JP3915557B2 - 洗濯機のモータ駆動装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、インバータ回路によりモータを駆動する洗濯機のモータ駆動装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、洗濯兼脱水槽の回転数変動より衣類のアンバランスを検出して、洗濯機のモータをインバータ回路により回転数制御するものが提案されている。
【０００３】
従来、この種の洗濯機は、特開平７−２６５５８７号公報に示すように構成していた。すなわち、洗濯兼脱水槽と直結されたモータの１回転当たりの回転数変動を検出し、回転数変動値を基準値と比較して脱水振動の度合いを検出し、検出結果に基づいて脱水回転数を制御していた。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、このような従来の構成では、回転数変動を検出する場合のモータ駆動トルクが一定に制御されておらず、電源電圧変動等により回転数が変動するため検知精度が悪くなる欠点があった。
【０００５】
本発明は上記従来課題を解決するもので、ベクトル制御によりモータを駆動することにより、洗濯兼脱水槽の負荷のアンバランス検出時に定トルク制御ができるようにし、脱水回転時の回転数変動を検出することにより衣類のアンバランスを検出し、衣類のアンバランスに応じて回転数を制御することで、アンバランスの検出精度を向上させるとともに、洗濯兼脱水槽を高速回転させて脱水率を向上することを目的としている。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明は上記目的を達成するために、交流電源に接続した整流回路の直流電力をインバータ回路により交流電力に変換して直流ブラシレスモータに加え、直流ブラシレスモータにより洗濯兼脱水槽を駆動し、ロータ位置検出手段により直流ブラシレスモータのロータ位置を検出し、電流検出手段により直流ブラシレスモータの電流を検出し、制御手段によりインバータ回路を制御するよう構成し、制御手段は、直流ブラシレスモータのモータ電流を磁束に対応した電流成分とトルクに対応した電流成分に分解し、磁束に対応した電流成分とトルクに対応した電流成分とがそれぞれ独立の所定値になるように制御し、前記ロータ位置検出手段の回転数変化より洗濯兼脱水槽の負荷のアンバランス量を検知するようにしたものである。
【０００７】
これにより、直流ブラシレスモータのモータ電流のベクトル制御により定トルク制御が可能となり、定トルク制御期間中の回転数変動より負荷のアンバランス量を精度よく検知することができ、さらに、ベクトル制御によりモータ電流を弱め界磁制御して回転数を制御することにより高速回転制御が容易となり、アンバランスが少ない場合にはベクトル制御により高速回転させることにより脱水率を向上することができ、脱水時間と乾燥時間を短縮することができる。
【０００８】
【発明の実施の形態】
本発明の請求項１に記載の発明は、交流電源と、前記交流電源に接続した整流回路と、前記整流回路の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路により駆動され洗濯兼脱水槽を駆動する直流ブラシレスモータと、前記直流ブラシレスモータの電気角６０度ごとのロータ位置を検出するロータ位置検出手段と、前記直流ブラシレスモータの電流を検出する電流検出手段と、前記インバータ回路を制御する制御手段とを備え、前記制御手段は、前記直流ブラシレスモータのモータ電流を磁束に対応した電流成分とトルクに対応した電流成分に分解し、前記磁束に対応した電流成分と前記トルクに対応した電流成分とがそれぞれ独立の所定値になるように制御し、前記ロータ位置検出手段の回転数変化より前記洗濯兼脱水槽の負荷のアンバランス量を検知するようにしたものであり、直流ブラシレスモータのモータ電流を検出して、磁束に対応した電流成分とトルクに対応した電流成分に分解してベクトル制御することで、定トルク制御ができ、定トルク制御期間中の回転数変動より負荷のアンバランス量を精度よく検知することができ、さらに、ベクトル制御によりモータ電流を弱め界磁制御して回転数を制御することにより高速回転制御が容易となり、アンバランスが少ない場合にはベクトル制御により高速回転させることにより脱水率を向上することができ、脱水時間と乾燥時間を短縮することができる。
【０００９】
請求項２に記載の発明は、上記請求項１に記載の発明において、直流ブラシレスモータの回転数を検出する回転数検知手段と、モータ電流を制御することにより回転数を制御する回転数制御手段と、磁束に対応した電流成分とトルクに対応した電流成分に分解してモータ電流をそれぞれ制御するモータ電流制御手段と、前記回転数制御手段と前記モータ電流制御手段による制御対象を切り換えるようにした設定変更手段とを備え、制御手段は、前記モータ電流制御手段によるモータ電流優先制御において洗濯兼脱水槽の負荷のアンバランス量を検知するようにしたものであり、モータ電流をベクトル制御して定トルク制御することによりアンバランス検知精度を向上させることができ、アンバランス検知後は、モータ電流をベクトル制御して回転数制御することにより高速回転制御が容易となるので、脱水回転数を高くすることが可能となり、脱水率を向上させ、脱水時間を短縮することができる。
【００１０】
請求項３に記載の発明は、上記請求項２に記載の発明において、制御手段は、回転数制御手段により所定回転数に制御した後、モータ電流制御手段によるモータ電流優先制御に切り換えるようにして洗濯兼脱水槽の負荷のアンバランス量を検知するようにしたものであり、アンバランス量に応じて回転数変動が大きくなる所定回転数に設定した後、定トルク電流制御に切り換えるので、所定回転数近傍における定トルク制御の回転数変動よりアンバランス量の検知精度を向上することができる。
【００１１】
請求項４に記載の発明は、上記請求項１に記載の発明において、制御手段は、トルクに対応した電流成分より負荷量を検知した後、トルクに対応した電流成分と磁束に対応した電流成分を所定値に制御して回転数変化を検知し、前記負荷量と前記回転数変化より洗濯兼脱水槽の負荷のアンバランス量を検知するようにしたものであり、負荷量が増加することにより慣性が増加して回転数変動が減少するので、負荷量と回転数変動よりアンバランス量を検知することにより検知精度を向上させることができ、さらに、負荷量と回転数変動よりアンバランス量と布量を検知して脱水回転数を制御することにより、脱水率を向上できるとともに、脱水時間を短縮することができる。
【００１２】
【実施例】
以下、本発明の実施例について、図面を参照しながら説明する。
【００１３】
（実施例１）
図１に示すように、交流電源１は、整流回路２に交流電力を加え、整流回路２は整流器２０とコンデンサ２１により直流電力に変換し、直流電圧をインバータ回路３に加える。
【００１４】
インバータ回路３は、６個のパワースイッチング半導体と逆並列ダイオードよりなる３相フルブリッジインバータ回路により構成し、通常、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）と逆並列ダイオードおよびその駆動回路と保護回路を内蔵したインテリジェントパワーモジュール（以下、ＩＰＭという）で構成している。インバータ回路３の出力端子にモータ４を接続し、撹拌翼（図示せず）または洗濯兼脱水槽（図示せず）を駆動する。
【００１５】
モータ４は直流ブラシレスモータにより構成し、回転子を構成する永久磁石と固定子との相対位置（回転子位置）をロータ位置検出手段４ａにより検出する。ロータ位置検出手段４ａは、通常、３個のホールＩＣにより構成し、電気角６０度ごとの位置信号を検出する。電流検出手段５は、モータ４の相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出するもので、通常は直流電流を含む低周波数から測定可能な直流電流トランスを用いる。また、交流電流トランスあるいはシャント抵抗でも検出可能である。また、３相モータの場合、２相の電流を求め、キルヒホッフの法則（Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０）より残りの１相を求める方法が一般的である。
【００１６】
制御手段６は、ロータ位置検出手段４ａと、電流検出手段５によりインバータ回路３をベクトル制御してモータ４の回転数を制御するものである。制御手段６は、インバータ回路３によりモータ４の回転数を制御するもので、マイクロコンピュータと、マイクロコンピュータに内蔵したインバータ制御タイマー（ＰＷＭタイマー）、高速Ａ／Ｄ変換回路、メモリ回路（ＲＯＭ、ＲＡＭ）等より構成し、ロータ位置検出手段４ａの出力信号より電気角を検知する電気角検知手段６０と、電流検出手段５の出力信号と電気角検知手段６０の信号より磁束に対応した電流成分Ｉｄとトルクに対応した電流成分Ｉｑに分解する３相／２相ｄｑ変換手段６１と、静止座標系から回転座標系に変換、あるいは逆変換するのに必要な正弦波データ（ｓｉｎ、ｃｏｓデータ）を格納する記憶手段６２と、磁束に対応した電圧成分Ｖｄとトルクに対応した電圧成分Ｖｑを３相モータ駆動制御電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗに変換する２相／３相ｄｑ逆変換手段６３と、３相モータ駆動制御電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗに応じてインバータ回路３のＩＧＢＴのスイッチングを制御するＰＷＭ制御手段６４などを備えている。
【００１７】
さらに、行程に応じてモータ４の起動、停止、回転数、および制動等を制御する設定変更手段６５と、ロータ位置検出手段４ａの出力信号より回転数を検知する回転数検知手段６６と、回転数検知手段６６の出力信号に応じてモータ５の回転数を制御する回転数制御手段６７と、設定変更手段６５と回転数制御手段６７からのｄ軸（ｄｉｒｅｃｔ−ａｘｉｓ）電流設定信号Ｉｄｓ、ｑ軸（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−ａｘｉｓ）電流設定信号Ｉｑｓと、３相／２相ｄｑ変換手段６１より演算したＩｄとＩｑを比較しモータ電流を制御するための磁束に対応した電圧成分Ｖｄとトルクに対応した電圧成分Ｖｑを演算するモータ電流制御手段６８とを備えている。
【００１８】
トルクに対応したｑ軸電流Ｉｑが設定値Ｉｑｓとなるようにフィードバック制御することにより定トルク制御が可能となる。しかし、回転数が上昇するとモータ誘起電圧が上昇してトルク電流Ｉｑが増加しなくなるので、回転数に応じてｄ軸電流を増加させる、いわゆる弱め磁束制御によりｑ軸電流も増加させることができ、トルクを増加させることができる。
【００１９】
図２は各部の波形関係を示し、ロータ位置検出手段４ａの出力信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３のエッジ信号は６０度ごとに変化して、各部状態信号より３６０度を６分割した角度が判別できる。信号Ｈ１がローからハイとなるハイエッジを基準電気角０度として示し、モータ４のＵ相巻線誘起電圧Ｅｃは、基準信号Ｈ１から３０度遅れた波形となる。Ｕ相モータ電流Ｉｕとモータ誘起電圧Ｅｃの位相を同じにすると最大効率が得られる。モータ誘起電圧Ｅｃがｑ軸と同等軸となり、ｄ軸は９０度遅れている。ｑ軸電流はモータ誘起電圧位相と同相なのでトルク電流と呼ばれる。
【００２０】
図２において、Ｕ相モータ電流Ｉｕは、Ｕ相巻線誘起電圧Ｅｃよりわずかに進んで、モータ印加電圧ＶｕはＵ相巻線誘起電圧Ｅｃより３０度進んだ波形を示す。ｖｃはＰＷＭ制御手段６４内で生成される鋸歯状波形のキャリヤ信号で、ｖｕは正弦波状のＵ相制御電圧でキャリヤ信号ｖｃとＵ相制御電圧ｖｕを比較したＰＷＭ信号ｕをＰＷＭ制御手段６４内で発生させ、インバータ回路３のＵ相上アームトランジスタの制御信号として加える。ｃｋはキャリヤ信号ｖｃの同期信号で、キャリヤカウンタがカウントアップしてオーバーフローしたときの割込信号である。
【００２１】
