JP2007175136A - 洗濯乾燥機のモータ駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】複数のモータを安定に正弦波駆動し、低騒音とする。
【解決手段】制御手段８は、１つのプロセッサ８２により制御する３個のインバータ回路３Ａ、３Ｂ、３Ｃにより回転ドラム駆動モータ４Ａ、圧縮機駆動モータ４Ｂ、送風ファン駆動モータ４Ｃをそれぞれ同時に正弦波駆動することにより、回転ドラム５、圧縮機６、送風ファン７の駆動の低騒音化が図れる安定的な正弦波駆動を実現する。
【選択図】図１

Description

本発明は、複数のインバータ回路により複数のモータを同時に駆動する洗濯乾燥機のモータ駆動装置に関するものである。

従来、この種の洗濯乾燥機のモータ駆動装置は、複数のモータをそれぞれ駆動する複数のインバータ回路を備え、回転庫ドラム（回転ドラム）と圧縮機と送風手段（送風ファン）をそれぞれインバータ回路とモータにより回転駆動していた（例えば、特許文献１参照）。
特開２００５−１９８９３３号公報

しかし、このような従来の洗濯乾燥機のモータ駆動装置は、各インバータ回路を、１２０度の矩形波駆動を行うものとした場合には、騒音の発生が大きく、また正弦波とする場合については、詳細な構成は記載はないが、各モータの回転数、キャリヤ周波数、プロセッサなどが独立であることにより、スイッチングノイズが正弦波とする制御に干渉するため、実際問題として安定に駆動することが困難であるという課題があった。

本発明は、上記従来の課題を解決するもので、複数のインバータ回路を１つのプロセッサにより制御する制御手段を設け、第１から第３のモータを同時に正弦波駆動するようにしたことにより、構成部品が少なく、低騒音でかつ、スイッチングノイズの干渉を防いだ安定な正弦波駆動が可能な洗濯乾燥機のモータ駆動装置を提供することを目的とするものである。

上記従来の課題を解決するために、本発明の洗濯乾燥機のモータ駆動装置は、交流電源の交流電力を直流電力に変換する整流回路と、前記整流回路の直流電力を交流電力に変換する複数のインバータ回路と、回転ドラムを駆動する第１のモータと、乾燥用ヒートポンプの圧縮機を駆動する第２のモータと、乾燥用ヒートポンプの熱交換器に送風する送風ファンを駆動する第３のモータと、前記複数のインバータ回路を１つのプロセッサにより制御する制御手段とを備え、前記制御手段は、前記第１から第３のモータが前記複数のインバータ回路によりそれぞれ駆動され、前記第１から第３のモータを同時に正弦波駆動するように構成したものである。

これによって、安定な正弦波駆動に不可欠なタイミング管理が１つのプロセッサに統合されて行われることによって、スイッチングノイズの干渉を防ぐことができ、安定な正弦波駆動によって低騒音とすることができる。

本発明の洗濯兼乾燥機のモータ駆動装置は、スイッチングノイズの干渉を防いだ安定な正弦波駆動により、低騒音の洗濯乾燥機を実現することができる。

第１の発明は、交流電源の交流電力を直流電力に変換する整流回路と、前記整流回路の直流電力を交流電力に変換する複数のインバータ回路と、回転ドラムを駆動する第１のモータと、乾燥用ヒートポンプの圧縮機を駆動する第２のモータと、乾燥用ヒートポンプの熱交換器に送風する送風ファンを駆動する第３のモータと、前記複数のインバータ回路を１つのプロセッサにより制御する制御手段とを備え、前記制御手段は、前記第１から第３のモータが前記複数のインバータ回路によりそれぞれ駆動され、前記第１から第３のモータを同時に正弦波駆動するように構成したことにより、安定な正弦波駆動に不可欠なタイミング管理が１つのプロセッサに統合されて行われることによって、スイッチングノイズの干渉を防ぐことができ、低騒音とすることができる。

第２の発明は、特に、第１の発明の制御手段は、第２のモータと第３のモータとを同時にセンサレス正弦波駆動するように構成したことにより、第２のモータと第３のモータに位置検知のためのセンサのない簡単な構成で、安定な正弦波での運転が可能となり、低騒音が実現できる。

第３の発明は、特に第１または第２の発明において、第１のモータと第２のモータと第３のモータのモータ電流をそれぞれ検出する複数の電流検知手段を備え、制御手段は、１つのプロセッサにより前記複数の電流検知手段が複数のモータ電流を検出するように構成したことにより、各モータの電流検知による各種のフィードバック制御が可能となり、きめ細かいモータ駆動制御により、高効率、低騒音など極めて高品位とすることができる。

第４の発明は、特に第１または第２の発明において、第２のモータと第３のモータの電流をそれぞれ検出する複数の電流検知手段を備え、１つのプロセッサにより前記複数の電流検知手段が複数のモータ電流を検出するようにしたことにより、第１のモータと比較して負荷変動が小さい第２のモータおよび第３のモータに関して、必要かつ十分な構成要素で非常に安定性の高い正弦波駆動が実現できるものとなる。

第５の発明は、特に第３または第４の発明の制御手段は、１つのプロセッサが、複数の電流検知手段により検出した複数のモータ電流のアナログ信号をそれぞれディジタル信号に変換する複数のＡ／Ｄ変換手段を備えるように構成したことにより、１つのプロセッサに各モータの電流が合理的に検出させることができ、各モータを安定に駆動することができる。

第６の発明は、特に第３〜５のいずれか１つの発明の制御手段は、１つのプロセッサが、複数のインバータ回路を制御する複数のＰＷＭ制御手段と、複数の電流検知手段により検出した複数のモータ電流のアナログ信号をそれぞれディジタル信号に変換する複数のＡ／Ｄ変換手段とを備えるように構成したことにより、プロセッサ数が少ない合理的な構成でありながら、各モータへの印加電圧の制御および各モータ電流の検出が確実に行われることから、各モータとも安定性が高い正弦波駆動が実現できる。

第７の発明は、特に第６の発明の制御手段は、複数のＡ／Ｄ変換手段が、複数のＰＷＭ制御手段と同期してＡ／Ｄ変換するように構成したことにより、いずれのモータ電流の検出についても、他のインバータ回路も含めたノイズによる干渉を防ぐタイミングで行うことができることから、シンプルな電流検知アルゴリズムとしながら、検出される電流値が安定してとれる分、正弦波駆動が極めて安定に行われるものとなる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
図１は、本発明の第１の実施の形態における洗濯乾燥機のモータ駆動装置のブロック図を示すものである。

図１において、全波整流回路２０と電解コンデンサ２１より構成される整流回路２に交流電源１より交流電力を加えて直流電力に変換し、その直流電力を、第１のインバータ回路３Ａおよび第２のインバータ回路３Ｂおよび第３のインバータ回路３Ｃにより、３相交流電力に変換して、回転ドラム駆動モータ（第１のモータ）４Ａおよび圧縮機駆動モータ（第２のモータ）４Ｂおよび送風ファン駆動モータ（第３のモータ）４Ｃを駆動する。

なお、整流回路２については電解コンデンサ２１を１個設ける事例を示したが、単相１００Ｖ入力の場合には、電解コンデンサ２１を複数個使用する全波倍電圧整流回路方式が実用的であり、昇圧回路を設ける構成もあり得る。また、チョークコイルは図示していないが、電圧リップルを減らし、高調波を減らすために実際は必要である。

第１のインバータ回路３Ａは、回転ドラム駆動モータ４Ａを駆動して回転ドラム５を回転駆動し、第２のインバータ回路３Ｂは、圧縮機６を回転駆動し、第３のインバータ回路３Ｃは、送風ファン駆動モータ４Ｃを駆動して送風ファン７を回転駆動し、回転ドラム５内に温風、あるいは冷風を送風し回転ドラム５内の衣類を乾燥させる。

なお、本実施の形態においては、回転ドラム５は回転軸が水平としているが、特に水平に限定されるものではなく、例えば水平に対して０〜４５度程度前側を高くして、衣類の出し入れが行い易くしたものや、一般に縦型と呼ばれるような、ほぼ垂直に近い回転軸を有する構成のものとしてもよく、またさらに回転ドラム５内に別の回転体として、パルセータやアジテータなどと呼ばれるような回転翼を設けたものであってもよく、回転翼などの回転体を、回転ドラム駆動モータ４Ａからの機械出力からクラッチなどの切換機構を介すなどして駆動したものであってもかまわない。

