｅｃ程度
の高速な演算処理を適用するとともに、離散化演算によ
る制御無駄時間の影響を補償するなどして遅れ時間を極
力小さくしている。更に、複数の電動機を高速回転領域
まで制御性よく独立に駆動制御するためには、上記の理
由により各々の電動機に対して独立に１００μｓｅｃ程
度の高速な電流フィードバック演算を行うことが必要で
ある。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】上記のような従来の技
術によって複数の電動機を電流フィードバック制御する
電流サーボ装置においては、例えば、１００μｓｅｃ程
度の演算周期毎に、複数の電動機各々に対する次期指令
電圧演算や角度補正演算を行う電流制御演算時間が必要
なので演算負荷が極めて重くなる。そのため相応の処理
能力を有するマイクロコンピュータ等のディジタル演算
器を、複数の電動機各々に対して少なくとも１以上配置
する必要があった。一例として複数の３相同期電動機を
ベクトル電流フィードバックで制御した場合、３２ｂｉ
ｔＲＩＳＣマイクロコンピュータを用いて演算すると、
アセンブラ使用時で約７割程度の演算負荷を占有するた
め、少なくとも２以上の複数の電動機を１つのマイクロ
コンピュータで駆動制御すると、当該マイクロコンピュ
ータの電流フィードバック演算が一制御周期内に納まら
ず、演算が破綻してしまう。そのため、各々の電動機に
対してそれぞれ専用のマイクロコンピュータを配する必
要があるのでコンピュータ数が増大するという問題があ
った。このように従来技術による複数の電動機を駆動す
る駆動制御装置においては、一般的な電動機の駆動用マ
イクロコンピュータを用いた場合には、駆動装置の小型
化や低価格化の阻害要因となっていた。

【０００４】また、複数の電動機の駆動制御装置に対し
て現有する高速モータ制御マイクロコンピュータを適用
し、高々２個の電動機の駆動制御をさせた場合でも、高
速回転域まで対応する為に１００μｓｅｃの演算周期を
設定すると、該周期内に電流フィードバック演算の演算
時間が間に合わず、演算が破綻してしまうという問題が
あった。たとえば高性能の３２ｂｉｔＲＩＳＣマイクロ
コンピュータを用いた場合でも、１つの電動機あたりの
演算負荷が約５割程度あり、２つの電動機を駆動制御し
た場合には１００μｓｅｃに納まらなくなり制御不能で
あった。

【０００５】また、高速回転域での性能及び電流応答特
性を制約し、演算周期を延長した上で１つのマイクロコ
ンピュータで複数ｍ個の電動機を駆動制御する場合にお
いても電流取り込み時間の同時性を確保するため、ｍ個
の電動機のうちのｋ番めの電動機に流れる３相電流ｉｕ
（ｋ）、ｉｖ（ｋ）、ｉｗ（ｋ）のうちの任意の２相分
の電流を同時に取り込む必要がある。そのため制御周期
毎のアナログ／ディジタル（以下、Ａ／Ｄと略記）取り
込みタイミングが規定されるとＡ／Ｄ変換器は２×ｍ個
の入力を必要とし、Ａ／Ｄ入力ポートが不足するという
問題があった。

【０００６】本発明は上記ごとき問題を解決するために
なされたものであり、本発明の一つの目的は演算負荷を
軽減して処理能力の低い演算装置でも複数の電動機を制
御できる電動機の駆動制御装置を提供することであり、
本発明の他の目的は多くのＡ／Ｄ入力ポートを必要とし
ない電動機の駆動制御装置を提供することである。

【０００７】

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め、本発明においては特許請求の範囲に記載するように
構成している。すなわち、請求項１においては、１つの
ディジタル演算手段（例えばマイクロコンピュータ）を
用いて複数ｍ個の電動機の電流フィードバック制御を共
通に行う電動機の駆動制御装置において、ｍ個の電動機
を制御すべく前記ディジタル演算手段における電流フィ
ードックの演算周期を前記ディジタル出力の出力周期の
整数ｎ倍とし、かつ、各々の電動機に対する電流フィー
ドバック演算を互いに重ならないタイミングで行うよう
に構成している。

