JP4661738B2 - 洗濯乾燥機のモータ駆動装置 - Google Patents

Description

本発明は、複数のインバータ回路により複数のモータを同時に駆動するヒートポンプ式洗濯乾燥機のモータ駆動装置に関するものである。

従来、この種の洗濯乾燥機のモータ駆動装置は、ヒートポンプ式除湿乾燥機を備え、回転ドラムとヒートポンプ用圧縮機をそれぞれインバータ回路とモータにより回転駆動していた（例えば、特許文献１参照）。
特開２００６−１１６０６６号公報

しかし、このような従来の洗濯乾燥機のモータ駆動装置は、回転ドラムを回転駆動する第１のモータを駆動するインバータ回路と、ヒートポンプ用圧縮機を回転駆動する第２のモータを駆動するインバータ回路の交流電源あるいは直流電源を共用しているため、圧縮機モータの運転状態、あるいは、脱水運転とヒートポンプ乾燥運転を同時に行う脱水乾燥運転行程においては、交流電源電流が増加してコンセント容量をオーバーする課題があった。交流電源電流がコンセント容量上限値以上とならないように交流電源電流を電流センサにより測定する方法も提案されているが、回路が複雑で高価格となり、直流電源を共用にするとモータ個別の入力が不明なため制御が複雑となる課題があった。

本発明は、上記従来の課題を解決するもので、ヒートポンプ用圧縮機モータの入力、あるいは出力電力をモータ電流より推定演算することにより圧縮機モータの入力を検出し交流電源電流がコンセント容量上限値以下となるように制御するものである。

さらに、洗濯乾燥機の最大消費電力となる脱水乾燥運転時におけるドラムモータと圧縮機モータのそれぞれの入力、あるいは出力電力をそれぞれのモータ電流より推定演算することにより、洗濯乾燥機の総合入力電力を推定演算して交流電源電流がコンセント容量上限値以下となるように制御するものである。

上記従来の課題を解決するために、本発明の洗濯乾燥機のモータ駆動装置は、交流電源の交流電力を整流回路により直流電力に変換し、直流電力を第１および第２のインバータ回路により交流電力に変換し、制御手段は、第１のインバータ回路により回転ドラムを駆動する第１のモータを制御し、第２のインバータ回路によりヒートポンプ式熱交換器の圧縮機を駆動する第２のモータを制御し、第２のモータの入力電力を推定演算し、この入力電力が所定値以下となるように前記第２のモータの回転数を制御することで前記交流電源の入力電流を所定値以下に制御するようにしたものである。

これによって、圧縮機モータの過負荷あるいは異常入力を検出してモータ回転数を制御することにより洗濯乾燥機の交流電源電流の異常入力を防止できる。

本発明の洗濯兼乾燥機のモータ駆動装置は、交流電源電流の検出手段を無くすことができるので、部品点数を削減することができ、圧縮機モータの過負荷を防止でき、安価で信頼性の高い洗濯乾燥機を実現することができる。

第１の発明は、交流電源の交流電力を直流電力に変換する整流回路と、前記整流回路の直流電力を交流電力に変換する第１および第２のインバータ回路と、前記第１および第２
のインバータ回路それぞれに接続した第１および第２の電流検出手段と、前記第１および第２のインバータ回路を制御する制御手段とを備え、前記制御手段は、前記第１のインバータ回路により洗濯乾燥機の回転ドラムを駆動する第１のモータを駆動し、前記第２のインバータ回路により前記回転ドラム内に温風を送風するヒートポンプ式熱交換器の圧縮機を駆動する第２のモータを駆動するものであって、前記第２の電流検出手段によって前記第２のモータの入力電力を推定演算し、この入力電力が所定値以下となるように前記第２のモータの回転数を制御することで前記交流電源の入力電流を所定値以下に制御するようにした洗濯乾燥機のモータ駆動装置としたものであり、交流電源電流検出手段無しでも圧縮機モータの過負荷を検出でき、交流電源電流がコンセント容量上限値以下となるように制御するものである。

第２の発明は、第１の発明における洗濯乾燥機のモータ駆動装置は、交流電力を直流電力に変換する整流回路の直流電圧を検知する直流電圧検知手段を備え、回転ドラムを駆動する第１のモータ、あるいは、ヒートポンプ式熱交換器の圧縮機を駆動する第２のモータの入力電力と、前記直流電圧検知手段の出力信号により交流入力電流を制御するようにしたものであり、インバータ回路の直流電圧より交流電源電圧変化を検出して交流電源電流の推定演算精度を高めることができる。

