JP4604777B2 - モータ駆動装置 - Google Patents

Description

本発明はモータ駆動装置に関するものである。

従来、この種のモータ駆動装置は、永久磁石形同期モータをＶ／ｆ制御してセンサレス正弦波駆動するようにしていた（例えば、特許文献１参照）。
特開２０００−２３６６９４号公報

しかしながら、Ｖ／ｆ制御によりセンサレス正弦波駆動する場合において、座標変換後の有効電流、あるいは無効電力を制御するために駆動周波数を制御すると制御が不安定となる課題があった。

また、モータ始動時より負帰還制御すると、負荷状態によってはモータ始動時や始動直後に不安定となり、逆回転したり、あるいは脱調し易い欠点があった。

本発明は、上記従来の課題を解決するもので、Ｖ／ｆ制御によりセンサレス正弦波駆動する場合において、始動時には制御ゲインをほぼ零にして起動し、その後、駆動周波数に応じて制御ゲインを制御することにより制御系の振動を抑えて安定な回転制御を実現することを目的としている。

さらに、起動後においても駆動周波数に応じて制御ゲインを変更することにより安定化制御するもので、高速時の不安定や系の振動を抑制することを目的としている。

上記従来の課題を解決するために、本発明のモータ駆動装置は、直流電力をインバータ回路により交流電力に変換してモータを駆動し、インバータ回路の出力電流を電流検出手段により検出して設定回転数となるようにインバータ回路をＶ／ｆ制御してセンサレス正弦波駆動し、インバータ回路の出力電流、あるいは、出力電圧と出力電流との位相あるいは力率が設定値となるように制御し、モータの駆動周波数に応じてインバータ回路の出力電流、あるいは、出力電圧と出力電流との位相あるいは力率が設定値となるように制御するための制御ゲインを変更するようにしたモータ駆動装置であって、モータの起動時から目標周波数に達するまでの起動時において、モータの回転数上昇率を所定よりも低く設定した場合には制御ゲインを零に設定し、目標周波数に達してから制御ゲインを所定の大きさの制御ゲインに設定するようにしたものである。

本発明のモータ駆動装置は、インバータ回路の出力電流を電流検出手段により検出して設定回転数となるようにインバータ回路をＶ／ｆ制御してセンサレス正弦波駆動し、インバータ回路の出力電流、あるいは、出力電圧と出力電流との位相あるいは力率が設定値となるように制御し、モータの駆動周波数に応じて制御ゲインを変更するようにしたものであるから、起動時、あるいはモータ回転数に応じて最適な制御ゲインに設定できるので、起動時や高速回転時においても安定した回転駆動が可能となる。

また、モータの起動時から目標周波数に達するまでの起動時において、モータの回転数上昇率を所定よりも低く設定した場合には制御ゲインを零に設定し、目標周波数に達してから制御ゲインを所定の大きさの制御ゲインに設定するようにしたので、始動時は完全なＶ／ｆ制御により起動するため起動が安定となり、目標周波数に達してから制御ゲインを変更するので制御系の収束が可能となり安定な回転制御が可能となる。

さらに、モータの駆動周波数に応じて制御ゲインを変更するようにしたので、モータ回転数に応じて制御系の減衰率ζを最適制御できるので制御系の振動を制御でき安定な回転制御が可能となる。

第１の発明は、直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路により駆動されるモータと、前記インバータ回路の出力電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段の出力信号により前記インバータ回路をＰＷＭ制御して前記モータをＶ
／ｆ制御する制御手段とを備え、前記制御手段は前記インバータ回路の出力電流、あるいは、出力電圧と出力電流との位相あるいは力率が設定値となるように制御し、前記モータの駆動周波数に応じて、前記インバータ回路の出力電流、あるいは、出力電圧と出力電流との位相あるいは力率が設定値となるように制御するための制御ゲインを変更するようにしたモータ駆動装置であって、前記モータの起動時から目標周波数に達するまでの起動時において、前記モータの回転数上昇率を所定よりも低く設定した場合には前記制御ゲインを零に設定し、前記目標周波数に達してから前記制御ゲインを所定の大きさの制御ゲインに設定するようにしたものであり、起動時の操作量過大を防止し、駆動周波数により制御系の制御性能が変化しても、制御ゲインの変更により最適制御するので系の振動を無くし安定なモータ回転制御が可能となる。

