JP4238497B2 - 洗濯機のモータ駆動装置 - Google Patents
洗濯機のモータ駆動装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP4238497B2 JP4238497B2 JP2001281420A JP2001281420A JP4238497B2 JP 4238497 B2 JP4238497 B2 JP 4238497B2 JP 2001281420 A JP2001281420 A JP 2001281420A JP 2001281420 A JP2001281420 A JP 2001281420A JP 4238497 B2 JP4238497 B2 JP 4238497B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- motor
- current
- rotational speed
- control
- torque
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Landscapes
- Control Of Washing Machine And Dryer (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、インバータ回路によりモータを駆動する洗濯機のモータ駆動装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、洗濯機のモータをインバータ装置により制御して電気制動することによりブレーキの信頼性を向上させ、バンドブレーキ等の機械的ブレーキの騒音を減らすものが提案されている。
【０００３】
従来、この種の洗濯機は、特開２００１−４６７７７号公報に示すように構成していた。すなわち、モータ減速時にＰＷＭ制御による正弦波電圧位相を制御して、インバータ回路直流電源への回生エネルギーを発生させずに、発電エネルギーをモータ内部抵抗に消費させるダイナミックブレーキにより信頼性を向上させていた。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、このような従来の構成では、発電エネルギーをモータ内部抵抗にすべて消費させるための電力制御が複雑となり、さらに、モータのブレーキ電流が大きくなる割には十分な制動トルクが得られない課題があった。
【０００５】
本発明は上記従来課題を解決するもので、ブレーキトルク（負のトルク）の制御を容易にして最大ブレーキトルクを得るとともに、回生エネルギーの制御を容易にして発電エネルギーをモータ内部抵抗に消費させ、インバータ回路の直流電圧の異常上昇を防止し、さらに、モータの減速制動時の停止を確実にさせることを目的としている。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明は上記目的を達成するために、交流電源に接続された整流回路の直流電力をインバータ回路により交流電力に変換してモータに加え、モータにより撹拌翼あるいは洗濯兼脱水槽を駆動し、モータのロータ位置をロータ位置検出手段により検出し、回転数検知手段によりロータ位置検出手段の出力信号よりモータの回転数を検知し、制御手段によりインバータ回路を制御して、モータの減速制動制御時において、前記回転数検知手段により検知した回転数が、第１の所定回転数以上の場合は、弱め界磁制御を行い、前記第１の所定回転数未満で第２の所定回転数以上の場合は、磁界を変えない制御を行い、前記第２の所定回転数未満の場合は、強め界磁制御を行うようにしたものである。
【０００７】
これにより、強めの界磁制御と弱めの界磁制御を併用することにより、回生電力の制御が容易となり、発電エネルギーをモータの内部抵抗に消費させてインバータ回路の直流電圧の異常上昇を防止することができ、ブレーキトルク（負のトルク）の制御を容易にできるとともに、モータの停止を確実にして回転停止時の振動を減らすことができる。
【０００８】
【発明の実施の形態】
本発明の請求項１に記載の発明は、交流電源と、前記交流電源に接続された整流回路と、前記整流回路の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路により駆動され撹拌翼あるいは洗濯兼脱水槽を駆動するモータと、前記モータのロータ位置を検出するロータ位置検出手段と、前記ロータ位置検出手段の出力信号より前記モータの回転数を検知する回転数検知手段と、前記インバータ回路を制御する制御手段とを備え、前記制御手段は、前記モータの減速制動制御時において、前記回転数検知手段により検知した回転数が、第１の所定回転数以上の場合は、弱め界磁制御を行い、前記第１の所定回転数未満で第２の所定回転数以上の場合は、磁界を変えない制御を行い、前記第２の所定回転数未満の場合は、強め界磁制御を行うようにしたものであり、強めの界磁制御と弱めの界磁制御を併用することにより、回生電力の制御が容易となり、高速回転時には弱め磁界により発電エネルギーをモータの内部抵抗に消費させてインバータ回路の直流電圧の異常上昇を防止することができ、ブレーキトルク（負のトルク）の制御を容易にできるとともに、低速回転時には強め界磁制御によりトルク低下を防ぎモータの停止を確実にするとともに回転停止時の振動を減らすことができる。
【０００９】
請求項２に記載の発明は、上記請求項１に記載の発明において、制御手段は、モータの回転停止直前にロータ位置に対応してロータ磁極を吸着する方向に界磁電流を流すようにしたものであり、回転停止直前の振動を防ぐことができ、回転停止時にロータをホールドすることによりロータの逆転を防ぐことができる。
【００１０】
請求項３に記載の発明は、交流電源と、前記交流電源に接続された整流回路と、前記整流回路の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路により駆動され撹拌翼あるいは洗濯兼脱水槽を駆動するモータと、前記モータのロータ位置を検出するロータ位置検出手段と、前記ロータ位置検出手段の出力信号より前記モータの回転数を検知する回転数検知手段と、前記モータ電流を検出する電流検出手段と、前記インバータ回路を制御する制御手段とを備え、前記制御手段は、前記モータ電流を磁束に対応した電流成分とトルクに対応した電流成分に分解し、前記モータの減速制動制御時において、前記回転数検知手段により検知した回転数が、第１の所定回転数以上の場合は、前記トルクに対応した電流成分を回転数に対応した負の所定値に、前記磁束に対応した電流成分を回転数に対応した負の所定値に設定して制御し、前記第１の所定回転数未満で第２の所定回転数以上の場合は、前記トルクに対応した電流成分を負の一定値に、前記磁束に対応した電流成分を零に設定して制御し、前記第２の所定回転数未満の場合は、前記トルクに対応した電流成分を零あるいはわずかな負の所定値に、前記磁束に対応した電流成分を正の所定値に設定して制御するようにしたものであり、モータ電流を磁束に対応した電流成分とトルクに対応した電流成分に分解して減速制動することで、ベクトル制御によりトルクに対応した電流成分を制御することにより、最大ブレーキを得ることができるとともに、磁束に対応した電流成分を弱め、あるいは強めに制御することにより回生エネルギーを制御しインバータ回路の直流電圧の異常上昇を防止することができ、また、モータの回転停止を確実にすることができるとともに、回転停止直前の振動を防止できる。
【００１１】
請求項４に記載の発明は、上記請求項３に記載の発明において、ロータ位置検出手段の出力信号より回転数を検知する回転数検知手段を備え、制御手段は、モータの減速時に、磁束に対応した電流成分とトルクに対応した電流成分を回転数に応じて所定値となるように制御するようにしたものであり、回転数に応じてブレーキトルクとモータの内部抵抗による消費エネルギーをそれぞれ制御できるので、高回転領域における回生エネルギーの上昇と、低回転数領域におけるブレーキトルクの減少を防止することができる。
【００１２】
請求項５に記載の発明は、上記請求項３に記載の発明において、ロータ位置検出手段の出力信号より回転数を検知する回転数検知手段を備え、制御手段は、モータの減速時に、
磁束に対応した電流成分とトルクに対応した電流成分と回転数より回生電力、または電力回生条件を演算し、磁束に対応した電流成分あるいはトルクに対応した電流成分を制御するようにしたものであり、電力回生条件を演算することにより、回転数に応じた磁束に対応した電流成分を求めることができるので、演算で求めた磁束に対応した電流成分となるように制御することによりインバータ回路の直流電圧の上昇を防ぐことができる。
【００１３】
【実施例】
以下、本発明の実施例について、図面を参照しながら説明する。
【００１４】
（実施例１）
図１に示すように、交流電源１は、整流回路２に交流電力を加え、整流回路２は整流器２０とコンデンサ２１により直流電力に変換し、直流電圧をインバータ回路３に加える。
【００１５】
インバータ回路３は、６個のパワースイッチング半導体と逆並列ダイオードよりなる３相フルブリッジインバータ回路により構成し、通常、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）と逆並列ダイオードおよびその駆動回路と保護回路を内蔵したインテリジェントパワーモジュール（以下、ＩＰＭという）で構成している。インバータ回路３の出力端子にモータ４を接続し、撹拌翼（図示せず）または洗濯兼脱水槽（図示せず）を駆動する。
【００１６】
モータ４は直流ブラシレスモータにより構成し、回転子を構成する永久磁石と固定子との相対位置（回転子位置）をロータ位置検出手段４ａにより検出する。ロータ位置検出手段４ａは、通常、３個のホールＩＣにより構成し、電気角６０度毎の位置信号を検出する。電流検出手段５は、モータ４の相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出するもので、通常は直流電流を含む低周波数から測定可能な直流電流トランスを用いる。しかし、後述するように交流電流トランスでも検出可能である。また、３相モータの場合、２相の電流を求め、キルヒホッフの法則（Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０）より残りの１相を求める方法が一般的である。
【００１７】
制御手段６は、インバータ回路３を制御するもので、マイクロコンピュータと、マイクロコンピュータに内蔵したインバータ制御タイマー（ＰＷＭタイマー）、高速Ａ／Ｄ変換回路、メモリ回路（ＲＯＭ、ＲＡＭ）等により構成し、ロータ位置検出手段４ａの出力信号より電気角を検知する電気角検知手段６０と、電流検出手段５の出力信号と電気角検知手段６０の信号より磁束に対応した電流成分Ｉｄとトルクに対応した電流成分Ｉｑに分解する３相／２相ｄｑ変換手段６１と、ロータ回転数を検知する回転数検知手段６２と、静止座標系から回転座標系に変換、あるいは逆変換するのに必要な正弦波データ（ｓｉｎ、ｃｏｓデータ）を格納する記憶手段６３と、磁束に対応した電圧成分Ｖｄとトルクに対応した電圧成分Ｖｑを３相モータ駆動制御電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに変換する２相／３相ｄｑ逆変換手段６４と、３相モータ駆動制御電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに応じてインバータ回路３のＩＧＢＴのスイッチングを制御するＰＷＭ制御手段６５とを有している。
【００１８】
さらに、洗濯行程、あるいは脱水行程に応じてモータ４の回転数とトルクを制御するトルク制御手段６６と、回転数検知手段６２の出力信号に応じてモータ５の回転数を制御する回転数制御手段６７と、トルク制御手段６６と回転数制御手段６７からのｄ軸（ｄｉｒｅｃｔ−ａｘｉｓ）電流設定信号Ｉｄｓ、ｑ軸（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−ａｘｉｓ）電流設定信号Ｉｑｓと、３相／２相ｄｑ変換手段６１より演算したＩｄとＩｑを比較しモータ電流を制御するための磁束に対応した電圧成分Ｖｄとトルクに対応した電圧成分Ｖｑを演算するモータ電流制御手段６８とを有している。
【００１９】
トルクに対応したｑ軸電流Ｉｑが設定値Ｉｑｓとなるようにフィードバック制御するこ
とにより定トルク制御が可能となる。しかし、回転数が上昇するとモータ誘起電圧が上昇してトルク電流Ｉｑが増加しなくなるので、回転数に応じてｄ軸電流を負の方向に増加させるとｑ軸電流も増加させることができ、トルクを増加させることができる。
【００２０】
また、制動時にはｑ軸電流設定値Ｉｑｓを負に設定することにより負のトルク、すなわち、ブレーキトルクを発生させることができる。ベクトル制御によりブレーキトルクを一定に制御することも可能となるので、制御プログラムを通常駆動と制動駆動を共用化し、単にｑ軸電流設定値Ｉｑｓ、ｄ軸電流設定値Ｉｄｓを変更するだけでよい。通常駆動は、ｑ軸電流マイナーループの回転数フィードバック制御、制動時には、設定回転数は零となりｑ軸電流フィードバック制御でよい。
【００２１】
ただし、回転数に応じてｄ軸電流を制御しなければ回生エネルギーが発生し、インバータ直流電圧が異常上昇してパワー半導体、あるいは電解コンデンサ２１が破壊する。
【００２２】