第３の発明は、第１の発明における洗濯乾燥機のモータ駆動装置は、第１の電流検出手段により前記第１のモータの入力電力を推定演算し、第２の電流検出手段により第２のモータの入力電力を推定演算し、前記第１のモータと前記第２のモータの総合電力より交流入力電流を制御するようにしたものであり、回転ドラム駆動モータと圧縮機駆動モータの総合電力を検出して交流電源電流を推定演算するため推定演算精度が高く、回転ドラム駆動モータあるいは圧縮機駆動モータが高出力となっても交流電源電流の検出手段を省略でき、安価で信頼性の高い洗濯乾燥機のモータ駆動装置を実現できる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
図１は、本発明の第１の実施の形態における洗濯乾燥機のモータ駆動装置のブロック図を示すもので、ヒートポンプ式除湿乾燥方式洗濯乾燥機である。

図１において、交流電源１より全波整流回路２０と電解コンデンサ２１より構成される整流回路２に交流電力を加えて直流電力に変換し、第１のインバータ回路３Ａ、第２のインバータ回路３Ｂ、および第３のインバータ回路３Ｃとそれぞれのインバータ回路の出力電流を検出する第１の電流検出手段４Ａ、第２の電流検出手段４Ｂ、および第３の電流検出手段４Ｃと、制御手段５により、直流電力を３相交流電力に変換して、回転ドラム駆動モータ（第１のモータ）６Ａ、ヒートポンプ用圧縮機モータ（第２のモータ）６Ｂおよび送風ファンモータ６Ｃを駆動する。第１のインバータ回路３Ａは、回転ドラム駆動モータ６Ａを駆動して回転ドラム７を回転駆動し、第２のインバータ回路３Ｂは圧縮機モータ６Ｂを駆動して圧縮機モータ６Ｂと一体の冷媒圧縮機（図示せず）より凝縮器８から蒸発器９に冷媒を送り熱交換し、第３のインバータ回路３Ｃは送風ファンモータ６Ｃに直結された送風ファン１０を回転駆動し、凝縮器８から回転ドラム７内に温風を送風し回転ドラム７内の衣類を乾燥させる。回転ドラム７からの高温高湿排気空気は蒸発器９により除湿熱交換されて送風ファン１０の吸気側に戻される。

制御手段５はインバータ制御手段５０と直流電圧検知手段５１より構成され、回転ドラム駆動モータ６Ａのロータ位置検出手段６０ａからの位置信号と、インバータ回路３Ａ、３Ｂ、３Ｃにそれぞれ接続された３シャント式電流検出手段４Ａ、４Ｂ、４Ｃからの電流
信号によりインバータ回路３Ａ、３Ｂ、３Ｃをそれぞれ制御し、回転ドラム駆動モータ６Ａ、ヒートポンプ用圧縮機モータ６Ｂおよび送風ファンモータ６Ｃを駆動制御する。直流電圧検知手段５１は整流回路２の出力電圧、すなわち、インバータ回路３Ａ、３Ｂ、３Ｃの直流電圧Ｖｄｃを検出するもので、直流電圧に応じてモータＰＷＭ制御を変えるだけではなく、モータ入力あるいは出力電力より交流入力電流を推定演算する場合にも使用する。

回転ドラム駆動モータ６Ａ、ヒートポンプ用圧縮機モータ６Ｂおよび送風ファンモータ６Ｃはそれぞれ永久磁石同期モータより構成されている。回転ドラム駆動モータ６Ａのロータ位置を検出する位置検出手段６０ａは、ロータ磁極位置に対応して電気角６０度毎のロータ位置信号を出力し、回転ドラム駆動モータ６Ａは、ロータ位置信号に同期して正弦波駆動される。さらに、電流検出手段４Ａからの信号によりトルク電流を検出してトルク制御、あるいは、負荷状態検出によるアンバランス制御等を行う。一方、ヒートポンプ用圧縮機モータ６Ｂおよび送風ファンモータ６Ｃにはロータ位置検出手段はなく、電流検出手段４Ｂ、４Ｃからの信号により位置センサレス正弦波駆動制御される。

インバータ制御手段５０は、インバータ回路３Ａ、３Ｂ、３ＣをＰＷＭ制御するＰＷＭ制御手段（図示せず）および高速Ａ／Ｄ変換手段（図示せず）を複数個内蔵するマイクロコンピュータ、あるいは、ディジタルシグナルプロセッサ（略してＤＳＰと称す）等の高速プロセッサにより構成され、インバータ回路３Ａ、３Ｂ、３Ｃを同時に制御するもので、回転ドラム駆動モータ６Ａ、圧縮機モータ６Ｂ、送風ファンモータ６Ｃはそれぞれ異なる回転速度で制御する。