モータ４のロータ磁石軸とステータの磁束軸が一致した電気角をｄ軸として基準電気角０度として静止座標系から回転座標系への座標変換、すなわち、ｄｑ変換を行うので、電気角検知手段６０は、ロータ位置検出手段４ａの出力信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３より３０度、９０度、１５０度等の電気角を検知し、６０度毎以外は推定により電気角θを求める。
【００２２】
一般的に、磁束に対応した電流成分をｄ軸電流Ｉｄと呼び、永久磁石の磁束と界磁の磁束が同軸上で永久磁石が界磁に吸引された状態なのでトルクは零となる。また、ｄ軸から電気角で９０度の角度で誘起電圧位相と同じ位相となりトルク最大となる軸をｑ軸と呼び、トルクに対応した電流成分なのでｑ軸電流Ｉｑと呼ぶ。さらに、ｄ軸電流を負の方向に増加させるとｄ軸上の界磁磁束を弱めることと等価となるので界磁弱め制御、あるいは弱め磁束制御（または磁束弱め制御）と呼ばれる。また、ｄ軸電流とｑ軸電流に分解してそれぞれ独立に制御するのでベクトル制御と呼ばれる。
【００２３】
３相／２相ｄｑ変換手段６１は、モータ電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを（数１）によりｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑに変換するもので、電気角θに対応して検出したモータ電流瞬時値よりＩｄ、Ｉｑを演算する。
【００２４】
【数１】
【００２５】
記憶手段６２には、ｓｉｎθとｃｏｓθのデータを記憶しているので、電気角データに対応したデータを呼び出して積和演算を行うことにより、ｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑに分解できる。電気角θの検知とモータ電流瞬時値の検出はキャリヤ信号に同期して行うもので、後述するフローチャートに従い、詳細な説明を行う。
【００２６】
回転数検知手段６６は、ロータ位置検出手段４ａの出力基準信号Ｈ１よりモータ回転数を検知し、回転数信号を設定変更手段６５、回転数制御手段６７に加える。設定変更手段６５は、モータ４の起動制御と回転数の設定、回転数優先制御あるいは電流優先制御の切り換え、および回転数とｑ軸電流設定値Ｉｑｓに応じたｄ軸電流Ｉｄｓの演算を行い、回転数制御手段６７に回転数設定信号Ｎｓ、あるいは、電流優先制御信号Ｉｑｏを加え、モータ電流制御手段６８にｄ軸設定信号Ｉｄｓを加える。
【００２７】
回転数制御手段６７は、検知回転数ｎと設定回転数Ｎｓを比較する回転数比較手段６７ａと、検知回転数ｎと設定回転数Ｎｓとの誤差信号Δｎと、回転数の変化率（加速度）に応じてｑ軸電流設定値Ｉｑｓを制御するトルク電流設定手段６７ｂと、ｑ軸電流設定値Ｉｑｓをトルク電流設定手段６７ｂからそのまま出力するか、あるいは、設定変更手段６５からの指令により電流優先制御にするかを切り換えるｑ軸電流切り換え手段６７ｃより構成される。
【００２８】
回転数制御の場合には、誤差信号Δｎに応じてｑ軸電流設定値Ｉｑｓを制御する、いわゆる、回転数制御電流マイナーループ制御を行い、電流制御の場合には、設定変更手段６５からｑ軸電流設定値Ｉｑｏが設定され、Ｉｑｓ＝Ｉｑｏとなる。
【００２９】
モータ電流制御手段６８は、３相／２相ｄｑ変換手段６１の出力信号Ｉｑ、Ｉｄと設定信号Ｉｑｓ、Ｉｄｓをそれぞれ比較して制御電圧信号Ｖｑ、Ｖｄを出力するもので、ｑ軸電流比較手段６８ａ、ｑ軸電圧設定手段６８ｂ、ｄ軸電流比較手段６８ｃ、ｄ軸電圧設定手段６８ｄより構成し、ｑ軸電流とｄ軸電流をそれぞれ制御する電圧信号Ｖｑ、Ｖｄを生成する。
【００３０】
ｄ軸電流設定値Ｉｄｓは、設定変更手段６５からモータ電流制御手段６８に信号が加えられるもので、埋め込み磁石モータの場合には回転数に応じてｄ軸電流設定値Ｉｄｓを増加させて弱め界磁制御を行う。表面磁石モータの場合には、通常、Ｉｄｓは零に設定し、高回転数駆動の場合にＩｄｓを増加させる。
【００３１】
２相／３相ｄｑ逆変換手段６３は、電圧信号Ｖｑ、Ｖｄより３相モータ駆動制御電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗを（数２）より演算するもので、キャリヤ信号に同期して、電気角検知手段６０により検知した電気角θに対応した正弦波状の信号をＰＷＭ制御手段に加える。記憶手段６２に記憶したｓｉｎθ、ｃｏｓθの積和演算の方法は、３相／２相ｄｑ変換手段６１の演算とほぼ同じである。
【００３２】
【数２】
【００３３】
図３は、モータ印加電圧Ｖａがモータ誘起電圧Ｅｃよりも大きい場合（Ｖａ＞Ｅｃ）での、モータ印加電圧Ｖａとモータ誘起電圧Ｅｃを一定（モータ回転数一定）にしてモータ印加電圧Ｖａの位相を変えた場合のモータ電流ベクトルＩｏの軌跡を示す。図に示すように、電流軌跡は楕円形状となる。
【００３４】
電流ベクトルＩｏ１は、ｑ軸と同相の場合（Ｉｄ＝０）で、ベクトルＩｏ１はｑ軸電流Ｉｑ１と等しくなり、表面磁石モータの場合には最大効率となる。電流ベクトルＩｏ２は、磁束弱め制御（弱め界磁制御）して最大トルクとなる場合で、このとき、ｑ軸電流Ｉｑ２はＩｑ１より増加するが、ｄ軸電流Ｉｄ２を負の方向に大きくする、すなわち、弱め界磁制御する必要があり、表面磁石モータの場合効率は低下する。しかし、埋め込み磁石モータの場合には、リラクタンストルクが発生してトルクが増加するので効率は低下しない。高速回転させるためには、弱め界磁制御させる必要があり、埋め込み磁石モータは高速回転でもトルクが発生するので、洗濯機の撹拌翼と洗濯兼脱水槽を直接駆動するＤＤモータ（ｄｉｒｅｃｔ ｄｒｉｖｅ ｍｏｔｏｒ）に向いており、脱水回転数を高くする場合に適している。
【００３５】
弱め界磁制御を行うために、通常、回転数に応じてｄ軸電流を増加させるが、本発明では、ｑ軸からの進角値δを回転数に応じて制御するもので、ｑ軸電流Ｉｑと進角値δを設定して、次式によりｄ軸電流Ｉｄを演算する。
【００３６】
Ｉｄ＝Ｉｑ・ｔａｎδ
電流ベクトルＩｏ３は位相角δをさらに進角させた場合で、このときにはｑ軸電流は負となり制動トルクが発生する。このとき、Ｖａ＞Ｅｃなので低速回転での制動運転となる。
【００３７】
図４は、設定回転数に応じて電流位相角（進角値）δを制御するもので、Ｍ１は埋め込み磁石モータの場合の制御特性、Ｍ２は表面磁石モータの場合の制御特性であり、埋め込み磁石モータの場合には回転数と共に位相角δを増加させることによりリラクタンストルクを発生させ、効率を低下させずに高速運転が可能となる。表面磁石モータの場合には、弱め界磁制御を行うと効率が低下するので、通常、ｄ軸電流は零に設定して制御する。高速回転させる場合のみ位相角δを増加させる。
【００３８】
回転数に応じてｄ軸電流を増加させる制御方法と、回転数に応じて位相角δを制御する方法を比較すると、埋め込み磁石モータにおいてはｄ軸電流もトルクを発生させるので、回転数に応じてｑ軸電流とは別途にｄ軸電流を制御すると、フィードバックループ外でトルク制御を行うことになり、回転数制御の変動幅が非常に大きくなる。
【００３９】
ｄ軸電流Ｉｄを上述の式に示したように、ｑ軸電流Ｉｑに比例して制御することにより、ｄ軸電流によるトルク成分をｑ軸電流に関連付けて制御でき、回転数変動を減らすことができる。
【００４０】
上記構成において図５、図６および図７を参照しながら動作を説明する。図５および図６は脱水行程のフローチャートで、ステップ１００より脱水行程を開始し、ステップ１０１にて脱水行程の各種初期設定を行い、つぎにステップ１０２に進んで回転数制御設定を行い、設定回転数となるようにモータ電流を制御する。つぎに、ステップ１０３に進んで、時間とともに設定回転数を高くする制御を行う。
【００４１】
つぎに、ステップ１０４に進んで、図８に示すモータ駆動サブルーチンを実行する。このときの制御は、ステップ１０２にて設定された回転数制御となる。つぎに、ステップ１０５にてモータ回転数ｎが設定値Ｎ０に達したかどうか判定し、設定値Ｎ０に達したらステップ１０６に進み、設定値以下ならばステップ１０３に戻る。
【００４２】
ステップ１０６にて、モータ回転数が設定値Ｎ０に達したときのモータ電流ベクトル値Ｉｑ、Ｉｄを記憶する。このときのＩｑ、Ｉｄは、ｑ軸電流設定値Ｉｑｓ、ｄ軸電流設定値Ｉｄｓとなる。電流フィードバック制御しているので、常に、Ｉｑ＝Ｉｑｓ、Ｉｄ＝Ｉｄｓとなる。つぎに、ステップ１０７に進んで電流制御設定とし、つぎに、ステップ１０８に進んでモータ駆動サブルーチンを実行する。このとき、モータ電流優先制御となり、ｑ軸電流設定値Ｉｑｓ、ｄ軸電流設定値Ｉｄｓとなるようにベクトル制御される。
【００４３】
埋め込み磁石モータの場合には、弱め界磁制御する方がトルクが大きくなるので、ｑ軸電流設定値Ｉｑｓ、ｄ軸電流設定値Ｉｄｓが所定値となるように制御するが、表面磁石モータの場合には、ｄ軸電流を零に設定して制御すると、トルク電流のみで制御するので、より回転数変動が大きくなりアンバランス検知精度が向上する特徴がある。
【００４４】
図７は、脱水運転時の脱水時間ｔとモータ回転数ｎの回転数制御タイムチャートを示している。Ｇ１は負荷のアンバランスが非常に大きい場合、Ｇ２はアンバランスが通常の場合、Ｇ３はアンバランスが小さい場合の回転数制御特性である。
【００４５】
時間ｔ０から時間ｔ１の区間は、電流制御の区間で負荷のアンバランス状態に応じて回転数が変動する。アンバランス量が大きいＧ１の場合には、回転数変動、すなわち、最大回転数ｎｍａｘと最小回転数ｎｍｉｎの差ΔＮが大きくなる。
【００４６】
図５に戻り、ステップ１０９は、回転数変動ΔＮを検出するサブルーチンで詳細は省略するが、洗濯兼脱水槽１回転、あるいは数回転における最大回転数と最小回転数の差を検出する。実際には、ロータ位置検出手段４ａの位置信号の周期を測定し、最大周期と最低周期の差より回転数変動を検出する。つぎに、ステップ１１０に進んで回転数変動ΔＮが最大設定値ΔＮ１以上かどうか判定し、ΔＮ１以上ならばステップ１１１に進んでアンバランス修正フラグを設定し、ステップ１１２に進んでブレーキ制御を行い、脱水行程を終了してステップ１１３に進んでリターンする。アンバランス修正フラグがセットされているので、次行程はアンバランス修正行程となるが、詳細説明は省略する。
【００４７】
回転数変動ΔＮが最大設定値ΔＮ１よりも小さければ、図６のステップ１１４に進み、回転数変動ΔＮが設定値ΔＮ２以上かどうか判定する。回転数変動ΔＮが設定値ΔＮ２以上ならば、ステップ１１５に進み、脱水回転数をＮ１に設定する。図７において、Ｇ２の制御タイムチャートがこれに相当する。
【００４８】
つぎに、ステップ１１６に進んで図８に示すモータ駆動サブルーチンを実行する。このときの制御は、モータ電流を制御して回転数を設定値に制御する回転数制御である。つぎに、ステップ１１７に進んで設定時間ｔ３経過したかどうか判定し、所定期間、回転数Ｎ１にて制御した後、ブレーキ行程１２４に進んで脱水行程を終了する。
【００４９】
ステップ１１４にて、回転数変動が所定値ΔＮ２よりも小さければ、アンバランス量は小さいと判定し、ステップ１１８に進んで脱水回転数をＮ１よりも高いＮ２に設定し、つぎに、ステップ１１９に進んでステップ１１６と同様、図８に示すモータ駆動サブルーチンを実行する。つぎに、ステップ１２０に進んで設定時間ｔ２経過したかどうか判定し、ｔ２時間経過すると、ステップ１１２に進んで、更に脱水回転数を高くするためにＮｍａｘに設定して、ステップ１２２のモータ駆動サブルーチンを実行する。つぎに、ステップ１２３に進んで設定時間ｔ３経過したかどうか判定し、所定期間、脱水回転数Ｎｍａｘにて制御した後、ブレーキ行程１２４に進んで脱水行程を終了する。
【００５０】
つぎに、図８に示すモータ駆動サブルーチンのフローチャートについて説明する。ステップ２００よりモータ駆動サブルーチンが開始する。ステップ２０１はサブルーチン実行の最初に判断する初期判定で、起動あるいは制動初期を判定し、起動あるいは制動初期であればステップ２０２に進み、各種初期設定を行い、メインルーチンからのパラメータの受け渡しと各種設定を実行する。
【００５１】
つぎに、ステップ２０３に進んで回転起動制御あるいは制動初期制御を行う。ステップ２０２、２０３は最初に一回だけ実行する。起動制御は、回転数フィードバック制御ができない起動時に、所定のモータ印加電圧に設定して１２０度通電するものであり、低いモータ印加電圧から高い電圧まで時間経過とともに電圧を上昇させるソフトスタートを行う。制動運転の場合には負のｄ軸電流を増やして、負のｑ軸電流を減らし、急激なブレーキトルクが加わらないようなソフトブレーキを行う。