図２は通常駆動時の各部の波形関係を示し、ロータ位置検出手段４ａの出力信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３のエッジ信号は６０度毎に変化して、各部状態信号より３６０度を６分割した角度が判別できる。信号Ｈ１がローからハイとなるハイエッジを基準電気角０度として示し、モータ４のＵ相巻線誘起電圧Ｅｃは、基準信号Ｈ１から３０度遅れた波形となる。Ｕ相モータ電流Ｉｕとモータ誘起電圧Ｅｃの位相を同じにすると最大効率が得られる。モータ誘起電圧Ｅｃがｑ軸と同等軸となり、ｄ軸は９０度遅れている。ｑ軸電流はモータ誘起電圧位相と同相なのでトルク電流と呼ばれる。
【００２３】
図２において、Ｕ相モータ電流Ｉｕは、Ｕ相巻線誘起電圧Ｅｃよりわずかに進み、モータ印加電圧ＶｕはＵ相巻線誘起電圧Ｅｃより３０度進んだ波形を示す。ｖｃはＰＷＭ制御手段６５内で生成される鋸歯状波形のキャリヤ信号で、ｖｕは正弦波状のＵ相制御電圧でキャリヤ信号ｖｃとＵ相制御電圧ｖｕを比較したＰＷＭ信号ｕをＰＷＭ制御手段６５内で発生させ、インバータ回路３のＵ相上アームトランジスタの制御信号として加える。
【００２４】
ｃｋはキャリヤ信号ｖｃの同期信号で、キャリヤカウンタがカウントアップしてオーバーフローしたときの割込信号である。モータ３のロータ磁石軸とステータの磁束軸が一致した電気角をｄ軸として基準電気角０度として静止座標系から回転座標系への座標変換、すなわち、ｄｑ変換を行うので、電気角検知手段６０は、ロータ位置検出手段４ａの出力信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３より３０度、９０度、１５０度等の電気角を検知し、６０度毎以外は推定により電気角θを求める。
【００２５】
一般的に、界磁磁束に対応した電流成分をｄ軸電流Ｉｄと呼び、永久磁石の磁束と界磁の磁束が同軸上で永久磁石が界磁に吸引された状態なのでトルクは零となる。よって、一般的に、ロータの磁極がｄ軸上のときには界磁電流が零となるように制御する。また、ｄ軸から電気角で９０度の角度で誘起電圧位相と同じ位相となりトルク最大となる軸をｑ軸と呼び、トルクに対応した電流成分なのでｑ軸電流Ｉｑと呼ぶ。
【００２６】
さらに、ｄ軸電流を負の方向に増加させるとｄ軸上の界磁磁束を弱めることと等価となるので弱め界磁制御と呼ばれる。逆に、ｄ軸電流を正の方向に増加させるとｄ軸上の界磁磁束を強めることと等価となり、界磁と磁石間に吸引力が働くので強め界磁制御と呼ばれる。誘起電圧位相よりもモータ電流位相を進めると弱め界磁制御となり、逆にモータ電流位相を遅らすと強め界磁制御と呼ばれる。また、ｄ軸電流とｑ軸電流に分解してそれぞれ独立に制御するのでベクトル制御と呼ばれる。
【００２７】
図３は制動時の各部の波形関係を示し、正常駆動からほぼ１８０度位相をずらすと制動トルクが発生する。すなわち、誘起電圧Ｅｃが最大となるｑ軸にて負の最大電流に制御す
ると負のトルクが発生して制動運転にすることができる。
【００２８】
図４は通常運転時のｄｑ座標における電流ベクトルを示し、ｑ軸電流を正に設定し、ｄ軸電流を負に設定して弱め界磁制御した場合を示す。電流位相は誘起電圧位相に対し進角となる。ロータ表面に磁石を接着させた非磁気突極型のモータでは、ｄ軸電流を零に設定すると最大効率運転が可能となる。
【００２９】
図５は制動運転時の電流ベクトルを示し、Ｉ１は制動初期の電流ベクトルを示し、Ｉ２は制動開始してから回転数が低下した時の電流ベクトル、Ｉ３は回転停止前の電流ベクトルを示す。制動初期には、ｑ軸電流、ｄ軸電流を負に設定し、かつ、ｄ軸電流をｑ軸電流に比べて大きく設定し回生エネルギーが発生しないようにする。また、ｄ軸電流が正で、ｑ軸電流が負の領域においては誘起電圧が高い場合、回生エネルギーが非常に大きくなりモータコイルで発電エネルギーを消費させることは困難である。よって、洗濯機の制動運転は必ずＩｄが負の領域、あるいはほぼ零の領域で減速制動させるように制御する。
【００３０】
また、回転停止直前には、ｑ軸電流を減らしてわずかな負のトルクとし、ｄ軸電流を正に設定して強め界磁に制御する。こうすることにより、強め界磁制御によりロータ磁極が界磁に吸着する力が働き、ロータは振動なしで静かに停止する。
【００３１】
図１における３相／２相ｄｑ変換手段６１は、モータ電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを（数１）によりｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑに変換するもので、電気角θに対応して検出したモータ電流瞬時値よりＩｄ、Ｉｑを演算する。
【００３２】
【数１】
【００３３】
記憶手段６３には、図６に示すｓｉｎθとｃｏｓθのデータを記憶しているので、電気角データに対応したデータを呼び出して積和演算を行うことによりｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑに分解できる。
【００３４】
電気角θの検知とモータ電流瞬時値の検出はキャリヤ信号に同期して行うもので、後ほどフローチャートに従い詳細な説明を行う。なお、電気角θの基準はｄ軸を基準として計算する。図２および図３に示す電気角はＨ１を基準としているが、実際はｄ軸基準なので、Ｈ１のローエッジが３０度進角で、Ｈ３のハイエッジがｑ軸となり９０度進角として演算する。
【００３５】
回転数検知手段６２は、ロータ位置検出手段４ａの出力基準信号Ｈ１よりモータ回転数を検知し、回転数信号をトルク制御手段６６、回転数制御手段６７に加える。トルク制御手段６６は、通常駆動時にはモータ３の回転数の設定、および回転数に応じたｄ軸電流の設定を行い、回転数制御手段６７に回転数設定信号Ｎｓを加え、モータ電流制御手段６８
にｄ軸設定信号Ｉｄｓを加える。
【００３６】
回転数制御手段６７は、検知回転数Ｎと回転数設定信号Ｎｓを比較する回転数比較手段６７ａと、回転数Ｎと設定回転数Ｎｓとの誤差信号ΔＮと、回転数の変化率（加速度）に応じてｑ軸電流設定値Ｉｑｓを制御するトルク電流設定手段６７ｂより構成し、モータ４のトルクに対応したｑ軸電流Ｉｑが設定値Ｉｑｓとなるように制御する。制動時には、回転数制御ではなく負のトルク制御を行い、モータ電流制御手段６８のｑ電流設定値を所定の負のトルク電流（−Ｉｑｓ）とし、ｄ軸電流設定値も所定の値（−Ｉｄｓ）とする。
【００３７】
モータ電流制御手段６８は、３相／２相ｄｑ変換手段６１の出力信号Ｉｑ、Ｉｄと設定信号Ｉｑｓ、Ｉｄｓをそれぞれ比較して制御電圧信号Ｖｑ、Ｖｄを出力するもので、ｑ軸電流比較手段６８ａ、ｑ軸電圧設定手段６８ｂ、ｄ軸電流比較手段６８ｃ、ｄ軸電圧設定手段６８ｄより構成し、ｑ軸電流とｄ軸電流をそれぞれ制御する電圧信号Ｖｑ、Ｖｄを生成する。
【００３８】
２相／３相ｄｑ逆変換手段６４は、電圧信号Ｖｑ、Ｖｄより３相モータ駆動制御電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを（数２）により演算するもので、キャリヤ信号に同期して、電気角検知手段６０により検知した電気角θに対応した正弦波状の信号をＰＷＭ制御手段６５に加える。記憶手段６３に記憶したｓｉｎθ、ｃｏｓθの積和演算の方法は、３相／２相ｄｑ変換手段６１の演算とほぼ同じである。
【００３９】
【数２】
【００４０】
上記構成において動作を説明する。図７は、本発明による洗い行程のフローチャートで、ステップ１００より洗い行程を開始し、ステップ１０１にて洗い行程の各種初期設定を行い、つぎにステップ１０２に進んで洗濯兼脱水槽内の布量検知を行う。布量検知の方法は、通常、モータ４より撹拌翼を駆動してモータ４の回転数の立ち上がり速度、あるいは、モータ４を駆動停止した後のモータ４の惰性回転数を検知することにより布量を検知する。
【００４１】
つぎに、ステップ１０３に進んで布量に応じた水位、水流等を設定し、ステップ１０４に進んで給水弁（図示せず）を駆動し、つぎにステップ１０５に進んで洗濯兼脱水槽内の水位が設定水位に達したかどうか判定する。設定水位に達するとステップ１０６に進んで給水弁をオフし、達しなければ給水弁をオンしつづける。
【００４２】
ステップ１０７より撹拌行程に入り、ステップ１０７にて正転か反転かのフラグを判定し、正転ならばステップ１０８に進んでモータ正転駆動を行い、反転ならば、ステップ１
０９に進んでモータ正転駆動を行う。モータ駆動の詳細フローチャートについては、図９のモータ駆動サブルーチンで説明する。
【００４３】
モータ駆動サブルーチンを実行して所定時間撹拌翼を回転させた後、ステップ１１０に進んで正反転フラグを制御し、つぎにステップ１１１に進んで所定時間モータ４を停止させた後、ステップ１１２に進んで洗い撹拌行程が終了したかどうか判定し、洗い行程終了ならば次行程に進み、終了しなければステップ１０７に戻る。ステップ１１１のモータ停止の前に減速制動を行う場合があり、その時には後述する減速方法を用いる。
【００４４】
図８は、脱水行程のフローチャートで、ステップ１２０より脱水行程を開始し、ステップ１２１で脱水行程の最大設定回転数Ｎｓｍａｘ、あるいは、脱水回転数の立ち上げ速度等の各種初期設定を行い、つぎにステップ１２２に進んで回転数設定を行い、時間とともに設定回転数を高くする制御を行う。設定回転数には上限値が設けられており、上限値Ｎｓｍａｘ以上の回転数には設定されない。
【００４５】
つぎに、ステップ１２３に進み、設定回転数に応じてｄ軸電流を設定変更する。高回転数で駆動するためには弱め界磁制御を行い、ｄ軸電流は負に設定する。つぎに、ステップ１２４に進んで、図９に示すモータ駆動サブルーチンを実行し、つぎに、ステップ１２５は脱水行程の終了判定で、終了ならばステップ１２６に進んで減速制動設定を行う。
【００４６】
ステップ１２６は、制動行程の各種初期設定を行うもので、ｄ軸電流とｑ軸電流の初期設定を行い弱め界磁に設定し、回転数制御ではなくトルク電流制御に設定する。基本的には、モータ駆動サブルーチンの中でｄ軸電流を負に設定する弱め界磁制御とし、トルク指令を負にするだけでよい。図５のベクトル図で述べたように、ｄ軸電流、ｑ軸電流を負に設定し、制動初期値のｄ軸電流はｑ軸電流より大きく設定する。
【００４７】
つぎに、ステップ１２７に進み、回転数に応じてｄ軸電流、ｑ軸電流を変更する。このとき、基本的にはｑ軸電流は一定値で制御してよいが、図１３に示すように、回転数に応じてｑ軸電流設定値、ｄ軸電流設定値を変更すると、高回転領域におけるインバータ回路３への電力回生を防ぎ、低回転数領域におけるトルク低下を防ぐことができる。
【００４８】
つぎに、ステップ１２８に進んでモータ駆動サブルーチンを実行し、つぎにステップ１２９に進んで回転数Ｎが最小回転数Ｎｍｉｎ以下かどうか判定する。回転数がＮｍｉｎ以下ならばステップ１３０に進んで、ｑ軸電流をほぼ零または負の小さな値に設定し、ｄ軸電流を正にして強め界磁制御を行う。つぎにステップ１３１に進んで回転数Ｎがほとんど零になったかどうか判定し、零ならば次行程に進み、零でなければステップ１２７に戻る。
【００４９】
つぎに、図９により、モータ駆動サブルーチンについて説明する。ステップ２００よりモータ駆動サブルーチンが開始する。ステップ２０１はサブルーチン実行の最初に判断する初期判定で、起動あるいは制動初期を判定し、Ｙｅｓならばステップ２０２に進み、各種初期設定を行うもので、メインルーチンからのパラメータの受け渡しと各種設定を実行し、つぎにステップ２０３に進んで回転起動制御あるいは制動初期制御を行う。ステップ２０２、２０３は最初に一回だけ実行する。
【００５０】
起動制御は、回転数フィードバック制御ができない起動時に、所定のモータ印加電圧に設定して１２０度通電するものであり、低いモータ印加電圧から高い電圧まで時間経過とともに電圧を上昇させるソフトスタートを行う。制動運転の場合には負のｄ軸電流を増やして、負のｑ軸電流を減らし、急激なブレーキトルクが加わらないようなソフトスタートを行う。
【００５１】
つぎに、ステップ２０４に進んでキャリヤ信号割込の有無を判定する。キャリヤ信号割込とは、ＰＷＭ制御手段６５のキャリヤカウンタがオーバーフローすると発生する割込信号ｃｋにより実行するもので、ステップ２０５に進んでキャリヤ信号割込サブルーチンを実行する。
【００５２】
図１０は、キャリヤ信号割込サブルーチンの詳細フローチャートを示し、ステップ３００よりサブルーチンが開始し、ステップ３０１にて割込信号ｃｋをカウントする。つぎにステップ３０２に進んでロータ位置電気角θを演算する。ロータ位置信号θは、別途求めたキャリヤ信号１周期当たりの電気角Δθとキャリヤカウンタのカウント値ｋを掛けた値ｋ・Δθを、ロータ位置検出手段４ａより検知できる６０度毎の電気角φを加えることで推定する。
【００５３】
モータ４を８極、キャリヤ周波数を１５．６ｋＨｚ、回転数を９００ｒ／ｍとすると、モータ駆動周波数は６０Ｈｚとなり、電気角６０度内のキャリヤカウンタカウント値ｋは約４３となる。よって、Δθは約１．４度となる。モータ回転数が低い程、電気角６０度内のカウント値ｋは高くなり、演算上の電気角検知分解能は向上するので、回転数が低く精度が要求される場合でも問題はないことがわかる。
【００５４】
つぎに、ステップ３０３に進んでモータ電流Ｉｕ、Ｉｖを検出する。電流検出１回ではノイズが含まれる可能性があるので、ステップ３０４に進んで再度検出し、ステップ３０５にて平均値を求めてノイズを除去し、Ｉｗ＝−（Ｉｕ＋Ｉｖ）よりモータ電流Ｉｗを演算する。
【００５５】