第１のインバータ回路３Ａは、回転ドラム駆動モータ６Ａをベクトル制御するものであり、位置検出手段６０ａによりロータ永久磁石の位置を検出し、第１の電流検出手段４Ａにより回転ドラム駆動モータ６Ａのモータ電流を検出して、ロータ永久磁石のｄ軸方向と直角のｑ軸方向のベクトルに座標変換（ｄ−ｑ変換）して、回転ドラム駆動モータ６Ａをベクトル制御する。また、回転ドラム駆動モータ６Ａが表面磁石モータの場合、電流検知しないオープンループベクトル制御により電流値を演算により求めて制御することも可能である。回転ドラム駆動モータ６Ａをベクトル制御する、あるいは、モータ電流をベクトル演算することによりトルク電流Ｉｑとｄ軸電流Ｉｄが瞬時に求まるので、後ほど述べるように瞬時トルクを検知でき、回転ドラム７の負荷状態、あるいは、アンバランス状態を判定することが可能となる。

第２のインバータ回路３Ｂは、圧縮機モータ６Ｂをセンサレスベクトル制御するもので、第２の電流検出手段４Ｂにより圧縮機モータ６Ｂのモータ電流を検出してセンサレス正弦波駆動し、制御手段５に記憶されるモータパラメータとモータへの印加電圧より演算で求めた電流と、検知電流を比較してロータ位置を推定演算し、制御プログラム内の仮想ｄ−ｑ軸を修正しロータ位相制御する。圧縮機モータ６Ｂは圧縮機構の構造的な要因により機械的なロータ位置によりトルクが変動するため、できるだけ正確な位置推定演算が必要であり、特にｑ軸よりも電流位相を進める、いわゆる進角制御においては位置推定演算の精度が問題となるので電流検出精度の確保とモータパラメータの精度確保、および位置推定アルゴリズムが課題となる。

第３のインバータ回路３Ｃは、送風ファンモータ６Ｃをオープンループ回転速度制御により位置センサレス正弦波駆動するものであり、送風ファンモータ６Ｃに正弦波電流を流して電流制御するもので、モータ逆起電力はモータ回転速度に比例するので、印加電圧と駆動周波数の比率（Ｖ／ｆ）をモータ電流により制御することにより安定化制御する。永久磁石同期モータの回転速度は駆動周波数ｆを一定にすると、電源電圧変動や負荷変動とは無関係に送風ファンモータ６Ｃの回転速度は一定となるので、Ｖ／ｆ制御にすると駆動
周波数一定制御が可能となり回転数変動をほとんど零にすることができる。第１のインバータ回路３Ａ、３Ｂ、３Ｃは、交流電源１と整流回路２を共用しているので、洗濯物が収容された回転ドラム７を回転起動および回転停止させるため、回転ドラム駆動モータ６Ａを回転駆動した場合、洗濯物の負荷等により、直流電源電圧変動は非常に大きくなるが、送風ファンモータ６ＣをＶ／ｆ制御の如きオープンループ駆動周波数一定制御にした場合、直流電源電圧変動に関わらず送風ファン１０を駆動する送風ファンモータ６Ｂの回転速度を一定とすることができるので、送風ファン１０のファン騒音は変化せず、回転速度変動による耳障りなファン騒音変動を無くすことができる。

電流検出手段４Ａ、４Ｂ、４Ｃは、前述したように３シャント式電流検知方式で、フルブリッジ３相インバータ回路下アームトランジスタのそれぞれのエミッタ端子にシャント抵抗の一方の端子を接続し、シャント抵抗の他方の端子は直流電源負側Ｎ端子に接続するもので、それぞれ３ヶのシャント抵抗より構成されるため３シャント方式と呼ばれる。３シャント式電流検知方式は、下アームトランジスタが全て導通状態のタイミングにおいて電流検出するので、インバータ回路スイッチングトランジスタのスイッチングノイズの影響を受けず、１シャント方式と比較し抵抗１ヶの損失が減少するので、抵抗損失を等しくすると抵抗値を大きくでき検知精度が向上する。特に、本願発明に示すように、複数のインバータ回路を同時に駆動する場合、電流検出時にスイッチングノイズ相互干渉が発生するので、全てのインバータ回路の電流検知手段を３シャント方式にし、かつ、全てのインバータ回路のＰＷＭ周期を同じ、あるいは整数倍にして同期をとり、全てのトランジスタがオンあるいはオフの状態で電流検出することによりスイッチングノイズ相互干渉をなくすことができる。