【００５２】
つぎに、ステップ２０４に進んでキャリヤ信号割込の有無を判定する。キャリヤ信号割込とは、ＰＷＭ制御手段６５のキャリヤカウンタがオーバーフローすると発生する割込信号ｃｋにより実行するもので、ステップ２０５に進んでキャリヤ信号割込サブルーチンを実行する。
【００５３】
図９は、キャリヤ信号割込サブルーチンの詳細フローチャートを示し、ステップ３００よりキャリヤ信号割込サブルーチンを開始し、ステップ３０１にて割込信号ｃｋをカウントする。つぎに、ステップ３０２に進んでロータ位置電気角θを演算する。ロータ位置信号θは、別途求めたキャリヤ信号１周期当たりの電気角Δθとキャリヤカウンタのカウント値ｋを掛けた値ｋ・Δθを、ロータ位置検出手段４ａより検知できる６０度ごとの電気角φを加えることで推定演算する。
【００５４】
モータ４を８極、キャリヤ周波数を１５．６ｋＨｚ、回転数を９００ｒ／ｍｉｎとするとモータ駆動周波数は６０Ｈｚとなり、電気角６０度内のキャリヤカウンタカウント値ｋは約４３となる。よって、Δθは約１．４度となる。モータ回転数が低い程、電気角６０度内のカウント値ｋは高くなり、演算上の電気角検知分解能は向上するので、回転数が低く精度が要求される場合でも問題はないことがわかる。
【００５５】
つぎに、ステップ３０３に進んでモータ電流Ｉｕ、Ｉｖを検出する。電流検出１回ではノイズが含まれる可能性があるので、ステップ３０４に進んで再度検出し、ステップ３０５にて平均値を求めてノイズを除去し、Ｉｗ＝−（Ｉｕ＋Ｉｖ）よりモータ電流Ｉｗを演算する。
【００５６】
つぎに、ステップ３０６に進んで電気角θとモータ電流より、（数１）に示した演算を行い、３相／２相ｄｑ変換を行い、ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑを求める。つぎにステップ３０７に進んでＩｄ、Ｉｑをメモリし、別途回転数制御データとして用いる。
【００５７】
つぎに、ステップ３０８に進んでｄ軸制御電圧Ｖｄ、ｑ軸制御電圧Ｖｑを呼び出し、ステップ３０９に進んで（数２）に従い２相／３相ｄｑ逆変換を行い、３相制御電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗを求める。この逆変換は、ステップ３０６と同じように記憶手段６２の電気角に対応したｓｉｎθ、ｃｏｓθデータを用い、積和演算を高速で行う。つぎに、ステップ３１０に進んで３相制御電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗに対応したＰＷＭ制御を行い、ステップ３１１に進んでサブルーチンをリターンする。
【００５８】
ＰＷＭ制御は、図２でも説明したように、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相各相に対応して、鋸歯状波（または三角波）のキャリヤ信号と制御電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗを比較してインバータ回路３のＩＧＢＴオンオフ制御信号を発生させ、モータ４を正弦波駆動するもので、上アームトランジスタと下アームトランジスタの信号は逆転された波形で、上アームトランジスタの導通比を増加すると出力電圧は正電圧が増加し、下アームトランジスタの導通比を増加させると出力電圧は負電圧が増加する。導通比を５０％にすると出力電圧は零となる。
【００５９】
電気角θに対応して制御電圧を正弦波状に変化させると正弦波状の電流が流れる。正弦波駆動の場合、トランジスタの導通比を最大値１００％にしたとき、出力電圧は最大となり変調度Ａｍは１００％で、導通比の最大値を５０％にしたとき、出力電圧は最低となり変調度Ａｍは０％と呼ぶ。
【００６０】
モータ電流をベクトル制御するための、３相／２相ｄｑ変換と２相／３相ｄｑ逆変換をキャリヤ毎に高速で実行するので、高速の電流制御が可能となり、さらに、キャリヤ毎にトルク電流Ｉｑを検出するので負荷量が瞬時に判定できる特長がある。また、キャリヤ毎にベクトル制御することにより常に一定トルクで駆動でき、洗濯兼脱水槽を負荷変動に関わらず定トルク駆動することにより、負荷変動による回転数変動が顕著になる特徴があり、回転数変動によりアンバランス量を精度よく検知できる。
【００６１】
図８に戻って、キャリヤ信号割込サブルーチンを実行した後、ステップ２０６に進み、位置信号割込の有無を判定する。位置信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３のいずれかの信号が変化すると割込信号が発生し、ステップ２０７に進んで、図１０に示す位置信号割込サブルーチンを実行する。図２に示すように、電気角６０度ごとに割込信号が発生する。
【００６２】
ここで、位置信号割込サブルーチンについて説明する。ステップ４００より位置信号割込サブルーチンを開始し、ステップ４０１に進んで位置信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３を入力し位置検出を行い、つぎに、ステップ４０２に進んで位置信号よりロータ電気角θｃを検出する。つぎに、ステップ４０３に進んでキャリヤ信号割込サブルーチンでカウントしているカウント値ｋをｋｃにメモリし、ステップ４０４に進んでカウント値ｋをクリヤし、ステップ４０５に進み、電気角６０度間のキャリヤカウンタカウント値ｋｃより１キャリヤの電気角Δθを演算する。
【００６３】
つぎに、ステップ４０６に進んで基準位置信号Ｈ１による割込信号かどうかを判定し、基準位置信号割込ならばステップ４０７に進んで回転周期測定タイマーＴのカウント値Ｔを周期Ｔｏとしてメモリし、ステップ４０８に進んでタイマーＴをクリヤし、ステップ４０９に進んでモータ回転数ｎを演算する。つぎに、ステップ４１０に進んで回転周期測定タイマーのカウントを開始させ、ステップ４１１に進んでサブルーチンをリターンする。
【００６４】
回転周期測定タイマーの検知分解能を８ｂｉｔ精度にすると、クロックは６４μｓとなりキャリヤ信号をクロックに使用できるが、回転制御性能を向上するためには回転周期検知分解能を向上させる必要があり、クロックの周期は１〜１０μｓに設定する必要がある。この場合には、マイクロコンピュータのシステムクロックを分周してクロックに使用する。
【００６５】
以上に説明した回転数検知方法は、位置信号Ｈ１の周期から求める方法を示したが、位置信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３をすべて使用してもよい。また、キャリヤ信号を三角波にすると、キャリヤカウンタタイマーの周期は鋸歯状波の２倍となるので、三角波のオーバーフロー信号をクロックにすると分解能が向上するので三角波タイマーのオーバーフロー信号をクロックにしてもよい。
【００６６】
つぎに、図８において、位置信号割込サブルーチン２０７を実行した後、ステップ２０８に進み回転数制御フラグの有無を判定し、回転数制御設定ならば、ステップ２０９に進んで回転数制御サブルーチンを実行し、電流制御設定ならば、ステップ２１０に進んで、電流制御サブルーチンを実行する。回転数制御サブルーチンの詳細は図１１に示す。
【００６７】
図１１において、ステップ５００より回転数制御サブルーチンを開始し、ステップ５０１にてモータ回転数ｎを呼び出し、ステップ５０２に進んで通常駆動か減速制動かのフラグ判定する。
【００６８】
通常駆動ならばステップ５０３に進み設定回転数と検知回転数の誤差によりｑ軸電流設定値Ｉｑｓを制御してトルク制御を行い、つぎに、ステップ５０４に進んでｑ軸電流設定値Ｉｑｓを上限値Ｉｑｍａｘと比較し、大ならばステップ５０５に進んでＩｑｓをＩｑｍａｘとして、ｑ軸電流Ｉｑが上限値Ｉｑｍａｘ以上とならないようにする。減速制動ならばステップ５０６に進んで負のトルク制御、すなわち、ブレーキトルク制御のためにｑ軸電流設定値を−Ｉｑｓに設定する。
【００６９】
つぎに、ステップ５０７に進んで設定回転数Ｎｓより位相角δを設定し、つぎに、ステップ５０８に進んで、Ｉｑｓと位相角δよりｄ軸電流設定値Ｉｄｓを演算する。設定回転数のみでｄ軸電流を制御するとｑ軸電流Ｉｑが小さい場合、進角し過ぎてトルクが得られない場合があるので、設定回転数とｑ軸電流設定値Ｉｑｓに応じたｄ軸電流を設定する必要がある。
【００７０】
つぎに、ステップ５０９にてｄ軸電流Ｉｄを呼び出し、ステップ５１０にてＩｄとＩｄｓの大小比較判定を行い、ｄ軸電流Ｉｄが設定値Ｉｄｓよりも大きければステップ５１１に進んでｄ軸制御電圧Ｖｄを減らし、ｄ軸電流Ｉｄが設定値Ｉｄｓよりも小さければステップ５１２に進んでｄ軸制御電圧Ｖｄを増やす。
【００７１】
つぎに、ステップ５１３に進んで３相／２相ｄｑ変換手段６１より求めたｑ軸電流Ｉｑを呼び出し、ステップ５１４にてＩｑとＩｑｓの大小比較判定を行い、ｑ軸電流Ｉｑが設定値Ｉｑｓよりも大きければステップ５１５に進んでｑ軸制御圧Ｖｑを減らし、ｑ軸電流Ｉｑが設定値Ｉｑｓよりも小さければステップ５１６に進んでｑ軸制御電圧Ｖｑを増やす。
【００７２】
つぎに、ステップ５１７に進んで演算されたｄ軸制御電圧Ｖｄ、ｑ軸制御電圧Ｖｑをそれぞれメモリし、ステップ５１８に進んでサブルーチンをリターンする。
【００７３】
ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑは、基本的にはキャリヤ信号ごとに変換するので、トルクリップルも含めて変動が大きい。変換したｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑと設定値Ｉｄｓ、Ｉｑｓをキャリヤごとに比較判断制御すると変動要素が大きく制御が安定しないので、平均化するなどの積分要素を加える必要がある。よって、回転数制御サブルーチンは、図１０に示すように、キャリヤ信号割込サブルーチン、あるいは、位置信号割込サブルーチンの中で実行せず、モータ駆動制御の中で独立に実行させる。ただし、回転制御の応答速度を速めるために、位置信号割込サブルーチンの中で行う方法も考えられるが、回転数が低い場合には逆に応答が遅くなる欠点がある。
【００７４】
図１２は、電流制御サブルーチンで、図１１に示す回転数制御サブルーチンの電流制御部分を取り出したものである。すなわち、ステップ６００より電流制御サブルーチンが開始し、ステップ６０１にて３相／２相ｄｑ変換手段６１より求めたｄ軸電流Ｉｄを呼び出し、ステップ６０２にてＩｄとＩｄｓの大小比較判定を行い、ｄ軸電流Ｉｄが設定値Ｉｄｓよりも大きければステップ６０３に進んでｄ軸制御電圧Ｖｄを減らし、ｄ軸電流Ｉｄが設定値Ｉｄｓよりも小さければステップ６０４に進んでｄ軸制御電圧Ｖｄを増やす。
【００７５】
つぎに、ステップ６０５に進んで３相／２相ｄｑ変換手段６１より求めたｑ軸電流Ｉｑを呼び出し、ステップ６０６にてＩｑとＩｑｓの大小比較判定を行い、ｑ軸電流Ｉｑが設定値Ｉｑｓよりも大きければステップ６０７に進んでｑ軸制御圧Ｖｑを減らし、ｑ軸電流Ｉｑが設定値Ｉｑｓよりも小さければステップ６０８に進んでｑ軸制御電圧Ｖｑを増やす。
【００７６】
つぎに、ステップ６０９に進んで演算されたｄ軸制御電圧Ｖｄ、ｑ軸制御電圧Ｖｑをそれぞれメモリし、ステップ６１０に進んでサブルーチンをリターンする。
【００７７】
以上述べた電流制御サブルーチンを実行することにより、モータ電流が所定の電流値に制御される。回転数変動よりアンバランス量を検知する場合には、以上述べたように、モータ電流をベクトル制御することにより定トルク制御が可能となり、アンバランス量に応じた回転数変動を検出でき、電圧変動に関わらずトルク一定制御が可能なので、アンバランス検知精度を向上させることができる。
【００７８】
（実施例２）
図１３に示すように、制御手段６’は、上記実施例１の制御手段６に、負荷量検知手段６９を追加している。負荷量検知手段６９は、ベクトル制御の所定回転数におけるｑ軸電流とｄ軸電流から負荷トルクを判別して負荷量を判定するものである。回転数変動は負荷の慣性モーメントに大きな影響を受けるので、単に回転数変動からアンバランス量を判別するのではなく、負荷量と回転数変動からアンバランス量を判別するものである。他の構成は上記実施例１と同じであり、同一符号を付して説明を省略する。