つぎに、ステップ３０６に進んで電気角θとモータ電流より（数１）に示した演算を行い、３相／２相ｄｑ変換を行い、ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑを求める。つぎにステップ３０７に進んでＩｄ、Ｉｑをメモリし、別途回転数制御データとして用いる。
【００５６】
つぎに、ステップ３０８に進んでｄ軸制御電圧Ｖｄ、ｑ軸制御電圧Ｖｑを呼び出し、ステップ３０９に進んで（数２）に従い、２相／３相ｄｑ逆変換を行い、３相制御電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗを求める。この逆変換は、ステップ３０６と同じように記憶手段６３の電気角に対応したｓｉｎθ、ｃｏｓθデータを用い、積和演算を高速で行う。つぎに、ステップ３１０に進んで３相制御電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗに対応したＰＷＭ制御を行い、ステップ３１１に進んでサブルーチンをリターンする。
【００５７】
ＰＷＭ制御は、図２でも説明したように、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相各相に対応して、鋸歯状波（又は三角波）のキャリヤ信号と制御電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗを比較してインバータ回路３のＩＧＢＴオンオフ制御信号を発生させ、モータを正弦波駆動するもので、上アームトランジスタと下アームトランジスタの信号は逆転された波形で、上アームトランジスタの導通比を増加させると出力電圧は正電圧が増加し、下アームトランジスタの導通比を増加させると出力電圧は負電圧が増加する。導通比を５０％にすると出力電圧は零となる。
【００５８】
電気角θに対応して制御電圧を正弦波状に変化させると正弦波状の電流が流れる。正弦波駆動の場合、トランジスタの導通比を最大値１００％にした時、出力電圧は最大となり変調度Ａｍは１００％で、導通比の最大値を５０％にした時、出力電圧は最低となり変調度Ａｍは０％と呼ぶ。
【００５９】
図９に戻って、キャリヤ信号割込サブルーチンを実行した後、ステップ２０６に進み、位置信号割込の有無を判定する。位置信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３のいずれかの信号が変化すると割込信号が発生し、ステップ２０７に進んで図１１に示した位置信号割込サブルーチン
を実行する。図２に示すように、電気角６０度毎に割込信号が発生する。
【００６０】
図１１は、位置信号割込サブルーチンの詳細フローチャートで、ステップ４００より位置信号割込サブルーチンが開始し、ステップ４０１に進んで位置信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３を入力し、つぎにステップ４０２に進んで位置信号よりロータ電気角θｃを検出する。
【００６１】
つぎに、ステップ４０３に進んでキャリヤ信号割込サブルーチンでカウントしているカウント値ｋをｋｃにメモリし、ステップ４０４に進んでカウント値ｋをクリヤし、ステップ４０５に進み、電気角６０度間のキャリヤカウンタカウント値ｋｃより１キャリヤの電気角Δθを演算する。
【００６２】
つぎに、ステップ４０６に進んで基準位置信号Ｈ１による割込信号かどうかを判定し、基準位置信号割込ならばステップ４０７に進んで回転周期測定タイマーのカウント値Ｔを周期Ｔｏとしてメモリーし、ステップ４０８に進んでタイマーＴをクリヤし、ステップ４０９に進んでモータ回転数Ｎを演算する。つぎに、ステップ４１０に進んで回転周期測定タイマーのカウントを開始させ、ステップ４１１に進んでサブルーチンをリターンする。
【００６３】
回転周期測定タイマーの検知分解能を８ｂｉｔ精度にすると、クロックは６４μｓとなり、キャリヤ信号をクロックに使用できるが、回転制御性能を向上させるためには回転周期検知分解能を向上させる必要があり、クロックの周期は１〜１０μｓに設定する必要がある。この場合には、マイクロコンピュータのシステムクロックを分周してクロックに使用する。
【００６４】
また、回転数が低い場合には、位置信号割込毎のキャリヤカウント値ｋｃから回転数を判定できる。特に、回転数が低下した場合、回転停止寸前の最小回転数Ｎｍｉｎを判定する場合には、基準位置信号Ｈ１よりも電気角６０度毎に発生する位置信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３の全ての位置信号を用いると低速分解能がよくなる。よって、回転数がほぼ零か、あるいはＮｍｉｎかの判定はキャリヤカウント値ｋｃが所定値以上かどうか判定する方がよい。
【００６５】
図９において、位置信号割込サブルーチン２０７を実行した後、ステップ２０８に進み回転数制御サブルーチンを実行する。回転数制御サブルーチンの詳細は図１２に示す。
【００６６】
図１２において、ステップ５００より回転数制御サブルーチンが開始し、ステップ５０１にてモータ回転数Ｎを呼び出し、ステップ５０２に進んで通常駆動か減速制動かのフラグ判定する。通常駆動ならばステップ５０３に進み設定回転数と検知回転数の誤差によりｑ軸電流を制御してトルク制御を行い、減速制動ならばステップ５０４に進んで負のトルク制御、すなわち、ブレーキトルク制御のためにｑ軸電流を−Ｉｑｓに設定する。
【００６７】
つぎに、ステップ５０５に進んで３相／２相ｄｑ変換手段６１より求めたｄ軸電流Ｉｄを呼び出し、ステップ５０６にてＩｄとＩｄｓの大小比較判定を行い、ｄ軸電流Ｉｄが設定値Ｉｄｓよりも大きければステップ５０７に進んでｄ軸制御電圧Ｖｄを減らし、ｄ軸電流Ｉｄが設定値Ｉｄｓよりも小さければステップ５０８に進んでｄ軸制御電圧Ｖｄを増やす。
【００６８】
つぎに、ステップ５０９に進んで３相／２相ｄｑ変換手段６１より求めたｑ軸電流Ｉｑを呼び出し、ステップ５１０にてＩｑとＩｑｓの大小比較判定を行い、ｑ軸電流Ｉｑが設定値Ｉｑｓよりも大きければステップ５１１に進んでｑ軸制御電圧Ｖｑを減らし、ｑ軸電流Ｉｑが設定値Ｉｑｓよりも小さければステップ５１２に進んでｑ軸制御電圧Ｖｑを増やす。つぎに、ステップ５１３に進んで演算されたｄ軸制御電圧Ｖｄ、ｑ軸制御電圧Ｖｑを
それぞれメモリし、ステップ５１４に進んでサブルーチンをリターンする。
【００６９】
ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑは、ほぼキャリヤ信号毎に変換するので、トルクリップルも含めて変動が大きい。変換したｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑと設定値Ｉｄｓ、Ｉｑｓをキャリヤ毎に比較判断制御すると変動要素が大きく制御が安定しないので、平均化するなどの積分要素を加える必要がある。
【００７０】
よって、回転制御サブルーチンは、図９に示すように、キャリヤ信号割込サブルーチン、あるいは、位置信号割込サブルーチンの中で実行せず、モータ駆動制御の中で独立に実行させる。ただし、回転制御の応答速度を速めるために、位置信号割込サブルーチンの中で行う方法も考えられるが、回転数が低い場合には逆に応答が遅くなる欠点がある。
【００７１】
図１３は、前述したようにｑ軸電流（−Ｉｑ）とｄ軸電流（−Ｉｄ）を回転数に応じて変化させる特性図を示している。モータ誘起電圧Ｅｃは回転数に比例し、発電エネルギーＰｇは、ｑ軸電流と誘起電圧に比例するので（Ｐｇ＝−Ｉｑ・Ｅｃ）、回転数が高い場合にはｑ軸電流（−Ｉｑ）を減らし、ｄ軸電流（−Ｉｄ）を負の方向に増やす。ｄ軸電流を負の方向に増やすことは弱め界磁制御を意味し、誘起電圧に対しモータ電流ベクトルを進角させることを意味する。
【００７２】
回転数が低下して発電エネルギーＰｇが低下すると、モータ電流Ｉのｄ軸成分を零にしてもモータコイル抵抗Ｒによる損失Ｐｌｏｓｓ（Ｉ・Ｉ・Ｒ）が発電エネルギーＰｇよりも大きいので、回転数Ｎ２以下ではｄ軸電流を零に制御できる。ｄ軸電流を零にできる条件は、発電エネルギーＰｇ（−Ｉｑ・Ｅｃ）とモータコイル損失Ｐｌｏｓｓの和（Ｉ・Ｉ・Ｒ−Ｉｑ・Ｅｃ）がちょうど零となる条件なので、モータ電流Ｉの自乗は、ｑ軸電流の自乗とｄ軸電流の自乗の和と等しいことより（数３）が導かれる。
【００７３】
【数３】
【００７４】
ｄ軸電流Ｉｄを零にするためには、Ｉｑ＝Ｅｃ／Ｒ、あるいは、Ｅｃ＝Ｉｑ・Ｒの条件を満たせばｄ軸電流Ｉｄを零にできこの時にブレーキ効率を最大にできる。
【００７５】
回転が停止する直前、すなわち、回転数がＮｍｉｎ以下になると、ｑ軸電流をほぼ零、あるいはわずかな負にしてブレーキトルクをほとんど零にし、ｄ軸電流Ｉｄを正にして強め界磁制御を行うことによりロータ磁極とステータ界磁間に吸引力が働き停止時の振動を防いで静かに停止させることができる。
【００７６】
図１４は、モータ電流Ｉｍとモータ印加電圧Ｖｍをｄ軸とｑ軸に分解したベクトル図で、モータ電流Ｉｍとモータ印加電圧Ｖｍの積がインバータ回路３からモータ４へ加わるエネルギーで、モータ電流Ｉｍとモータ印加電圧Ｖｍの角度（α＋β）をφとすると、Ｐ＝Ｉｍ・Ｖｍ・ｃｏｓφがインバータ回路からモータ４へ供給される有効エネルギーである。
【００７７】
ここで、φが９０度以内ならば正のエネルギーとなり、インバータ回路３からモータ４側にエネルギーが供給され、モータ４の発電エネルギー（Ｐｇ＝−Ｉｑ・Ｅｃ）はブレーキトルクとなり、モータ内部抵抗で発電エネルギーが消費されるが、φが９０度以上になると負のエネルギーとなり、モータ４からインバータ回路３側にエネルギーが回生される。
【００７８】
ｃｏｓφ＝ｃｏｓ（α＋β）＝ｃｏｓα・ｃｏｓβ−ｓｉｎα・ｓｉｎβ＝（Ｉｑ・Ｖｑ−Ｉｄ・Ｖｄ）／（Ｉｍ・Ｖｍ）となるので、Ｐ＝Ｉｑ・Ｖｑ−Ｉｄ・Ｖｄとなる。すなわち、ｑ軸電力とｄ軸電力の差よりモータ電力を演算でき、モータ電力が零の場合は、モータコイル消費電力と、モータ発電エネルギーがバランスし、モータ電力Ｐが正の場合は、コイル消費電力が大きく、逆に、負になると発電エネルギーが大きく回生エネルギーが発生する。よって、モータ電力Ｐの大小判定によりエネルギーバランスを検出できる。
【００７９】
図１４のベクトル図において、Ｉｑ・Ｖｑは正となるが、Ｉｄ・Ｖｄは負となり、Ｉｄは負なのでＶｄを正の方向に大きくするとＰが負となり回生動作となる。よって、ｑ軸電流Ｉｄ、ｄ軸電流Ｉｄが負となる制動時には、ｄ軸電圧Ｖｄを正方向に大きくさせると回生動作となるので、ｄ軸電圧Ｖｄ、あるいは、ｄ軸電流Ｉｄを制御することにより回生エネルギーを制御できることがわかる。
【００８０】
いいかえれば、電圧ベクトルＶｍを反時計方向に回転させるとエネルギーが回生し、時計方向に回転させるとモータでエネルギーが消費される。ｄ軸方向の電圧又は電流を制御し、電力Ｐの増減を演算すれば回生させずにモータでエネルギーを消費させることができる。
【００８１】
このように、ベクトル制御することにより、インバータ回路３側にエネルギー回生させずに最大ブレーキトルクを得ることができる。
【００８２】
（実施例２）
図１５は、本発明による減速方法の第２の実施例で、図８に示す減速行程の他の実施例のフローチャートを示す。ステップ６００より減速行程が開始し、ステップ６０１にて減速設定を行い弱め界磁制御に設定する。ステップ６０１からステップ６０４までは、図８に示すステップ１２６からステップ１２９と基本的に同じなので説明を省略する。ただし、ステップ６０２においては回転数より誘起電圧Ｅｃを推定し、（数３）より回生電力が発生しないｄ軸電流を求めてｄ軸電流、ｑ軸電流を制御する。
【００８３】
ステップ６０４にて回転数Ｎが最低回転数Ｎｍｉｎ以下かどうか判定し、Ｙならばステップ６０５に進んでロータ位置検出を行う。つぎにステップ６０６に進んで位置信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３のエッジを検出し、位置検出信号有りならばステップ６０７に進んで直流ブレーキをかける。
【００８４】
直流ブレーキの駆動方法は、基本的には強め界磁制御と同じであり、ロータの永久磁石とステータ間を吸着させる方向に界磁電流を流すものである。図１６には、８極直流ブラシレスモータの模擬的な断面図を示し、ステータ４０の界磁巻線をＵ、Ｖ、Ｗで表し、ロータ４１の磁極をＮ、Ｓで表している。Ｕ、Ｖ、Ｗの界磁巻線（４０ａ、４０ｂ、４０ｃ）の間にロータ位置検出手段４ａ（Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３）を設けている。
【００８５】
（表１）は、ロータの位置に応じて界磁電流をどのように制御するかを示したもので、（１）から（６）のロータ位置状態に応じて、位置信号（Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３）、ＵＶＷ各界磁の磁気方向（Ｎ、Ｓ）３相ブリッジインバータのＵＶＷ上アーム駆動信号（Ｕｐ、Ｖｐ、Ｗｐ）と下アーム駆動信号（Ｕｎ、Ｖｎ、Ｗｎ）を示している。
【００８６】
【表１】
【００８７】
図１６は状態（１）を示し、ロータ磁石に対応してステータ界磁を吸着させるように、Ｕ相磁極はＳ極、Ｗ相磁極はＮ極となるように制御する。ただし、この時、位置信号Ｈ１は状態（６）に示す０になる場合もあり、状態（６）に戻ってＶ相に電流を流すと回転トルクが発生するので、状態（６）から状態（１）に移行した時点で電流はＵ相Ｗ相に固定する。すなわち、回転数が低下した時点で、ロータ位置に対応した２相の強め界磁制御とし、回転磁界が発生しないように界磁電流を固定する直流ブレーキに制御する。
【００８８】