【０００８】また、請求項２においては、請求項１にお
いて、前記ｍ個の電動機の各々に対する電流読み込み、
次期（次の演算周期）電圧指令演算、ディジタル出力の
一連の処理を、互いにずらして実行するように構成して
いる。

【０００９】また、請求項３においては、請求項１また
は請求項２において、各電動機についての電流フィード
バック演算周期と同一時間内に出力されるｎ個のディジ
タル出力の各々の位相角補正演算とを、各電動機の電流
フィードバック演算周期内にまとめて行うように構成し
ている。

【００１０】

【発明の効果】請求項１においては、電流フィードバッ
ク演算手段において負荷の重い電流フィードバック演算
をＰＷＭ等のディジタル出力周期のｎ倍の長い演算周期
で行うことによって演算負荷を大幅に軽減した上で、互
いに異なるタイミングで演算させることにより、演算負
荷の時間的な分散が可能となる。これにより、より低級
な処理能力を有するマイクロコンピュータを用いても、
演算が破綻することなく実行可能となるため、マイクロ
コンピュータの低価格化が可能になる、という効果があ
る。

【００１１】また、請求項２においては、ｍ個の電動機
に対する電流取り込み時間を互いにずらして実行するこ
とにより、同時に取り込みを行う電流は、ｋ番めの電動
機を流れる３相電流ｉｕ（ｋ）、ｉｖ（ｋ）、ｉｗ
（ｋ）のうちの任意の２相分の電流のみとなり、同時取
り込み可能な２チャネルのＡ／Ｄ入力ポートにより処理
が可能となる。これにより、マイクロコンピュータは多
チャネルの同時アナログポートを必要とせず、通常のモ
ータ制御マイクロコンピュータが有する２チャネルのみ
の同時アナログポートのみで処理が可能になる、という
効果がある。

【００１２】請求項３においては、各々の電動機の電流
フィードバック演算周期と同一時間内に出力されるｎ個
のＰＷＭ等のディジタル出力の各々の位相角補正演算
を、各々の電動機の電流フィードバック演算周期内にま
とめて行うことにより、あたかもＰＷＭ等のディジタル
出力の出力周期毎に電流フィードバック演算を行ってい
るかの如く滑らかなＰＷＭ等ディジタル出力が可能にな
る、という効果がある。

【００１３】

【発明の実施の形態】図１は本発明の一実施例の構成を
示すブロック図であり、２台の電動機ＡとＢを制御する
場合を示す。図１において、電動機Ａ１０１は例えば同
期電動機であり、ＰＷＭ化電力変換部Ａ１０４（例えば
インバータ回路）の出力によって駆動される。回転角検
出器Ａ１０２（例えばレゾルバやエンコーダ等）は電動
機Ａ１０１の回転角度を検出し、その結果を現在角θｒ
ｅ演算ブロックＡ１１１へ送る。電流センサＡ１０３は
ＰＷＭ化電力変換部Ａ１０４から電動機Ａ１０１のｕ、
ｖ、ｗの各相に流れる電流を検出する。同様に、電動機
Ｂ１２１側においても、回転角検出器Ｂ１２２、電流セ
ンサＢ１２３、ＰＷＭ化電力変換部Ｂ１２４、現在角θ
ｒｅ演算ブロックＢ１２５が、上記と同様に、電動機Ｂ
１２１についての検出と各演算を行う。