【００７９】
表面磁石モータの場合には、ｄ軸電流を零に制御すると、ｑ軸電流がトルクに比例して負荷トルクの判別が可能であるが、埋め込み磁石モータの場合には、ｄ軸電流もトルクを発生させるので、ｑ軸電流とｄ軸電流、あるいは、ｑ軸電流と位相角δより負荷量を判別する必要がある。
【００８０】
上記構成において図１４を参照しながら動作を説明する。図１４は、基本的に上記実施例１で説明した図５および図６の脱水行程フローチャートに負荷量判定ステップを追加したもので、ステップ７０１からステップ７０６までの動作は上記実施例１のステップ１０１からステップ１０６までの動作と同じであるので説明を省略する。
【００８１】
ステップ７０６にてｑ軸電流Ｉｑ、ｄ軸電流Ｉｄを入力した後、ステップ７０７に進んで布量判定を行う。設定回転数Ｎ０におけるｑ軸電流Ｉｑが大きいほど負荷量が大きいので、ｑ軸電流より負荷量が判定できる。ステップ７０８にて電流制御設定した後、ステップ７０９に進んで上記実施例１と同じモータ駆動サブルーチンを実行する。つぎに、ステップ７１０に進んで回転数変動ΔＮを検出し、ステップ７１１に進み、ｑ軸電流から判定した負荷量と、回転数変動ΔＮよりアンバランス量を判定する。
【００８２】
図１５は、負荷量と回転数変動ΔＮよりアンバランス量を判定するアンバランス量判定図である。負荷量が大きいほど慣性モーメントが大きくなって、アンバランス量が増加しても回転数変動は減少するので、負荷量が増加すると回転数変動ΔＮの大小判定レベルを下げるようにしたものである。すなわち、アンバランス判定レベルを、Ｕ１、Ｕ２、Ｕ３とし、Ｕ１判定レベルから左下はアンバランス量が小さく、右上の方向ではアンバランス量が大きいと判定し、アンバランス量が小さい場合には脱水回転数を高く設定し、アンバランス量が非常に大きい場合（Ｕ３右上方向）には、脱水運転を中止してアンバランス修正行程を行うものである。
【００８３】
ステップ７１１の後のステップは、上記実施例１とほぼ同様の制御動作となるので説明は省略する。
【００８４】
以上述べた如く本発明の特徴は、直流ブラシレスモータのモータ電流を検出して、磁束に対応した電流成分とトルクに対応した電流成分に分解してベクトル制御するもので、脱水運転の初期低速回転制御区間にて、モータ電流をベクトル制御して定トルク制御を行い、回転数変動より負荷のアンバランス量を検出するものであり、定トルク制御によりアンバランス検出精度を向上させることができる。
【００８５】
特に、ベクトル制御の場合には、瞬時の定トルク制御が可能なため、回転軸が水平方向となるドラム洗の場合において、アンバランス負荷を持ち上げるときに回転数が低下し、アンバランス負荷が落ちる方向では負荷トルクが低下して回転数が上昇するので、回転数変動がより顕著になり、アンバランス検知精度を高くすることができる。
【００８６】
また、ベクトル制御の場合には、トルク電流成分より負荷量が容易に判定でき、負荷量と回転数変動よりアンバランス量が精度よく検出でき、アンバランス量に応じて回転数制御ができるので、特に、アンバランス量が少ない場合には弱め界磁制御により高速回転制御が可能となり、脱水率を高くすることにより、洗濯機と乾燥機が一体となった洗濯乾燥機においては、乾燥時間の短縮が可能となる。
【００８７】
【発明の効果】
以上のように本発明の請求項１に記載の発明によれば、交流電源と、前記交流電源に接続した整流回路と、前記整流回路の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路により駆動され洗濯兼脱水槽を駆動する直流ブラシレスモータと、前記直流ブラシレスモータの電気角６０度ごとのロータ位置を検出するロータ位置検出手段と、前記直流ブラシレスモータの電流を検出する電流検出手段と、前記インバータ回路を制御する制御手段とを備え、前記制御手段は、前記直流ブラシレスモータのモータ電流を磁束に対応した電流成分とトルクに対応した電流成分に分解し、前記磁束に対応した電流成分と前記トルクに対応した電流成分とがそれぞれ独立の所定値になるように制御し、前記ロータ位置検出手段の回転数変化より前記洗濯兼脱水槽の負荷のアンバランス量を検知するようにしたから、直流ブラシレスモータのモータ電流を検出して、磁束に対応した電流成分とトルクに対応した電流成分に分解してベクトル制御することで、定トルク制御ができ、アンバランス検出精度を向上することができる。
【００８８】
また、請求項２に記載の発明によれば、直流ブラシレスモータの回転数を検出する回転数検知手段と、モータ電流を制御することにより回転数を制御する回転数制御手段と、磁束に対応した電流成分とトルクに対応した電流成分に分解してモータ電流をそれぞれ制御するモータ電流制御手段と、前記回転数制御手段と前記モータ電流制御手段による制御対象を切り換えるようにした設定変更手段とを備え、制御手段は、前記モータ電流制御手段によるモータ電流優先制御において洗濯兼脱水槽の負荷のアンバランス量を検知するようにしたから、モータ電流をベクトル制御して定トルク制御することによりアンバランス検知精度を向上させることができ、アンバランス検知後は、モータ電流をベクトル制御して回転数制御することにより高速回転制御が容易となるので、脱水回転数を高くすることが可能となり、脱水率を向上させ、脱水時間を短縮することができる。
【００８９】
また、請求項３に記載の発明によれば、制御手段は、回転数制御手段により所定回転数に制御した後、モータ電流制御手段によるモータ電流優先制御に切り換えるようにして洗濯兼脱水槽の負荷のアンバランス量を検知するようにしたから、アンバランス量に応じて回転数変動が大きくなる所定回転数に設定した後、定トルク電流制御に切り換えるので、所定回転数近傍における定トルク制御の回転数変動よりアンバランス量の検知精度を向上することができる。
【００９０】
また、請求項４に記載の発明によれば、制御手段は、トルクに対応した電流成分より負荷量を検知した後、トルクに対応した電流成分と磁束に対応した電流成分を所定値に制御して回転数変化を検知し、前記負荷量と前記回転数変化より洗濯兼脱水槽の負荷のアンバランス量を検知するようにしたから、負荷量が増加することにより慣性が増加して回転数変動が減少するので、負荷量と回転数変動よりアンバランス量を検知することにより検知精度を向上させることができ、さらに、負荷量と回転数変動よりアンバランス量と布量を検知して脱水回転数を制御することにより、脱水率を向上できるとともに、脱水時間を短縮することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の第１の実施例の洗濯機のモータ駆動装置の一部ブロック化した回路図
【図２】 同洗濯機のモータ駆動装置のタイムチャート
【図３】 同洗濯機のモータ駆動装置のモータ電流をｄ軸電流とｑ軸電流に分解した電流ベクトルの軌跡を示す図
【図４】 同洗濯機のモータ駆動装置の回転数−電流位相角制御特性図
【図５】 同洗濯機のモータ駆動装置の脱水行程の負荷のアンバランスが大きい場合のフローチャート
【図６】 同洗濯機のモータ駆動装置の脱水行程の負荷のアンバランスが小さい場合のフローチャート
【図７】 同洗濯機のモータ駆動装置の脱水行程の制御タイミングチャート
【図８】 同洗濯機のモータ駆動装置のモータ駆動サブルーチンのフローチャート
【図９】 同洗濯機のモータ駆動装置のキャリヤ信号割込サブルーチンのフローチャート
【図１０】 同洗濯機のモータ駆動装置の位置信号割込サブルーチンのフローチャート
【図１１】 同洗濯機のモータ駆動装置の回転数制御サブルーチンのフローチャート
【図１２】 同洗濯機のモータ駆動装置の電流制御サブルーチンのフローチャート
【図１３】 本発明の第２の実施例の洗濯機のモータ駆動装置の一部ブロック化した回路図
【図１４】 同洗濯機のモータ駆動装置の第２の実施例の脱水行程のフローチャートの一部を示す図
【図１５】 同洗濯機のモータ駆動装置の第２の実施例のアンバランス量判定図
【符号の説明】
１ 交流電源
２ 整流回路
３ インバータ回路
４ モータ
４ａ ロータ位置検出手段
５ 電流検出手段
６ 制御手段
【発明の属する技術分野】
本発明は、インバータ回路によりモータを駆動する洗濯機のモータ駆動装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、洗濯兼脱水槽の回転数変動より衣類のアンバランスを検出して、洗濯機のモータをインバータ回路により回転数制御するものが提案されている。
【０００３】
従来、この種の洗濯機は、特開平７−２６５５８７号公報に示すように構成していた。すなわち、洗濯兼脱水槽と直結されたモータの１回転当たりの回転数変動を検出し、回転数変動値を基準値と比較して脱水振動の度合いを検出し、検出結果に基づいて脱水回転数を制御していた。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、このような従来の構成では、回転数変動を検出する場合のモータ駆動トルクが一定に制御されておらず、電源電圧変動等により回転数が変動するため検知精度が悪くなる欠点があった。
【０００５】
本発明は上記従来課題を解決するもので、ベクトル制御によりモータを駆動することにより、洗濯兼脱水槽の負荷のアンバランス検出時に定トルク制御ができるようにし、脱水回転時の回転数変動を検出することにより衣類のアンバランスを検出し、衣類のアンバランスに応じて回転数を制御することで、アンバランスの検出精度を向上させるとともに、洗濯兼脱水槽を高速回転させて脱水率を向上することを目的としている。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明は上記目的を達成するために、交流電源に接続した整流回路の直流電力をインバータ回路により交流電力に変換して直流ブラシレスモータに加え、直流ブラシレスモータにより洗濯兼脱水槽を駆動し、ロータ位置検出手段により直流ブラシレスモータのロータ位置を検出し、電流検出手段により直流ブラシレスモータの電流を検出し、制御手段によりインバータ回路を制御するよう構成し、制御手段は、直流ブラシレスモータのモータ電流を磁束に対応した電流成分とトルクに対応した電流成分に分解し、磁束に対応した電流成分とトルクに対応した電流成分とがそれぞれ独立の所定値になるように制御し、前記ロータ位置検出手段の回転数変化より洗濯兼脱水槽の負荷のアンバランス量を検知するようにしたものである。
【０００７】
これにより、直流ブラシレスモータのモータ電流のベクトル制御により定トルク制御が可能となり、定トルク制御期間中の回転数変動より負荷のアンバランス量を精度よく検知することができ、さらに、ベクトル制御によりモータ電流を弱め界磁制御して回転数を制御することにより高速回転制御が容易となり、アンバランスが少ない場合にはベクトル制御により高速回転させることにより脱水率を向上することができ、脱水時間と乾燥時間を短縮することができる。
【０００８】
【発明の実施の形態】
本発明の請求項１に記載の発明は、交流電源と、前記交流電源に接続した整流回路と、前記整流回路の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路により駆動され洗濯兼脱水槽を駆動する直流ブラシレスモータと、前記直流ブラシレスモータの電気角６０度ごとのロータ位置を検出するロータ位置検出手段と、前記直流ブラシレスモータの電流を検出する電流検出手段と、前記インバータ回路を制御する制御手段とを備え、前記制御手段は、前記直流ブラシレスモータのモータ電流を磁束に対応した電流成分とトルクに対応した電流成分に分解し、前記磁束に対応した電流成分と前記トルクに対応した電流成分とがそれぞれ独立の所定値になるように制御し、前記ロータ位置検出手段の回転数変化より前記洗濯兼脱水槽の負荷のアンバランス量を検知するようにしたものであり、直流ブラシレスモータのモータ電流を検出して、磁束に対応した電流成分とトルクに対応した電流成分に分解してベクトル制御することで、定トルク制御ができ、定トルク制御期間中の回転数変動より負荷のアンバランス量を精度よく検知することができ、さらに、ベクトル制御によりモータ電流を弱め界磁制御して回転数を制御することにより高速回転制御が容易となり、アンバランスが少ない場合にはベクトル制御により高速回転させることにより脱水率を向上することができ、脱水時間と乾燥時間を短縮することができる。