回転ドラム駆動モータ４Ａおよび圧縮機駆動モータ４Ｂおよび送風ファン駆動モータ４Ｃは、それぞれ永久磁石同期モータより構成されている。回転ドラム駆動モータ４Ａのロータ位置を検出するロータ位置センサ４０ａは、ロータ磁極位置に対応して電気角６０度毎のロータ位置信号を出力し、回転ドラム駆動モータ４Ａは、ロータ位置信号に同期して正弦波駆動される。

一方、圧縮機駆動モータ４Ｂと送風ファン駆動モータ４Ｃにはロータ位置検出手段はなく、圧縮機駆動モータ４Ｂと送風ファン駆動モータ４Ｃは、位置センサレス正弦波駆動により回転制御される。

制御手段８は、インバータ回路３Ａ、３Ｂ、３Ｃを制御するもので、第１のインバータ回路３Ａの下アームスイッチングトランジスタ（図示せず）のエミッタ端子にそれぞれ接続された３シャント式の第１の電流検知手段８０Ａと、第２のインバータ回路３Ｂの下アームスイッチングトランジスタ（図示せず）のエミッタ端子にそれぞれ接続された３シャント式の第２の電流検知手段８０Ｂと、第３のインバータ回路３Ｃの下アームスイッチングトランジスタ（図示せず）のエミッタ端子にそれぞれ接続された３シャント式の第３の電流検知手段８０Ｃと、整流回路２の直流電圧を検知する直流電圧検知手段７１と、ロータ位置センサ４０ａのロータ位置信号、電流検知手段８０Ａ、８０Ｂ、８０Ｃの出力信号と直流電圧検知手段８１の出力信号によりインバータ回路３Ａ、３Ｂ、３Ｃをそれぞれ制御するプロセッサ８２とにより構成されている。

プロセッサ８２は、本実施の形態においては、３個の電流検知手段８０Ａ、８０Ｂ、８０Ｃにより検出した３個のモータ電流のアナログ信号をディジタル信号に変換するための第１のＡ／Ｄ（アナログ／ディジタル）変換手段８００Ａ、第２のＡ／Ｄ変換手段８００Ｂ、第３のＡ／Ｄ変換手段８００Ｃを内蔵し、かつまたインバータ回路３Ａ、３Ｂ、３ＣをＰｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ（略してＰＷＭと称す）制御する第１のＰＷＭ制御手段８１０Ａ、第２のＰＷＭ制御手段８１０Ｂ、第３のＰＷＭ制御手段８１０Ｃを内蔵するマイクロコンピュータを使用している。

なお、それぞれのＰＷＭ制御手段とＡ／Ｄ変換手段は、１つで３相モータ１個分の制御ができるだけのものが、それぞれに備わっている。

よって、制御されるモータ数と等しい数（本実施の形態１では３個）のＡ／Ｄ変換手段８００Ａ、８００Ｂ、８００Ｃが設けられていることになるが、各Ａ／Ｄ変換手段とは、例えば半導体チップを封入したパッケージに、アナログ信号を入力できる端子を複数個有し、各入力端子のアナログ信号を、それぞれ、例えば８ビットのディジタルデータに変換した形でプロセッサ８２内の処理値として扱えるものであり、例えば、実際のアナログ信号からディジタル信号への変換を行うＡ／Ｄ変換器を１個のみ備え、これに入力されるアナログ信号を順々に切り替えることにより、見かけ上、複数個のＡ／Ｄ変換手段として動作できるものであってもかまわない。

また、マイクロコンピュータ以外にも、ディジタルシグナルプロセッサ（略してＤＳＰと称す）、あるいはＦｉｅｌｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ（略してＦＰＧＡと称す）等をプロセッサとして用いてもよく、またＤＳＰやＦＰＧＡなどによるモータ制御部分の信号処理と、シーケンシャルな制御を行うマイクロコンピュータとを組み合わせた処理器を用いたものを使用することもでき、特に１つのチップにこのような構成を組み合わせて設けたプロセッサを使用した場合には、構成部品の点数も抑えられ、極めて有効に作用する。

このような多数のＰＷＭ制御手段とＡ／Ｄ変換手段については、すべてプロセッサとして１つのチップ上に組み込まれたデバイスを使用した場合には、有利であるが、数が不足した場合や、特に高速の制御が必要なモータが含まれている場合には、外付けのＩＣなどで補充することもできる。

いずれのプロセッサ８２の構成においても、例えば、座標変換やフィードバック等の各種サブルーチンなどのプログラム、および正弦波データなどのソフトを、３つのモータに関して共通に利用するなどの合理化も可能となるようなケースも多々あり、複数のモータ電流を検出しながら、第１のインバータ回路３Ａと第２のインバータ回路３Ｂと第３のインバータ回路３Ｃとを同時に制御し、回転ドラム駆動モータ４Ａと圧縮機駆動モータ４Ｂと送風ファン駆動モータ４Ｃとをそれぞれ異なる回転速度で制御することができる構成となっている。

なお、圧縮機駆動モータ４Ｂにより、乾燥時に２ピストン構成の圧縮機６を回転駆動されると、圧縮されて高温となった冷媒（例えばＲ１３４ａ冷媒）が回転ドラム５と送風ファン７とを連通する循環経路に設けた熱交換器９にて、通過する空気を加熱される凝縮器として働いて回転ドラム５内に加熱された空気が供給され、同様に循環経路に設けた熱交換器１０では逆に蒸発器として作用し、キャピラリチューブ１１で膨張されて低温となった冷媒により、回転ドラム５から排出される湿った空気を冷却して除湿するという動作を行うことで、乾燥用ヒートポンプ１２が構成、エネルギーを有効に使いながら、乾燥した空気を回転ドラム５内に吹き込まれ、極めて良好な乾燥性能が得られるものとなっている。

なお、乾燥用ヒートポンプ１２として、本実施の形態においては、冷媒として代替フロンＲ１３４ａを使用しているが、他の物質であっても良く、例えばＣＯ２を超臨界状態まで圧縮して使用するものなどであってもよく、その場合には熱交換器９はガスクーラーなどと呼ばれるものとなる。

また、本実施の形態においては、送風ファン７は、熱交換器１０から熱交換器９に空気を送る途中に設けた構成となっており、熱交換器１０を通過した低温の空気が冷却ファン７を通ることになるため、冷却ファン駆動モータ４Ｃの損失による発熱が効果的に冷却され、またその損失が熱交換器９に入る前の空気加熱に使用されることから、加熱パワーとしても有効に作用するという特長があるものとなっているが、冷却ファン７の位置については、本実施の形態のような熱交換器１０から熱交換器９に至る途中に設けるということが絶対条件となるものではなく、他の部分でもかまわず、要は熱交換器９１１と回転ドラム５とを連結する空気の通路にどこかに設けていれば良い。

また、圧縮機６を２ピストンとしているが、１ピストン構成のものよりも負荷トルクのリプルが小さく、特にプロセッサ８２において行われる計算の頻度・精度などが、それほど高度なものとしなくとも、回転速度の安定化が図られ、低騒音とすることができるものであるが、振動などの問題がなければ１ピストンでもよく、またスクロール式なども用いることができるものである。

第１のインバータ回路３Ａは、回転ドラム駆動モータ４Ａをベクトル制御するものであり、特に制御ブロック図などは示さないが、回転ドラム駆動モータ４Ａの位置センサ４０ａによりロータ永久磁石の位置を検出し、第１の電流検知手段８０Ａから第１のＡ／Ｄ変換手段８００Ａを経て回転ドラム駆動モータ４Ａの相電流を検出し、検出したモータ４Ａの３相交流電流をロータ永久磁石のｄ軸方向と直角のｑ軸方向のベクトルにｄ−ｑ座標変換し、ｑ軸電流、ｄ軸電流Ｉｄを演算して求める。モータ４Ａの検知速度と設定速度との差に応じてｑ軸電流設定値Ｉｑｓを設定し、ｄ軸電流設定値Ｉｄｓはモータ４Ａ設定速度に応じて設定し、ｄ−ｑ座標変換により求めたｑ軸電流Ｉｑとｄ軸電流Ｉｄがそれぞれの設定値Ｉｑｓ、Ｉｄｓと等しくなるように、ｑ軸電圧ベクトルＶｑ、ｄ軸電圧ベクトルＶｄを制御し、ｄ−ｑ座標から３相交流電圧座標へ逆変換してＰＷＭ制御手段８１０Ａを働かせ、第１のインバータ回路３ＡのＰＷＭ制御を行うことにより、回転ドラム駆動モータ４Ａのベクトル制御を行う。