【００１４】電流制御演算ブロック１０５は外部から与
えられた電流指令値ｉｑ＊Ａ、ｉｄ＊Ａおよびｉｑ＊
Ｂ、ｉｄ＊Ｂ（例えばアクセルペダルの開度と回転速度
に応じて決定される値）と実際の動作から求められた２
相電流ｉｑＡ、ｉｄＡおよびｉｑＢ、ｉｄＢとの偏差に
基づいて電圧指令値ｖｄ’＊Ａ、ｖｑ’＊Ａおよびｖ
ｄ’＊Ｂ、ｖｑ’＊Ｂを算出する。非干渉演算ブロック
１０６は干渉項の補正を行って２相電圧指令値ｖｄ＊
Ａ、ｖｑ＊Ａおよびｖｄ＊Ｂ、ｖｑ＊Ｂを算出する。２
相→３相変換ブロック１０７（図では２相→３相を２φ
→３φと略記している）は軸変換を行って３相電圧指令
値ｖｕ＊Ａ、ｖｖ＊Ａ、ｖｗ＊Ａおよびｖｕ＊Ｂ、ｖｖ
＊Ｂ、ｖｗ＊Ｂを出力する。その出力でＰＷＭ化電力変
換部Ａ１０４およびＰＷＭ化電力変換部Ｂ１２４を駆動
する。ＰＷＭ化電力変換部Ａ１０４およびＰＷＭ化電力
変換部Ｂ１２４は例えばＰＷＭ信号発生部とインバータ
回路とからなり、三角波と３相電圧指令値とを比較する
ことによってＰＷＭ信号を作成し、それによってインバ
ータ回路を駆動して電動機Ａ１０１および電動機Ｂ１２
１へ必要な電流を供給する。

【００１５】電流値Ａ／Ｄ変換部１０９は電流センサＡ
１０３および電流センサＢ１２３で検出したアナログ電
流値をディジタル値に変換する。３相→２相変換ブロッ
ク１１０は軸変換を行って３相の電流値を２相電流ｉｑ
Ａ、ｉｄＡおよびｉｑＢ、ｉｄＢに変換し、電流制御演
算ブロック１０５へ送る。現在角θｒｅ演算ブロックＡ
１１１および現在角θｒｅ演算ブロックＢ１２５は、回
転角検出器Ａ１０２および回転角検出器Ｂ１２２の出力
に基づいて上記の軸変換に必要な現在角θｒｅＡおよび
現在角θｒｅＢを算出する。θｒｅ補正演算ブロックＡ
１１２およびθｒｅ補正演算ブロックＢ１２６は現在角
θｒｅＡおよび現在角θｒｅＢについて制御無駄時間分
の進み角補正を行う。また、ｓｉｎ・ｃｏｓ参照ブロッ
ク１１３、１１４は現在角θｒｅＡおよび現在角θｒｅ
Ｂから軸変換に必要な数値を求め、２相→３相変換ブロ
ック１０７、３相→２相変換ブロック１１０へ送る。な
お、上記の各演算、変換ブロックは図面では分けて記載
しているが、実際には共通のコンピュータ等で構成でき
る。また、その演算内容については詳細を後述する。

【００１６】（実施例）本発明の実施例として、同期電
動機に代表される電動機を２台用い、図１の回転角検出
器Ａ１０２および回転角検出器Ｂ１２２としてレゾルバ
やエンコーダ等を用いて現在角度を読み込むシステム、
または誘導電動機に代表される電動機を２台用い、上記
と同様の回転角度センサを用いて現在角度を読み込むか
若しくは演算手段によって現在角度を算出するシステム
において、上記のようにして現在の電動機の回転角度を
検出し、電流センサ１０３および電流センサＢ１２３を
用いて電動機の相電流値を読み込み、マイクロコンピュ
ータやＤＳＰに代表されるディジタル演算手段を用いて
電流フィードバック制御演算処理を行い、得られた制御
指令値によってＰＷＭ化電力変換部Ａ１０４およびＰＷ
Ｍ化電力変換部Ｂ１２４を制御することにより、電動機
に電力を供給する駆動制御装置に本発明を適用した場合
について説明する。

【００１７】図２〜図４は本発明の実施例における処理
手順を示すフローチャート、図５は本発明の実施例の動
作を説明するための波形図、図６は実施例の割り込みタ
イミング毎の処理内容を示す図表である。なお、図３と
図４はの部分で接続されている。本実施例では、図５
の３２０に示す１０ｋＨｚのＰＷＭタイマ（三角波発
生）を２本動作させ、例えばタイマ波形の谷のタイミン
グで１００μｓｅｃ毎の割り込みが発生するものとす
る。

【００１８】ｋ演算周期時間内における最初の割り込み
（ｉ＝０区間内）で電動機Ａ１０１を流れる３相電流の
うちの任意の２相の電流値、例えばｉｕＡ、ｉｖＡを電
流値Ａ／Ｄ変換器に取り込み（図５の３０９）、同時に
この時点での現在角θｒｅＡを読み込む（図３のステッ
プ２０１、２０２）。