また、モータの起動時から目標周波数に達するまでの起動時において、モータの回転数上昇率を所定よりも低く設定した場合には制御ゲインを零に設定し、目標周波数に達してから制御ゲインを所定の大きさの制御ゲインに設定するようにしたので、始動時は完全なＶ／ｆ制御により起動するため起動が安定となり、目標周波数に達してから制御ゲインを変更するので制御系の収束が可能となり安定な回転制御が可能となる。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態におけるモータ駆動装置のブロック図を示すものである。

図１において、交流電源１より全波整流回路２０に交流電力を加えて直流電力に変換し、全波整流回路２０の直流出力端子にコンデンサ２１ａ、２１ｂを直列接続し、コンデンサ２１ａ、２１ｂの接続点を交流電源入力の一方の端子に接続して直流電源２を構成し、インバータ回路３により直流電力を３相交流電力に変換してモータ４を駆動する。インバータ回路３の負電圧側に電流検出手段５を接続し、インバータ回路３の３相各下アームに流れる電流を検出することによりインバータ回路３の出力電流、すなわち、モータ４の各相電流を検出する。

電流検出手段５は、インバータ回路３の下アームトランジスタのエミッタ端子に接続されたシャント抵抗５０ａ、５０ｂ、５０ｃと、シャント抵抗５０ａ、５０ｂ、５０ｃのそれぞれの電圧降下を検知する電流検知回路５１より構成される。

制御手段６は、電流検出手段５の出力信号よりインバータ回路３の出力モータ電流を演算し、設定回転数に応じた所定周波数、所定電圧を印加してモータ４を回転駆動するものであり、モータ負荷に応じてインバータ回路出力電圧に対する出力電流位相、あるいは無効電流となるように制御することにより設定同期速度でモータ４を回転駆動できる。

基本的な制御方法について図２の制御ベクトル図を用いて説明する。図２は、ロータ表面に永久磁石を設けた表面永久磁石同期モータ（略してＳＰＭモータ）のｄ−ｑ座標系のベクトル図であり、モータ誘起電圧Ｅｍはｑ軸と同軸であり、誘起電圧Ｅｍは誘起電圧定数Ｋｅとロータ回転数Ｎの積となり、式１で表される。ここでＰはモータの磁石の極数である。

モータ誘起電圧Ｅｍはモータ駆動周波数ｆに比例し、モータ印加電圧Ｖａはモータ誘起電圧Ｅｍに比例した電圧が印加される。言い換えれば、モータ印加電圧Ｖａとモータ誘起
電圧Ｅｍの比（Ｖａ／Ｅｍ；印加電圧定数）を一定にするので、式２に示すようにモータ印加電圧と周波数ｆの比（Ｖａ／ｆ）をほぼ一定に制御することになり、Ｖ／ｆ制御とも呼ばれる。

モータ電流Ｉをｑ軸電流とｄ軸電流に分解してそれぞれ制御すると一般的なベクトル制御になるが、Ｖ／ｆ制御によるセンサレス制御の場合、ｑ軸、ｄ軸は直接検出できないので、印可電圧軸（母線軸）、すなわち、ａ軸と直角のｒ軸に電流Ｉをそれぞれ分解し、有効電流Ｉａ（＝Ｉｃｏｓφ）と無効電流Ｉｒ（＝Ｉｓｉｎφ）と呼ぶことにする。母線軸とモータ電流Ｉの位相をφとすると、力率ｃｏｓφは式３、力率角φは式４より演算できる。

また、ｑ軸と電流Ｉとの位相をγとし、ｑ軸とａ軸の位相を負荷角δとすると、φ＝γ＋δとなる。位相γを零にするとφ＝δとなり、最大効率運転が可能となる。

本発明は、無効電流Ｉｒ、あるいは力率ｃｏｓφ、あるいは力率角φを所定値に制御するものである。無効電流一定制御の特長は、周波数一定にした場合でも負荷変動に応じて負荷角δが自動的に調整されるので、無負荷から定格負荷まで周波数制御不要で単一の電流制御ループで制御可能となり、制御アルゴリズムが非常に簡単となり、負荷変動や電源電圧変動に対して安定となる特長がある。