【０００９】
請求項２に記載の発明は、上記請求項１に記載の発明において、直流ブラシレスモータの回転数を検出する回転数検知手段と、モータ電流を制御することにより回転数を制御する回転数制御手段と、磁束に対応した電流成分とトルクに対応した電流成分に分解してモータ電流をそれぞれ制御するモータ電流制御手段と、前記回転数制御手段と前記モータ電流制御手段による制御対象を切り換えるようにした設定変更手段とを備え、制御手段は、前記モータ電流制御手段によるモータ電流優先制御において洗濯兼脱水槽の負荷のアンバランス量を検知するようにしたものであり、モータ電流をベクトル制御して定トルク制御することによりアンバランス検知精度を向上させることができ、アンバランス検知後は、モータ電流をベクトル制御して回転数制御することにより高速回転制御が容易となるので、脱水回転数を高くすることが可能となり、脱水率を向上させ、脱水時間を短縮することができる。
【００１０】
請求項３に記載の発明は、上記請求項２に記載の発明において、制御手段は、回転数制御手段により所定回転数に制御した後、モータ電流制御手段によるモータ電流優先制御に切り換えるようにして洗濯兼脱水槽の負荷のアンバランス量を検知するようにしたものであり、アンバランス量に応じて回転数変動が大きくなる所定回転数に設定した後、定トルク電流制御に切り換えるので、所定回転数近傍における定トルク制御の回転数変動よりアンバランス量の検知精度を向上することができる。
【００１１】
請求項４に記載の発明は、上記請求項１に記載の発明において、制御手段は、トルクに対応した電流成分より負荷量を検知した後、トルクに対応した電流成分と磁束に対応した電流成分を所定値に制御して回転数変化を検知し、前記負荷量と前記回転数変化より洗濯兼脱水槽の負荷のアンバランス量を検知するようにしたものであり、負荷量が増加することにより慣性が増加して回転数変動が減少するので、負荷量と回転数変動よりアンバランス量を検知することにより検知精度を向上させることができ、さらに、負荷量と回転数変動よりアンバランス量と布量を検知して脱水回転数を制御することにより、脱水率を向上できるとともに、脱水時間を短縮することができる。
【００１２】
【実施例】
以下、本発明の実施例について、図面を参照しながら説明する。
【００１３】
（実施例１）
図１に示すように、交流電源１は、整流回路２に交流電力を加え、整流回路２は整流器２０とコンデンサ２１により直流電力に変換し、直流電圧をインバータ回路３に加える。
【００１４】
インバータ回路３は、６個のパワースイッチング半導体と逆並列ダイオードよりなる３相フルブリッジインバータ回路により構成し、通常、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）と逆並列ダイオードおよびその駆動回路と保護回路を内蔵したインテリジェントパワーモジュール（以下、ＩＰＭという）で構成している。インバータ回路３の出力端子にモータ４を接続し、撹拌翼（図示せず）または洗濯兼脱水槽（図示せず）を駆動する。
【００１５】
モータ４は直流ブラシレスモータにより構成し、回転子を構成する永久磁石と固定子との相対位置（回転子位置）をロータ位置検出手段４ａにより検出する。ロータ位置検出手段４ａは、通常、３個のホールＩＣにより構成し、電気角６０度ごとの位置信号を検出する。電流検出手段５は、モータ４の相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出するもので、通常は直流電流を含む低周波数から測定可能な直流電流トランスを用いる。また、交流電流トランスあるいはシャント抵抗でも検出可能である。また、３相モータの場合、２相の電流を求め、キルヒホッフの法則（Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０）より残りの１相を求める方法が一般的である。
【００１６】
制御手段６は、ロータ位置検出手段４ａと、電流検出手段５によりインバータ回路３をベクトル制御してモータ４の回転数を制御するものである。制御手段６は、インバータ回路３によりモータ４の回転数を制御するもので、マイクロコンピュータと、マイクロコンピュータに内蔵したインバータ制御タイマー（ＰＷＭタイマー）、高速Ａ／Ｄ変換回路、メモリ回路（ＲＯＭ、ＲＡＭ）等より構成し、ロータ位置検出手段４ａの出力信号より電気角を検知する電気角検知手段６０と、電流検出手段５の出力信号と電気角検知手段６０の信号より磁束に対応した電流成分Ｉｄとトルクに対応した電流成分Ｉｑに分解する３相／２相ｄｑ変換手段６１と、静止座標系から回転座標系に変換、あるいは逆変換するのに必要な正弦波データ（ｓｉｎ、ｃｏｓデータ）を格納する記憶手段６２と、磁束に対応した電圧成分Ｖｄとトルクに対応した電圧成分Ｖｑを３相モータ駆動制御電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗに変換する２相／３相ｄｑ逆変換手段６３と、３相モータ駆動制御電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗに応じてインバータ回路３のＩＧＢＴのスイッチングを制御するＰＷＭ制御手段６４などを備えている。
【００１７】
さらに、行程に応じてモータ４の起動、停止、回転数、および制動等を制御する設定変更手段６５と、ロータ位置検出手段４ａの出力信号より回転数を検知する回転数検知手段６６と、回転数検知手段６６の出力信号に応じてモータ５の回転数を制御する回転数制御手段６７と、設定変更手段６５と回転数制御手段６７からのｄ軸（ｄｉｒｅｃｔ−ａｘｉｓ）電流設定信号Ｉｄｓ、ｑ軸（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−ａｘｉｓ）電流設定信号Ｉｑｓと、３相／２相ｄｑ変換手段６１より演算したＩｄとＩｑを比較しモータ電流を制御するための磁束に対応した電圧成分Ｖｄとトルクに対応した電圧成分Ｖｑを演算するモータ電流制御手段６８とを備えている。
【００１８】
トルクに対応したｑ軸電流Ｉｑが設定値Ｉｑｓとなるようにフィードバック制御することにより定トルク制御が可能となる。しかし、回転数が上昇するとモータ誘起電圧が上昇してトルク電流Ｉｑが増加しなくなるので、回転数に応じてｄ軸電流を増加させる、いわゆる弱め磁束制御によりｑ軸電流も増加させることができ、トルクを増加させることができる。
【００１９】
図２は各部の波形関係を示し、ロータ位置検出手段４ａの出力信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３のエッジ信号は６０度ごとに変化して、各部状態信号より３６０度を６分割した角度が判別できる。信号Ｈ１がローからハイとなるハイエッジを基準電気角０度として示し、モータ４のＵ相巻線誘起電圧Ｅｃは、基準信号Ｈ１から３０度遅れた波形となる。Ｕ相モータ電流Ｉｕとモータ誘起電圧Ｅｃの位相を同じにすると最大効率が得られる。モータ誘起電圧Ｅｃがｑ軸と同等軸となり、ｄ軸は９０度遅れている。ｑ軸電流はモータ誘起電圧位相と同相なのでトルク電流と呼ばれる。
【００２０】
図２において、Ｕ相モータ電流Ｉｕは、Ｕ相巻線誘起電圧Ｅｃよりわずかに進んで、モータ印加電圧ＶｕはＵ相巻線誘起電圧Ｅｃより３０度進んだ波形を示す。ｖｃはＰＷＭ制御手段６４内で生成される鋸歯状波形のキャリヤ信号で、ｖｕは正弦波状のＵ相制御電圧でキャリヤ信号ｖｃとＵ相制御電圧ｖｕを比較したＰＷＭ信号ｕをＰＷＭ制御手段６４内で発生させ、インバータ回路３のＵ相上アームトランジスタの制御信号として加える。ｃｋはキャリヤ信号ｖｃの同期信号で、キャリヤカウンタがカウントアップしてオーバーフローしたときの割込信号である。
【００２１】
モータ４のロータ磁石軸とステータの磁束軸が一致した電気角をｄ軸として基準電気角０度として静止座標系から回転座標系への座標変換、すなわち、ｄｑ変換を行うので、電気角検知手段６０は、ロータ位置検出手段４ａの出力信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３より３０度、９０度、１５０度等の電気角を検知し、６０度毎以外は推定により電気角θを求める。
【００２２】
一般的に、磁束に対応した電流成分をｄ軸電流Ｉｄと呼び、永久磁石の磁束と界磁の磁束が同軸上で永久磁石が界磁に吸引された状態なのでトルクは零となる。また、ｄ軸から電気角で９０度の角度で誘起電圧位相と同じ位相となりトルク最大となる軸をｑ軸と呼び、トルクに対応した電流成分なのでｑ軸電流Ｉｑと呼ぶ。さらに、ｄ軸電流を負の方向に増加させるとｄ軸上の界磁磁束を弱めることと等価となるので界磁弱め制御、あるいは弱め磁束制御（または磁束弱め制御）と呼ばれる。また、ｄ軸電流とｑ軸電流に分解してそれぞれ独立に制御するのでベクトル制御と呼ばれる。
【００２３】
３相／２相ｄｑ変換手段６１は、モータ電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを（数１）によりｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑに変換するもので、電気角θに対応して検出したモータ電流瞬時値よりＩｄ、Ｉｑを演算する。
【００２４】
【数１】
記憶手段６２には、ｓｉｎθとｃｏｓθのデータを記憶しているので、電気角データに対応したデータを呼び出して積和演算を行うことにより、ｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑに分解できる。電気角θの検知とモータ電流瞬時値の検出はキャリヤ信号に同期して行うもので、後述するフローチャートに従い、詳細な説明を行う。
【００２６】
回転数検知手段６６は、ロータ位置検出手段４ａの出力基準信号Ｈ１よりモータ回転数を検知し、回転数信号を設定変更手段６５、回転数制御手段６７に加える。設定変更手段６５は、モータ４の起動制御と回転数の設定、回転数優先制御あるいは電流優先制御の切り換え、および回転数とｑ軸電流設定値Ｉｑｓに応じたｄ軸電流Ｉｄｓの演算を行い、回転数制御手段６７に回転数設定信号Ｎｓ、あるいは、電流優先制御信号Ｉｑｏを加え、モータ電流制御手段６８にｄ軸設定信号Ｉｄｓを加える。
【００２７】
回転数制御手段６７は、検知回転数ｎと設定回転数Ｎｓを比較する回転数比較手段６７ａと、検知回転数ｎと設定回転数Ｎｓとの誤差信号Δｎと、回転数の変化率（加速度）に応じてｑ軸電流設定値Ｉｑｓを制御するトルク電流設定手段６７ｂと、ｑ軸電流設定値Ｉｑｓをトルク電流設定手段６７ｂからそのまま出力するか、あるいは、設定変更手段６５からの指令により電流優先制御にするかを切り換えるｑ軸電流切り換え手段６７ｃより構成される。
【００２８】
回転数制御の場合には、誤差信号Δｎに応じてｑ軸電流設定値Ｉｑｓを制御する、いわゆる、回転数制御電流マイナーループ制御を行い、電流制御の場合には、設定変更手段６５からｑ軸電流設定値Ｉｑｏが設定され、Ｉｑｓ＝Ｉｑｏとなる。
【００２９】
モータ電流制御手段６８は、３相／２相ｄｑ変換手段６１の出力信号Ｉｑ、Ｉｄと設定信号Ｉｑｓ、Ｉｄｓをそれぞれ比較して制御電圧信号Ｖｑ、Ｖｄを出力するもので、ｑ軸電流比較手段６８ａ、ｑ軸電圧設定手段６８ｂ、ｄ軸電流比較手段６８ｃ、ｄ軸電圧設定手段６８ｄより構成し、ｑ軸電流とｄ軸電流をそれぞれ制御する電圧信号Ｖｑ、Ｖｄを生成する。
【００３０】
ｄ軸電流設定値Ｉｄｓは、設定変更手段６５からモータ電流制御手段６８に信号が加えられるもので、埋め込み磁石モータの場合には回転数に応じてｄ軸電流設定値Ｉｄｓを増加させて弱め界磁制御を行う。表面磁石モータの場合には、通常、Ｉｄｓは零に設定し、高回転数駆動の場合にＩｄｓを増加させる。
【００３１】
２相／３相ｄｑ逆変換手段６３は、電圧信号Ｖｑ、Ｖｄより３相モータ駆動制御電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗを（数２）より演算するもので、キャリヤ信号に同期して、電気角検知手段６０により検知した電気角θに対応した正弦波状の信号をＰＷＭ制御手段に加える。記憶手段６２に記憶したｓｉｎθ、ｃｏｓθの積和演算の方法は、３相／２相ｄｑ変換手段６１の演算とほぼ同じである。
【００３２】
【数２】
図３は、モータ印加電圧Ｖａがモータ誘起電圧Ｅｃよりも大きい場合（Ｖａ＞Ｅｃ）での、モータ印加電圧Ｖａとモータ誘起電圧Ｅｃを一定（モータ回転数一定）にしてモータ印加電圧Ｖａの位相を変えた場合のモータ電流ベクトルＩｏの軌跡を示す。図に示すように、電流軌跡は楕円形状となる。
【００３４】
電流ベクトルＩｏ１は、ｑ軸と同相の場合（Ｉｄ＝０）で、ベクトルＩｏ１はｑ軸電流Ｉｑ１と等しくなり、表面磁石モータの場合には最大効率となる。電流ベクトルＩｏ２は、磁束弱め制御（弱め界磁制御）して最大トルクとなる場合で、このとき、ｑ軸電流Ｉｑ２はＩｑ１より増加するが、ｄ軸電流Ｉｄ２を負の方向に大きくする、すなわち、弱め界磁制御する必要があり、表面磁石モータの場合効率は低下する。しかし、埋め込み磁石モータの場合には、リラクタンストルクが発生してトルクが増加するので効率は低下しない。高速回転させるためには、弱め界磁制御させる必要があり、埋め込み磁石モータは高速回転でもトルクが発生するので、洗濯機の撹拌翼と洗濯兼脱水槽を直接駆動するＤＤモータ（ｄｉｒｅｃｔ ｄｒｉｖｅ ｍｏｔｏｒ）に向いており、脱水回転数を高くする場合に適している。
【００３５】
弱め界磁制御を行うために、通常、回転数に応じてｄ軸電流を増加させるが、本発明では、ｑ軸からの進角値δを回転数に応じて制御するもので、ｑ軸電流Ｉｑと進角値δを設定して、次式によりｄ軸電流Ｉｄを演算する。
【００３６】
Ｉｄ＝Ｉｑ・ｔａｎδ
電流ベクトルＩｏ３は位相角δをさらに進角させた場合で、このときにはｑ軸電流は負となり制動トルクが発生する。このとき、Ｖａ＞Ｅｃなので低速回転での制動運転となる。
【００３７】
図４は、設定回転数に応じて電流位相角（進角値）δを制御するもので、Ｍ１は埋め込み磁石モータの場合の制御特性、Ｍ２は表面磁石モータの場合の制御特性であり、埋め込み磁石モータの場合には回転数と共に位相角δを増加させることによりリラクタンストルクを発生させ、効率を低下させずに高速運転が可能となる。表面磁石モータの場合には、弱め界磁制御を行うと効率が低下するので、通常、ｄ軸電流は零に設定して制御する。高速回転させる場合のみ位相角δを増加させる。
【００３８】
回転数に応じてｄ軸電流を増加させる制御方法と、回転数に応じて位相角δを制御する方法を比較すると、埋め込み磁石モータにおいてはｄ軸電流もトルクを発生させるので、回転数に応じてｑ軸電流とは別途にｄ軸電流を制御すると、フィードバックループ外でトルク制御を行うことになり、回転数制御の変動幅が非常に大きくなる。
【００３９】
ｄ軸電流Ｉｄを上述の式に示したように、ｑ軸電流Ｉｑに比例して制御することにより、ｄ軸電流によるトルク成分をｑ軸電流に関連付けて制御でき、回転数変動を減らすことができる。
【００４０】
上記構成において図５、図６および図７を参照しながら動作を説明する。図５および図６は脱水行程のフローチャートで、ステップ１００より脱水行程を開始し、ステップ１０１にて脱水行程の各種初期設定を行い、つぎにステップ１０２に進んで回転数制御設定を行い、設定回転数となるようにモータ電流を制御する。つぎに、ステップ１０３に進んで、時間とともに設定回転数を高くする制御を行う。
【００４１】
つぎに、ステップ１０４に進んで、図８に示すモータ駆動サブルーチンを実行する。このときの制御は、ステップ１０２にて設定された回転数制御となる。つぎに、ステップ１０５にてモータ回転数ｎが設定値Ｎ０に達したかどうか判定し、設定値Ｎ０に達したらステップ１０６に進み、設定値以下ならばステップ１０３に戻る。
【００４２】
ステップ１０６にて、モータ回転数が設定値Ｎ０に達したときのモータ電流ベクトル値Ｉｑ、Ｉｄを記憶する。このときのＩｑ、Ｉｄは、ｑ軸電流設定値Ｉｑｓ、ｄ軸電流設定値Ｉｄｓとなる。電流フィードバック制御しているので、常に、Ｉｑ＝Ｉｑｓ、Ｉｄ＝Ｉｄｓとなる。つぎに、ステップ１０７に進んで電流制御設定とし、つぎに、ステップ１０８に進んでモータ駆動サブルーチンを実行する。このとき、モータ電流優先制御となり、ｑ軸電流設定値Ｉｑｓ、ｄ軸電流設定値Ｉｄｓとなるようにベクトル制御される。
【００４３】
埋め込み磁石モータの場合には、弱め界磁制御する方がトルクが大きくなるので、ｑ軸電流設定値Ｉｑｓ、ｄ軸電流設定値Ｉｄｓが所定値となるように制御するが、表面磁石モータの場合には、ｄ軸電流を零に設定して制御すると、トルク電流のみで制御するので、より回転数変動が大きくなりアンバランス検知精度が向上する特徴がある。
【００４４】
図７は、脱水運転時の脱水時間ｔとモータ回転数ｎの回転数制御タイムチャートを示している。Ｇ１は負荷のアンバランスが非常に大きい場合、Ｇ２はアンバランスが通常の場合、Ｇ３はアンバランスが小さい場合の回転数制御特性である。
【００４５】
時間ｔ０から時間ｔ１の区間は、電流制御の区間で負荷のアンバランス状態に応じて回転数が変動する。アンバランス量が大きいＧ１の場合には、回転数変動、すなわち、最大回転数ｎｍａｘと最小回転数ｎｍｉｎの差ΔＮが大きくなる。
【００４６】
図５に戻り、ステップ１０９は、回転数変動ΔＮを検出するサブルーチンで詳細は省略するが、洗濯兼脱水槽１回転、あるいは数回転における最大回転数と最小回転数の差を検出する。実際には、ロータ位置検出手段４ａの位置信号の周期を測定し、最大周期と最低周期の差より回転数変動を検出する。つぎに、ステップ１１０に進んで回転数変動ΔＮが最大設定値ΔＮ１以上かどうか判定し、ΔＮ１以上ならばステップ１１１に進んでアンバランス修正フラグを設定し、ステップ１１２に進んでブレーキ制御を行い、脱水行程を終了してステップ１１３に進んでリターンする。アンバランス修正フラグがセットされているので、次行程はアンバランス修正行程となるが、詳細説明は省略する。
【００４７】
回転数変動ΔＮが最大設定値ΔＮ１よりも小さければ、図６のステップ１１４に進み、回転数変動ΔＮが設定値ΔＮ２以上かどうか判定する。回転数変動ΔＮが設定値ΔＮ２以上ならば、ステップ１１５に進み、脱水回転数をＮ１に設定する。図７において、Ｇ２の制御タイムチャートがこれに相当する。
【００４８】
つぎに、ステップ１１６に進んで図８に示すモータ駆動サブルーチンを実行する。このときの制御は、モータ電流を制御して回転数を設定値に制御する回転数制御である。つぎに、ステップ１１７に進んで設定時間ｔ３経過したかどうか判定し、所定期間、回転数Ｎ１にて制御した後、ブレーキ行程１２４に進んで脱水行程を終了する。
【００４９】
ステップ１１４にて、回転数変動が所定値ΔＮ２よりも小さければ、アンバランス量は小さいと判定し、ステップ１１８に進んで脱水回転数をＮ１よりも高いＮ２に設定し、つぎに、ステップ１１９に進んでステップ１１６と同様、図８に示すモータ駆動サブルーチンを実行する。つぎに、ステップ１２０に進んで設定時間ｔ２経過したかどうか判定し、ｔ２時間経過すると、ステップ１１２に進んで、更に脱水回転数を高くするためにＮｍａｘに設定して、ステップ１２２のモータ駆動サブルーチンを実行する。つぎに、ステップ１２３に進んで設定時間ｔ３経過したかどうか判定し、所定期間、脱水回転数Ｎｍａｘにて制御した後、ブレーキ行程１２４に進んで脱水行程を終了する。
【００５０】
つぎに、図８に示すモータ駆動サブルーチンのフローチャートについて説明する。ステップ２００よりモータ駆動サブルーチンが開始する。ステップ２０１はサブルーチン実行の最初に判断する初期判定で、起動あるいは制動初期を判定し、起動あるいは制動初期であればステップ２０２に進み、各種初期設定を行い、メインルーチンからのパラメータの受け渡しと各種設定を実行する。
【００５１】
つぎに、ステップ２０３に進んで回転起動制御あるいは制動初期制御を行う。ステップ２０２、２０３は最初に一回だけ実行する。起動制御は、回転数フィードバック制御ができない起動時に、所定のモータ印加電圧に設定して１２０度通電するものであり、低いモータ印加電圧から高い電圧まで時間経過とともに電圧を上昇させるソフトスタートを行う。制動運転の場合には負のｄ軸電流を増やして、負のｑ軸電流を減らし、急激なブレーキトルクが加わらないようなソフトブレーキを行う。
【００５２】
つぎに、ステップ２０４に進んでキャリヤ信号割込の有無を判定する。キャリヤ信号割込とは、ＰＷＭ制御手段６５のキャリヤカウンタがオーバーフローすると発生する割込信号ｃｋにより実行するもので、ステップ２０５に進んでキャリヤ信号割込サブルーチンを実行する。
【００５３】
図９は、キャリヤ信号割込サブルーチンの詳細フローチャートを示し、ステップ３００よりキャリヤ信号割込サブルーチンを開始し、ステップ３０１にて割込信号ｃｋをカウントする。つぎに、ステップ３０２に進んでロータ位置電気角θを演算する。ロータ位置信号θは、別途求めたキャリヤ信号１周期当たりの電気角Δθとキャリヤカウンタのカウント値ｋを掛けた値ｋ・Δθを、ロータ位置検出手段４ａより検知できる６０度ごとの電気角φを加えることで推定演算する。
【００５４】
モータ４を８極、キャリヤ周波数を１５．６ｋＨｚ、回転数を９００ｒ／ｍｉｎとするとモータ駆動周波数は６０Ｈｚとなり、電気角６０度内のキャリヤカウンタカウント値ｋは約４３となる。よって、Δθは約１．４度となる。モータ回転数が低い程、電気角６０度内のカウント値ｋは高くなり、演算上の電気角検知分解能は向上するので、回転数が低く精度が要求される場合でも問題はないことがわかる。
【００５５】
つぎに、ステップ３０３に進んでモータ電流Ｉｕ、Ｉｖを検出する。電流検出１回ではノイズが含まれる可能性があるので、ステップ３０４に進んで再度検出し、ステップ３０５にて平均値を求めてノイズを除去し、Ｉｗ＝−（Ｉｕ＋Ｉｖ）よりモータ電流Ｉｗを演算する。
【００５６】
つぎに、ステップ３０６に進んで電気角θとモータ電流より、（数１）に示した演算を行い、３相／２相ｄｑ変換を行い、ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑを求める。つぎにステップ３０７に進んでＩｄ、Ｉｑをメモリし、別途回転数制御データとして用いる。
【００５７】
つぎに、ステップ３０８に進んでｄ軸制御電圧Ｖｄ、ｑ軸制御電圧Ｖｑを呼び出し、ステップ３０９に進んで（数２）に従い２相／３相ｄｑ逆変換を行い、３相制御電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗを求める。この逆変換は、ステップ３０６と同じように記憶手段６２の電気角に対応したｓｉｎθ、ｃｏｓθデータを用い、積和演算を高速で行う。つぎに、ステップ３１０に進んで３相制御電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗに対応したＰＷＭ制御を行い、ステップ３１１に進んでサブルーチンをリターンする。
【００５８】
ＰＷＭ制御は、図２でも説明したように、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相各相に対応して、鋸歯状波（または三角波）のキャリヤ信号と制御電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗを比較してインバータ回路３のＩＧＢＴオンオフ制御信号を発生させ、モータ４を正弦波駆動するもので、上アームトランジスタと下アームトランジスタの信号は逆転された波形で、上アームトランジスタの導通比を増加すると出力電圧は正電圧が増加し、下アームトランジスタの導通比を増加させると出力電圧は負電圧が増加する。導通比を５０％にすると出力電圧は零となる。
【００５９】
電気角θに対応して制御電圧を正弦波状に変化させると正弦波状の電流が流れる。正弦波駆動の場合、トランジスタの導通比を最大値１００％にしたとき、出力電圧は最大となり変調度Ａｍは１００％で、導通比の最大値を５０％にしたとき、出力電圧は最低となり変調度Ａｍは０％と呼ぶ。
【００６０】