【００１９】次に、該ｉ＝０の割り込み周期内に、上記
ｋ制御周期内に２回出力されるＰＷＭ出力の各々の出力
タイミングまでの角度補正演算２回分をまとめて行い
（図３のステップ２０３）、上記３相電流を上記現在角
θｒｅＡを用いて軸変換を行うことにより２相電流値ｉ
ｑＡ、ｉｄＡを算出し（図３のステップ２０４）、電流
指令値ｉｑＡ＊Ａ、ｉｄＡ＊Ａとの偏差を用いて電流制
御演算（図３のステップ２０５）および非干渉演算（図
３のステップ２０６）を実行し、得られた電圧指令値ｖ
ｑ＊Ａ、ｖｄ＊Ａを先に演算しておいた２回の出力タイ
ミングまでの補正後の角度を用いて軸変換したのちに得
られた３相電圧指令値ｖｕ＊Ａ、ｖｖ＊Ａ、ｖｗ＊Ａを
一旦ストアする（図３のステップ２０７：上記演算時間
は図５の３１０）。

【００２０】なお、上記の非干渉制御とは、電動機を２
次磁束に直交するｑ軸成分と平行するｄ軸成分とに分離
して電流制御を行うベクトル電流制御において、流れる
電流とｑ軸、ｄ軸のインダクタンスおよび回転数の作用
により、ｄ軸電流がｑ軸電圧として、ｑ軸電流がｄ軸電
圧として相互に干渉が生じるものを、予め演算によって
差し引いて打ち消す制御をいう。

【００２１】また、ｋ制御周期時間内における第２回目
の割り込み（ｉ＝１区間内）で電動機Ｂ１２１を流れる
３相電流のうちの任意の２相の電流値、例えばｉｕＢ、
ｉｖＢを電流値Ａ／Ｄ変換器に取り込み（図５の３１
２）、同時にこの時点での現在角θｒｅＡＢを読み込む
（図３のステップ２０８、２０９）。

【００２２】次に、該ｉ＝０の割り込み周期内に、上記
ｋ制御周期内に２回出力されるＰＷＭ出力の各々の出力
タイミングまでの角度補正演算２回分をまとめて行い
（図３のステップ２１０）、上記３相電流を上記現在角
θｒｅＡを用いて軸変換を行うことにより２相電流値ｉ
ｑＡＢ、ｉｄＡＢを算出し（図３のステップ２１１）、
電流指令値ｉｑＡ＊Ｂ、ｉｄＡ＊Ｂとの偏差を用いて電
流制御演算（図３のステップ２１２）および非干渉演算
（図３のステップ２１３）を実行し、得られた電圧指令
値ｖｑ＊Ｂ、ｖｄ＊Ｂを先に演算しておいた２回の出力
タイミングまでの補正後の角度を用いて軸変換したのち
に得られた３相電圧指令値ｖｕ＊Ｂ、ｖｖ＊Ｂ、ｖｗ＊
Ｂを一旦ストアする（図３のステップ２１４：上記演算
時間は図５の３１３）。

【００２３】一方、図２に示すように、カウンタｉおよ
びｊは２個の電動機の制御に対応させるため、それぞれ
０から１の値をとりうる整数値で、互いに１周期ずれて
１ずつカウントアップされるように設定する。先のｉ＝
０の割り込み周期においては、電動機Ａ１０１への３相
電圧指令値ｖｕ＊Ａ（０）、ｖｖ＊Ａ（０）、ｖｗ＊Ａ
（０）および電動機Ｂ１２１への３相電圧指令値ｖｕ＊
Ｂ（１）、ｖｖ＊Ｂ（１）、ｖｗ＊Ｂ（１）をロードす
ることにより（図４のステップ２１５）、ｋ制御周期内
のｉ＝０割り込み周期内に演算された３相電圧指令値ｖ
ｕ＊Ａ（０）、ｖｖ＊Ａ（０）、ｖｗ＊Ａ（０）とｋ−
１制御周期内のｉ＝１割り込み周期内に演算された３相
電圧指令値ｖｕ＊Ｂ（１）、ｖｖ＊Ｂ（１）、ｖｗ＊Ｂ
（１）を取り込むことになる（図４のステップ２１
６）。この値をＰＷＭコンペアレジスタなどに書き込む
（図５の３１１）ことにより、次の割り込み周期ｉ＝１
のタイミングで、ＰＷＭタイマと該ＰＷＭコンペアレジ
スタ値とを比較するなどの処理を行い、電動機Ａ１０１
へのＰＷＭ出力（図５の３１５）および電動機Ｂ１２１
へのＰＷＭ出力（図５の３１７）を得ることができる。