また、回転ドラム駆動モータ４Ａが表面磁石モータの場合、電流検知しないオープンループベクトル制御により電流値を演算により求めて制御することも可能である。

第２のインバータ回路３Ｂは、圧縮機駆動モータ４Ｂを制御するもので、圧縮機駆動モータ４Ｂのモータ電流を第２の電流検知手段８０Ｂで検出して、プロセッサ８２に読み込ませ、プロセッサ８２は、無効電流成分が所定値となるように第２のインバータ回路３Ｂの出力電圧の大きさを制御しながら、位置センサレス正弦波駆動するものであり、圧縮機駆動モータ４Ｂには正弦波電流が供給されるものとなる。

第３のインバータ回路３Ｃは、送風ファン駆動モータ４Ｃを制御するもので、送風ファン駆動モータ４Ｃのモータ電流を第３の電流検知手段８０Ｃで検出して、プロセッサ８２に読み込ませ、プロセッサ８２は、無効電流成分が所定値となるように第３のインバータ回路３Ｃの出力電圧の大きさを制御しながら、位置センサレス正弦波駆動するものであり、送風ファン駆動モータ４Ｃにも正弦波電流が供給されるものとなる。

一般に永久磁石同期モータの回転速度は、駆動周波数ｆをロータ磁極対数ｎｐで除した値となるので、駆動周波数ｆを所定値に固定することにより、圧縮機駆動モータ４Ｂと冷却ファンモータ４Ｃは、電源電圧変動や負荷変動とは無関係に回転速度は所定値とすることができる。

加えて、第１のインバータ回路３Ａと第２のインバータ回路３Ｂと第３のインバータ回路３Ｃは、交流電源１と整流回路２を共用しているので、乾燥時に洗濯物が収容された回転ドラム５を回転起動および回転停止させる際に、洗濯物の負荷抵抗等により、直流電源電圧変動は非常に大きくなるが、本実施の形態においては、圧縮機駆動モータ４Ｂと送風ファン駆動モータ４Ｃを駆動周波数を所定値に固定し、無効電流が所定値となるように制御することにより、直流電源電圧変動に関わらず圧縮機６と送風ファン７をそれぞれ駆動する圧縮機駆動モータ４Ｂと送風ファン駆動モータ４Ｃの回転速度を所定値に固定することができるので、圧縮機６と送風ファン７から発生する騒音は変化せず、よって回転速度変動による耳障りな騒音変動を無くすことができる。

図２は、本発明の第１の実施の形態における第２のインバータ回路３Ｂを制御するプロセッサ８２の制御ブロック図であり、第３のインバータ回路３Ｃについても全く同様に制御が行われるものとなっている。

図３の本発明の第１の実施の形態における制御ベクトル図は、表面磁石モータにおけるロータ回転軸（ｄ−ｑ軸）とインバータ出力電圧軸（ａ−ｒ軸）の関係を示し、モータ電流Ｉをインバータ出力電圧Ｖａと同方向軸（ａ軸）の成分Ｉａとインバータ出力電圧軸（ａ軸）と直角のｒ軸成分Ｉｒに分解し、電流Ｉと電圧Ｖａの位相をφ、電流Ｉと誘起電圧Ｅｍの位相をγ、電圧Ｖａと誘起電圧Ｅｍの位相（内部相差角）をδとしている。表面磁石モータにおいては、電流位相をｑ軸からわずかに遅れるように、無効電流Ｉｒあるいは有効電流Ｉａを制御すると安定な回転制御が可能となる。負荷変動が少ない場合には、無効電流Ｉｒと有効電流Ｉｒの比（力率）、あるいは、力率角φを制御してもよい。

図４は、本発明の第１の実施の形態における埋込磁石モータ（Ｉｎｔｅｒｉｏｒ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ ＭａｇｎｅｔＳｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｍｏｔｏｒ；ＩＰＭＳＭとも呼ばれる）において、電流位相がｑ軸からβ進角させた運転状態でのベクトル図を示しており、図３とは若干ベクトル図が異なる埋込磁石モータの場合には、インダクタンス値Ｌが一定値ではなく、ｄ軸方向とｑ軸方向で大きく異なり、Ｌｑ（ｑ軸インダクタンス）＞Ｌｄ（ｄ軸インダクタンス）となり、リラクタンストルクが発生するものとなる。

これにより、電流位相がｑ軸からβ進角させた条件においても、高トルクで安定な運転が可能となり、電圧Ｖａ（ａ軸）に対しての電流Ｉの位相は、やや遅れた条件となる。

よって、埋込磁石モータの場合においても、無効電流Ｉｒの制御によって、安定性に富んだ回転駆動の制御が行われるものとなる。

図２において、３シャント式の第２の電流検知手段８０ＢのＵＶＷ各相に対応した出力信号ｖｅｕ、ｖｅｖ、ｖｅｗがＡ／Ｄ変換手段８００Ｂに入力され、Ａ／Ｄ変換手段８００Ｂは各相電流に対応した電流信号Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを３相／２相・母線軸変換手段８０１Ｂに加える。３相／２相・母線軸変換手段８０１は、３相電流を２相電流に変換した後、インバータ出力電圧軸に座標変換するもので、数式１に従い演算し有効電流成分Ｉａと無効電流成分Ｉｒを求める。

３相／２相・母線軸変換手段８０１Ｂの無効電流成分出力信号Ｉｒと、駆動条件設定手段８０２Ｂより無効電流設定手段８０３Ｂを介して出力される無効電流設定信号Ｉｒｓとを電流比較手段８０４Ｂに加え、電流比較手段８０４ＢはＩｒｓとＩｒの誤差信号ΔＩｒを出力し、誤差信号演算手段８０５Ｂに加える。誤差信号演算手段８０５Ｂは、誤差信号ΔＩｒを比例積分演算して電圧補正信号ΔＶａを出力する。駆動条件設定手段８０２Ｂは、前述したように回転速度と負荷トルクに対応したモータ駆動条件を出力するもので、オープンループによる回転速度設定手段８０６Ｂを介して駆動周波数ｆを設定し、Ｖ／ｆ設定手段８０７Ｂは、駆動周波数ｆに対応した印加電圧を設定することにより、モータ印加電圧と駆動周波数の比、いわゆるＶ／ｆ値を設定し、出力電圧補正手段８０８Ｂに出力する。

出力電圧補正手段８０８Ｂは、回転速度Ｎと誘起電圧定数Ｋｅより求めた誘起電圧に所定の係数（印加電圧定数ｋｒ）を掛け、電圧補正信号ΔＶａを加えてインバータ出力電圧Ｖａを数式２より求め、２相／３相・母線軸逆変換手段８０９ＢによりＵＶＷ各相の出力電圧信号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを数式２に従い演算する。電圧補正信号ΔＶａは、数式３に示すように誤差信号ΔＩｒに比例定数Ｋｐを掛けた値と、誤差信号ΔＩｒの積分値に積分定数Ｋｓを掛けた値の和より求める。

インバータ出力電圧軸（ａ−ｒ軸）のｒ軸電圧成分Ｖｒは零なので、数式３においては、Ｖａのみ計算すればよく、演算が簡単となる特長がある。ＰＷＭ制御手段８１０Ｂは、正弦波出力電圧に対応してＰＷＭ制御するもので超音波周波数の三角波キャリヤ信号で変調し、６個のスイッチングトランジスタを制御するインバータ制御ゲート信号ＧＢを出力する。直流電圧検知手段８１は、整流回路２の直流電圧Ｅｄｃを検知してＰＷＭ制御手段８１０Ｂの変調度Ｍを制御するもので、直流電圧Ｅｄｃに逆比例して変調度Ｍを制御することにより直流電源電圧が変動しても一定のインバータ出力電圧が得られ、電圧変動による乱調や脱調を防止できる。

すなわち、正弦波駆動の出力電圧Ｖｏは数式４で表され、変調度Ｍが一定ならば直流電圧Ｅｄｃに比例して出力電圧が変動する。よって、数式５に示すように基準直流電圧Ｅｄｓに対する直流電圧Ｅｄｃの比率に応じて変調度ＭをＭ１に変換することにより一定出力が得られる。

しかしながら、デッドタイムｔｄの影響により数式６に示すように出力電圧Ｖｏは直流電圧Ｅｄｃにほぼ比例して低下する傾向があり、変調度Ｍ１を直流電圧Ｅｄｃに逆比例させると、出力電圧Ｖｏが低下するのでデッドタイム相当分出力電圧補正する必要がある。簡単な補正方法として、デッドタイム相当のＰＷＭデューティを加算する案が考えられる。