図２は、本発明の第１の実施の形態における第２のインバータ回路３Ｂを制御するインバータ制御手段５０のブロック図である。

３シャント式電流検出手段４ＢのＵＶＷ各相に対応した出力信号Ｉｕ、Ｉｖ、ＩｗがＡ／Ｄ変換手段５００に入力され、Ａ／Ｄ変換手段５００は各相電流に対応した電流信号Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを３相／２相・ｄ／ｑ座標変換手段５０１に加える。３相／２相・ｄ／ｑ座標変換手段５０１は、３相電流を２相電流に変換した後、仮想のｄ−ｑ軸に座標変換するもので、数式１に従い演算し電流成分Ｉｄと電流成分Ｉｑを求める。

３相／２相・ｄ／ｑ座標変換手段５０１の出力信号は位置推定演算手段５０２に加えられ、位置推定演算手段５０２は、モータパラメータから演算した電流信号と３相／２相・ｄ／ｑ座標変換手段５０１の出力信号が等しくなるように位置信号θを変更して位置推定演算する。位置推定演算手段５０２から求まったｑ軸電流Ｉｑ、ｄ軸電流Ｉｄは電流比較手段５０３に加えられ、回転数信号Ｎは回転数比較手段５０４に加えられる。ｑ軸電流Ｉｑはトルクに比例した電流なのでトルク電流とも呼ばれる。回転数比較手段５０４は、回転数制御手段５０５からの設定信号Ｎｓと回転数信号Ｎを比較し、その誤差信号ΔＮをト
ルク電流設定手段５０６に加え、誤差信号ΔＮに応じてトルク電流設定値Ｉｑｓを演算し電流比較手段５０３に加える。電流比較手段５０３の出力信号は電圧制御手段５０７に加えられ、ｑ軸電流Ｉｑとｄ軸電流Ｉｄが設定値となるようにｑ軸電圧Ｖｑ、ｄ軸電圧Ｖｄをそれぞれ制御し、数式２に従い演算する座標逆変換手段５０８により３相電圧制御信号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを発生させる。

ｄ軸電流Ｉｄはｑ軸からの進角値とｑ軸電流Ｉｑより演算して求め、ｄ軸電圧制御信号Ｖｄを制御するが、ブロック図において省略する。位置推定演算手段５０２から求まったＩｑ、Ｉｄおよび回転数信号Ｎは、モータ出力演算手段５０９に加えられモータ出力Ｐを推定演算する。モータが表面磁石モータの場合には、モータ出力は数式３より演算で求めることができる。ここで、Ｅｍはモータの誘起電圧定数と回転数から求まる逆起電力に相当する。よって、誘起電圧定数と回転数、およびトルク電流よりモータ出力Ｐを演算で求めることができる。

モータが埋め込み磁石モータの場合には、モータ出力は数式４より演算で求めることができる。ここで、ωｒはモータ回転数でラジアン表示、Ψａはロータの磁束を表す。Ｌｄ、Ｌｑはそれぞれｄ軸インダクタンス、ｑ軸インダクタンスを表す。

モータ出力演算手段５０９の出力信号は交流入力制御手段５１０に加えられ、モータ出力が増加し交流入力電流が所定値以上となると回転数制御手段５０５にモータ回転数を低下させる信号を加える。交流電源電流は、交流電源電圧が低下するとさらに増加するので、交流入力制御手段５１０には交流電源電圧に比例した信号を出力する直流電圧検知手段５０の出力信号ｖｄｃを加え、交流電流の推定演算精度を高めている。

図３から図５は、圧縮機モータ６Ｂの駆動方法を示すフローチャートである。図３はモータ制御のメインフローチャートで、図４はキャリヤ信号割り込みサブルーチンのフローチャート、図５は回転数制御サブルーチンのフローチャートを示す。

図３において、ステップ１００でモータ制御プログラムが開始し、ステップ１０１にて
定常回転速度、あるいは、モータパラメータ等の各種初期設定を行い、次に、ステップ１０２に進んで起動フラグの判定を行い、起動フラグがあればステップ１０３に進んで起動制御サブルーチンを実行する。次に、ステップ１０４に進んでキャリヤ信号割り込みの有無を判定し、キャリヤ信号Ｃｂのピーク、あるいは谷で発生するキャリヤ信号割り込みがあればステップ１０５に進んでキャリヤ信号割り込みサブルーチンを実行し、次に、１０６に進んで回転数制御サブルーチンを実行し、ステップ１０７に進んで回転数制御サブルーチンで求めたモータ出力Ｐを呼び出し、ステップ１０８に進んでモータ出力Ｐが設定値Ｐｓ以上ならばステップ１０９に進んでモータ回転数を低下させ、次にステップ１１０に進んで終了フラグの有無を判定し、終了フラグがあればステップ１１０に進んでモータ駆動を停止させる。