【００２４】また、ｉ＝１の割り込み周期においては、
電動機Ａ１０１への３相電圧指令値ｖｕ＊Ａ（１）、ｖ
ｖ＊Ａ（１）、ｖｗ＊Ａ（１）および電動機Ｂ１２１へ
の３相電圧指令値ｖｕ＊Ｂ（０）、ｖｖ＊Ｂ（０）、ｖ
ｗ＊Ｂ（０）をロードすることにより、ｋ制御周期内の
ｉ＝０割り込み周期内に演算された３相電圧指令値ｖｕ
＊Ａ（１）、ｖｖ＊Ａ（１）、ｖｗ＊Ａ（１）とｋ制御
周期内のｉ＝１割り込み周期内に演算された３相電圧指
令値ｖｕ＊Ｂ（０）、ｖｖ＊Ｂ（０）、ｖｗ＊Ｂ（０）
を取り込むことになる。この値をＰＷＭコンペアレジス
タなどに書き込む（図５の３１４）ことにより、次の割
り込み周期ｉ＝１のタイミングでＰＷＭタイマと該ＰＷ
Ｍコンベアレジスタ値とを比較するなどの処理を行い、
電動機Ａ１０１へのＰＷＭ出力（図５の３１６）および
電動機Ｂ１２１へのＰＷＭ出力（図５の３１８）を得る
ことができる。

【００２５】上記のように２個の電動機を同時に制御す
るような場合は、電流演算周期をＰＷＭ割り込み周期の
２倍に設定し、互いに１割り込み周期ずらせて演算さ
せ、かつ、各々の割り込み周期に出力されるＰＷＭ出力
タイミングまでの制御無駄時間補正をそれぞれの電動機
の制御演算に対して行うことにより、図６に示すような
順序の制御が可能となる。その結果、あたかも１００μ
ｓｅｃの割り込み周期毎にそれぞれの電動機に対して毎
回独立に制御演算しているかのように、滑らか、かつ、
安定な駆動制御が可能になるとともに、４入力の電流同
時取り込みを２入力ずつ分散して取り込み可能となるの
で、Ａ／Ｄ入力ポートが少なくて済み、さらに演算負荷
を１／２以下に短縮可能となる。

【００２６】なお、本発明は、例えばシリーズハイブリ
ッド電気自動車における走行用の電動機と発電用の電動
機との制御に適用することが出来るが、これに限られる
ものではない。また、実施例においては、２台の電動機
を制御する場合を例示したが、３台以上の複数でもよ
い。その場合には、上記と同様に、電動機の数がｍ台で
あれば、電流フィードバック演算周期をディジタル出力
の出力周期の整数ｎ倍（ｎ≧ｍ）とし、かつ、各々の電
動機に対して電流フィードバック演算を互いに重ならな
いタイミングで行うように構成すればよい。

【００２７】次に、２台の電動機Ａ１０１とＢ１２１の
各々における制御の詳細について説明する。図７〜図１
０は、一方の電動機における処理手順を示すフローチャ
ート、図１１は動作を説明するための波形図である。な
お、それぞれの電動機における制御はタイミングが相互
にずれているだけで内容は同じであるから、一方につい
てのみ説明する。まず、ディジタルサーボ手段の具体的
な演算処理の実現手段として、概略の手順を図７および
図８に示す。なお、図７と図８は、の部分で接続さ
れる。この際、説明のため一例として電流フィードバッ
ク制御の条件を、ＰＷＭキャリア周波数１０ｋＨｚ（周
期＝１００μｓｅｃ）、電流制御周期４００μｓｅｃと
する。なお、本発明においては、ＰＷＭキャリア周波数
と電流制御周期は、互いに独立に任意に設定可能であ
る。