無効電流Ｉｒが設定値Ｉｒｓとなるようにインバータ出力電圧制御する方法、すなわち、無効電流一定制御方式の特長は、駆動周波数一定制御しても、電流位相φ、あるいは、内部相差角δが負荷変動に応じて自動的に変化する点にある。ＩｒとＩｒｓの誤差信号ΔＩｒを積分制御することにより安定化制御可能となり、定格負荷から無負荷までの負荷変動に対しても安定に動作する。

よって、圧縮機６に関しては、起動直後などで熱交換機９の温度が十分に上昇していない状態、また送風ファン７に関しては、吐出口が衣類により閉塞されたり、回転ドラム５の中の衣類が一杯となって風量がほとんど出ない状態でも、安定に動作する特長がある。

一般に、圧縮機駆動モータの回転速度は、６０００ｒ／ｍｉｎ〜８０００ｒ／ｍｉｎに設定され、圧縮機駆動モータは、突極性の埋め込み磁石モータ（Ｉｎｔｅｒｉｏｒ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔｉｃ；ＩＰＭモータ）が使用され、進角制御により高速回転制御する。

発明者らの試験例では、電流位相がβ＝２５〜３０度程度の条件で、電流に対するトルクが最大となり、出力に対する銅損をほぼ最小とすることができ、また銅量を一定の条件で、第２のモータ４Ｂの巻線ターン数を変化させて第２のインバータ回路３Ｂからの最大供給電圧を、整流回路２の出力電圧に対応した一定値以下に抑えた場合には、電流位相をβ＝４５度程度の進角とした条件で、第２のインバータ回路３Ｂからの供給電流が最小となり、第２のインバータ回路３Ｂを構成するＩｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ（ＩＧＢＴと称す）等のスイッチング素子の電流容量の小さい、安価なものの使用が可能となる、あるいは第２のインバータ回路３Ｂの損失が低減できるなどの効果が確認できた。

したがって、本実施の形態にて、βを２５〜４５度程度の間から選んだ値となるように無効電流の設定値をおくことにより、低コストで高効率の回転駆動制御が可能となる。

ただし、無効電流を制御する構成以外に、位相φを一定制御するか、あるいは、有効電流Ｉａを一定制御する構成としてもよい。ただし、直流電源電圧Ｅｄｃのリップルが大きくなって、交流電圧の零電圧近辺で直流電圧が低下した場合など、進角が過大となって回転が不安定となるため、直流電圧Ｅｄｃに応じて変調度を制御し、進角し過ぎないように制御する。

有効電流を一定とした場合には、駆動周波数を一定にすると負荷変動に対して制御性能が低下する傾向が見られるが、通常運転においては回転速度を一定に制御すると、所定の圧縮動作や風量が確保されるので問題なく動作する。

本実施の形態においては、制御手段８は、１つのプロセッサ８２により３個のインバータ回路３Ａ、３Ｂ、３Ｃを制御するため、３個のＰＷＭ制御手段８１０Ａ、８１０Ｂ、８１０Ｃと３個の電流検知手段８０Ａ、８０Ｂ、８０Ｃにより検出した３個のモータ電流のアナログ信号をディジタル信号に変換するための３個のＡ／Ｄ変換手段８００Ａ、８００Ｂ、８００Ｃとを備えているが、Ａ／Ｄ変換手段８００Ａ、８００Ｂ、８００Ｃについては、すべてＰＷＭ制御手段８１０Ａ、８１０Ｂ、８１０Ｃに同期してＡ／Ｄ変換するものとし、３個のＰＷＭ制御手段８１０Ａ、８１０Ｂ、８１０Ｃについても相互にキャリヤ波位相の同期をとりながら動作するものとなっている。

図５は、本発明の第１の実施の形態における制御手段８のＡ／Ｄ変換手段８００Ａ、８００Ｂ、８００Ｃと、ＰＷＭ制御手段８１０Ａ、８１０Ｂ、８１０Ｃのブロック図である。

電流検知手段８０Ａ、８０Ｂ、８０Ｃから出力されるアナログ出力信号Ｖｓａ、Ｖｓｂ、Ｖｓｃのそれぞれを、ＧＮＤから５Ｖの範囲であって、かつ適度な電圧の振幅となるようにするための若干のレベルシフトと増幅、およびノイズ落としなどを行うための３相分がそれぞれに含まれるアンプ８００１Ａ、８００１Ｂ、８００１Ｃが、いずれも入力部分に設けた形で、Ａ／Ｄ変換手段８００Ａ、８００Ｂ、８００Ｃが構成されているが、本実施の形態においては、アンプ８００１Ａ、８００１Ｂ、８００１Ｃ以降については、共通として合理的に構成したものとなっている。

すなわち、選択的に出力するマルチプレクサ８００Ｄを有しており、アナログ信号をディジタル信号に変換する３個のＡ／Ｄ変換回路８００Ｕ、８００Ｖ、８００Ｗより構成がなされたものを使用している。

ここで、電流検知手段８０Ａ、８０Ｂ、８０Ｃのアナログ出力信号Ｖｓａ、Ｖｓｂ、Ｖｓｃは、それぞれに３相の電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが含まれるため、トータル９つのアナログ信号がマルチプレクサ８００Ｄには入力されるものとなっている。マルチプレクサ８００Ｄは、その９つの入力信号から入力選択信号Ｃｓにより３つを選択して出力するものであり、同一モータのＩｕ、Ｉｖ、Ｉｗが同時に検出できるように選択が行われるため、例えば第１のモータ４Ａが選択された場合には、マルチプレクサ８００Ｄの出力は、第１のモータ４Ａの３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが第１の電流検知手段８０Ａから得られたものが選択され、Ａ／Ｄ変換開始信号ＣｔによってＡ／Ｄ変換回路８００Ｕ、８００Ｖ、８００Ｗに同時に入力され、ディジタル値へと変換され、出力Ｄｉｕ、Ｄｉｖ、Ｄｉｗが得られるものとなっている。

以上のような構成により、本実施の形態では３相分１組に相当する３個のＡ／Ｄ変換回路８００Ｕ、８００Ｖ、８００Ｗを時間をずらせて順々に働かせることにより、３個のＡ／Ｄ変換手段８００Ａ、８００Ｂ、８００Ｃとして動作させ、３個のインバータ回路の出力電流を数マイクロ秒で検出できるものとしているが、必ずしもこのようなマルチプレクサ８００Ｄを設ける必要があるというものではなく、例えば３相モータ３台分のすべての電流を同時に検出できるように、９個のＡ／Ｄ変換回路を設ける構成としてももちろん良いものであり、またマルチプレクサを設けるとしても、３個のモータのＵ相電流が同時に変換される構成なども考えられる。

第１のＰＷＭ制御手段８１０Ａは、第１のインバータ回路３Ａを制御するもので、三角波の信号を発生する第１のキャリヤ信号発生手段８１００Ａと、Ｕ相ＰＷＭ回路８１０１ｕａ、Ｖ相ＰＷＭ回路８１０１ｖａ、Ｗ相ＰＷＭ回路８１０１ｗａより構成される。

Ｕ相ＰＷＭ回路８１０１ｕａは、比較手段８１０２ｕａ、出力電圧設定手段８１０３ｕａ、相補信号発生手段８１０４ｕａより構成され、比較手段８１０２ｕａはキャリヤ信号発生手段８１００Ａの出力信号Ｃａと出力電圧設定手段８１０３ｕａの出力信号を比較してＰＷＭ信号を発生させ、そのＰＷＭ信号は、相補信号発生手段８１０４ｕａにより反転信号とデッドタイム挿入等の波形成形処理が行われ、Ｕ相上アーム制御信号Ｇｕｐａ、Ｕ相下アーム制御信号Ｇｕｎａが出力される。

Ｖ相ＰＷＭ回路８１０１ｖａ、Ｗ相ＰＷＭ回路８１０１ｗａも同様の動作をするので説明を省略する。

第２のＰＷＭ制御手段８１０Ｂは、第２のインバータ回路３Ｂを制御するもので、三角波の信号を発生する第２のキャリヤ信号発生手段８１００Ｂと、Ｕ相ＰＷＭ回路８１０１ｕｂ、Ｖ相ＰＷＭ回路８１０１ｖｂ、Ｗ相ＰＷＭ回路８１０１ｗｂより構成される。