ステップ６０８は回転数が零となったことを判定して次行程に移行するかどうか判定するもので、直流ブレーキの停止判定となる。ロータ停止状態にて直流ブレーキ電流を流すとロータ４１が固定され振動が減少する特徴があるが、モータコイルが発熱するので、発熱が問題ない範囲で電流を制限する必要がある。
【００８９】
以上のように、本発明によれば、減速制動初期に弱め界磁制御を行うことにより、モータ発電エネルギーをモータコイルに消費させるので、インバータ直流電源への電力回生がなく、インバータ回路部品の信頼性を向上することができる。また、回転数に応じて電流ベクトルを制御できるので、電力回生させずに最大制動トルクを得ることができる。また、回転停止直前に強め界磁制御を行うことにより制動トルク変動を減らすことができ停止時の振動を防ぐことができる。
【００９０】
【発明の効果】
以上のように本発明の請求項１に記載の発明によれば、交流電源と、前記交流電源に接続された整流回路と、前記整流回路の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路により駆動され撹拌翼あるいは洗濯兼脱水槽を駆動するモータと、前記モータのロータ位置を検出するロータ位置検出手段と、前記ロータ位置検出手段の出力信号より前記モータの回転数を検知する回転数検知手段と、前記インバータ回路を制御する制御手段とを備え、前記制御手段は、前記モータの減速制動制御時において、前記回転数検知手段により検知した回転数が、第１の所定回転数以上の場合は、弱め界磁制御を行い、前記第１の所定回転数未満で第２の所定回転数以上の場合は、磁界を変えない制御を行い、前記第２の所定回転数未満の場合は、強め界磁制御を行うようにしたから、強めの界磁制御と弱めの界磁制御を併用することにより、回生電力の制御が容易となり、高速回転時には弱め磁界により発電エネルギーをモータの内部抵抗に消費させてインバータ回路の直流電圧の異常上昇を防止することができ、ブレーキトルク（負のトルク）の制御を容易にできるとともに、低速回転時には強め界磁制御によりトルク低下を防ぎモータの停止
を確実にするとともに回転停止時の振動を減らすことができる。
【００９１】
また、請求項２に記載の発明によれば、制御手段は、モータの回転停止直前にロータ位置に対応してロータ磁極を吸着する方向に界磁電流を流すようにしたから、回転停止直前の振動を防ぐことができ、回転停止時にロータをホールドすることによりロータの逆転を防ぐことができる。
【００９２】
また、請求項３に記載の発明によれば、交流電源と、前記交流電源に接続された整流回路と、前記整流回路の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路により駆動され撹拌翼あるいは洗濯兼脱水槽を駆動するモータと、前記モータのロータ位置を検出するロータ位置検出手段と、前記ロータ位置検出手段の出力信号より前記モータの回転数を検知する回転数検知手段と、前記モータ電流を検出する電流検出手段と、前記インバータ回路を制御する制御手段とを備え、前記制御手段は、前記モータ電流を磁束に対応した電流成分とトルクに対応した電流成分に分解し、前記モータの減速制動制御時において、前記回転数検知手段により検知した回転数が、第１の所定回転数以上の場合は、前記トルクに対応した電流成分を回転数に対応した負の所定値に、前記磁束に対応した電流成分を回転数に対応した負の所定値に設定して制御し、前記第１の所定回転数未満で第２の所定回転数以上の場合は、前記トルクに対応した電流成分を負の一定値に、前記磁束に対応した電流成分を零に設定して制御し、前記第２の所定回転数未満の場合は、前記トルクに対応した電流成分を零あるいはわずかな負の所定値に、前記磁束に対応した電流成分を正の所定値に設定して制御するようにしたから、モータ電流を磁束に対応した電流成分とトルクに対応した電流成分に分解して減速制動することで、ベクトル制御によりトルクに対応した電流成分を制御することにより、最大ブレーキを得ることができるとともに、磁束に対応した電流成分を弱め、あるいは強めに制御することにより回生エネルギーを制御しインバータ回路の直流電圧の異常上昇を防止することができ、また、モータの回転停止を確実にすることができるとともに、回転停止直前の振動を防止できる。
【００９３】
また、請求項４に記載の発明によれば、制御手段は、モータの回転停止直前に磁束に対応した電流成分を強めに制御し、トルクに対応した電流をほぼ零、あるいはわずかな負の電流に制御するようにしたから、トルク電流を減らして強め界磁制御することにより、回転停止直前の振動を防止でき、確実にモータを停止させることができる。
【００９４】
また、請求項５に記載の発明によれば、ロータ位置検出手段の出力信号より回転数を検知する回転数検知手段を備え、制御手段は、モータの減速時に、磁束に対応した電流成分とトルクに対応した電流成分を回転数に応じて所定値となるように制御するようにしたから、回転数に応じてブレーキトルクとモータの内部抵抗による消費エネルギーをそれぞれ制御できるので、高回転領域における回生エネルギーの上昇と、低回転数領域におけるブレーキトルクの減少を防止することができる。
【００９５】
また、請求項６に記載の発明によれば、ロータ位置検出手段の出力信号より回転数を検知する回転数検知手段を備え、制御手段は、モータの減速時に、磁束に対応した電流成分とトルクに対応した電流成分と回転数より回生電力、または電力回生条件を演算し、磁束に対応した電流成分あるいはトルクに対応した電流成分を制御するようにしたから、電力回生条件を演算することにより、回転数に応じた磁束に対応した電流成分を求めることができるので、演算で求めた磁束に対応した電流成分となるように制御することによりインバータ回路の直流電圧の上昇を防ぐことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の第１の実施例の洗濯機のモータ駆動装置のブロック図
【図２】 同洗濯機のモータ駆動装置の通常駆動時のタイムチャート
【図３】 同洗濯機のモータ駆動装置の減速制動時のタイムチャート
【図４】 同洗濯機のモータ駆動装置の通常駆動時のモータ電流ベクトル図
【図５】 同洗濯機のモータ駆動装置の減速制動時のモータ電流ベクトル図
【図６】 同洗濯機のモータ駆動装置の記憶手段の電気角に対応するメモリデータを示す図
【図７】 同洗濯機のモータ駆動装置の洗い行程のフローチャート
【図８】 同洗濯機のモータ駆動装置の脱水行程のフローチャート
【図９】 同洗濯機のモータ駆動装置のモータ駆動サブルーチンのフローチャート
【図１０】 同洗濯機のモータ駆動装置のキャリヤ信号割込サブルーチンのフローチャート
【図１１】 同洗濯機のモータ駆動装置の位置信号割込サブルーチンのフローチャート
【図１２】 同洗濯機のモータ駆動装置の回転数制御サブルーチンのフローチャート
【図１３】 同洗濯機のモータ駆動装置のモータ回転数とｄ軸電流設定値、ｑ軸電流設定値の関係図
【図１４】 同洗濯機のモータ駆動装置のモータ電流とモータ電圧のベクトル図
【図１５】 本発明の第２の実施例の洗濯機のモータ駆動装置の減速行程のフローチャート
【図１６】 同洗濯機のモータ駆動装置のモータの構成図
【符号の説明】
１ 交流電源
２ 整流回路
３ インバータ回路
４ モータ
４ａ ロータ位置検出手段
６ 制御手段
【発明の属する技術分野】
本発明は、インバータ回路によりモータを駆動する洗濯機のモータ駆動装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、洗濯機のモータをインバータ装置により制御して電気制動することによりブレーキの信頼性を向上させ、バンドブレーキ等の機械的ブレーキの騒音を減らすものが提案されている。
【０００３】
従来、この種の洗濯機は、特開２００１−４６７７７号公報に示すように構成していた。すなわち、モータ減速時にＰＷＭ制御による正弦波電圧位相を制御して、インバータ回路直流電源への回生エネルギーを発生させずに、発電エネルギーをモータ内部抵抗に消費させるダイナミックブレーキにより信頼性を向上させていた。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、このような従来の構成では、発電エネルギーをモータ内部抵抗にすべて消費させるための電力制御が複雑となり、さらに、モータのブレーキ電流が大きくなる割には十分な制動トルクが得られない課題があった。
【０００５】
本発明は上記従来課題を解決するもので、ブレーキトルク（負のトルク）の制御を容易にして最大ブレーキトルクを得るとともに、回生エネルギーの制御を容易にして発電エネルギーをモータ内部抵抗に消費させ、インバータ回路の直流電圧の異常上昇を防止し、さらに、モータの減速制動時の停止を確実にさせることを目的としている。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明は上記目的を達成するために、交流電源に接続された整流回路の直流電力をインバータ回路により交流電力に変換してモータに加え、モータにより撹拌翼あるいは洗濯兼脱水槽を駆動し、モータのロータ位置をロータ位置検出手段により検出し、回転数検知手段によりロータ位置検出手段の出力信号よりモータの回転数を検知し、制御手段によりインバータ回路を制御して、モータの減速制動制御時において、前記回転数検知手段により検知した回転数が、第１の所定回転数以上の場合は、弱め界磁制御を行い、前記第１の所定回転数未満で第２の所定回転数以上の場合は、磁界を変えない制御を行い、前記第２の所定回転数未満の場合は、強め界磁制御を行うようにしたものである。
【０００７】
これにより、強めの界磁制御と弱めの界磁制御を併用することにより、回生電力の制御が容易となり、発電エネルギーをモータの内部抵抗に消費させてインバータ回路の直流電圧の異常上昇を防止することができ、ブレーキトルク（負のトルク）の制御を容易にできるとともに、モータの停止を確実にして回転停止時の振動を減らすことができる。
【０００８】
【発明の実施の形態】
本発明の請求項１に記載の発明は、交流電源と、前記交流電源に接続された整流回路と、前記整流回路の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路により駆動され撹拌翼あるいは洗濯兼脱水槽を駆動するモータと、前記モータのロータ位置を検出するロータ位置検出手段と、前記ロータ位置検出手段の出力信号より前記モータの回転数を検知する回転数検知手段と、前記インバータ回路を制御する制御手段とを備え、前記制御手段は、前記モータの減速制動制御時において、前記回転数検知手段により検知した回転数が、第１の所定回転数以上の場合は、弱め界磁制御を行い、前記第１の所定回転数未満で第２の所定回転数以上の場合は、磁界を変えない制御を行い、前記第２の所定回転数未満の場合は、強め界磁制御を行うようにしたものであり、強めの界磁制御と弱めの界磁制御を併用することにより、回生電力の制御が容易となり、高速回転時には弱め磁界により発電エネルギーをモータの内部抵抗に消費させてインバータ回路の直流電圧の異常上昇を防止することができ、ブレーキトルク（負のトルク）の制御を容易にできるとともに、低速回転時には強め界磁制御によりトルク低下を防ぎモータの停止を確実にするとともに回転停止時の振動を減らすことができる。
【０００９】
請求項２に記載の発明は、上記請求項１に記載の発明において、制御手段は、モータの回転停止直前にロータ位置に対応してロータ磁極を吸着する方向に界磁電流を流すようにしたものであり、回転停止直前の振動を防ぐことができ、回転停止時にロータをホールドすることによりロータの逆転を防ぐことができる。
【００１０】
請求項３に記載の発明は、交流電源と、前記交流電源に接続された整流回路と、前記整流回路の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路により駆動され撹拌翼あるいは洗濯兼脱水槽を駆動するモータと、前記モータのロータ位置を検出するロータ位置検出手段と、前記ロータ位置検出手段の出力信号より前記モータの回転数を検知する回転数検知手段と、前記モータ電流を検出する電流検出手段と、前記インバータ回路を制御する制御手段とを備え、前記制御手段は、前記モータ電流を磁束に対応した電流成分とトルクに対応した電流成分に分解し、前記モータの減速制動制御時において、前記回転数検知手段により検知した回転数が、第１の所定回転数以上の場合は、前記トルクに対応した電流成分を回転数に対応した負の所定値に、前記磁束に対応した電流成分を回転数に対応した負の所定値に設定して制御し、前記第１の所定回転数未満で第２の所定回転数以上の場合は、前記トルクに対応した電流成分を負の一定値に、前記磁束に対応した電流成分を零に設定して制御し、前記第２の所定回転数未満の場合は、前記トルクに対応した電流成分を零あるいはわずかな負の所定値に、前記磁束に対応した電流成分を正の所定値に設定して制御するようにしたものであり、モータ電流を磁束に対応した電流成分とトルクに対応した電流成分に分解して減速制動することで、ベクトル制御によりトルクに対応した電流成分を制御することにより、最大ブレーキを得ることができるとともに、磁束に対応した電流成分を弱め、あるいは強めに制御することにより回生エネルギーを制御しインバータ回路の直流電圧の異常上昇を防止することができ、また、モータの回転停止を確実にすることができるとともに、回転停止直前の振動を防止できる。
【００１１】