【００２８】図１１の１２０４に示す１０ｋＨｚのＰＷ
Ｍタイマ（三角波発生）を動作させ、例えばタイマ波形
の谷のタイミングで１００μｓｅｃ毎の割り込みが発生
するとする。本実施例ではｋ演算周期の割り込み１２０
５の発生により、まず、現在角θｒｅ(ｋ)（図１１の１
２２８）を用いて電動機の相電流読み込み値ｉｕ(ｋ)、
ｉｖ(ｋ)をｉｄ(ｋ)、ｉｑ(ｋ)に軸変換し（図７のステ
ップ１１０６）、算出された現在の２相電流値と電流指
令値をもとに電流制御演算を行い（図７のステップ１１
０７）、必要に応じて非干渉制御（図７のステップ１１
０８）を行った上で、ｋ制御周期目のＰＷＭ出力指令値
を演算する（図８のステップ１１０９）。そしてｋ制御
周期目に出力すべき４個のＰＷＭパルスの出力指令値演
算を開始する。すなわち、ｋ制御周期目の最初の割り込
み１２０５直後を制御周期カウンタｉ＝０としてｉｕ
(ｋ)およびｉｖ(ｋ)を取り込み、Ａ／Ｄ変換を行う（図
７のステップ１１０１）。また現在角θｒｅ(ｋ)を読み
込み（図７のステップ１１０２）、次にｋ制御周期に出
力する４個のＰＷＭのそれぞれの出力タイミングにおけ
る補正角θ’ｒｅ(ｋ、ｊ)を一度に演算する（図７のス
テップ１１０３）。

【００２９】以下、図７のステップ１１０３における補
正角演算手順（ステップ１１０４、１１０５）を、図９
に基づいて詳細に説明する。先ず現在角θｒｅを取り込
む（図９のステップ１１２１）。そしてｋ番目の電流フ
ィードバック演算周期とｋ番目の演算による４個のＰＷ
Ｍ出力周期とは、１ＰＷＭ周期(１０ｋＨｚ時には１０
０μｓｅｃ)だけ遅れることから、ＰＷＭ周期のカウン
タｊは制御周期のカウンタｉに１を足してｊ＝ｉ＋１と
する。これはすなわちｋ周期目の出力指令値演算は、必
ずｋ周期目の出力が始まる１ＰＷＭ周期前に演算が完了
していることを示す。

【００３０】また、４個各々のＰＷＭ出力時間を算出す
るため、４個のＰＷＭ出力タイミングの時間平均値ＰＷ
Ｍｏｕｔ(ｋ)（図１１の１２２２）から、各ＰＷＭパル
スの出力タイミングＰＷＭｏｕｔ(ｋ、ｊ)までの遅れ
(進み)時間ＤＥＬＴＡ(ｋ、ｊ)（図１１の△τｄ１〜△
τｄ４に相当）を下記（数１）式で演算する（図９の１
１２２）。 ＤＥＬＴＡ(ｋ、ｊ)＝(１０^−６／２)(２×ｊ−ｎ−１)×(ｄθｒｅ／ｄｔ) …(数１) さらに上記時間平均値（１２２２）からの遅れ時間ＤＥ
ＬＴＡ(ｋ、ｊ)をそれぞれ足しあわせ、かつ演算にかか
る１ＰＷＭ周期１００μｓｅｃを加えることにより、現
在角θｒｅを読み込むタイミングから、ｋ制御周期目の
４個のＰＷＭ出力それぞれまでの遅れ時間△τｄ１〜△
τｄ４を求め、この遅れ時間にｋ制御周期中の平均角速
度ｄθｒｅ／ｄｔを掛け合わせ、現在角θｒｅに足しあ
わせることで、各々のＰＷＭ出力時間における補正後の
角度θ’ｒｅ(ｋ、１)（図１１の１２３４）〜θ’ｒｅ
(ｋ、４)（図１１の１２３８）を算出する（図９のステ
ップ１１２３）。