第３のＰＷＭ制御手段８１０Ｃは、第３のインバータ回路３Ｃを制御するもので、三角波の信号を発生する第３のキャリヤ信号発生手段８１００Ｃと、Ｕ相ＰＷＭ回路８１０１ｕｃ、Ｖ相ＰＷＭ回路８１０１ｖｃ、Ｗ相ＰＷＭ回路８１０１ｗｃより構成される。

第２のＰＷＭ制御手段８１０Ｂならびに第３のＰＷＭ制御手段８１０Ｃについても、第１のＰＷＭ制御手段８１０Ａと同様の動作をするので説明を省略する。

本実施の形態においては、３つのＰＷＭ制御手段８１０Ａ、８１０Ｂ、８１０Ｃの間の同期をとるため、それぞれのキャリヤ信号発生手段８１００Ａ、８１００Ｂ、８１００Ｃの同期をとっているが、第１のモータ４Ａと第３のモータ４Ｃについては、可聴周波数の騒音が響きやすい構造であることから、キャリヤ周波数をｆ１＝１６ｋＨｚという可聴周波数の上限に近く、人間の耳感度が低くなってくる高い値としており、これに対して第２のモータ４Ｂについては、キャリヤ周波数成分の騒音が外部に漏れにくい構造であることと、特に水を使用する洗濯乾燥機として、冷媒を通しての漏れ電流（リーク電流）を抑えて感電を少なくする必要があることから、キャリヤ周波数は、ｆ２＝４ｋＨｚとしており、ｆ１：ｆ２＝４：１という整数比としている。

従って、第１、第３のキャリヤ信号発生手段８１００Ａ、８１００Ｃに対しては、クロックパルスＣｐ１、Ｃｐ３を８．１９２ＭＨｚとすることにより、８ビットの分解能を持つ三角波ＰＷＭ変調を行うものとし、キャリヤ信号発生手段８１００Ｂに関しては、Ｃｐ１やＣｐ３を１／４分周した２．０４８ＭＨｚの信号を用いており、第２のキャリヤ信号発生手段８１００Ｂ内のカウンタがオーバーフローするタイミングとアンダーフローするタイミングで、キャリヤ信号発生手段８１００Ａ、８１００Ｃの初期値を２５５にセットすることによって、キャリヤ信号発生手段８１００Ａ、８１００Ｃは、キャリヤ信号発生手段８１００Ｂとの同期がとれた三角波で動作するものとなる。

本実施の形態においては、３つのＰＷＭ制御手段８１０Ａ、８１０Ｂ、８１０Ｃそれぞれに対して、独立してキャリヤ信号発生手段８１００Ａ、８１００Ｂ、８１００Ｃを持った構成としているため、一般的なモータ制御用の機能を積んだマイコンがそのまま利用できるものとなっているが、例えばキャリヤ信号発生手段の構成要素を共通カウンタからの処理でまとめることもでき、自動的に同期がとれる構成をより合理的に成り立たせることも可能である。

このように、３つのインバータ回路３Ａ、３Ｂ、３ＣのＰＷＭ周期の同期をとることにより総てのトランジスタがオンあるいはオフに固定されている期間に電流検出することによって、スイッチングノイズの影響無しに電流検出できる。

図６は、本発明の第１の実施の形態におけるＰＷＭ制御手段８１０Ａ、８１０Ｃ、およびＡ／Ｄ変換手段８００Ａ、８００Ｃの各部動作波形を示すタイミングチャートであり、各部波形記号は、図５のブロック図に示された記号に対応させたものとなっている。

なお、Ｕ相についてのみ示しているが、Ｖ相、Ｗ相に関しても同様に動作が行われるものとなっている。

キャリヤ信号波形Ｃａ、Ｃｃは三角波で同一である。一点鎖線で示すＶｕａおよびＶｕｃが大きくなると、上アーム制御信号ＧｕｐａやＧｕｐｃのＰＷＭデューティ（オン時間の比率）が増加し、下アーム制御信号ＧｕｎａやＧｕｎｃのＰＷＭデューティは減少し、インバータ出力電圧が上昇するものとなる。

Ｃｔはキャリヤ信号と同期したＡ／Ｄ変換開始信号で、Ｄｉａはインバータ回路３Ａの出力電流信号をＡ／Ｄ変換するタイミング期間で、Ｄｉｃはインバータ回路３Ｃの出力電流信号をＡ／Ｄ変換するタイミング期間であり、下アームトランジスタがオンの時に必ずＡ／Ｄ変換される。Ｖｍは出力電圧限界設定信号で、Ａ／Ｄ変換期間にトランジスタがスイッチングしないように設定するもので、下アーム制御信号Ｇｕｎｃの最小パルス幅を制限する作用があり、これは第１のモータ４Ａに関しても同様である。

図６において、第２のモータ４Ｂのキャリヤ周波数（４ｋＨｚ）に合わせるため、Ａ／Ｄ変換開始信号Ｃｔは三角波キャリヤ信号Ｃａ、Ｃｃのピークとなるタイミングの内の４回に１回の頻度で、時刻ｔ１およびｔ２にて、１パルスしか示されていないが、実際には、インバータ回路３Ａ、３Ｃに対しては、マルチプレクサ８００Ｄによる電流検知手段５Ａ、５Ｃの出力信号Ｖｓａ、Ｖｓｃが数マイクロ秒の間に切り替えることにより、Ａ／Ｄ変換回路８００Ｕ、８００Ｖ、８００Ｗが時分割的に活用される結果、両モータ４Ａ、４Ｃの３相電流のすべてが４キャリヤに１回の頻度で、ほぼ同時にＡ／Ｄ変換することが可能となる。

なお、後述するように４キャリヤに１回の検知期間でモータ４Ａ、４Ｃの各３相電流すべての検知を行わず、４キャリヤの２倍（すなわち８キャリヤ周期）、さらに３倍（すなわち１２キャリヤ周期）で、モータ１個分ずつ順々に電流検出を行う構成もあり、Ａ／Ｄ変換速度が遅い場合や、プロセッサ８２の仕事が追いつかない場合などには有効であり、同時に制御するインバータ回路がさらに増加した場合などでも、４キャリヤ周期内で電流検出と座標変換を割り当てることにより、モータ制御タスクが増加して４キャリヤ内でタスクが終了しない問題が発生しなくなり、ＰＷＭ制御手段とマルチプレクサの選択数を増加させるだけで、チップサイズ占有面積の大きいＡ／Ｄ変換ユニットを増加させずに制御インバータ回路数を増加できる特長がある。

ただし、本実施の形態においては、同時に動作できる３個のＡ／Ｄ変換器８００Ｕ、８００Ｖ、８００Ｗを備えており、１つのモータに関しては、一度に３相の電流が同時にディジタル値に変換できるものになっていることから、処理速度の面、アルゴリズムの面からは、かなり有効に動作できるものとなっている。

図７は、本発明の第１の実施の形態におけるＰＷＭ制御手段８１０Ｂ、８１０Ａ、およびＡ／Ｄ変換手段８００Ｂ、８００Ａの各部動作波形を示すタイミングチャートであり、各部波形記号は、図５のブロック図に示された記号に対応させたものとなっている。

なお、Ｕ相についてのみ示しているが、Ｖ相、Ｗ相に関しても全くの同様に動作が行われるものとなっている。

キャリヤ信号Ｃａとキャリヤ信号Ｃｂの周期比はちょうど１：４となっている。周期比が偶数倍であることから、キャリヤ信号Ｃｂのピークと谷は、いずれもキャリヤ信号Ｃａのピークのタイミングとなる。

よって、Ｃｂがピークとなるタイミング付近で、マルチプレクサ８００Ｄを働かせながら、Ａ／Ｄ変換を行うことにより、両モータ４Ａ、４Ｂの３相の電流値を、スイッチングノイズの無い期間での安定した電流検知が可能となる。

また、モータ４ＡのＡ／Ｄ変換タイミングはキャリヤ信号Ｃｂのピークと谷の両方のタイミングにするとデータ量を増やすことができ、電流検知精度を高め応答速度を早くすることができる。

ちなみに、周期比が奇数の場合にはＣｂのピークがＣａのピークと同時刻としＣｂの谷がＣａの谷と同時刻とするか、ＣｂのピークがＣａの谷と同時刻としＣｂの谷がＣａのピークと同時刻とするかの同期をとることが可能となる。