請求項４に記載の発明は、上記請求項３に記載の発明において、ロータ位置検出手段の出力信号より回転数を検知する回転数検知手段を備え、制御手段は、モータの減速時に、磁束に対応した電流成分とトルクに対応した電流成分を回転数に応じて所定値となるように制御するようにしたものであり、回転数に応じてブレーキトルクとモータの内部抵抗による消費エネルギーをそれぞれ制御できるので、高回転領域における回生エネルギーの上昇と、低回転数領域におけるブレーキトルクの減少を防止することができる。
【００１２】
請求項５に記載の発明は、上記請求項３に記載の発明において、ロータ位置検出手段の出力信号より回転数を検知する回転数検知手段を備え、制御手段は、モータの減速時に、
磁束に対応した電流成分とトルクに対応した電流成分と回転数より回生電力、または電力回生条件を演算し、磁束に対応した電流成分あるいはトルクに対応した電流成分を制御するようにしたものであり、電力回生条件を演算することにより、回転数に応じた磁束に対応した電流成分を求めることができるので、演算で求めた磁束に対応した電流成分となるように制御することによりインバータ回路の直流電圧の上昇を防ぐことができる。
【００１３】
【実施例】
以下、本発明の実施例について、図面を参照しながら説明する。
【００１４】
（実施例１）
図１に示すように、交流電源１は、整流回路２に交流電力を加え、整流回路２は整流器２０とコンデンサ２１により直流電力に変換し、直流電圧をインバータ回路３に加える。
【００１５】
インバータ回路３は、６個のパワースイッチング半導体と逆並列ダイオードよりなる３相フルブリッジインバータ回路により構成し、通常、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）と逆並列ダイオードおよびその駆動回路と保護回路を内蔵したインテリジェントパワーモジュール（以下、ＩＰＭという）で構成している。インバータ回路３の出力端子にモータ４を接続し、撹拌翼（図示せず）または洗濯兼脱水槽（図示せず）を駆動する。
【００１６】
モータ４は直流ブラシレスモータにより構成し、回転子を構成する永久磁石と固定子との相対位置（回転子位置）をロータ位置検出手段４ａにより検出する。ロータ位置検出手段４ａは、通常、３個のホールＩＣにより構成し、電気角６０度毎の位置信号を検出する。電流検出手段５は、モータ４の相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出するもので、通常は直流電流を含む低周波数から測定可能な直流電流トランスを用いる。しかし、後述するように交流電流トランスでも検出可能である。また、３相モータの場合、２相の電流を求め、キルヒホッフの法則（Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０）より残りの１相を求める方法が一般的である。
【００１７】
制御手段６は、インバータ回路３を制御するもので、マイクロコンピュータと、マイクロコンピュータに内蔵したインバータ制御タイマー（ＰＷＭタイマー）、高速Ａ／Ｄ変換回路、メモリ回路（ＲＯＭ、ＲＡＭ）等により構成し、ロータ位置検出手段４ａの出力信号より電気角を検知する電気角検知手段６０と、電流検出手段５の出力信号と電気角検知手段６０の信号より磁束に対応した電流成分Ｉｄとトルクに対応した電流成分Ｉｑに分解する３相／２相ｄｑ変換手段６１と、ロータ回転数を検知する回転数検知手段６２と、静止座標系から回転座標系に変換、あるいは逆変換するのに必要な正弦波データ（ｓｉｎ、ｃｏｓデータ）を格納する記憶手段６３と、磁束に対応した電圧成分Ｖｄとトルクに対応した電圧成分Ｖｑを３相モータ駆動制御電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに変換する２相／３相ｄｑ逆変換手段６４と、３相モータ駆動制御電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに応じてインバータ回路３のＩＧＢＴのスイッチングを制御するＰＷＭ制御手段６５とを有している。
【００１８】
さらに、洗濯行程、あるいは脱水行程に応じてモータ４の回転数とトルクを制御するトルク制御手段６６と、回転数検知手段６２の出力信号に応じてモータ５の回転数を制御する回転数制御手段６７と、トルク制御手段６６と回転数制御手段６７からのｄ軸（ｄｉｒｅｃｔ−ａｘｉｓ）電流設定信号Ｉｄｓ、ｑ軸（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−ａｘｉｓ）電流設定信号Ｉｑｓと、３相／２相ｄｑ変換手段６１より演算したＩｄとＩｑを比較しモータ電流を制御するための磁束に対応した電圧成分Ｖｄとトルクに対応した電圧成分Ｖｑを演算するモータ電流制御手段６８とを有している。
【００１９】
トルクに対応したｑ軸電流Ｉｑが設定値Ｉｑｓとなるようにフィードバック制御するこ
とにより定トルク制御が可能となる。しかし、回転数が上昇するとモータ誘起電圧が上昇してトルク電流Ｉｑが増加しなくなるので、回転数に応じてｄ軸電流を負の方向に増加させるとｑ軸電流も増加させることができ、トルクを増加させることができる。
【００２０】
また、制動時にはｑ軸電流設定値Ｉｑｓを負に設定することにより負のトルク、すなわち、ブレーキトルクを発生させることができる。ベクトル制御によりブレーキトルクを一定に制御することも可能となるので、制御プログラムを通常駆動と制動駆動を共用化し、単にｑ軸電流設定値Ｉｑｓ、ｄ軸電流設定値Ｉｄｓを変更するだけでよい。通常駆動は、ｑ軸電流マイナーループの回転数フィードバック制御、制動時には、設定回転数は零となりｑ軸電流フィードバック制御でよい。
【００２１】
ただし、回転数に応じてｄ軸電流を制御しなければ回生エネルギーが発生し、インバータ直流電圧が異常上昇してパワー半導体、あるいは電解コンデンサ２１が破壊する。
【００２２】
図２は通常駆動時の各部の波形関係を示し、ロータ位置検出手段４ａの出力信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３のエッジ信号は６０度毎に変化して、各部状態信号より３６０度を６分割した角度が判別できる。信号Ｈ１がローからハイとなるハイエッジを基準電気角０度として示し、モータ４のＵ相巻線誘起電圧Ｅｃは、基準信号Ｈ１から３０度遅れた波形となる。Ｕ相モータ電流Ｉｕとモータ誘起電圧Ｅｃの位相を同じにすると最大効率が得られる。モータ誘起電圧Ｅｃがｑ軸と同等軸となり、ｄ軸は９０度遅れている。ｑ軸電流はモータ誘起電圧位相と同相なのでトルク電流と呼ばれる。
【００２３】
図２において、Ｕ相モータ電流Ｉｕは、Ｕ相巻線誘起電圧Ｅｃよりわずかに進み、モータ印加電圧ＶｕはＵ相巻線誘起電圧Ｅｃより３０度進んだ波形を示す。ｖｃはＰＷＭ制御手段６５内で生成される鋸歯状波形のキャリヤ信号で、ｖｕは正弦波状のＵ相制御電圧でキャリヤ信号ｖｃとＵ相制御電圧ｖｕを比較したＰＷＭ信号ｕをＰＷＭ制御手段６５内で発生させ、インバータ回路３のＵ相上アームトランジスタの制御信号として加える。
【００２４】
ｃｋはキャリヤ信号ｖｃの同期信号で、キャリヤカウンタがカウントアップしてオーバーフローしたときの割込信号である。モータ３のロータ磁石軸とステータの磁束軸が一致した電気角をｄ軸として基準電気角０度として静止座標系から回転座標系への座標変換、すなわち、ｄｑ変換を行うので、電気角検知手段６０は、ロータ位置検出手段４ａの出力信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３より３０度、９０度、１５０度等の電気角を検知し、６０度毎以外は推定により電気角θを求める。
【００２５】
一般的に、界磁磁束に対応した電流成分をｄ軸電流Ｉｄと呼び、永久磁石の磁束と界磁の磁束が同軸上で永久磁石が界磁に吸引された状態なのでトルクは零となる。よって、一般的に、ロータの磁極がｄ軸上のときには界磁電流が零となるように制御する。また、ｄ軸から電気角で９０度の角度で誘起電圧位相と同じ位相となりトルク最大となる軸をｑ軸と呼び、トルクに対応した電流成分なのでｑ軸電流Ｉｑと呼ぶ。
【００２６】
さらに、ｄ軸電流を負の方向に増加させるとｄ軸上の界磁磁束を弱めることと等価となるので弱め界磁制御と呼ばれる。逆に、ｄ軸電流を正の方向に増加させるとｄ軸上の界磁磁束を強めることと等価となり、界磁と磁石間に吸引力が働くので強め界磁制御と呼ばれる。誘起電圧位相よりもモータ電流位相を進めると弱め界磁制御となり、逆にモータ電流位相を遅らすと強め界磁制御と呼ばれる。また、ｄ軸電流とｑ軸電流に分解してそれぞれ独立に制御するのでベクトル制御と呼ばれる。
【００２７】
図３は制動時の各部の波形関係を示し、正常駆動からほぼ１８０度位相をずらすと制動トルクが発生する。すなわち、誘起電圧Ｅｃが最大となるｑ軸にて負の最大電流に制御す
ると負のトルクが発生して制動運転にすることができる。
【００２８】
図４は通常運転時のｄｑ座標における電流ベクトルを示し、ｑ軸電流を正に設定し、ｄ軸電流を負に設定して弱め界磁制御した場合を示す。電流位相は誘起電圧位相に対し進角となる。ロータ表面に磁石を接着させた非磁気突極型のモータでは、ｄ軸電流を零に設定すると最大効率運転が可能となる。
【００２９】
図５は制動運転時の電流ベクトルを示し、Ｉ１は制動初期の電流ベクトルを示し、Ｉ２は制動開始してから回転数が低下した時の電流ベクトル、Ｉ３は回転停止前の電流ベクトルを示す。制動初期には、ｑ軸電流、ｄ軸電流を負に設定し、かつ、ｄ軸電流をｑ軸電流に比べて大きく設定し回生エネルギーが発生しないようにする。また、ｄ軸電流が正で、ｑ軸電流が負の領域においては誘起電圧が高い場合、回生エネルギーが非常に大きくなりモータコイルで発電エネルギーを消費させることは困難である。よって、洗濯機の制動運転は必ずＩｄが負の領域、あるいはほぼ零の領域で減速制動させるように制御する。
【００３０】
また、回転停止直前には、ｑ軸電流を減らしてわずかな負のトルクとし、ｄ軸電流を正に設定して強め界磁に制御する。こうすることにより、強め界磁制御によりロータ磁極が界磁に吸着する力が働き、ロータは振動なしで静かに停止する。
【００３１】
図１における３相／２相ｄｑ変換手段６１は、モータ電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを（数１）によりｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑに変換するもので、電気角θに対応して検出したモータ電流瞬時値よりＩｄ、Ｉｑを演算する。
【００３２】
【数１】
記憶手段６３には、図６に示すｓｉｎθとｃｏｓθのデータを記憶しているので、電気角データに対応したデータを呼び出して積和演算を行うことによりｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑに分解できる。
【００３４】
電気角θの検知とモータ電流瞬時値の検出はキャリヤ信号に同期して行うもので、後ほどフローチャートに従い詳細な説明を行う。なお、電気角θの基準はｄ軸を基準として計算する。図２および図３に示す電気角はＨ１を基準としているが、実際はｄ軸基準なので、Ｈ１のローエッジが３０度進角で、Ｈ３のハイエッジがｑ軸となり９０度進角として演算する。
【００３５】
回転数検知手段６２は、ロータ位置検出手段４ａの出力基準信号Ｈ１よりモータ回転数を検知し、回転数信号をトルク制御手段６６、回転数制御手段６７に加える。トルク制御手段６６は、通常駆動時にはモータ３の回転数の設定、および回転数に応じたｄ軸電流の設定を行い、回転数制御手段６７に回転数設定信号Ｎｓを加え、モータ電流制御手段６８
にｄ軸設定信号Ｉｄｓを加える。
【００３６】
回転数制御手段６７は、検知回転数Ｎと回転数設定信号Ｎｓを比較する回転数比較手段６７ａと、回転数Ｎと設定回転数Ｎｓとの誤差信号ΔＮと、回転数の変化率（加速度）に応じてｑ軸電流設定値Ｉｑｓを制御するトルク電流設定手段６７ｂより構成し、モータ４のトルクに対応したｑ軸電流Ｉｑが設定値Ｉｑｓとなるように制御する。制動時には、回転数制御ではなく負のトルク制御を行い、モータ電流制御手段６８のｑ電流設定値を所定の負のトルク電流（−Ｉｑｓ）とし、ｄ軸電流設定値も所定の値（−Ｉｄｓ）とする。
【００３７】
モータ電流制御手段６８は、３相／２相ｄｑ変換手段６１の出力信号Ｉｑ、Ｉｄと設定信号Ｉｑｓ、Ｉｄｓをそれぞれ比較して制御電圧信号Ｖｑ、Ｖｄを出力するもので、ｑ軸電流比較手段６８ａ、ｑ軸電圧設定手段６８ｂ、ｄ軸電流比較手段６８ｃ、ｄ軸電圧設定手段６８ｄより構成し、ｑ軸電流とｄ軸電流をそれぞれ制御する電圧信号Ｖｑ、Ｖｄを生成する。
【００３８】
２相／３相ｄｑ逆変換手段６４は、電圧信号Ｖｑ、Ｖｄより３相モータ駆動制御電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを（数２）により演算するもので、キャリヤ信号に同期して、電気角検知手段６０により検知した電気角θに対応した正弦波状の信号をＰＷＭ制御手段６５に加える。記憶手段６３に記憶したｓｉｎθ、ｃｏｓθの積和演算の方法は、３相／２相ｄｑ変換手段６１の演算とほぼ同じである。
【００３９】
【数２】
上記構成において動作を説明する。図７は、本発明による洗い行程のフローチャートで、ステップ１００より洗い行程を開始し、ステップ１０１にて洗い行程の各種初期設定を行い、つぎにステップ１０２に進んで洗濯兼脱水槽内の布量検知を行う。布量検知の方法は、通常、モータ４より撹拌翼を駆動してモータ４の回転数の立ち上がり速度、あるいは、モータ４を駆動停止した後のモータ４の惰性回転数を検知することにより布量を検知する。