モータ電流をベクトル制御するための、３相／２相ｄｑ変換と２相／３相ｄｑ逆変換をキャリヤ毎に高速で実行するので、高速の電流制御が可能となり、さらに、キャリヤ毎にトルク電流Ｉｑを検出するので負荷量が瞬時に判定できる特長がある。また、キャリヤ毎にベクトル制御することにより常に一定トルクで駆動でき、洗濯兼脱水槽を負荷変動に関わらず定トルク駆動することにより、負荷変動による回転数変動が顕著になる特徴があり、回転数変動によりアンバランス量を精度よく検知できる。
【００６１】
図８に戻って、キャリヤ信号割込サブルーチンを実行した後、ステップ２０６に進み、位置信号割込の有無を判定する。位置信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３のいずれかの信号が変化すると割込信号が発生し、ステップ２０７に進んで、図１０に示す位置信号割込サブルーチンを実行する。図２に示すように、電気角６０度ごとに割込信号が発生する。
【００６２】
ここで、位置信号割込サブルーチンについて説明する。ステップ４００より位置信号割込サブルーチンを開始し、ステップ４０１に進んで位置信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３を入力し位置検出を行い、つぎに、ステップ４０２に進んで位置信号よりロータ電気角θｃを検出する。つぎに、ステップ４０３に進んでキャリヤ信号割込サブルーチンでカウントしているカウント値ｋをｋｃにメモリし、ステップ４０４に進んでカウント値ｋをクリヤし、ステップ４０５に進み、電気角６０度間のキャリヤカウンタカウント値ｋｃより１キャリヤの電気角Δθを演算する。
【００６３】
つぎに、ステップ４０６に進んで基準位置信号Ｈ１による割込信号かどうかを判定し、基準位置信号割込ならばステップ４０７に進んで回転周期測定タイマーＴのカウント値Ｔを周期Ｔｏとしてメモリし、ステップ４０８に進んでタイマーＴをクリヤし、ステップ４０９に進んでモータ回転数ｎを演算する。つぎに、ステップ４１０に進んで回転周期測定タイマーのカウントを開始させ、ステップ４１１に進んでサブルーチンをリターンする。
【００６４】
回転周期測定タイマーの検知分解能を８ｂｉｔ精度にすると、クロックは６４μｓとなりキャリヤ信号をクロックに使用できるが、回転制御性能を向上するためには回転周期検知分解能を向上させる必要があり、クロックの周期は１〜１０μｓに設定する必要がある。この場合には、マイクロコンピュータのシステムクロックを分周してクロックに使用する。
【００６５】
以上に説明した回転数検知方法は、位置信号Ｈ１の周期から求める方法を示したが、位置信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３をすべて使用してもよい。また、キャリヤ信号を三角波にすると、キャリヤカウンタタイマーの周期は鋸歯状波の２倍となるので、三角波のオーバーフロー信号をクロックにすると分解能が向上するので三角波タイマーのオーバーフロー信号をクロックにしてもよい。
【００６６】
つぎに、図８において、位置信号割込サブルーチン２０７を実行した後、ステップ２０８に進み回転数制御フラグの有無を判定し、回転数制御設定ならば、ステップ２０９に進んで回転数制御サブルーチンを実行し、電流制御設定ならば、ステップ２１０に進んで、電流制御サブルーチンを実行する。回転数制御サブルーチンの詳細は図１１に示す。
【００６７】
図１１において、ステップ５００より回転数制御サブルーチンを開始し、ステップ５０１にてモータ回転数ｎを呼び出し、ステップ５０２に進んで通常駆動か減速制動かのフラグ判定する。
【００６８】
通常駆動ならばステップ５０３に進み設定回転数と検知回転数の誤差によりｑ軸電流設定値Ｉｑｓを制御してトルク制御を行い、つぎに、ステップ５０４に進んでｑ軸電流設定値Ｉｑｓを上限値Ｉｑｍａｘと比較し、大ならばステップ５０５に進んでＩｑｓをＩｑｍａｘとして、ｑ軸電流Ｉｑが上限値Ｉｑｍａｘ以上とならないようにする。減速制動ならばステップ５０６に進んで負のトルク制御、すなわち、ブレーキトルク制御のためにｑ軸電流設定値を−Ｉｑｓに設定する。
【００６９】
つぎに、ステップ５０７に進んで設定回転数Ｎｓより位相角δを設定し、つぎに、ステップ５０８に進んで、Ｉｑｓと位相角δよりｄ軸電流設定値Ｉｄｓを演算する。設定回転数のみでｄ軸電流を制御するとｑ軸電流Ｉｑが小さい場合、進角し過ぎてトルクが得られない場合があるので、設定回転数とｑ軸電流設定値Ｉｑｓに応じたｄ軸電流を設定する必要がある。
【００７０】
つぎに、ステップ５０９にてｄ軸電流Ｉｄを呼び出し、ステップ５１０にてＩｄとＩｄｓの大小比較判定を行い、ｄ軸電流Ｉｄが設定値Ｉｄｓよりも大きければステップ５１１に進んでｄ軸制御電圧Ｖｄを減らし、ｄ軸電流Ｉｄが設定値Ｉｄｓよりも小さければステップ５１２に進んでｄ軸制御電圧Ｖｄを増やす。
【００７１】
つぎに、ステップ５１３に進んで３相／２相ｄｑ変換手段６１より求めたｑ軸電流Ｉｑを呼び出し、ステップ５１４にてＩｑとＩｑｓの大小比較判定を行い、ｑ軸電流Ｉｑが設定値Ｉｑｓよりも大きければステップ５１５に進んでｑ軸制御圧Ｖｑを減らし、ｑ軸電流Ｉｑが設定値Ｉｑｓよりも小さければステップ５１６に進んでｑ軸制御電圧Ｖｑを増やす。
【００７２】
つぎに、ステップ５１７に進んで演算されたｄ軸制御電圧Ｖｄ、ｑ軸制御電圧Ｖｑをそれぞれメモリし、ステップ５１８に進んでサブルーチンをリターンする。
【００７３】
ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑは、基本的にはキャリヤ信号ごとに変換するので、トルクリップルも含めて変動が大きい。変換したｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑと設定値Ｉｄｓ、Ｉｑｓをキャリヤごとに比較判断制御すると変動要素が大きく制御が安定しないので、平均化するなどの積分要素を加える必要がある。よって、回転数制御サブルーチンは、図１０に示すように、キャリヤ信号割込サブルーチン、あるいは、位置信号割込サブルーチンの中で実行せず、モータ駆動制御の中で独立に実行させる。ただし、回転制御の応答速度を速めるために、位置信号割込サブルーチンの中で行う方法も考えられるが、回転数が低い場合には逆に応答が遅くなる欠点がある。
【００７４】
図１２は、電流制御サブルーチンで、図１１に示す回転数制御サブルーチンの電流制御部分を取り出したものである。すなわち、ステップ６００より電流制御サブルーチンが開始し、ステップ６０１にて３相／２相ｄｑ変換手段６１より求めたｄ軸電流Ｉｄを呼び出し、ステップ６０２にてＩｄとＩｄｓの大小比較判定を行い、ｄ軸電流Ｉｄが設定値Ｉｄｓよりも大きければステップ６０３に進んでｄ軸制御電圧Ｖｄを減らし、ｄ軸電流Ｉｄが設定値Ｉｄｓよりも小さければステップ６０４に進んでｄ軸制御電圧Ｖｄを増やす。
【００７５】
つぎに、ステップ６０５に進んで３相／２相ｄｑ変換手段６１より求めたｑ軸電流Ｉｑを呼び出し、ステップ６０６にてＩｑとＩｑｓの大小比較判定を行い、ｑ軸電流Ｉｑが設定値Ｉｑｓよりも大きければステップ６０７に進んでｑ軸制御圧Ｖｑを減らし、ｑ軸電流Ｉｑが設定値Ｉｑｓよりも小さければステップ６０８に進んでｑ軸制御電圧Ｖｑを増やす。
【００７６】
つぎに、ステップ６０９に進んで演算されたｄ軸制御電圧Ｖｄ、ｑ軸制御電圧Ｖｑをそれぞれメモリし、ステップ６１０に進んでサブルーチンをリターンする。
【００７７】
以上述べた電流制御サブルーチンを実行することにより、モータ電流が所定の電流値に制御される。回転数変動よりアンバランス量を検知する場合には、以上述べたように、モータ電流をベクトル制御することにより定トルク制御が可能となり、アンバランス量に応じた回転数変動を検出でき、電圧変動に関わらずトルク一定制御が可能なので、アンバランス検知精度を向上させることができる。
【００７８】
（実施例２）
図１３に示すように、制御手段６’は、上記実施例１の制御手段６に、負荷量検知手段６９を追加している。負荷量検知手段６９は、ベクトル制御の所定回転数におけるｑ軸電流とｄ軸電流から負荷トルクを判別して負荷量を判定するものである。回転数変動は負荷の慣性モーメントに大きな影響を受けるので、単に回転数変動からアンバランス量を判別するのではなく、負荷量と回転数変動からアンバランス量を判別するものである。他の構成は上記実施例１と同じであり、同一符号を付して説明を省略する。
【００７９】
表面磁石モータの場合には、ｄ軸電流を零に制御すると、ｑ軸電流がトルクに比例して負荷トルクの判別が可能であるが、埋め込み磁石モータの場合には、ｄ軸電流もトルクを発生させるので、ｑ軸電流とｄ軸電流、あるいは、ｑ軸電流と位相角δより負荷量を判別する必要がある。
【００８０】
上記構成において図１４を参照しながら動作を説明する。図１４は、基本的に上記実施例１で説明した図５および図６の脱水行程フローチャートに負荷量判定ステップを追加したもので、ステップ７０１からステップ７０６までの動作は上記実施例１のステップ１０１からステップ１０６までの動作と同じであるので説明を省略する。
【００８１】
ステップ７０６にてｑ軸電流Ｉｑ、ｄ軸電流Ｉｄを入力した後、ステップ７０７に進んで布量判定を行う。設定回転数Ｎ０におけるｑ軸電流Ｉｑが大きいほど負荷量が大きいので、ｑ軸電流より負荷量が判定できる。ステップ７０８にて電流制御設定した後、ステップ７０９に進んで上記実施例１と同じモータ駆動サブルーチンを実行する。つぎに、ステップ７１０に進んで回転数変動ΔＮを検出し、ステップ７１１に進み、ｑ軸電流から判定した負荷量と、回転数変動ΔＮよりアンバランス量を判定する。
【００８２】
図１５は、負荷量と回転数変動ΔＮよりアンバランス量を判定するアンバランス量判定図である。負荷量が大きいほど慣性モーメントが大きくなって、アンバランス量が増加しても回転数変動は減少するので、負荷量が増加すると回転数変動ΔＮの大小判定レベルを下げるようにしたものである。すなわち、アンバランス判定レベルを、Ｕ１、Ｕ２、Ｕ３とし、Ｕ１判定レベルから左下はアンバランス量が小さく、右上の方向ではアンバランス量が大きいと判定し、アンバランス量が小さい場合には脱水回転数を高く設定し、アンバランス量が非常に大きい場合（Ｕ３右上方向）には、脱水運転を中止してアンバランス修正行程を行うものである。
【００８３】
ステップ７１１の後のステップは、上記実施例１とほぼ同様の制御動作となるので説明は省略する。
【００８４】
以上述べた如く本発明の特徴は、直流ブラシレスモータのモータ電流を検出して、磁束に対応した電流成分とトルクに対応した電流成分に分解してベクトル制御するもので、脱水運転の初期低速回転制御区間にて、モータ電流をベクトル制御して定トルク制御を行い、回転数変動より負荷のアンバランス量を検出するものであり、定トルク制御によりアンバランス検出精度を向上させることができる。
【００８５】
特に、ベクトル制御の場合には、瞬時の定トルク制御が可能なため、回転軸が水平方向となるドラム洗の場合において、アンバランス負荷を持ち上げるときに回転数が低下し、アンバランス負荷が落ちる方向では負荷トルクが低下して回転数が上昇するので、回転数変動がより顕著になり、アンバランス検知精度を高くすることができる。
【００８６】
また、ベクトル制御の場合には、トルク電流成分より負荷量が容易に判定でき、負荷量と回転数変動よりアンバランス量が精度よく検出でき、アンバランス量に応じて回転数制御ができるので、特に、アンバランス量が少ない場合には弱め界磁制御により高速回転制御が可能となり、脱水率を高くすることにより、洗濯機と乾燥機が一体となった洗濯乾燥機においては、乾燥時間の短縮が可能となる。
【００８７】
【発明の効果】
以上のように本発明の請求項１に記載の発明によれば、交流電源と、前記交流電源に接続した整流回路と、前記整流回路の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路により駆動され洗濯兼脱水槽を駆動する直流ブラシレスモータと、前記直流ブラシレスモータの電気角６０度ごとのロータ位置を検出するロータ位置検出手段と、前記直流ブラシレスモータの電流を検出する電流検出手段と、前記インバータ回路を制御する制御手段とを備え、前記制御手段は、前記直流ブラシレスモータのモータ電流を磁束に対応した電流成分とトルクに対応した電流成分に分解し、前記磁束に対応した電流成分と前記トルクに対応した電流成分とがそれぞれ独立の所定値になるように制御し、前記ロータ位置検出手段の回転数変化より前記洗濯兼脱水槽の負荷のアンバランス量を検知するようにしたから、直流ブラシレスモータのモータ電流を検出して、磁束に対応した電流成分とトルクに対応した電流成分に分解してベクトル制御することで、定トルク制御ができ、アンバランス検出精度を向上することができる。
【００８８】
また、請求項２に記載の発明によれば、直流ブラシレスモータの回転数を検出する回転数検知手段と、モータ電流を制御することにより回転数を制御する回転数制御手段と、磁束に対応した電流成分とトルクに対応した電流成分に分解してモータ電流をそれぞれ制御するモータ電流制御手段と、前記回転数制御手段と前記モータ電流制御手段による制御対象を切り換えるようにした設定変更手段とを備え、制御手段は、前記モータ電流制御手段によるモータ電流優先制御において洗濯兼脱水槽の負荷のアンバランス量を検知するようにしたから、モータ電流をベクトル制御して定トルク制御することによりアンバランス検知精度を向上させることができ、アンバランス検知後は、モータ電流をベクトル制御して回転数制御することにより高速回転制御が容易となるので、脱水回転数を高くすることが可能となり、脱水率を向上させ、脱水時間を短縮することができる。
【００８９】
また、請求項３に記載の発明によれば、制御手段は、回転数制御手段により所定回転数に制御した後、モータ電流制御手段によるモータ電流優先制御に切り換えるようにして洗濯兼脱水槽の負荷のアンバランス量を検知するようにしたから、アンバランス量に応じて回転数変動が大きくなる所定回転数に設定した後、定トルク電流制御に切り換えるので、所定回転数近傍における定トルク制御の回転数変動よりアンバランス量の検知精度を向上することができる。
【００９０】
また、請求項４に記載の発明によれば、制御手段は、トルクに対応した電流成分より負荷量を検知した後、トルクに対応した電流成分と磁束に対応した電流成分を所定値に制御して回転数変化を検知し、前記負荷量と前記回転数変化より洗濯兼脱水槽の負荷のアンバランス量を検知するようにしたから、負荷量が増加することにより慣性が増加して回転数変動が減少するので、負荷量と回転数変動よりアンバランス量を検知することにより検知精度を向上させることができ、さらに、負荷量と回転数変動よりアンバランス量と布量を検知して脱水回転数を制御することにより、脱水率を向上できるとともに、脱水時間を短縮することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の第１の実施例の洗濯機のモータ駆動装置の一部ブロック化した回路図
【図２】 同洗濯機のモータ駆動装置のタイムチャート
【図３】 同洗濯機のモータ駆動装置のモータ電流をｄ軸電流とｑ軸電流に分解した電流ベクトルの軌跡を示す図
【図４】 同洗濯機のモータ駆動装置の回転数−電流位相角制御特性図
【図５】 同洗濯機のモータ駆動装置の脱水行程の負荷のアンバランスが大きい場合のフローチャート
【図６】 同洗濯機のモータ駆動装置の脱水行程の負荷のアンバランスが小さい場合のフローチャート
【図７】 同洗濯機のモータ駆動装置の脱水行程の制御タイミングチャート
【図８】 同洗濯機のモータ駆動装置のモータ駆動サブルーチンのフローチャート
【図９】 同洗濯機のモータ駆動装置のキャリヤ信号割込サブルーチンのフローチャート
【図１０】 同洗濯機のモータ駆動装置の位置信号割込サブルーチンのフローチャート
【図１１】 同洗濯機のモータ駆動装置の回転数制御サブルーチンのフローチャート
【図１２】 同洗濯機のモータ駆動装置の電流制御サブルーチンのフローチャート
【図１３】 本発明の第２の実施例の洗濯機のモータ駆動装置の一部ブロック化した回路図
【図１４】 同洗濯機のモータ駆動装置の第２の実施例の脱水行程のフローチャートの一部を示す図
【図１５】 同洗濯機のモータ駆動装置の第２の実施例のアンバランス量判定図
【符号の説明】
１ 交流電源
２ 整流回路
３ インバータ回路
４ モータ
４ａ ロータ位置検出手段
５ 電流検出手段
６ 制御手段
Claims (4)
- 交流電源と、前記交流電源に接続した整流回路と、前記整流回路の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路により駆動され洗濯兼脱水槽を駆動する直流ブラシレスモータと、前記直流ブラシレスモータの電気角６０度ごとのロータ位置を検出するロータ位置検出手段と、前記直流ブラシレスモータの電流を検出する電流検出手段と、前記インバータ回路を制御する制御手段とを備え、前記制御手段は、前記直流ブラシレスモータのモータ電流を磁束に対応した電流成分とトルクに対応した電流成分に分解し、前記磁束に対応した電流成分と前記トルクに対応した電流成分とがそれぞれ独立の所定値になるように制御し、前記ロータ位置検出手段の回転数変化より前記洗濯兼脱水槽の負荷のアンバランス量を検知するようにした洗濯機のモータ駆動装置。
- 直流ブラシレスモータの回転数を検出する回転数検知手段と、モータ電流を制御することにより回転数を制御する回転数制御手段と、磁束に対応した電流成分とトルクに対応した電流成分に分解してモータ電流をそれぞれ制御するモータ電流制御手段と、前記回転数制御手段と前記モータ電流制御手段による制御対象を切り換えるようにした設定変更手段とを備え、制御手段は、前記モータ電流制御手段によるモータ電流優先制御において洗濯兼脱水槽の負荷のアンバランス量を検知するようにした請求項１記載の洗濯機のモータ駆動装置。
- 制御手段は、回転数制御手段により所定回転数に制御した後、モータ電流制御手段によるモータ電流優先制御に切り換えるようにして洗濯兼脱水槽の負荷のアンバランス量を検知するようにした請求項２記載の洗濯機のモータ駆動装置。
- 制御手段は、トルクに対応した電流成分より負荷量を検知した後、トルクに対応した電流成分と磁束に対応した電流成分を所定値に制御して回転数変化を検知し、前記負荷量と前記回転数変化より洗濯兼脱水槽の負荷のアンバランス量を検知するようにした請求項１記載の洗濯機のモータ駆動装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002068116A JP3915557B2 (ja) | 2002-03-13 | 2002-03-13 | 洗濯機のモータ駆動装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002068116A JP3915557B2 (ja) | 2002-03-13 | 2002-03-13 | 洗濯機のモータ駆動装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003265883A JP2003265883A (ja) | 2003-09-24 |
| JP3915557B2 true JP3915557B2 (ja) | 2007-05-16 |
Family
ID=29199288
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002068116A Expired - Fee Related JP3915557B2 (ja) | 2002-03-13 | 2002-03-13 | 洗濯機のモータ駆動装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3915557B2 (ja) |
Families Citing this family (19)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4239788B2 (ja) * | 2003-10-29 | 2009-03-18 | パナソニック株式会社 | 洗濯乾燥機 |
| JP4584723B2 (ja) * | 2005-01-18 | 2010-11-24 | シャープ株式会社 | 洗濯機のモータ駆動装置 |
| JP2006288109A (ja) * | 2005-04-01 | 2006-10-19 | Ckd Corp | サーボモータ制御装置 |
| JP4996847B2 (ja) * | 2005-11-28 | 2012-08-08 | 東芝機械株式会社 | サーボモータにおける電流制御方法，電流制御プログラム，記録媒体，サーボモータ |
| JP2007175135A (ja) * | 2005-12-27 | 2007-07-12 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 洗濯機あるいは洗濯乾燥機のモータ駆動装置 |
| JP4687584B2 (ja) * | 2006-06-26 | 2011-05-25 | パナソニック株式会社 | 洗濯機 |
| JP4687583B2 (ja) * | 2006-06-26 | 2011-05-25 | パナソニック株式会社 | 洗濯機 |
| JP4872777B2 (ja) * | 2007-04-24 | 2012-02-08 | パナソニック株式会社 | 洗濯機 |
| JP4872776B2 (ja) * | 2007-04-24 | 2012-02-08 | パナソニック株式会社 | 洗濯機 |
| KR101255882B1 (ko) * | 2008-10-10 | 2013-04-17 | 주식회사 만도 | 전동식 파워 스티어링 시스템의 인터록을 구현하기 위한 장치 |
| KR101230164B1 (ko) | 2009-09-10 | 2013-02-05 | 가부시끼가이샤 도시바 | 모터 제어 장치와 세탁기 |
| JP5495029B2 (ja) * | 2010-01-29 | 2014-05-21 | アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 | 電動機駆動装置の制御装置 |
| JP2010187537A (ja) * | 2010-06-01 | 2010-08-26 | Sharp Corp | モータ駆動装置 |
| MX2010011171A (es) | 2010-10-11 | 2012-04-13 | Mabe Sa De Cv | Control de defasamiento. |
| JP5643713B2 (ja) * | 2011-04-21 | 2014-12-17 | パナソニック株式会社 | 脱水装置 |
| JP5788287B2 (ja) * | 2011-07-06 | 2015-09-30 | 株式会社東芝 | 洗濯機 |
| JP6648255B2 (ja) * | 2015-07-31 | 2020-02-14 | ▲広▼▲東▼威▲靈▼▲電▼机制造有限公司 | ドラム式洗濯機、そのアンバランス検出方法及び装置 |
| JP2020054628A (ja) * | 2018-10-02 | 2020-04-09 | 三星電子株式会社Ｓａｍｓｕｎｇ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｃｏ．，Ｌｔｄ． | 洗濯機 |
| JP6812505B2 (ja) * | 2019-06-26 | 2021-01-13 | キヤノン株式会社 | シート搬送装置、原稿給送装置、原稿読取装置及び画像形成装置 |
-
2002
- 2002-03-13 JP JP2002068116A patent/JP3915557B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2003265883A (ja) | 2003-09-24 |
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| JP2003000986A (ja) | 洗濯機 |
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| A977 | Report on retrieval |
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