以上のようなキャリヤ波の同期をとることにより、３個のＰＷＭ制御手段８１０Ａ、８１０Ｂ、８１０Ｃの相互間の同期をとり、さらに３個のＡ／Ｄ変換手段８００Ａ、８００Ｂ、８００Ｃに関してもＰＷＭ制御手段８１０Ａ、８１０Ｂ、８１０Ｃと同期してＡ／Ｄ変換を行うものとなっており、図６で示した時刻ｔ１が図７のｔ１と同時刻となっている。

図８は、本発明の第１の実施の形態における同時に駆動する３つのインバータ回路４Ａ、４Ｂ、４ＣのＰＷＭ制御を同期させ、電流検出とベクトル演算を行うフローチャートの実施例である。

図６のｔ１およびｔ２時刻および図７で説明したｔ１時刻のタイミングで、三角波のキャリヤＣｂがピーク位相となってキャリヤ信号割り込み信号が発生し、ステップ９００にてキャリヤ信号割り込みサブルーチンが開始する。

ステップ９０１にて、設定された制御フラグが、第１のインバータ回路３ＡのＡに設定されているかどうか判別し、制御フラグがＡに設定されていると、ステップ９０２に進む。

第１のインバータ回路３Ａの電流検出とＡ／Ｄ変換を実行し、ステップ９０３に進んで３相／２相変換とｄ−ｑ軸変換を行い、ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑを求め、次にステップ９０４に進んで、Ｉｄ、Ｉｑをメモリに格納する。求めたｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑは、モータ制御のメインフローで使用し、メインフローでｑ軸電流指令値Ｉｑｓとの誤差信号を検出してｑ軸電圧指令値Ｖｑを演算する。次にステップ９０５に進んで、メインフローで求めたｑ軸電圧指令値Ｖｑ、ｄ軸電圧指令値Ｖｄを呼び出し、ステップ９０６で逆変換してインバータ回路３Ａの各相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを求める。次にステップ９０７に進んで次回割込処理で次のインバータ回路が選択されるように制御フラグを次のＢセットしておく。

その後、ステップ９０８に進んでインバータ回路３Ａ、３Ｂ、３Ｃの各相電圧の位相に対応したＰＷＭ制御設定電圧をすべての出力電圧設定手段（８１０３ｕａなど）に設定し、ステップ９０９に進んでサブルーチンをリターンする。

リターンした後、ステップ９０１にて、設定された制御フラグが、Ａに設定されているかどうか判別する。このとき、２５０マイクロ秒の次回の割り込み時には、第２のインバータ回路３Ｂの番となり、インバータ回路制御フラグがＢに設定されていることから、ステップ９１０に進み、設定された制御フラグが、Ｂに設定されているかどうか判別した後、ステップ９１１に進み、インバータ回路Ａで説明されたフローとほぼ同様のフローにより第２のインバータ回路３Ｂを制御する。

圧縮機駆動モータ４Ｂの制御は前述したように、無効電流一定方式を用いたセンサレス正弦波駆動なので、ステップ９１１にて第２のインバータ回路３Ｂの電流検出とＡ／Ｄ変換を実行し、ステップ９１２に進んで３相／２相変換と、印加電圧軸（ａ−ｒ軸）への座標変換を行い、有効電流成分Ｉａと無効電流成分Ｉｒを演算し、ステップ９１３にてＩａ、Ｉｒをメモリする。メインフローでは、無効電流Ｉｒと設定値Ｉｒｓとの誤差信号を検出して印加電圧Ｖａを比例積分制御する。

次に、ステップ９１４に進んでメインフローで求めた印加電圧設定値Ｖａｓを呼び出し、ステップ９１５で逆変換して３相各相印加電圧を演算し、ステップ９０７に進んでインバータ制御フラグを次のＣにセットし、ステップ９０８、ステップ９０９に進む。

なお、ステップ９１１からステップ９１５は、第２のインバータ回路３Ｂ用のステップ群９１９となる。ステップ群９２０は、第３のインバータ回路３Ｃ用として、はやり第２のインバータ回路３Ｂと同様に、無効電流成分の演算などを行う方法として設けられたものとなっており、次の割込処理で、ステップ９０１およびステップ９１０にて、制御フラグがＣとなっていることにより、実行されるものとなる。

以上に説明したフローチャートにおいては、２５０マイクロ秒間隔で、３つのモータ４Ａ、４Ｂ、４Ｃが順番に制御されていくものとなり、いずれのモータも７５０マイクロ秒間隔での制御となり、特にインバータ駆動周波数（電気角周波数とも言われる）が高い場合などには、７５０マイクロ秒毎の３相電圧出力更新では良好な正弦波駆動が困難となる場合もある。

したがって、インバータ駆動周波数が高い場合には、プロセッサ８２の処理速度を高めて、４ｋＨｚのＣｔ周期毎にすべてのモータの制御を完了できるようにする構成ができれば問題は発生しないものとなるが、少なくとも２相／３相・印加電圧軸逆変換９０６、９１５などに関しては、Ａ／Ｄ変換の周期とは別に、常にＣｔの周期毎（２５０μｓ周期）での瞬時のθ角（電圧位相あるいはロータの電気角）を設定して行う構成とするか、さらに１６ｋＨｚキャリヤであるモータ４Ａ、４Ｃに関しては、毎キャリヤ毎の（６２．５μｓ周期）での処理が行われるようにすれば、ｄ−ｑ平面上もしくはａ−ｒ平面上での制御の間隔は多少長くとも、各モータへの電圧・電流波形に関しては、ほぼ正弦波を保つことができることから、騒音・振動を抑えることは可能となり、これらのフローチャートの構成としては、設計によって様々なものが考えられる。

本実施の形態では、無効電流成分を算出したり、各種の設定値に対する誤差から制御量を求め出す計算、また第２のＰＷＭ制御手段８１０Ｂへの出力を行うための演算が必要であるが、第１のインバータ回路３Ａの説明で述べたベクトル制御と類似点も多く、例えば有効電流と無効電流を求め出す計算は、一般的なベクトル制御で用いる角度θがｄ軸あるいはｑ軸を基準とする回転角であるのに対して、第２のインバータ回路３Ｂの出力電圧軸（ａ軸）を基準とする位相角とするという相違点は生ずるものとなるが、制御ブロック図としてのパーツが共通に使用できるものとなるので、モータ毎に個別のプロセッサを設けて駆動させる構成に対して、共用できるソフトなども発生してくるので、メモリの浪費も抑えることができ、１個のプロセッサ８２に統合した複数モータの正弦波駆動を行うことによる効果として、大なるものが得られるものとなる。

一方、複数のプロセッサを用いて、それぞれのインバータ回路を駆動する構成とした場合においても、キャリヤ周波数を整数比として、信号伝達経路を用いて、キャリヤの同期などを行えば同等の動作は可能であるが、高速の信号伝達経路が必要となるなど困難が大きく、コスト的にも不利なものとなる。

各モータに関しては、電流検知手段からＡ／Ｄ変換手段に読み込まれた電流値データから、ｑ軸電流、ｄ軸電流、無効電流、有効電流以外に各部の仕事率（パワー）も算出することも可能であり、例えば各モータ入力（電気パワー）は、２相変換された各インバータ回路の出力電圧Ｖａと出力電流Ｉと力率からＶａ・Ｉ・ｃｏｓφの計算により求められ、三相電力の計算として基本的な線間電圧と１相の線電流の積をルート３倍しても求めることも可能となる。

また、モータ出力（機械パワー）に関しても、表面磁石モータの場合には、ｑ軸電流と角速度ωの積に定数（永久磁石による鎖交磁束の値に相当）を乗算して求めることができるものとなる。

さらに、各インバータ回路への入力電力（電気パワー）に関しても、直流電圧検知手段８１で検知されるインバータ入力直流電圧値に、電流検知手段の平均出力値（Ａ／Ｄ変換値にオン時間比率を乗じたもの）を乗算するなどして求め出すことが可能となり、それぞれのモータのパワーの上限、もしくは洗濯乾燥機としての合計の消費電力の上限を制限するなどの制御にも使用することもできる。

特に、インバータ回路出力電圧軸（ａ−ｒ軸）へ座標変換する無効電流一定方式は、有効電流Ｉａ（＝Ｉ・ｃｏｓφ）とインバータ出力電圧Ｖａの積より瞬時にモータ入力を演算することができるので、回転ドラム駆動モータあるいは圧縮機駆動モータの回転数を制御することにより交流入力が所定値以下となるように制御することが可能となる特長がある。

（実施の形態２）
図９は、本発明の第２の実施の形態におけるＡ／Ｄ変換手段の構成図であり、図１０はその動作波形図であり、その他の部分の構成、動作については第１の実施の形態と同等のものを使用したヒートポンプ式の洗濯乾燥機が構成されているものとなっている。