【００４１】
つぎに、ステップ１０３に進んで布量に応じた水位、水流等を設定し、ステップ１０４に進んで給水弁（図示せず）を駆動し、つぎにステップ１０５に進んで洗濯兼脱水槽内の水位が設定水位に達したかどうか判定する。設定水位に達するとステップ１０６に進んで給水弁をオフし、達しなければ給水弁をオンしつづける。
【００４２】
ステップ１０７より撹拌行程に入り、ステップ１０７にて正転か反転かのフラグを判定し、正転ならばステップ１０８に進んでモータ正転駆動を行い、反転ならば、ステップ１
０９に進んでモータ正転駆動を行う。モータ駆動の詳細フローチャートについては、図９のモータ駆動サブルーチンで説明する。
【００４３】
モータ駆動サブルーチンを実行して所定時間撹拌翼を回転させた後、ステップ１１０に進んで正反転フラグを制御し、つぎにステップ１１１に進んで所定時間モータ４を停止させた後、ステップ１１２に進んで洗い撹拌行程が終了したかどうか判定し、洗い行程終了ならば次行程に進み、終了しなければステップ１０７に戻る。ステップ１１１のモータ停止の前に減速制動を行う場合があり、その時には後述する減速方法を用いる。
【００４４】
図８は、脱水行程のフローチャートで、ステップ１２０より脱水行程を開始し、ステップ１２１で脱水行程の最大設定回転数Ｎｓｍａｘ、あるいは、脱水回転数の立ち上げ速度等の各種初期設定を行い、つぎにステップ１２２に進んで回転数設定を行い、時間とともに設定回転数を高くする制御を行う。設定回転数には上限値が設けられており、上限値Ｎｓｍａｘ以上の回転数には設定されない。
【００４５】
つぎに、ステップ１２３に進み、設定回転数に応じてｄ軸電流を設定変更する。高回転数で駆動するためには弱め界磁制御を行い、ｄ軸電流は負に設定する。つぎに、ステップ１２４に進んで、図９に示すモータ駆動サブルーチンを実行し、つぎに、ステップ１２５は脱水行程の終了判定で、終了ならばステップ１２６に進んで減速制動設定を行う。
【００４６】
ステップ１２６は、制動行程の各種初期設定を行うもので、ｄ軸電流とｑ軸電流の初期設定を行い弱め界磁に設定し、回転数制御ではなくトルク電流制御に設定する。基本的には、モータ駆動サブルーチンの中でｄ軸電流を負に設定する弱め界磁制御とし、トルク指令を負にするだけでよい。図５のベクトル図で述べたように、ｄ軸電流、ｑ軸電流を負に設定し、制動初期値のｄ軸電流はｑ軸電流より大きく設定する。
【００４７】
つぎに、ステップ１２７に進み、回転数に応じてｄ軸電流、ｑ軸電流を変更する。このとき、基本的にはｑ軸電流は一定値で制御してよいが、図１３に示すように、回転数に応じてｑ軸電流設定値、ｄ軸電流設定値を変更すると、高回転領域におけるインバータ回路３への電力回生を防ぎ、低回転数領域におけるトルク低下を防ぐことができる。
【００４８】
つぎに、ステップ１２８に進んでモータ駆動サブルーチンを実行し、つぎにステップ１２９に進んで回転数Ｎが最小回転数Ｎｍｉｎ以下かどうか判定する。回転数がＮｍｉｎ以下ならばステップ１３０に進んで、ｑ軸電流をほぼ零または負の小さな値に設定し、ｄ軸電流を正にして強め界磁制御を行う。つぎにステップ１３１に進んで回転数Ｎがほとんど零になったかどうか判定し、零ならば次行程に進み、零でなければステップ１２７に戻る。
【００４９】
つぎに、図９により、モータ駆動サブルーチンについて説明する。ステップ２００よりモータ駆動サブルーチンが開始する。ステップ２０１はサブルーチン実行の最初に判断する初期判定で、起動あるいは制動初期を判定し、Ｙｅｓならばステップ２０２に進み、各種初期設定を行うもので、メインルーチンからのパラメータの受け渡しと各種設定を実行し、つぎにステップ２０３に進んで回転起動制御あるいは制動初期制御を行う。ステップ２０２、２０３は最初に一回だけ実行する。
【００５０】
起動制御は、回転数フィードバック制御ができない起動時に、所定のモータ印加電圧に設定して１２０度通電するものであり、低いモータ印加電圧から高い電圧まで時間経過とともに電圧を上昇させるソフトスタートを行う。制動運転の場合には負のｄ軸電流を増やして、負のｑ軸電流を減らし、急激なブレーキトルクが加わらないようなソフトスタートを行う。
【００５１】
つぎに、ステップ２０４に進んでキャリヤ信号割込の有無を判定する。キャリヤ信号割込とは、ＰＷＭ制御手段６５のキャリヤカウンタがオーバーフローすると発生する割込信号ｃｋにより実行するもので、ステップ２０５に進んでキャリヤ信号割込サブルーチンを実行する。
【００５２】
図１０は、キャリヤ信号割込サブルーチンの詳細フローチャートを示し、ステップ３００よりサブルーチンが開始し、ステップ３０１にて割込信号ｃｋをカウントする。つぎにステップ３０２に進んでロータ位置電気角θを演算する。ロータ位置信号θは、別途求めたキャリヤ信号１周期当たりの電気角Δθとキャリヤカウンタのカウント値ｋを掛けた値ｋ・Δθを、ロータ位置検出手段４ａより検知できる６０度毎の電気角φを加えることで推定する。
【００５３】
モータ４を８極、キャリヤ周波数を１５．６ｋＨｚ、回転数を９００ｒ／ｍとすると、モータ駆動周波数は６０Ｈｚとなり、電気角６０度内のキャリヤカウンタカウント値ｋは約４３となる。よって、Δθは約１．４度となる。モータ回転数が低い程、電気角６０度内のカウント値ｋは高くなり、演算上の電気角検知分解能は向上するので、回転数が低く精度が要求される場合でも問題はないことがわかる。
【００５４】
つぎに、ステップ３０３に進んでモータ電流Ｉｕ、Ｉｖを検出する。電流検出１回ではノイズが含まれる可能性があるので、ステップ３０４に進んで再度検出し、ステップ３０５にて平均値を求めてノイズを除去し、Ｉｗ＝−（Ｉｕ＋Ｉｖ）よりモータ電流Ｉｗを演算する。
【００５５】
つぎに、ステップ３０６に進んで電気角θとモータ電流より（数１）に示した演算を行い、３相／２相ｄｑ変換を行い、ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑを求める。つぎにステップ３０７に進んでＩｄ、Ｉｑをメモリし、別途回転数制御データとして用いる。
【００５６】
つぎに、ステップ３０８に進んでｄ軸制御電圧Ｖｄ、ｑ軸制御電圧Ｖｑを呼び出し、ステップ３０９に進んで（数２）に従い、２相／３相ｄｑ逆変換を行い、３相制御電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗを求める。この逆変換は、ステップ３０６と同じように記憶手段６３の電気角に対応したｓｉｎθ、ｃｏｓθデータを用い、積和演算を高速で行う。つぎに、ステップ３１０に進んで３相制御電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗに対応したＰＷＭ制御を行い、ステップ３１１に進んでサブルーチンをリターンする。
【００５７】
ＰＷＭ制御は、図２でも説明したように、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相各相に対応して、鋸歯状波（又は三角波）のキャリヤ信号と制御電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗを比較してインバータ回路３のＩＧＢＴオンオフ制御信号を発生させ、モータを正弦波駆動するもので、上アームトランジスタと下アームトランジスタの信号は逆転された波形で、上アームトランジスタの導通比を増加させると出力電圧は正電圧が増加し、下アームトランジスタの導通比を増加させると出力電圧は負電圧が増加する。導通比を５０％にすると出力電圧は零となる。
【００５８】
電気角θに対応して制御電圧を正弦波状に変化させると正弦波状の電流が流れる。正弦波駆動の場合、トランジスタの導通比を最大値１００％にした時、出力電圧は最大となり変調度Ａｍは１００％で、導通比の最大値を５０％にした時、出力電圧は最低となり変調度Ａｍは０％と呼ぶ。
【００５９】
図９に戻って、キャリヤ信号割込サブルーチンを実行した後、ステップ２０６に進み、位置信号割込の有無を判定する。位置信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３のいずれかの信号が変化すると割込信号が発生し、ステップ２０７に進んで図１１に示した位置信号割込サブルーチン
を実行する。図２に示すように、電気角６０度毎に割込信号が発生する。
【００６０】
図１１は、位置信号割込サブルーチンの詳細フローチャートで、ステップ４００より位置信号割込サブルーチンが開始し、ステップ４０１に進んで位置信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３を入力し、つぎにステップ４０２に進んで位置信号よりロータ電気角θｃを検出する。
【００６１】
つぎに、ステップ４０３に進んでキャリヤ信号割込サブルーチンでカウントしているカウント値ｋをｋｃにメモリし、ステップ４０４に進んでカウント値ｋをクリヤし、ステップ４０５に進み、電気角６０度間のキャリヤカウンタカウント値ｋｃより１キャリヤの電気角Δθを演算する。
【００６２】
つぎに、ステップ４０６に進んで基準位置信号Ｈ１による割込信号かどうかを判定し、基準位置信号割込ならばステップ４０７に進んで回転周期測定タイマーのカウント値Ｔを周期Ｔｏとしてメモリーし、ステップ４０８に進んでタイマーＴをクリヤし、ステップ４０９に進んでモータ回転数Ｎを演算する。つぎに、ステップ４１０に進んで回転周期測定タイマーのカウントを開始させ、ステップ４１１に進んでサブルーチンをリターンする。
【００６３】
回転周期測定タイマーの検知分解能を８ｂｉｔ精度にすると、クロックは６４μｓとなり、キャリヤ信号をクロックに使用できるが、回転制御性能を向上させるためには回転周期検知分解能を向上させる必要があり、クロックの周期は１〜１０μｓに設定する必要がある。この場合には、マイクロコンピュータのシステムクロックを分周してクロックに使用する。
【００６４】
また、回転数が低い場合には、位置信号割込毎のキャリヤカウント値ｋｃから回転数を判定できる。特に、回転数が低下した場合、回転停止寸前の最小回転数Ｎｍｉｎを判定する場合には、基準位置信号Ｈ１よりも電気角６０度毎に発生する位置信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３の全ての位置信号を用いると低速分解能がよくなる。よって、回転数がほぼ零か、あるいはＮｍｉｎかの判定はキャリヤカウント値ｋｃが所定値以上かどうか判定する方がよい。
【００６５】
図９において、位置信号割込サブルーチン２０７を実行した後、ステップ２０８に進み回転数制御サブルーチンを実行する。回転数制御サブルーチンの詳細は図１２に示す。
【００６６】
図１２において、ステップ５００より回転数制御サブルーチンが開始し、ステップ５０１にてモータ回転数Ｎを呼び出し、ステップ５０２に進んで通常駆動か減速制動かのフラグ判定する。通常駆動ならばステップ５０３に進み設定回転数と検知回転数の誤差によりｑ軸電流を制御してトルク制御を行い、減速制動ならばステップ５０４に進んで負のトルク制御、すなわち、ブレーキトルク制御のためにｑ軸電流を−Ｉｑｓに設定する。
【００６７】
つぎに、ステップ５０５に進んで３相／２相ｄｑ変換手段６１より求めたｄ軸電流Ｉｄを呼び出し、ステップ５０６にてＩｄとＩｄｓの大小比較判定を行い、ｄ軸電流Ｉｄが設定値Ｉｄｓよりも大きければステップ５０７に進んでｄ軸制御電圧Ｖｄを減らし、ｄ軸電流Ｉｄが設定値Ｉｄｓよりも小さければステップ５０８に進んでｄ軸制御電圧Ｖｄを増やす。
【００６８】
つぎに、ステップ５０９に進んで３相／２相ｄｑ変換手段６１より求めたｑ軸電流Ｉｑを呼び出し、ステップ５１０にてＩｑとＩｑｓの大小比較判定を行い、ｑ軸電流Ｉｑが設定値Ｉｑｓよりも大きければステップ５１１に進んでｑ軸制御電圧Ｖｑを減らし、ｑ軸電流Ｉｑが設定値Ｉｑｓよりも小さければステップ５１２に進んでｑ軸制御電圧Ｖｑを増やす。つぎに、ステップ５１３に進んで演算されたｄ軸制御電圧Ｖｄ、ｑ軸制御電圧Ｖｑを
それぞれメモリし、ステップ５１４に進んでサブルーチンをリターンする。
【００６９】
ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑは、ほぼキャリヤ信号毎に変換するので、トルクリップルも含めて変動が大きい。変換したｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑと設定値Ｉｄｓ、Ｉｑｓをキャリヤ毎に比較判断制御すると変動要素が大きく制御が安定しないので、平均化するなどの積分要素を加える必要がある。
【００７０】
よって、回転制御サブルーチンは、図９に示すように、キャリヤ信号割込サブルーチン、あるいは、位置信号割込サブルーチンの中で実行せず、モータ駆動制御の中で独立に実行させる。ただし、回転制御の応答速度を速めるために、位置信号割込サブルーチンの中で行う方法も考えられるが、回転数が低い場合には逆に応答が遅くなる欠点がある。
【００７１】
図１３は、前述したようにｑ軸電流（−Ｉｑ）とｄ軸電流（−Ｉｄ）を回転数に応じて変化させる特性図を示している。モータ誘起電圧Ｅｃは回転数に比例し、発電エネルギーＰｇは、ｑ軸電流と誘起電圧に比例するので（Ｐｇ＝−Ｉｑ・Ｅｃ）、回転数が高い場合にはｑ軸電流（−Ｉｑ）を減らし、ｄ軸電流（−Ｉｄ）を負の方向に増やす。ｄ軸電流を負の方向に増やすことは弱め界磁制御を意味し、誘起電圧に対しモータ電流ベクトルを進角させることを意味する。
【００７２】