一方、力率角、あるいは力率一定制御の場合には電圧制御と周波数制御の併用となって制御が複雑となる欠点はあるが、負荷電力を一定に制御できるので、最大効率運転が容易となる。しかし、いずれもＶ／ｆ制御であり、誘起電圧に比例した電圧Ｖａを印可し、その電圧補正項ΔＶａを無効電流一定制御により制御した後、力率角、あるいは力率を周波数制御する方式である。

図３は、本発明による制御手段のブロック図で、マイクロコンピュータ、あるいはディジタルシグナルプロセッサ等の高速プロセッサによりセンサレス正弦波駆動を実現するものである。

図３において、駆動条件変更手段６０は、モータ駆動条件、回転数等に応じて、トルク電流、最適角度γを求め、駆動周波数ｆ、無効電流Ｉｒ等を設定するもので、回転数設定手段６１、無効電流設定手段６２に設定信号を送る。キャリヤ信号発生手段６３は、ＰＷＭ変調のための三角波信号Ｖｔと同期信号ｃｋを発生させるもので、キャリヤ周波数（スイッチング周波数）はモータ騒音を減らすために、通常、１５ｋＨｚ以上の超音波周波数
に設定する。同期信号ｃｋは各演算ブロックに送られ、同期信号ｃｋに同期して各演算ブロックが動作する。

回転数設定手段６１は、モータ駆動周波数ｆを設定するためにキャリヤ信号周期Ｔｃの位相角増分Δθを求めて電気角演算手段６４に加え、Ｖ／ｆ設定手段６５に駆動周波数信号ｆを送る。電気角演算手段６４は、同期信号ｃｋに同期して位相θを求め、規格化された正弦波テーブルを記憶する記憶手段６６や座標変換手段等に位相信号θを加える。

Ｖ／ｆ設定手段６５は、駆動周波数ｆと負荷トルクに応じた印加電圧定数ｋｒを設定するもので回転数あるいは負荷トルクに比例した値が設定される。ポンプモータやファンモータの場合には、トルクは回転数の２乗で増加するので、印加電圧定数ｋｒは駆動周波数の２乗に比例して増加させる必要がある。しかし、ポンプやファンモータの場合には、それほど高い回転数は必要としないので、１．０〜１．３まで直線的に変化させても問題ない。負荷電流とモータインダクタンスに応じて設定し、１．２程度を選ぶ。

記憶手段６６は、位相角に対応した三角関数の演算を行うために必要な規格化された正弦波テーブルを記憶領域に記憶しており、例えば、位相０から２πまで−１から＋１までの正弦波データを持っている。

高速Ａ／Ｄ変換手段６７は、三角波変調信号Ｖｔのピーク値にて電流検出手段５の出力信号ｖｅｕ、ｖｅｖ、ｖｅｗをインバータ出力電流に対応したディジタル信号Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに数マイクロ秒以下でＡ／Ｄ変換して３相／２相・母線軸変換手段６８に各相電流の瞬時値を加える。

３相／２相・母線軸変換手段６８は、インバータ回路出力電流の瞬時値を３相／２相変換してインバータ回路出力電圧軸、すなわちモータ母線軸（ａ−ｒ軸）へ座標変換するもので、式５を用いて絶対変換し、ａ軸成分Ｉａとｒ軸成分Ｉｒを求める。ｒ軸成分Ｉｒはインバータ出力（母線電圧）からみると無効電流成分となる。座標変換することにより、出力電流瞬時値より瞬時に無効電流成分Ｉｒが求まるだけではなく、式５に示す２乗平均により出力電流ベクトル絶対値Ｉや力率ｃｏｓφを瞬時に求めることができる。

無効電流比較手段６９は、３相／２相・母線軸変換手段６８の出力信号Ｉｒと無効電流設定手段６２の設定信号Ｉｒｓを比較し誤差信号ΔＩｒを出力し、誤差信号増幅演算手段７０ａにより増幅あるいは変換して印加電圧補正信号ΔＶａを求め、位相補償手段７０ｂにより積分あるいは微分して出力電圧設定手段７１に出力する。

出力電圧設定手段７１は、Ｖ／ｆ設定手段６５の出力信号ｋｒと位相補償手段７０ｂの出力信号より出力電圧信号Ｖａを演算制御するもので、式６より出力電圧信号Ｖａを演算する。式６にてＫｐは比例ゲイン、Ｋｓは積分ゲインである。

２相／３相・母線軸逆変換手段７２は、式７に示す逆変換式を用いて３相正弦波電圧信号を発生させる。インバータ出力電圧はａ軸と同相なので、Ｖａのみ演算すればよく、３相電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗをＰＷＭ制御手段７３に出力する。

無効電流変更手段７４は、駆動周波数ｆに応じて無効電流設定値Ｉｒｓを制御するものである。ファンやポンプの場合、回転数の２乗に比例してトルクが上昇するので、回転数−トルク特性は２乗曲線で近似でき、周波数に対応した無効電流設定値Ｉｒｓをテーブルあるいは数式より設定する。無効電流設定値Ｉｒｓは、ｑ軸からの電流位相γがほぼ零、あるいは０〜１０度程度となるように設定する。

ゲイン変更手段７５は、駆動周波数ｆ、あるいは、駆動条件変更手段６０の信号により比例ゲインＫｐ、あるいは積分ゲインＫｓ、あるいは微分ゲインを制御するもので、駆動周波数ｆが高くなって制御の安定が悪くなった場合やモータ起動時にゲインを変更して安定性を向上させる。

起動制御手段７６は、モータ起動時に駆動周波数を零から設定値まで直線的に増加させ、駆動周波数に対応して制御ゲインを変化させるものである。起動制御については後ほど詳細に説明する。

図４は、本発明によるモータ駆動装置の動作を示すフローチャートであり図５、図６はその詳細なサブルーチンである。

ステップ１００よりモータ駆動プログラムが開始し、ステップ１０１に進んで起動運転かどうかの判定を行い、起動運転ならばステップ１０２に進んで起動制御サブルーチンを実行する。

図７の起動制御における起動時間と駆動周波数および印可電圧のタイムチャートを示し、回転数零から目標回転数（周波数ｆｓ）となるまで、駆動周波数ｆを直線的に上昇させる実施例を示している。駆動周波数ｆに比例した印可電圧Ｖａ（Ｖａ＝ｋｒ・Ｋｅ・Ｎ）
を設定する。起動開始から時間ｔ１の期間、初期電圧Ｖａｓを印可し、駆動周波数に比例した印可電圧Ｖａが初期印可電圧Ｖａｓよりも高くなると、印可電圧は駆動周波数に比例した印可電圧Ｖａとなる。すなわち、式６の電圧補正項ΔＶａを零にし、単なるＶ／ｆ制御で起動し、設定周波数ｆｓに達してからゲインを高くして無効電流が設定値となるように電圧補正項ΔＶａを有効となるようにする。

起動から目標回転数までの期間、単なるＶ／ｆ制御にするか、あるいは、帰還制御するかは負荷トルク、負荷の慣性モーメントに応じて選択することになる。また、帰還制御する場合に、制御ゲインを周波数に応じて変更してもよい。

図８は、起動制御における起動時間と制御ゲインのタイムチャートを示す。

Ａは、駆動周波数に応じて制御ゲインを変更するもので、駆動周波数ｆと制御ゲインＫは比例関係とした場合である。

Ｂは、起動初期は制御ゲインを零に設定し、所定時間後、あるいは、所定周波数に達してから目標回転数に達するまでの期間は定常時よりも低い制御ゲインとし、目標周波数に達してから制御ゲインを大きくする実施例である。

Ｃは、起動開始から目標回転数に達するまでは制御ゲインＫをほとんど零とし、目標回転数に達してから制御ゲインを大きくする場合を示す。

起動から定常回転数に達するまでの起動時において、回転数上昇率が安定性への大きな要素となり、起動安定性をよくするためには、回転数上昇率を低くすればよい。言い換えれば、回転数上昇率を低く設定できる場合には、制御ゲインを零に設定し、単なるＶ／ｆ制御で起動してもよい。

次に、ステップ１０３に進んでキャリヤ信号割込の有無を判定し、キャリヤ信号割込が有ればステップ１０４のキャリヤ信号割込サブルーチンとステップ１０５の回転数制御サブルーチンを実行する。

図５は、キャリヤ信号割込サブルーチンのフローチャートである。ステップ２００よりプログラムが開始し、ステップ２０１にてキャリヤ同期信号ｃｋのカウント数ｋがモータ駆動周波数ｆの１周期内のキャリヤ数ｋｃかどうか判定し、等しければステップ２０２に進んでキャリヤカウント数ｋをクリヤする。モータ駆動周波数ｆの１周期内のキャリヤ数ｋｃは、駆動周波数設定時に予め求める。

例えば、８極モータの回転数４０４０ｒｐｍにおける駆動周波数ｆは２６９．３Ｈｚ、周期Ｔは３．７１２ｍｓｅｃとなり、キャリヤ周期Ｔｃが６４μｓｅｃ（キャリヤ周波数１５．６ｋＨｚ）の場合、パルス数ｋｃは５８となる。１キャリヤ周期Ｔｃの位相Δθは、駆動周波数ｆの１周期を２πとすると、Δθ＝２π／ｋｃとなる。

ステップ２０３にてキャリヤ同期信号のカウント数をインクリメントとし、次にステップ２０４に進んで、キャリヤ数ｋと１キャリヤ周期Ｔｃの位相Δθより電気角θの演算を行う。次にステップ２０５に進んで電流検出手段５からの信号を検出してインバータ出力電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出する。次にステップ２０６に進んで式５に従い３相／２相・母線軸座標変換を行い無効電流Ｉｒと有効電流Ｉａを求め、ステップ２０７に進んでＩｒ、Ｉａをメモリする。次にステップ２０８に進んで力率ｃｏｓφ、あるいは力率角φを演算する。

次にステップ２０９に進んで印加電圧Ｖａを呼び出し、次にステップ２１０に進んで式７に従い、２相／３相・母線軸座標逆変換を行いインバータ各相制御信号ｖｕ、ｖｖ、ｖｗを求め、ステップ２１１に進んでＰＷＭ制御を行い、ステップ２１２に進んでリターンする。

図６は回転数制御サブルーチンのフローチャートである。回転数制御サブルーチンはキャリヤ信号毎に必ずしも行う必要がないので、例えば、２キャリヤ信号毎に実行してもよい。キャリヤ周波数が超音波周波数になるとキャリヤ周期内のプログラム処理時間が問題となるので、電流検出演算、あるいはＰＷＭ制御等のキャリヤ毎に必ず実行する処理と、座標変換やキャリヤ毎に必ずしも実行する必要のない処理を分け、キャリヤ毎に必ずしも実行する必要のない処理を複数に分割して処理することによりモータ制御以外のシーケンスプログラムを実行させることができる。

ステップ３００より回転数制御サブルーチンが開始し、ステップ３０１にて起動フラグの有無を検知し、起動フラグがあれば以下の起動設定工程を行う。ステップ３０２において初期印可電圧Ｖａｓを設定し、次にステップ３０３に進んで図７で示したタイムチャートに対応した起動時間と駆動周波数設定を行い、ステップ３０４に進んで起動時の周波数に対応した比例ゲインＫｐ、積分ゲインＫｓを設定し、次にステップ３０５に進んで周波数（回転数）に応じて印可電圧Ｖａを演算する。

ステップ３０６以降は起動、定常に関わらず共通の処理であり、ステップ３０６で駆動周波数設定値を呼び出し、ステップ３０７に進んで周波数設定値に対応した無効電流設定値Ｉｒｓを呼び出し、次にステップ３０８に進んでキャリヤ毎に検知した無効電流Ｉｒを呼び出し、ステップ３０９に進んでｋｒ、Ｋｐ、Ｋｓを呼び出し、ステップ３１０に進んで設定値Ｉｒｓと検知データＩｒとの誤差ΔＩｒを演算し、次に、ステップ３１１に進んで式６に従い印可電圧Ｖａを演算し、ステップ３１２に進んで印可電圧Ｖａをメモリし、ステップ３１３に進んでサブルーチンをリターンする。

図６に示した回転数制御サブルーチンにおいては、力率、あるいは力率角の制御については説明されていないが、無効電流設定値Ｉｒｓの制御と同じように、力率角設定値φｓと式４より求めた力率検知データとの誤差より駆動周波数ｆｓを補正するもので、式８より周波数ｆを決定する。

力率ｃｏｓφ制御の場合も同様なので省略する。

詳細な演算過程は省略するが、小容量のＤＣブラシレスモータの場合、無効電流一定制御の場合、ダンピンク係数ζは式９で与えられる。

ここで、Ｐｆは磁石の極対数、Ｊは負荷の慣性モーメント、Ｌはモータインダクタンス、ω１はインバータ駆動周波数（ラジアン）、δ０は負荷角である。式９より、駆動周波数ω１が高くなるほど、比例ゲインＫｐが大きくするほどダンピング係数ζは小さくなり
、制御系が不安定となり、積分ゲインＫｓを大きくするとダンピング係数ζが小さくなり、制御系が安定化することがわかる。よって、駆動周波数が高くなるほど積分ゲインＫｓを大きくして位相補償を変更すれば制御系を安定化できることがわかる。

以上述べたように、本発明は、Ｖ／ｆ制御によりセンサレス正弦波駆動する場合において、始動時には制御ゲインをほぼ零にして起動し、その後、駆動周波数に応じて制御ゲインを制御することにより安定化するものであり、さらに、起動後においても駆動周波数に応じて制御ゲインを変更することにより安定化制御するもので、高速時の不安定や系の振動を抑制することができる。

また、起動時においては、制御ゲインを定常時よりも低くすることにより印可電圧補正項を小さくして起動を安定化できる。

また、駆動周波数に応じて、積分ゲイン等の位相補償ゲインを変更することによりダンピング係数を最適値に設定でき制御の安定性を高めることができる。

なお、本発明の実施例は、主として無効電流一定制御について説明したが、無効電流、あるいは、力率角に限らず、有効電流、あるいは負荷角を検知して設定値となるようにＶ／ｆ制御しても同様の効果が得られることは明白である。

以上のように、本発明のモータ駆動装置は、直流電力をインバータ回路により交流電力に変換してモータを駆動し、インバータ回路の出力電流を電流検出手段により検出して設定回転数となるようにインバータ回路をＶ／ｆ制御してセンサレス正弦波駆動し、インバータ回路の出力電流、あるいは、出力電圧と出力電流との位相あるいは力率が設定値となるように制御し、モータの駆動周波数、あるいは設定回転数に応じて制御ゲインを変更するようにし、起動時あるいは定常時のトルク変動による固有振動を抑制することができるので、トルク変動に対して脱調せず安定な回転駆動が可能となり、食器洗い機のポンプモータや乾燥ファンモータ、洗濯乾燥機の風呂水ポンプモータや乾燥ファンモータ、あるいは、空気調和機の室内、及び室外ファンモータ、給湯機の燃焼用ファンモータ等の用途にも適用できる。

本発明の第１の実施の形態におけるモータ駆動装置のブロック図 同モータ駆動装置の制御ベクトル図 同モータ駆動装置の制御手段のブロック図 同モータ駆動装置のモータ制御プログラムのフローチャート 同モータ駆動装置のモータ制御プログラムのキャリヤ信号割込サブルーチンのフローチャート 同モータ駆動装置のモータ制御プログラムの回転数制御サブルーチンのフローチャート 同モータ駆動装置の起動制御のタイミングチャート 同モータ駆動装置の起動時の制御ゲイン変更のタイミングチャート

１ 交流電源
２ 直流電源
３ インバータ回路
４ モータ
５ 電流検出手段
６ 制御手段

Claims (1)

1. 直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路により駆動されるモータと、前記インバータ回路の出力電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段の出力信号により前記インバータ回路をＰＷＭ制御して前記モータをＶ／ｆ制御する制御手段とを備え、前記制御手段は前記インバータ回路の出力電流、あるいは、出力電圧と出力電流との位相あるいは力率が設定値となるように制御し、前記モータの駆動周波数に応じて、前記インバータ回路の出力電流、あるいは、出力電圧と出力電流との位相あるいは力率が設定値となるように制御するための制御ゲインを変更するようにしたモータ駆動装置であって、前記モータの起動時から目標周波数に達するまでの起動時において、前記モータの回転数上昇率を所定よりも低く設定した場合には前記制御ゲインを零に設定し、前記目標周波数に達してから前記制御ゲインを所定の大きさの制御ゲインに設定するようにしたモータ駆動装置。
   

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