図９において、Ａ／Ｄ変換手段８００Ａ、８００Ｂ、８００Ｃは、マルチプレクサ８００Ｅに入力されるＣｓ信号がＵ、Ｖ、Ｗと変化することによって、Ａ／Ｄ変換器８５０Ａは第１のモータ４Ａ専用となって、Ｉｕ、Ｉｖ、ＩｗがＣｓ信号によって順々に切換わりながらＤｉａとしてディジタル出力されるものとなっている。

また、第２のモータ４Ｂ、第３のモータ４Ｃに関しても同様であり、それぞれＡ／Ｄ変換器８５０Ｂ、８５０Ｃにおいてモータ別に担当が分担されるものとなる。

図１０において、１６ｋＨｚの三角波であるキャリヤ波Ｃａのピーク位相となる時刻ｔ０で、オーバーフローパルス信号Ｃｔが、割り込み信号によって発生し、すべてのモータ４Ａ、４Ｂ、４Ｃに関してＶｍ値が共通に設定されているため、Ｇｕｎａのハイ期間に示されるように、下アームのスイッチング素子が確実にオン状態になった期間となる。

なお、第２のモータ４Ｂについては、実施の形態１と同様にキャリヤ周波数が４ｋＨｚであることから、Ｃｔ信号はＣａの毎ピークで発生するものではなく、Ｃａのピーク４回の１回のペースでの発生頻度となる。

また、第３のモータ４Ｃに関してはキャリヤ周波数は、実施の形態１と同様で、１６ｋＨｚというかなり高い値とすることによって、キャリヤ周波数に起因する耳障りとなる騒音については小となる。

期間ｔｅにおいて、第１のモータ４Ａの３相分の電流がＩｕ、Ｉｖ、Ｉｗの順にＡ／Ｄ変換され、Ｄｉａ信号として順に出力されるものとなり、モータ４Ｂ、４Ｃに関しても同様にＤｉｂ、Ｄｉｃ信号から出力がなされるが、これについても、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相といった順にＡ／Ｄ変換器８５０Ｂ、８５０Ｃにて変換動作が行われていくものとなる。

Ｃｂは図示してはいないが、ピークの高さは２５５と同じでありながら、Ｃａよりも傾きが緩やかな三角波となるため、Ｖｍとして第１のモータ４Ａで用いている値を共通に使用した場合には、下アームのスイッチング素子のオン期間はさらにＣｔ発生タイミングから前後方向にほぼ４倍の拡大がなされるものとなり、Ａ／Ｄ変換を行う場合の障害となり得るスイッチングが第２のインバータ回路３Ｂで行われることもない。

よって、キャリヤ周波数が４ｋＨｚと低い第２のモータ４Ｂ分のＶｍとしては、第１のモータ４Ａよりも若干高いＶｍ値を用いることもでき、特に圧縮機駆動モータ４Ｂのターン数を多くして、電流値を減らしたい場合には、若干の有利となる。

なお、ＣａがＶｍに達してからＣｔが発生するまでにも、かなり時間があり、デッドタイムＴｄや各スイッチング素子の動作遅れ時間を考慮しても、十分な時間がある場合には、Ｃａのピーク位相よりも前のタイミングからＡ／Ｄ変換動作を開始しても良い。例えば、各インバータ３Ａ、３Ｂ、３Ｃの下アームの合計９個のスイッチング素子の内、最後にオンされるスイッチング素子への信号が発生した時点で割込信号を発生させ、その時点からスイッチングノイズを避けるための所定の遅れ時間の後に、Ａ／Ｄ変換をスタートさせるというような構成としてもよく、Ａ／Ｄ変換に要する時間が不足する場合などには有効に作用する場合が考えられる。

本実施の形態２においても、Ａ／Ｄ変換器の数に関しては、実施の形態１と同様に３個としたものとなっているが、例えばＡ／Ｄ変換器の数を１個のみとし、マルチプレクサによって複数のモータの電流値をそれぞれ検知する複数のＡ／Ｄ変換手段を実現したものなどであっても良い。

また、本実施の形態２においては、第１のモータ４Ａにのみ位置検知手段４０ａを設けた上でベクトル制御を行っていることから、回転ドラム５内の衣類の状態が変化した場合などでもｄｑ変換が精度良く行われるものとなり、騒音や振動の低減の点でも有利なものとなるが、位置検知手段なしのベクトル制御にしてもよく、またモータ４Ｂ、４Ｃと同様に、無効電流を一定にするなど制御構成としてもよい。

また、第２のモータ４Ｂと第３のモータ４Ｃに関しては無効電流一定の制御としたことにより、第１のモータ４Ａの負荷変動による整流回路２からの直流供給電圧の変動が行った場合でも、回転の速度が安定したものとなり、騒音がなくせるという効果が大きいものとなっているが、第２のモータ４Ｂと第３のモータ４Ｃを無効電流の値を検知して制御することが絶対に必要となるとというものではなく、第２のモータ４Ｂや第３のモータ４Ｃにベクトル制御を用いることもでき、第２のモータ４Ｂや第３のモータ４Ｃに位置検知手段を設けた正弦波駆動の構成としてもよい。

それらの場合においても、１つのプロセッサ８２により制御を行うことにより、モータ相互のスイッチングノイズを防いだ、安定した正弦波駆動が可能となるという効果について同様に上げることが可能となる。

（実施の形態３）
図１１は、本発明の第３の実施の形態における洗濯乾燥機のブロック図を示したものであり、実施の形態１と比較して、第１の電流検知手段８０Ａを取り除いたものであり、プロセッサ８２についても、第１のモータ４Ａの電流分Ｖｓａの検知を行うＡ／Ｄ変換手段８００Ａを省いた構成となっているという点が異なるが、その他の回路構成については、第１の実施の形態と同等のものとしている。

本実施の形態３においては、回転ドラム駆動モータ４Ａに関しては、ベクトル制御や無効電流一定の制御は行わず、例えば位置検知手段４０ａから入力した位置検知信号からロータ位置と実速度を求め、それに設定速度や、布量などからテーブルによって、モータ４Ａへの印加電圧Ｖａの位相と大きさを決め、ＰＷＭ制御手段８１０Ａからは、モータ４Ａへの電圧波形が正弦波となるように出力することにより、電流波形もほぼ正弦波となるものとした正弦波駆動を行わせる方法をとっている。

このため、負荷変動に対しては、若干モータ電流の位相や大きさ、発生するトルクの変動が見られる場合にもあるが、構成面においては、第１の電流検知手段８０Ａや第１のＡ／Ｄ変換手段８００Ａがない簡単なものとすることができるものとなり、実用上十分な振動や騒音の低減を図ることができる。

なお、第１のインバータ回路３Ａを構成するスイッチング素子の過電流に対して保護をするために、下アームの３個のスイッチング素子のエミッタを共通に接続した部分に整流回路２との間にシャント抵抗などと呼ばれる抵抗器を１本設けるなどしても良い。

以上、実施の形態１〜３でも明らかなように、１つのプロセッサ８２により、３個、すなわち複数のモータを正弦波駆動することにより、タイミングの管理の一元化が容易となり、部品点数が少ない上に、安定な回転駆動制御が行われるものとなるものであるが、特に各インバータ回路の構成要素となるスイッチング素子のオンオフタイミングが確実に管理でき、各モータの電流検知手段から各Ａ／Ｄ変換手段を働かせるタイミングも、スイッチング素子のスイッチング期間を外したものとすることにより、スイッチングノイズの干渉を完全に無くすることができるものとなり、極めて効果的であり、騒音低減に有利となる正弦波駆動を安定に行うことができるものとなる。

ちなみに、各インバータ回路以外のノイズ源として、例えばプロセッサ８２への５Ｖ電源などを供給するためのスイッチング式の電源回路、また整流回路２に昇圧回路などを設けている場合には、それらのスイッチング素子がオンオフすることによるノイズの発生が問題となることも考えられるが、必要とあれば、それらのスイッチング動作についても、Ａ／Ｄ変換が行われる期間の前後で禁止するなどの構成も有効となる。

また、実施の形態１〜３においては、各インバータ回路に設けた電流検知手段は３個の下アームのスイッチング素子（トランジスタ）のエミッタにそれぞれ１本ずつの抵抗を接続して、合計３本の抵抗を用いた３シャント電流検知方式とも呼ばれる構成としているが、このような構成に限定されるものではなく、１本の抵抗器を下側の３個のスイッチング素子のエミッタ端子を共通として、整流回路２のマイナス端子との間に接続し、その抵抗器の電圧を、スイッチングタイミングと同期してＡ／Ｄ変換することにより、各相の電流を検知する１シャント電流検知方式とも呼ばれるものであっても良く、その場合には、各実施の形態と比較してさらにＡ／Ｄ変換が有効となる時間の制限が相当に厳しいものとなる。

よって、スイッチングノイズの影響を極力防ぐことのできる構成として、１個のプロセッサを使用して、複数のモータを駆動する複数のインバータ回路のＰＷＭ制御手段を同期させ、かつＡ／Ｄ変換手段のＡ／Ｄ変換のタイミングも同期させる構成とすることにより、多大な効果が得られるものとなる。

またさらに他の電流検知手段の構成として、例えば３相モータの場合には、３本の線の内の２本の線について、ホール素子と増幅器などを用いて周波数が零、すなわち直流成分からでも電流が検知することのできるＤＣＣＴと呼ばれる電流検知手段を使用する構成もある。

ＤＣＣＴを使用する場合には、実施の形態１〜３とは異なり、下アームのスイッチング素子がオンとなっている期間以外の期間であっても、つねに正しい電流に対するアナログ出力信号電圧が得られるものとなっているため、Ａ／Ｄ変換を行うタイミングは原理的には自由となるが、複数のインバータ回路を有する構成であることから、他のインバータ回路からのスイッチングノイズの影響や、逆に他のインバータ回路にスイッチングノイズの悪影響を与える可能性はあるため、やはり１つのプロセッサでタイミングを一元化して管理することのできる本発明の構成は、効力を発揮する。

また、実施の形態１〜３においては、三角波のキャリヤ波形を使用しているものを示しているが、三角波の代わりに鋸波を使用することも考えられる。

正弦波駆動を行うためのＰＷＭ制御手段として鋸波を使用した場合には、各相のスイッチングタイミングが同時期となることがあり、高調波成分の発生状況についても、三角波のキャリヤ波を用いた場合により若干悪くなる場合もあるが、設定された電圧がモータの各相に出力されるという基本的な動作においては、三角波を用いたものと全くの同等であり、構成面では簡単になる傾向もあり、複数のモータを１つのプロセッサで駆動し、ＰＷＭ制御回路に関して、複数のモータと同期をとり、またＡ／Ｄ変換のタイミングについてもＰＷＭ変換と同期して動作させるという構成が、スイッチングノイズによるＡ／Ｄ変換の影響をなくし、より安定に各モータの正弦波駆動が実現できるという効果は、同じように得られるものとなる。

なお、正弦波駆動については、モータに供給される電流波形が、ほぼ正弦波となるものを意味しているが、現実的にはキャリヤ周波数成分の重畳や、誘導起電力波形に歪みがあることによる電流波形の歪み、またモータの磁気特性の非線形性などによっても歪みが生ずるものとなり、さらにトルクリプルやコギングトルクをキャンセルするなどの目的から、故意にモータに供給される電流波形に歪みを加えたものとすることもあるので、完全な正弦波電流波形となることはあり得ず、高調波成分が含まれている波形であっても正弦波駆動の範疇に入るものとなる。

さらに、実施の形態１〜３においては、各モータの相数を３相とし、いずれのモータについても全波式の６石のインバータ回路からの交流電力の供給を行う構成としているが、このような構成に限定されるものでもなく、相数やインバータ回路の石の数は他の組み合わせもよく、また使用されるスイッチング素子に関しても、ＩＧＢＴ、バイポーラ形、ＭＯＳＦＥＴなどがあり得るものであり、１つのプロセッサによって制御されることにより、タイミング管理が一元化されることにより、各インバータ回路内のスイッチング素子のオンオフタイミングが容易に管理できることによる安定な正弦波駆動の実現ができ、騒音・振動の小さい洗濯乾燥機が実現できるという効果は同様に期待できるものとなる。

以上のように、本発明にかかる洗濯乾燥機のモータ駆動装置は、１つのプロセッサを用いて第１から第３のモータを同時に正弦波駆動するようにしたことにより、構成部品が少なく、低騒音でかつ、安定な正弦波駆動が実現できるものとなる。

本発明の実施の形態１における洗濯乾燥機のモータ駆動装置のブロック図 同モータ駆動装置のインバータ回路の制御のブロック図 同モータ駆動装置の表面磁石モータのベクトル図 同モータ駆動装置の埋込磁石モータのベクトル図 同モータ駆動装置のＰＷＭ制御手段とＡ／Ｄ変換手段の詳細ブロック図 同モータ駆動装置のモータ４Ａ、４ＣのＰＷＭ周期と電流検出タイミングのタイミングチャート 同モータ駆動装置のモータ４Ａ、４ＢのＰＷＭ周期と電流検出タイミングのタイミングチャート 同モータ駆動装置のキャリヤ信号割り込みサブルーチンのフローチャート 本発明の実施の形態２におけるＡ／Ｄ変換手段のブロック図 同モータ駆動装置のＰＷＭ周期と電流検出タイミングのタイミングチャート 本発明の実施の形態３における洗濯乾燥機のモータ駆動装置のブロック図

符号の説明

１ 交流電源
２ 整流回路
３Ａ 第１のインバータ回路
３Ｂ 第２のインバータ回路
３Ｃ 第２のインバータ回路
４Ａ 回転ドラム駆動モータ（第１のモータ）
４Ｂ 圧縮機駆動モータ（第２のモータ）
４Ｃ 送風ファン駆動モータ（第３のモータ）
５ 回転ドラム
６ 圧縮機
７ 送風ファン
８ 制御手段
９、１０ 熱交換器
１２ 乾燥用ヒートポンプ
８０Ａ 第１の電流検知手段
８０Ｂ 第２の電流検知手段
８０Ｃ 第３の電流検知手段
８００Ａ 第１のＡ／Ｄ変換手段
８００Ｂ 第２のＡ／Ｄ変換手段
８００Ｃ 第３のＡ／Ｄ変換手段
８１０Ａ 第１のＰＷＭ制御手段
８１０Ｂ 第２のＰＷＭ制御手段
８１０Ｃ 第３のＰＷＭ制御手段
８２ プロセッサ

Claims (7)

1. 交流電源の交流電力を直流電力に変換する整流回路と、前記整流回路の直流電力を交流電力に変換する複数のインバータ回路と、回転ドラムを駆動する第１のモータと、乾燥用ヒートポンプの圧縮機を駆動する第２のモータと、乾燥用ヒートポンプの熱交換器に送風する送風ファンを駆動する第３のモータと、前記複数のインバータ回路を１つのプロセッサにより制御する制御手段とを備え、前記制御手段は、前記第１から第３のモータが前記複数のインバータ回路によりそれぞれ駆動され、前記第１から第３のモータを同時に正弦波駆動するように構成した洗濯乾燥機のモータ駆動装置。
2. 制御手段は、第２のモータと第３のモータとを同時にセンサレス正弦波駆動するように構成した請求項１記載の洗濯乾燥機のモータ駆動装置。
3. 第１のモータと第２のモータと第３のモータのモータ電流をそれぞれ検出する複数の電流検知手段を備え、制御手段は、１つのプロセッサにより前記複数の電流検知手段が複数のモータ電流を検出するように構成した請求項１または２に記載の洗濯乾燥機のモータ駆動装置。
4. 第２のモータと第３のモータの電流をそれぞれ検出する複数の電流検知手段を備え、制御手段は、１つのプロセッサにより前記複数の電流検知手段が複数のモータ電流を検出するように構成した請求項１または２に記載の洗濯乾燥機のモータ駆動装置。
5. 制御手段は、１つのプロセッサが、複数の電流検知手段により検出した複数のモータ電流のアナログ信号をそれぞれディジタル信号に変換する複数のＡ／Ｄ変換手段を備えるように構成した請求項３または４に記載の洗濯乾燥機のモータ駆動装置。
6. 制御手段は、１つのプロセッサが、複数のインバータ回路を制御する複数のＰＷＭ制御手段と、複数の電流検知手段により検出した複数のモータ電流のアナログ信号をそれぞれディジタル信号に変換する複数のＡ／Ｄ変換手段とを備えるように構成した請求項３〜５のいずれか１項に記載の洗濯乾燥機のモータ駆動装置。
7. 制御手段は、複数のＡ／Ｄ変換手段が、複数のＰＷＭ制御手段と同期してＡ／Ｄ変換するように構成した請求項６記載の洗濯乾燥機のモータ駆動装置。