回転数が低下して発電エネルギーＰｇが低下すると、モータ電流Ｉのｄ軸成分を零にしてもモータコイル抵抗Ｒによる損失Ｐｌｏｓｓ（Ｉ・Ｉ・Ｒ）が発電エネルギーＰｇよりも大きいので、回転数Ｎ２以下ではｄ軸電流を零に制御できる。ｄ軸電流を零にできる条件は、発電エネルギーＰｇ（−Ｉｑ・Ｅｃ）とモータコイル損失Ｐｌｏｓｓの和（Ｉ・Ｉ・Ｒ−Ｉｑ・Ｅｃ）がちょうど零となる条件なので、モータ電流Ｉの自乗は、ｑ軸電流の自乗とｄ軸電流の自乗の和と等しいことより（数３）が導かれる。
【００７３】
【数３】
ｄ軸電流Ｉｄを零にするためには、Ｉｑ＝Ｅｃ／Ｒ、あるいは、Ｅｃ＝Ｉｑ・Ｒの条件を満たせばｄ軸電流Ｉｄを零にできこの時にブレーキ効率を最大にできる。
【００７５】
回転が停止する直前、すなわち、回転数がＮｍｉｎ以下になると、ｑ軸電流をほぼ零、あるいはわずかな負にしてブレーキトルクをほとんど零にし、ｄ軸電流Ｉｄを正にして強め界磁制御を行うことによりロータ磁極とステータ界磁間に吸引力が働き停止時の振動を防いで静かに停止させることができる。
【００７６】
図１４は、モータ電流Ｉｍとモータ印加電圧Ｖｍをｄ軸とｑ軸に分解したベクトル図で、モータ電流Ｉｍとモータ印加電圧Ｖｍの積がインバータ回路３からモータ４へ加わるエネルギーで、モータ電流Ｉｍとモータ印加電圧Ｖｍの角度（α＋β）をφとすると、Ｐ＝Ｉｍ・Ｖｍ・ｃｏｓφがインバータ回路からモータ４へ供給される有効エネルギーである。
【００７７】
ここで、φが９０度以内ならば正のエネルギーとなり、インバータ回路３からモータ４側にエネルギーが供給され、モータ４の発電エネルギー（Ｐｇ＝−Ｉｑ・Ｅｃ）はブレーキトルクとなり、モータ内部抵抗で発電エネルギーが消費されるが、φが９０度以上になると負のエネルギーとなり、モータ４からインバータ回路３側にエネルギーが回生される。
【００７８】
ｃｏｓφ＝ｃｏｓ（α＋β）＝ｃｏｓα・ｃｏｓβ−ｓｉｎα・ｓｉｎβ＝（Ｉｑ・Ｖｑ−Ｉｄ・Ｖｄ）／（Ｉｍ・Ｖｍ）となるので、Ｐ＝Ｉｑ・Ｖｑ−Ｉｄ・Ｖｄとなる。すなわち、ｑ軸電力とｄ軸電力の差よりモータ電力を演算でき、モータ電力が零の場合は、モータコイル消費電力と、モータ発電エネルギーがバランスし、モータ電力Ｐが正の場合は、コイル消費電力が大きく、逆に、負になると発電エネルギーが大きく回生エネルギーが発生する。よって、モータ電力Ｐの大小判定によりエネルギーバランスを検出できる。
【００７９】
図１４のベクトル図において、Ｉｑ・Ｖｑは正となるが、Ｉｄ・Ｖｄは負となり、Ｉｄは負なのでＶｄを正の方向に大きくするとＰが負となり回生動作となる。よって、ｑ軸電流Ｉｄ、ｄ軸電流Ｉｄが負となる制動時には、ｄ軸電圧Ｖｄを正方向に大きくさせると回生動作となるので、ｄ軸電圧Ｖｄ、あるいは、ｄ軸電流Ｉｄを制御することにより回生エネルギーを制御できることがわかる。
【００８０】
いいかえれば、電圧ベクトルＶｍを反時計方向に回転させるとエネルギーが回生し、時計方向に回転させるとモータでエネルギーが消費される。ｄ軸方向の電圧又は電流を制御し、電力Ｐの増減を演算すれば回生させずにモータでエネルギーを消費させることができる。
【００８１】
このように、ベクトル制御することにより、インバータ回路３側にエネルギー回生させずに最大ブレーキトルクを得ることができる。
【００８２】
（実施例２）
図１５は、本発明による減速方法の第２の実施例で、図８に示す減速行程の他の実施例のフローチャートを示す。ステップ６００より減速行程が開始し、ステップ６０１にて減速設定を行い弱め界磁制御に設定する。ステップ６０１からステップ６０４までは、図８に示すステップ１２６からステップ１２９と基本的に同じなので説明を省略する。ただし、ステップ６０２においては回転数より誘起電圧Ｅｃを推定し、（数３）より回生電力が発生しないｄ軸電流を求めてｄ軸電流、ｑ軸電流を制御する。
【００８３】
ステップ６０４にて回転数Ｎが最低回転数Ｎｍｉｎ以下かどうか判定し、Ｙならばステップ６０５に進んでロータ位置検出を行う。つぎにステップ６０６に進んで位置信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３のエッジを検出し、位置検出信号有りならばステップ６０７に進んで直流ブレーキをかける。
【００８４】
直流ブレーキの駆動方法は、基本的には強め界磁制御と同じであり、ロータの永久磁石とステータ間を吸着させる方向に界磁電流を流すものである。図１６には、８極直流ブラシレスモータの模擬的な断面図を示し、ステータ４０の界磁巻線をＵ、Ｖ、Ｗで表し、ロータ４１の磁極をＮ、Ｓで表している。Ｕ、Ｖ、Ｗの界磁巻線（４０ａ、４０ｂ、４０ｃ）の間にロータ位置検出手段４ａ（Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３）を設けている。
【００８５】
（表１）は、ロータの位置に応じて界磁電流をどのように制御するかを示したもので、（１）から（６）のロータ位置状態に応じて、位置信号（Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３）、ＵＶＷ各界磁の磁気方向（Ｎ、Ｓ）３相ブリッジインバータのＵＶＷ上アーム駆動信号（Ｕｐ、Ｖｐ、Ｗｐ）と下アーム駆動信号（Ｕｎ、Ｖｎ、Ｗｎ）を示している。
【００８６】
【表１】
図１６は状態（１）を示し、ロータ磁石に対応してステータ界磁を吸着させるように、Ｕ相磁極はＳ極、Ｗ相磁極はＮ極となるように制御する。ただし、この時、位置信号Ｈ１は状態（６）に示す０になる場合もあり、状態（６）に戻ってＶ相に電流を流すと回転トルクが発生するので、状態（６）から状態（１）に移行した時点で電流はＵ相Ｗ相に固定する。すなわち、回転数が低下した時点で、ロータ位置に対応した２相の強め界磁制御とし、回転磁界が発生しないように界磁電流を固定する直流ブレーキに制御する。
【００８８】
ステップ６０８は回転数が零となったことを判定して次行程に移行するかどうか判定するもので、直流ブレーキの停止判定となる。ロータ停止状態にて直流ブレーキ電流を流すとロータ４１が固定され振動が減少する特徴があるが、モータコイルが発熱するので、発熱が問題ない範囲で電流を制限する必要がある。
【００８９】
以上のように、本発明によれば、減速制動初期に弱め界磁制御を行うことにより、モータ発電エネルギーをモータコイルに消費させるので、インバータ直流電源への電力回生がなく、インバータ回路部品の信頼性を向上することができる。また、回転数に応じて電流ベクトルを制御できるので、電力回生させずに最大制動トルクを得ることができる。また、回転停止直前に強め界磁制御を行うことにより制動トルク変動を減らすことができ停止時の振動を防ぐことができる。
【００９０】
【発明の効果】
以上のように本発明の請求項１に記載の発明によれば、交流電源と、前記交流電源に接続された整流回路と、前記整流回路の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路により駆動され撹拌翼あるいは洗濯兼脱水槽を駆動するモータと、前記モータのロータ位置を検出するロータ位置検出手段と、前記ロータ位置検出手段の出力信号より前記モータの回転数を検知する回転数検知手段と、前記インバータ回路を制御する制御手段とを備え、前記制御手段は、前記モータの減速制動制御時において、前記回転数検知手段により検知した回転数が、第１の所定回転数以上の場合は、弱め界磁制御を行い、前記第１の所定回転数未満で第２の所定回転数以上の場合は、磁界を変えない制御を行い、前記第２の所定回転数未満の場合は、強め界磁制御を行うようにしたから、強めの界磁制御と弱めの界磁制御を併用することにより、回生電力の制御が容易となり、高速回転時には弱め磁界により発電エネルギーをモータの内部抵抗に消費させてインバータ回路の直流電圧の異常上昇を防止することができ、ブレーキトルク（負のトルク）の制御を容易にできるとともに、低速回転時には強め界磁制御によりトルク低下を防ぎモータの停止
を確実にするとともに回転停止時の振動を減らすことができる。
【００９１】
また、請求項２に記載の発明によれば、制御手段は、モータの回転停止直前にロータ位置に対応してロータ磁極を吸着する方向に界磁電流を流すようにしたから、回転停止直前の振動を防ぐことができ、回転停止時にロータをホールドすることによりロータの逆転を防ぐことができる。
【００９２】
また、請求項３に記載の発明によれば、交流電源と、前記交流電源に接続された整流回路と、前記整流回路の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路により駆動され撹拌翼あるいは洗濯兼脱水槽を駆動するモータと、前記モータのロータ位置を検出するロータ位置検出手段と、前記ロータ位置検出手段の出力信号より前記モータの回転数を検知する回転数検知手段と、前記モータ電流を検出する電流検出手段と、前記インバータ回路を制御する制御手段とを備え、前記制御手段は、前記モータ電流を磁束に対応した電流成分とトルクに対応した電流成分に分解し、前記モータの減速制動制御時において、前記回転数検知手段により検知した回転数が、第１の所定回転数以上の場合は、前記トルクに対応した電流成分を回転数に対応した負の所定値に、前記磁束に対応した電流成分を回転数に対応した負の所定値に設定して制御し、前記第１の所定回転数未満で第２の所定回転数以上の場合は、前記トルクに対応した電流成分を負の一定値に、前記磁束に対応した電流成分を零に設定して制御し、前記第２の所定回転数未満の場合は、前記トルクに対応した電流成分を零あるいはわずかな負の所定値に、前記磁束に対応した電流成分を正の所定値に設定して制御するようにしたから、モータ電流を磁束に対応した電流成分とトルクに対応した電流成分に分解して減速制動することで、ベクトル制御によりトルクに対応した電流成分を制御することにより、最大ブレーキを得ることができるとともに、磁束に対応した電流成分を弱め、あるいは強めに制御することにより回生エネルギーを制御しインバータ回路の直流電圧の異常上昇を防止することができ、また、モータの回転停止を確実にすることができるとともに、回転停止直前の振動を防止できる。
【００９３】
また、請求項４に記載の発明によれば、制御手段は、モータの回転停止直前に磁束に対応した電流成分を強めに制御し、トルクに対応した電流をほぼ零、あるいはわずかな負の電流に制御するようにしたから、トルク電流を減らして強め界磁制御することにより、回転停止直前の振動を防止でき、確実にモータを停止させることができる。
【００９４】
また、請求項５に記載の発明によれば、ロータ位置検出手段の出力信号より回転数を検知する回転数検知手段を備え、制御手段は、モータの減速時に、磁束に対応した電流成分とトルクに対応した電流成分を回転数に応じて所定値となるように制御するようにしたから、回転数に応じてブレーキトルクとモータの内部抵抗による消費エネルギーをそれぞれ制御できるので、高回転領域における回生エネルギーの上昇と、低回転数領域におけるブレーキトルクの減少を防止することができる。
【００９５】
また、請求項６に記載の発明によれば、ロータ位置検出手段の出力信号より回転数を検知する回転数検知手段を備え、制御手段は、モータの減速時に、磁束に対応した電流成分とトルクに対応した電流成分と回転数より回生電力、または電力回生条件を演算し、磁束に対応した電流成分あるいはトルクに対応した電流成分を制御するようにしたから、電力回生条件を演算することにより、回転数に応じた磁束に対応した電流成分を求めることができるので、演算で求めた磁束に対応した電流成分となるように制御することによりインバータ回路の直流電圧の上昇を防ぐことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の第１の実施例の洗濯機のモータ駆動装置のブロック図
【図２】 同洗濯機のモータ駆動装置の通常駆動時のタイムチャート
【図３】 同洗濯機のモータ駆動装置の減速制動時のタイムチャート
【図４】 同洗濯機のモータ駆動装置の通常駆動時のモータ電流ベクトル図
【図５】 同洗濯機のモータ駆動装置の減速制動時のモータ電流ベクトル図
【図６】 同洗濯機のモータ駆動装置の記憶手段の電気角に対応するメモリデータを示す図
【図７】 同洗濯機のモータ駆動装置の洗い行程のフローチャート
【図８】 同洗濯機のモータ駆動装置の脱水行程のフローチャート
【図９】 同洗濯機のモータ駆動装置のモータ駆動サブルーチンのフローチャート
【図１０】 同洗濯機のモータ駆動装置のキャリヤ信号割込サブルーチンのフローチャート
【図１１】 同洗濯機のモータ駆動装置の位置信号割込サブルーチンのフローチャート
【図１２】 同洗濯機のモータ駆動装置の回転数制御サブルーチンのフローチャート
【図１３】 同洗濯機のモータ駆動装置のモータ回転数とｄ軸電流設定値、ｑ軸電流設定値の関係図
【図１４】 同洗濯機のモータ駆動装置のモータ電流とモータ電圧のベクトル図
【図１５】 本発明の第２の実施例の洗濯機のモータ駆動装置の減速行程のフローチャート
【図１６】 同洗濯機のモータ駆動装置のモータの構成図
【符号の説明】
１ 交流電源
２ 整流回路
３ インバータ回路
４ モータ
４ａ ロータ位置検出手段
６ 制御手段
Claims (6)