【００３１】この際、ＰＷＭ出力タイミングの時間平均
値ＰＷＭｏｕｔ(ｋ)（図１１の１２２２）から各ＰＷＭ
パルス出力時間までの遅れ(進み)時間は、遅れ方向(正
符号)と進み方向(負符号)とが１対となることから、Ｄ
ＥＬＴＡ(ｋ、ｊ)の演算（図９の１１２２）はどちらか
一方のみを行い、対となる時間は角度補正演算（図９の
ステップ１１２３）の演算式の符号反転により行い、得
られたθ’をもとにｓｉｎ(θ’)、ｃｏｓ(θ’)をマッ
プ参照により得ることができる（図９のステップ１１２
４）。上記演算処理により、角度補正演算をｊ＝１〜ｎ
まで行うことなく、ｊ＝１〜ｎ／２までで完了すること
ができる（図９の１１２５）。

【００３２】なお、上記の非干渉制御とは、電動機を２
次磁束に直交するｑ軸成分と平行するｄ軸成分とに分離
して電流制御を行うベクトル電流制御において、流れる
電流とｑ軸、ｄ軸のインダクタンスおよび回転数の作用
により、ｄ軸電流がｑ軸電圧として、ｑ軸電流がｄ軸電
圧として相互に干渉が生じるものを、予め演算によって
差し引いて打ち消す制御をいう。

【００３３】以下、図８のステップ１１０９におけるＰ
ＷＭ出力指令値の演算について図１０に基づいて説明す
る。まず、ｊ＝１〜４までの４個のＰＷＭパルスそれぞ
れに、先に演算した補正角θ’を用いて軸変換を行い
（図１０のステップ１１３１）、得られたｕ、ｖ、ｗ各
相電圧指令をストアする（図１０のステップ１１３
２）。

【００３４】ｋ番目の制御周期における最初の１００μ
ｓｅｃ割り込みｊｏｂで、上記のようなｋ制御周期に出
力するＰＷＭパルスの指令電圧値をまとめて演算してお
き、それ以降は定期割り込みが発生する度にＰＷＭコン
ペアレジスタに当該ストアされた指令電圧値を順番に書
き込む（図１０のステップ１１３３）。ＰＷＭコンペア
レジスタに書き込まれた値（図１１のｒｃｕ(ｋ，１)
等）と三角波１２０４とを比較することにより、ＰＷＭ
信号（図１１の１２１６等）を発生することができる。
これにより、４００μｓｅｃ毎に電流フィードバック演
算を行っているにも関わらず、あたかも１００μｓｅｃ
毎に演算しているかのごとく正確かつ高分解能の出力を
得ることができる。

【００３５】電流フィードバック演算周期における電動
機の速度変化は一般的には小さいと考えられるので、電
流フィードバック演算の１周期と同時間に出力されるｎ
個のディジタル出力のそれぞれの補正量の演算を１電流
フィードバック演算周期内でまとめて行うことにより、
電流フィードバック演算周期Ａとディジタル出力の出力
周期Ｂとを異ならせることができる。それにより高速回
転にした場合の制御性を悪化させることなくディジタル
演算手段の負荷を低減できる。

【００３６】各々の電動機において上記のごとき制御を
行い、前記図２〜図６で説明したように、各々の電動機
に対する電流フィードバック演算が互いに重ならないタ
イミングで行うようにすればよい。すなわち、コンピュ
ータ等のディジタル演算手段における電流フィードバッ
クの演算周期がディジタル出力の出力周期の整数ｎ倍で
あり、かつ、前記電流フィードバック演算の１演算周期
の時間内に出力されるｎ個のディジタル出力のそれぞれ
の補正量の演算を、前記電流フィードバック演算の１演
算周期内で行なうように構成し、さらに、各々の電動機
の電流フィードバック演算周期と同一時間内に出力され
るｎ個のディジタル出力の各々の位相角補正演算を、各
々の電動機の電流フィードバック演算周期内にまとめて
行うように構成すればよい。

【００３７】本実施例において、例えばｎ＝４、ＰＷＭ
キャリア周波数を１０ｋＨｚ（周期＝１００μｓｅｃ）
とすると、制御周期が４００μｓｅｃの電流フィードバ
ック演算を行っているにも関わらず、１００μｓｅｃ毎
にＰＷＭ波形を指令値に追従させて変化することが可能
であり、ｓｉｎ波に近い３相電圧指令値を出力すること
が可能となる。本性能は、高速回転領域でより顕著とな
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例の構成を示すブロック図。

【図２】本発明の実施例における処理手順を示すフロー
チャートの一部。

【図３】本発明の実施例における処理手順を示すフロー
チャートの他の一部。

【図４】本発明の実施例における処理手順を示すフロー
チャートの他の一部。

【図５】本発明の実施例の動作を説明するための波形
図。

【図６】実施例の割り込みタイミング毎の処理内容を示
す図表。

【図７】各々の電動機における処理手順を示すフローチ
ャートの一部。

【図８】各々の電動機における処理手順を示すフローチ
ャートの他の一部。

【図９】図７のステップ１１０３における補正角演算内
容の詳細を示すフローチャート。

【図１０】図８のステップ１１０９におけるＰＷＭ出力
指令値の演算内容の詳細を示すフローチャート。

【図１１】図７〜図１０における動作を説明するための
波形図。

【符号の説明】

１０１…電動機Ａ １０２…回転
角検出器Ａ １０３…電流センサＡ １０４…ＰＷ
Ｍ化電力変換部Ａ １０５…電流制御演算ブロック １０６…非干
渉演算ブロック １０７…２相→３相変換ブロック １０９…電流
値Ａ／Ｄ変換部 １１０…３相→２相変換ブロック １１１…現在
角θｒｅ演算ブロックＡ １１２…θｒｅ補正演算ブロックＡ １１３、１１４…ｓｉｎ・ｃｏｓ参照ブロック １２１…電動機Ｂ １２２…回転
角検出器Ｂ １２３…電流センサＢ １２４…ＰＷ
Ｍ化電力変換部Ｂ １２５…現在角θｒｅ演算ブロックＢ １２６…θｒ
ｅ補正演算ブロックＢ ｉｑ＊Ａ、ｉｄ＊Ａ、ｉｑ＊Ｂ、ｉｄ＊Ｂ…電流指令値 ｖｄ’＊Ａ、ｖｑ’＊Ａ、ｖｄ’＊Ｂ、ｖｑ’＊Ｂ…電
圧指令値 ｖｄ＊Ａ、ｖｑ＊Ａ、ｖｄ＊Ｂ、ｖｑ＊Ｂ…２相電圧指
令値 ｖｕ＊Ａ、ｖｖ＊Ａ、ｖｗ＊Ａ…Ａ側の３相電圧指令値 ｖｕ＊Ｂ、ｖｖ＊Ｂ、ｖｗ＊Ｂ…Ｂ側の３相電圧指令値 ｉｑＡ、ｉｄＡ、ｉｑＢ、ｉｄＢ…２相電流 θｒｅＡ、θｒｅＢ…現在角

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】１つのディジタル演算手段を用いて複数ｍ
   個の電動機の電流フィードバック制御を共通に行う電動
   機の駆動制御装置において、 ｍ個の電動機を制御すべく前記ディジタル演算手段にお
   ける電流フィードックの演算周期を前記ディジタル出力
   の出力周期の整数ｎ倍とし、かつ、各々の電動機に対す
   る電流フィードバック演算を互いに重ならないタイミン
   グで行うように構成したことを特徴とする電動機の駆動
   制御装置。
2. 【請求項２】ｍ個の電動機の各々に対する電流読み込
   み、次期電圧指令演算、ディジタル出力の一連の処理
   を、互いにずらして実行するように構成したことを特徴
   とする請求項１に記載の電動機の駆動制御装置。
3. 【請求項３】各電動機についての電流フィードバック演
   算周期と同一時間内に出力されるｎ個のディジタル出力
   の各々の位相角補正演算とを、各電動機の電流フィード
   バック演算周期内にまとめて行うように構成したことを
   特徴とする請求項１または請求項２に記載の電動機の駆
   動制御装置。