図４は、キャリヤ信号割り込みサブルーチンのフローチャートを示し、ステップ２００でキャリヤ信号割り込みサブルーチンが開始し、ステップ２０１にてモータ駆動電気角周波数ωと基準時間からの経過時間ｔより電気角θを演算し、次にステップ２０２に進んで電流検出手段４Ｂからの電流信号を検出する。３シャント式電流検出手段４Ｂを用いてモータ電流検出するためには、前述したようにインバータ回路のトランジスタスイッチングの影響を除くために、すべてのトランジスタのオンあるいはオフ期間に高速Ａ／Ｄ変換して電流検出する。

次にステップ２０３に進んで３相／２相・ｄ／ｑ軸座標変換してｑ軸電流Ｉｑ、ｄ軸電流Ｉｄを求め、次にステップ２０４に進んで位置推定演算する。位置推定演算の一般的な方法は、モータパラメータと駆動周波数、およびモータ印加電圧より推定演算した電流値と、測定した電流値が等しくなるように電気角θを変更し、等しくなった時の電気角θを位置信号にする。次に、ステップ２０５に進んで推定演算で求めたＩｑ、ＩｄをマイクロコンピュータのＲＡＭにメモリする。次にステップ２０６に進んで回転数制御サブルーチンにて求めたｑ軸電圧Ｖｑ、ｄ軸電圧Ｖｄを呼び出し、ステップ２０７に進んで２相／３相座標逆変換を実行して３相各相正弦波出力電圧を求め、ステップ２０８に進んでＰＷＭ制御を行う。一般に、圧縮機モータ回転速度は、３０００ｒ／ｍｉｎ〜８０００ｒ／ｍｉｎに設定され、最近の圧縮機モータは埋め込み磁石モータ（ＩＰＭモータ）が使用され、進角制御により高速回転制御する。

図５は、回転数制御サブルーチンのフローチャートで、ステップ３００で回転数制御サブルーチンが開始し、ステップ３０１にて直流電圧Ｖｄｃを検出してメモリし、次にステップ３０２にて設定駆動周波数ｆｓを呼び出し、ステップ３０３に進んで設定周波数ｆｓと実際の駆動周波数の誤差信号Δｆに応じてトルク電流Ｉｑを増減させるΔＩｑを求め、次にステップ３０４に進んでトルク電流Ｉｑを演算し、ステップ３０５において進角値よりｄ軸電流Ｉｄを求め、ステップ３０６に進んでＩｑ、Ｉｄをメモリする。次に、ステップ３０７に進んでＩｑ、Ｉｄよりｑ軸電圧Ｖｑ、ｄ軸電圧Ｖｄを演算し、ステップ３０８に進んでＶｑ、Ｖｄをメモリする。次にステップ３０９に進んで誘起電圧定数と回転数より逆起電力Ｅｍを演算し、ステップ３１０にてトルク電流Ｉｑと逆起電力Ｅｍよりモータ出力Ｐを演算する。モータがＩＰＭモータの場合には、ｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑ、Ｉｑ、Ｉｄを使用し、数式４によりモータ出力Ｐを求める。次に、ステップ３１１に進んでモータ出力Ｐをメモリし、ステップ３１２に進んでサブルーチンをリターンする。

図６は図１に示した洗濯乾燥機各インバータ回路のキャリヤ信号と電流検出のタイミングチャートを示す。Ｃａはインバータ回路３Ａのキャリヤ信号、Ｃｂはインバータ回路３Ｂのキャリヤ信号、Ｃｃはインバータ回路３Ｃのキャリヤ信号を示し、キャリヤ信号Ｃａ、Ｃｃのキャリヤ周波数は全く同じで同期しており、キャリヤ信号Ｃａ、Ｃｂのキャリヤ周波数は４対１の整数比に同期設定している。

Ｇｐａ１、Ｇｎａ１はインバータ回路３ＡのＵ相上アームと下アームのゲート信号で、Ａ／Ｄａは電流検出手段４Ａの電流信号を検出するＡ／Ｄ変換手段のトリガー信号を示しており、キャリヤ信号Ｃａのピークとなる時間ｔ１、ｔ３、ｔ５でＡ／Ｄ変換動作する。Ｇｐｂ１、Ｇｎｂ１はインバータ回路３ＢのＵ相上アームと下アームのゲート信号で、Ａ／Ｄｂは電流検出手段４Ｂの電流信号を検出するＡ／Ｄ変換手段のトリガー信号を示し、キャリヤ信号Ｃｂのピークとなる時間ｔ３でＡ／Ｄ変換を行う。Ｇｐｃ１、Ｇｎｃ１はインバータ回路３ＣのＵ相上アームと下アームのゲート信号で、Ａ／Ｄｃは電流検出手段１０ｃの電流信号を検出するＡ／Ｄ変換手段のトリガー信号を示し、キャリヤ信号Ｃｃのピークとなる時間ｔ２、ｔ４でＡ／Ｄ変換動作する。インバータ回路３Ｂと３Ｃはキャリヤ信号交互にＡ／Ｄ変換され、インバータ回路３ＡのＡ／Ｄ変換タイミングは、インバータ回路３Ｂのキャリヤ信号のピーク（ｔ３）、あるいは谷（ｔ１、ｔ５）のタイミングでＡ／Ｄ変換するので、スイッチングノイズによる相互干渉を除くことができる。

図６において、圧縮モータ６Ｂを駆動するインバータ回路３Ｂのスイッチングタイミングとインバータ回路３ＣのＡ／Ｄ変換タイミングが重なる場合があるので、インバータ回路３ＣのＡ／Ｄ変換タイミングをｔ１、ｔ５に変更し、Ａ／Ｄ変換タイミングが３つ以上重ならないようにしてもよい。しかし、インバータ回路３Ｃはファンモータを駆動するので、電流値が比較的小さくシャント抵抗抵抗値を大きくして電流検知誤差を減らしノイズの影響を減らすことができるので、図６に示すタイミングでも問題ないが、インバータ回路３Ａ、３Ｂの電流検出シャント抵抗は小さく、電流検出ゲインを大きくする必要があるためノイズの影響を受け易いので、Ａ／Ｄ変換タイミングはキャリヤ信号Ｃｂのピーク又は谷に設定する必要がある。

（実施の形態２）
図７は、本発明の第２の実施の形態における洗濯乾燥機のモータ駆動装置のインバータ制御手段のブロック図を示すものである。実施の形態１と同一の構成については、同一符号を付し、説明を省略する。Ａ／Ｄ変換手段５００の出力信号は、３相／２相・ｄ／ｑ座標変換手段５０１と３相／２相・ａ／ｒ座標変換手段５０１ａに加えられる。３相／２相・ａ／ｒ座標変換手段５０１ａは３相電流を２相電流に変換した後、モータ印加電圧を基準とするａ−ｒ軸に座標変換するもので、数式５に従い演算し無効電流Ｉｒと有効電流Ｉａを求める。

ここで、θ１はモータ印加電圧軸（Ｖａ軸）との位相差で、θ１＝θ＋δで表され、δはｑ軸と印加電圧Ｖａの位相差で、内部相差角、あるいは負荷角と呼ばれる。無効電流Ｉｒと有効電流Ｉａは、ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑと負荷角δがわかれば、数式６に従い演算で求めることもできる。

有効電流Ｉａと予めわかっているモータ印加電圧Ｖａをモータ入力演算手段５１１に加え、ＩａとＶａの積よりモータ入力Ｐｉを求め、交流入力制御手段５１０ａに加える。交流入力制御手段５１０ａは、モータ入力Ｐｉ、あるいは、交流入力電流が増加すると回転数制御信号を出力する。モータ印加電圧Ｖａはｑ軸電圧Ｖｑとｄ軸電圧Ｖｄの自乗平均からも求めることができる。

図８は埋め込み磁石モータのベクトル図を示し、ロータ回転座標系（ｄ−ｑ座標系）とインバータ出力電圧座標系（ａ−ｒ座標系）の関係を示している。モータ電流Ｉはｄ−ｑ座標系においてはｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑにベクトル分解され、ａ−ｒ座標系においてはインバータ出力電圧Ｖａと同方向軸（ａ軸）の有効電流Ｉａとインバータ出力電圧軸（ａ軸）と直角の無効電流Ｉｒに分解し、電流Ｉと誘起電圧Ｅｍの位相をβ、電圧Ｖａと誘起電圧Ｅｍの位相（内部相差角）をδとしている。埋め込み磁石モータにおいては、電流位相をｑ軸から位相角β進ませるように、電流Ｉｑあるいは電流Ｉｄを制御するとリラクタンストルクが正となり表面磁石モータよりもトルクが増加するので、いわゆる進角制御、あるいは弱め界磁制御が一般的である。

（実施の形態３）
図９は、本発明の第３の実施の形態における洗濯乾燥機のモータ駆動装置のインバータ制御手段のブロック図を示すものである。実施の形態１と同一の構成については、同一符号を付し、説明を省略する。

図９に示すブロック図は、回転ドラム駆動モータ６Ａを駆動するインバータ回路３Ａの制御手段のブロック図を示し、回転ドラムモータ６Ａは位置検出手段６０ａを内蔵しているので図２に示すセンサレス正弦波駆動に必要な位置推定演算手段５０２は不要となる。しかし、ホールＩＣなどで構成される位置検出手段６０ａは、一般的に６０度間隔の位置検出しかできないため、位置演算手段５１２は、位置信号が出力されない６０度の間は位置信号の周期、あるいは時間間隔からロータ位置θを演算で求める。ロータ位置信号θは、３相／２相・ｄ／ｑ座標変換手段５０１と回転数検出手段５１３に加えられる。回転数検出手段５１３の出力信号は回転数比較手段５０４と逆起電力演算手段９１４に加えられ、逆起電力演算手段５１４はロータ回転数とモータの誘起電圧定数より逆起電力Ｅｍを演算して求め、モータ出力推定演算手段５０９ａに加え逆起電力Ｅｍと３相／２相・ｄ／ｑ座標変換手段５０１により演算で求めたｑ軸電流Ｉｑとの積からモータ出力Ｐを求める。モータが埋め込み磁石モータの場合には、図２と同じように数式４よりモータ出力Ｐを演算で求めることができる。

回転ドラム駆動モータ６Ａの極数と回転数が増加するとロータ位置検出手段６０ａの位置信号誤差が増大するので、脱水高速回転時にはロータ位置検出手段６０ａの信号で制御せずに、センサレス正弦波駆動する方がモータ電流波形歪みが減少するので、位置推定演算によるセンサレスベクトル制御、あるいは、位置推定演算しないＶ／ｆ制御によるセンサレス正弦波駆動を行う。その時には、回転ドラム駆動モータ６Ａにおいても第１の実施の形態、あるいは第２の実施の形態で示したモータ電力検出方法を採用する。

図１０は、本発明の第３の実施の形態における洗濯乾燥機のモータ駆動装置のフローチャートを示すもので、回転ドラム駆動モータ６Ａを駆動する第１のインバータ回路３Ａと、圧縮機モータ６Ｂを駆動する第２のインバータ回路３Ｂを同時に制御する脱水運転時の
モータ制御のメインフローチャートを示す。

ステップ１００にて回転ドラム駆動モータ６Ａと圧縮機モータ６Ｂそれぞれのモータ駆動が開始し、ステップ１０１ａにて各種初期設定、あるいは起動制御の後、次に、ステップ１０４ａに進んでインバータ回路３Ａのキャリヤ信号Ｃａの割込信号の有無を判定し、キャリヤ信号Ｃａのピーク、あるいは谷で発生するキャリヤ信号割り込みがあれば、ステップ１０５ａに進んでキャリヤ信号割り込みサブルーチンＡを実行し、次に、１０６ａに進んで回転数制御サブルーチンＡを実行する。キャリヤ信号割り込みサブルーチンＡは回転ドラム駆動モータ６Ａとその第１のインバータ３Ａを制御するもので、図４に示したフローチャートと基本的に同じであり、ロータ位置信号θを推定演算するか、位置検出手段６０ａから演算するかの違いである。回転数制御サブルーチンＡも図５に示したフローチャートとほぼ同様であり説明を省略する。

次にステップ１０４ｂに進んでインバータ回路３Ｂのキャリヤ信号Ｃｂの割込信号の有無を判定し、キャリヤ信号Ｃｂのピーク、あるいは谷で発生するキャリヤ信号割り込みがあれば、ステップ１０５ｂに進んでキャリヤ信号割り込みサブルーチンＢを実行し、次に、１０６ｂに進んで回転数制御サブルーチンＢを実行する。キャリヤ信号割り込みサブルーチンＢ、回転数制御サブルーチンＢは実施の形態１と同様なので説明を省略する。次にステップ１０７ａに進み、ステップ１０６ａの回転数制御サブルーチンＡ、およびステップ１０６ｂの回転数制御サブルーチンＢで求めたモータ出力Ｐａ、Ｐｂを呼び出し、ステップ１０８ａに進んでそれぞれのモータ出力Ｐａ、Ｐｂの総和が設定値Ｐｓ以上ならばステップ１０９ａに進んで回転ドラム駆動モータ６Ａ、あるいは圧縮機モータ６Ｂの回転数を低下させる。回転ドラム駆動モータ６Ａと圧縮機モータ６Ｂのそれぞれの回転数を低下させても良い。次にステップ１１０ａに進んで終了フラグの有無を判定し、終了フラグがあればステップ１１０に進んでモータ駆動を停止させる。

以上、回転ドラム駆動モータ６Ａと圧縮機モータ６Ｂの制御方法について説明したが、送風ファンモータ６Ｃの制御も同様であり、すべてのモータ出力を演算で求め、モータ消費電力を推定演算して交流電流入力を推定演算し、モータ回転数を制御して所定入力電流以下となるように制御することが可能である。なお、送風ファンモータ６Ｃはトルク変動がほとんど無いので制御方法は比較的簡単であり、図８に示したベクトル図において無効電流Ｉｒが所定値となるように、積分制御すると安定化制御できる。また、有効電流も同時に演算しているので、モータ入力の演算も容易となる。

以上のように本実施の形態１、２、および３によれば、洗濯乾燥機の回転ドラム駆動モータ６Ａと同時に運転されるヒートポンプサイクルの圧縮機モータ６Ｂをセンサレス正弦波駆動することにより圧縮機モータ６Ｂのモータ入力、あるいは出力電力が容易に推定演算により求めることができるので、交流電流検出手段無しで交流入力電流を推定演算でき、交流入力電流が所定値以上になるとモータ回転数を制御してモータ入力を低下させることにより交流入力電流を低下させることができ、コンセント電流の増加や屋内ブレーカの動作を抑えることができる。

また、本実施の形態３に示すように、モータ電流を検出する電流検出手段４Ａ、あるいはロータ位置検出手段６０ａにより回転ドラム駆動モータ６Ａを正弦波駆動することにより、回転ドラム駆動モータ６Ａのモータ入力あるいは出力電力の推定演算が容易となるので、回転ドラム駆動モータ６Ａと圧縮機モータ６Ｂの総合入力を推定演算し交流入力電流の推定演算精度を高めることができ、交流入力電流検出手段を削減し、部品点数が少なく安価で信頼性の高い洗濯乾燥機のモータ駆動装置を実現できる。

以上のように、本発明にかかる洗濯乾燥機のモータ駆動装置は、交流入力電流検出手段が無くとも交流入力電流を推定演算して交流入力電流の増加を抑制できるので、空調機の室外機における圧縮機モータと冷却モータの同時駆動、あるいは、圧縮機モータと複数の冷却モータの同時駆動、複数の圧縮機モータを同時に駆動する大型冷蔵庫の駆動装置等の用途にも適用できる。

本発明の実施の形態１における洗濯乾燥機のモータ駆動装置のブロック図 同モータ駆動装置のインバータ制御手段のブロック図 同モータ駆動装置のモータ制御プログラムのフローチャート 同モータ駆動装置のキャリヤ信号割り込みサブルーチンのフローチャート 同モータ駆動装置の回転数制御サブルーチンのフローチャート 同モータ駆動装置のインバータ制御手段のＰＷＭ周期と電流検出タイミングのタイミングチャート 本発明の実施の形態２におけるモータ駆動装置のインバータ制御手段のブロック図 同モータ駆動装置の制御ベクトル図 本発明の実施の形態３におけるモータ駆動装置のインバータ制御手段のブロック図 同モータ駆動装置のモータ制御プログラムのフローチャート

１ 交流電源
２ 整流回路
３Ａ 第１のインバータ回路
３Ｂ 第２のインバータ回路
４Ａ 第１の電流検出手段
４Ｂ 第２の電流検出手段
５ 制御手段
６Ａ 回転ドラム駆動モータ（第１のモータ）
６Ｂ 圧縮機モータ（第２のモータ）
７ 回転ドラム
５０ インバータ制御手段
５１ 直流電圧検知手段

Claims (3)

1. 交流電源の交流電力を直流電力に変換する整流回路と、前記整流回路の直流電力を交流電力に変換する第１および第２のインバータ回路と、前記第１および第２のインバータ回路それぞれに接続した第１および第２の電流検出手段と、前記第１および第２のインバータ回路を制御する制御手段とを備え、前記制御手段は、前記第１のインバータ回路により洗濯乾燥機の回転ドラムを駆動する第１のモータを駆動し、前記第２のインバータ回路により前記回転ドラム内に温風を送風するヒートポンプ式熱交換器の圧縮機を駆動する第２のモータを駆動するものであって、前記第２の電流検出手段によって前記第２のモータの入力電力を推定演算し、この入力電力が所定値以下となるように前記第２のモータの回転数を制御することで前記交流電源の入力電流を所定値以下に制御するようにした洗濯乾燥機のモータ駆動装置。
2. 交流電力を直流電力に変換する整流回路の直流電圧を検知する直流電圧検知手段を備え、回転ドラムを駆動する第１のモータ、あるいは、ヒートポンプ式熱交換器の圧縮機を駆動する第２のモータの入力電力と、前記直流電圧検知手段の出力信号により交流入力電流を制御するようにした請求項１記載の洗濯乾燥機のモータ駆動装置。
3. 第１の電流検出手段により第１のモータの入力電力を推定演算し、第２の電流検出手段により第２のモータの入力電力を推定演算し、前記第１のモータと前記第２のモータの総合電力より交流入力電流を制御するようにした請求項１記載の洗濯乾燥機のモータ駆動装置。
   

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