- 交流電源と、前記交流電源に接続された整流回路と、前記整流回路の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路により駆動され撹拌翼あるいは洗濯兼脱水槽を駆動するモータと、前記モータのロータ位置を検出するロータ位置検出手段と、前記ロータ位置検出手段の出力信号より前記モータの回転数を検知する回転数検知手段と、前記インバータ回路を制御する制御手段とを備え、前記制御手段は、前記モータの減速制動制御時において、前記回転数検知手段により検知した回転数が、第１の所定回転数以上の場合は、弱め界磁制御を行い、前記第１の所定回転数未満で第２の所定回転数以上の場合は、磁界を変えない制御を行い、前記第２の所定回転数未満の場合は、強め界磁制御を行うようにした洗濯機のモータ駆動装置。
- 制御手段は、モータの回転停止直前にロータ位置に対応してロータ磁極を吸着する方向に界磁電流を流すようにした請求項１記載の洗濯機のモータ駆動装置。
- 交流電源と、前記交流電源に接続された整流回路と、前記整流回路の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路により駆動され撹拌翼あるいは洗濯兼脱水槽を駆動するモータと、前記モータのロータ位置を検出するロータ位置検出手段と、前記ロータ位置検出手段の出力信号より前記モータの回転数を検知する回転数検知手段と、前記モータ電流を検出する電流検出手段と、前記インバータ回路を制御する制御手段とを備え、前記制御手段は、前記モータ電流を磁束に対応した電流成分とトルクに対応した電流成分に分解し、前記モータの減速制動制御時において、前記回転数検知手段により検知した回転数が、第１の所定回転数以上の場合は、前記トルクに対応した電流成分を回転数に対応した負の所定値に、前記磁束に対応した電流成分を回転数に対応した負の所定値に設定して制御し、前記第１の所定回転数未満で第２の所定回転数以上の場合は、前記トルクに対応した電流成分を負の一定値に、前記磁束に対応した電流成分を零に設定して制御し、前記第２の所定回転数未満の場合は、前記トルクに対応した電流成分を零あるいはわずかな負の所定値に、前記磁束に対応した電流成分を正の所定値に設定して制御するようにした洗濯機のモータ駆動装置。
- 制御手段は、モータの回転停止直前に磁束に対応した電流成分を強めに制御し、トルクに対応した電流をほぼ零、あるいはわずかな負の電流に制御するようにした請求項３記載の洗濯機のモータ駆動装置。
- ロータ位置検出手段の出力信号より回転数を検知する回転数検知手段を備え、制御手段は、モータの減速時に、磁束に対応した電流成分とトルクに対応した電流成分を回転数に応じて所定値となるように制御するようにした請求項３記載の洗濯機のモータ駆動装置。
- ロータ位置検出手段の出力信号より回転数を検知する回転数検知手段を備え、制御手段は、モータの減速時に、磁束に対応した電流成分とトルクに対応した電流成分と回転数より回生電力、または電力回生条件を演算し、磁束に対応した電流成分あるいはトルクに対応した電流成分を制御するようにした請求項３記載の洗濯機のモータ駆動装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001281420A JP4238497B2 (ja) | 2001-09-17 | 2001-09-17 | 洗濯機のモータ駆動装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001281420A JP4238497B2 (ja) | 2001-09-17 | 2001-09-17 | 洗濯機のモータ駆動装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003088168A JP2003088168A (ja) | 2003-03-20 |
| JP4238497B2 true JP4238497B2 (ja) | 2009-03-18 |
Family
ID=19105248
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001281420A Expired - Fee Related JP4238497B2 (ja) | 2001-09-17 | 2001-09-17 | 洗濯機のモータ駆動装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4238497B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2015196775A1 (zh) * | 2014-06-26 | 2015-12-30 | 海尔亚洲国际株式会社 | 滚筒式洗衣机 |
Families Citing this family (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6737828B2 (en) * | 2001-07-19 | 2004-05-18 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Washing machine motor drive device |
| JP2005090925A (ja) * | 2003-09-19 | 2005-04-07 | Toshiba Corp | 冷媒漏れ検知装置及びそれを用いた冷蔵庫 |
| JP2006288109A (ja) * | 2005-04-01 | 2006-10-19 | Ckd Corp | サーボモータ制御装置 |
| JP5025176B2 (ja) * | 2006-07-14 | 2012-09-12 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 電気推進船の制御装置 |
| JP2008048570A (ja) * | 2006-08-21 | 2008-02-28 | Yaskawa Electric Corp | 交流モータ制御装置とその制御方法 |
| US8046855B2 (en) | 2007-08-07 | 2011-11-01 | General Electric Company | Method and apparatus for providing redundancy in monitoring the lid switch and basket of a washing machine |
| KR101455860B1 (ko) * | 2007-11-23 | 2014-11-03 | 엘지전자 주식회사 | 세탁기 모터, 세탁기 모터의 제어방법 및 세탁기의제어방법 |
| JP5807148B2 (ja) * | 2010-09-13 | 2015-11-10 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | インバータ装置 |
| KR101980854B1 (ko) * | 2012-10-31 | 2019-05-22 | 삼성전자주식회사 | 세탁기 및 그 제어방법 |
| JP6590457B2 (ja) * | 2015-07-27 | 2019-10-16 | 株式会社Ｓｏｋｅｎ | 車両駆動制御装置及び車両駆動制御方法 |
| JP2017112750A (ja) * | 2015-12-17 | 2017-06-22 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | モータ制御装置およびそれを搭載した洗濯機または洗濯乾燥機 |
| JP6316384B2 (ja) * | 2016-11-15 | 2018-04-25 | 東芝ライフスタイル株式会社 | 洗濯機 |
| CN108233811B (zh) * | 2018-03-09 | 2023-08-01 | 核工业理化工程研究院 | 无传感器式永磁同步电机的控制方法及控制系统 |
| CN113285646B (zh) * | 2021-06-17 | 2022-09-06 | 赵炫弟 | 一种不使用外接制动单元的驱动器制动控制方法 |
| CN115085610B (zh) * | 2022-08-22 | 2022-12-09 | 深圳市好盈科技股份有限公司 | 应用于竞赛级遥控模型车的线性刹车控制方法和装置 |
-
2001
- 2001-09-17 JP JP2001281420A patent/JP4238497B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2015196775A1 (zh) * | 2014-06-26 | 2015-12-30 | 海尔亚洲国际株式会社 | 滚筒式洗衣机 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2003088168A (ja) | 2003-03-20 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| KR100639606B1 (ko) | 세탁기 모터 구동 장치 | |
| JP4238497B2 (ja) | 洗濯機のモータ駆動装置 | |
| JP3915557B2 (ja) | 洗濯機のモータ駆動装置 | |
| JP5025142B2 (ja) | モータ制御装置 | |
| EP2212991B1 (en) | Motor performing vector control in a start mode | |
| JP6023974B2 (ja) | 洗濯機 | |
| JP2003135883A (ja) | 洗濯機のモータ駆動装置 | |
| JP3858754B2 (ja) | ランドリー機器のモータ駆動装置 | |
| US20130015803A1 (en) | Methods, systems and apparatus for reducing power loss in an electric motor drive system | |
| JP4103354B2 (ja) | 洗濯機のモータ駆動装置 | |
| JP2003047793A (ja) | 洗濯機のモータ駆動装置 | |
| JP5671696B2 (ja) | 洗濯機のモータ駆動装置 | |
| JP6500225B2 (ja) | 洗濯機のモータ制御装置 | |
| JP6751846B2 (ja) | 洗濯機 | |
| JP2018137913A (ja) | モータ駆動装置およびこれを用いた洗濯機または洗濯乾燥機 | |
| JP2022126029A (ja) | 洗濯機 | |
| JP7474917B2 (ja) | 洗濯機 | |
| JP2016202593A (ja) | 洗濯機のモータ制御装置 | |
| JP6471352B2 (ja) | 洗濯機のモータ制御装置 | |
| JP6681554B2 (ja) | 洗濯機のモータ駆動装置 | |
| JP2016202592A (ja) | モータ駆動装置およびこれを用いた洗濯機又は洗濯乾燥機 | |
| JP2017112750A (ja) | モータ制御装置およびそれを搭載した洗濯機または洗濯乾燥機 | |
| JP4238489B2 (ja) | モータ駆動装置 | |
| JP6511644B2 (ja) | モータ駆動装置およびこれを用いた洗濯機または洗濯乾燥機 | |
| JP6500224B2 (ja) | モータ駆動装置およびこれを用いた洗濯機又は洗濯乾燥機 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20050803 |
|
| RD01 | Notification of change of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7421 Effective date: 20050913 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20080724 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20080729 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20080929 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20081125 |
|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20081208 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120109 Year of fee payment: 3 |
|
| R151 | Written notification of patent or utility model registration |
Ref document number: 4238497 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R151 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120109 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130109 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130109 Year of fee payment: 4 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |