JP2016202593A - 洗濯機のモータ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】洗濯機のモータ制御装置において、ブレーキ運転時に回生電圧を抑制し短時間で停止する減速制御をすること。【解決手段】制御手段６は、ロータ位置検出手段４ａより算出されたモータ回転数を所望の指令回転数となるように電流指令値を生成する速度制御と、モータ４のモータ電流を磁束に対応した電流成分とトルクに対応した電流成分とに分解し、それぞれ所望の値となるように制御するベクトル制御を実施し、前記速度制御は、モータ４のブレーキ運転において減速時に発生する回生エネルギーを、磁束に対応した電流成分の電流指令値を生成することでモータ４とインバータ回路３内で熱エネルギーとして消費することにより、減速時に発生する回生電圧によるインバータ回路３に入力する電圧の昇圧を抑制し、インバータ回路３を保護し、かつ短時間でモータ４の停止を行うことができる。【選択図】図１

Description

本発明は、インバータ回路によりモータを駆動する洗濯機のモータ制御装置に関するものである。

洗濯機を駆動するためのモータ制御装置において、減速制御を行う際は、モータの回転に伴い発生する運動エネルギーを消費しなければ、電源側に高電圧がかかり、信頼性の点で問題である。特許文献１には、減速中の回転数の変化に応じて位相角を制御し、回生電圧を熱エネルギーとして消費することで、昇圧を抑制する手段を備えた洗濯機が開示されている。

特開２００１−４６７７７号公報

しかしながら、前記従来の洗濯機のモータ制御装置による制御では、以下のような課題があった。回生電圧の昇圧を抑制する目的に対し、直接的に電圧を検出せず、回転数を用いて間接的に制御を行っているため、負荷変動や電源電圧の変動などにより回生電圧が変動した際に対応できないという課題があり、所望の電圧以下に制御することが困難であった。

本願発明は、前記従来の課題を解決するもので、減速時に発生する回生電圧による電圧の昇圧を抑制し得る洗濯機のモータ制御装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、本発明の一態様に係る洗濯機のモータ制御装置は、電源に接続される整流回路と、前記整流回路の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路により駆動され洗濯槽等を駆動するブラシレスモータと、前記ブラシレスモータのロータ位置を検出するロータ位置検出手段と、前記ブラシレスモータのモータ電流を検出する電流検出手段と、前記インバータ回路に入力する電圧を検出する電圧検出手段と、前記インバータ回路を制御する制御手段とを備え、前記制御手段は、前記ロータ位置検出手段より算出されたモータ回転数を所望の指令回転数となるように電流指令値を生成する速度制御と、前記ブラシレスモータのモータ電流を磁束に対応した電流成分とトルクに対応した電流成分とに分解してそれぞれ前記電流指令値となるように制御するベクトル制御とを実施し、前記制御手段が行う速度制御は、前記ブラシレスモータのブレーキ運転において減速時に発生する回生エネルギーを、前記磁束に対応した電流成分の電流指令値を生成することで前記ブラシレスモータと前記インバータ回路内で熱エネルギーとして消費することにより、減速時に発生する回生電圧による前記インバータ回路に入力する電圧の昇圧を抑制することを特徴とする。

本発明の洗濯機のモータ制御装置は、減速時に発生する回生エネルギーを、ブラシレスモータとインバータ回路内で熱エネルギーとして消費することが可能となり、負荷や電源電圧が変動する条件下でも、ブラシレスモータを短時間で停止させることができる。回生電圧によるインバータ回路に入力される電圧の昇圧を抑制することが可能となり、所望の
電圧の範囲内でブレーキ制御をすることができるため、インバータ回路を保護し、洗濯機の信頼性を向上させることができるとともに、インバータ回路に印可する電圧に対し、必要以上に高い耐電圧の部品を選定する必要がないため、合理的な洗濯機のモータ制御装置を提供することができる。

本発明の実施の形態１の洗濯機のモータ制御装置の一部ブロック化した回路図 同洗濯機のモータ制御装置の動作タイムチャート 同洗濯機のモータ制御装置の洗い工程の制御フローチャート 同洗濯機のモータ制御装置の電圧制御時のフローチャート 同洗濯機のモータ制御装置のブレーキ運転時のフローチャート 同洗濯機のモータ制御装置の電圧指令値生成のフローチャート 同洗濯機のモータ制御装置のｄ軸電流指令値生成のフローチャート 同洗濯機のモータ制御装置のモータ駆動サブルーチンのフローチャート 同洗濯機のモータ制御装置のキャリヤ信号割込サブルーチンのフローチャート 同洗濯機のモータ制御装置の位置信号割込サブルーチンのフローチャート

第１の発明は、電源に接続される整流回路と、前記整流回路の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路により駆動され洗濯槽等を駆動するブラシレスモータと、前記ブラシレスモータのロータ位置を検出するロータ位置検出手段と、前記ブラシレスモータのモータ電流を検出する電流検出手段と、前記インバータ回路に入力する電圧を検出する電圧検出手段と、前記インバータ回路を制御する制御手段とを備え、前記制御手段は、前記ロータ位置検出手段より算出されたモータ回転数を所望の指令回転数となるように電流指令値を生成する速度制御と、前記ブラシレスモータのモータ電流を磁束に対応した電流成分とトルクに対応した電流成分とに分解してそれぞれ前記電流指令値となるように制御するベクトル制御とを実施し、前記制御手段が行う速度制御は、前記ブラシレスモータのブレーキ運転において減速時に発生する回生エネルギーを、前記磁束に対応した電流成分の電流指令値を生成することで前記ブラシレスモータと前記インバータ回路内で熱エネルギーとして消費することにより、減速時に発生する回生電圧による前記インバータ回路に入力する電圧の昇圧を抑制する構成とする。

これにより、負荷や電源電圧が変動する条件下でも、ブラシレスモータを短時間で停止させることができる。また、回生電圧によるインバータ回路に入力される電圧の昇圧を抑制することができるので、インバータ回路を保護し洗濯機の信頼性を向上させることができるとともに、インバータ回路に印可する電圧に対し、必要以上に高い耐電圧の部品を選定する必要がないため、合理的な洗濯機のモータ制御装置を実現することができる。

第２の発明は、上記第１の発明において、前記制御手段が行う速度制御は、前記電圧検出手段によって検出される検出電圧が所望の電圧値となるように、前記磁束に対応した電流成分の電流指令値を生成することにより、回生電圧の上昇率に応じて熱エネルギーとして消費する量を決め、負荷や電源電圧のばらつきで減速時の回生電圧が変動しても、インバータ回路に入力される電圧を昇圧せずに減速することができる。また、回生電圧を直接的に検出し、制御に使用しているため、負荷や電源電圧が変動する条件下でも、インバータ回路を保護し、短時間で停止するモータ制御装置を実現することができる。

第３の発明は、上記第２の発明において、前記制御手段が行う速度制御は、前記電圧検出手段を用いて検出した加速及び一定速時の最小電圧値を電圧指令値とし、前記電圧指令
値に比べ減速中の前記検出電圧が低いと判定した場合、前記磁束に対応した電流成分の電流指令値を０とすることにより、低回転時など回生電圧が低いときは電流を熱エネルギーにより消費させる必要がなく、減速トルクを最大化して効率よく停止することが可能となる。

第４の発明は、上記第２の発明において、前記制御手段が行う速度制御は、前記電圧検出手段を用いて検出した加速及び一定速時の最小電圧値を電圧指令値とし、前記電圧指令値に比べ減速中の前記検出電圧が高いと判定した場合、前記電圧指令値と前記減速中の検出電圧との偏差に所定の定数を乗じた値を、前記磁束に対応した電流成分の電流指令値とすることにより、低負荷時に比べ高負荷時は目標電圧値より小さい値となるため、より多くの電流を熱エネルギーとして消費し、所望の回生電圧の範囲内で制御することでインバータ回路に入力される電圧の昇圧を回避し、インバータ回路を保護し洗濯機の信頼性を損なわず、さらに停止時間を短縮することができる。

以下、本発明を実施するための形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１の洗濯機のモータ制御装置の一部ブロック化した回路図である。図１に示すように、交流電源１（電源）は、整流回路２に交流電圧を加え、整流回路２は整流器２０とコンデンサ２１により直流電圧に変換し、直流電圧をインバータ回路３に加える。

インバータ回路３は、６個のパワースイッチング半導体と逆並列ダイオードよりなる３相フルブリッジインバータ回路により構成し、通常、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）と逆並列ダイオードおよびその駆動回路と保護回路を内蔵したインテリジェントパワーモジュール（以下、ＩＰＭという）で構成している。パワースイッチング半導体はＩＧＢＴの他、金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）などで構成しても良い。インバータ回路３の構成は、よく知られたものと同様であるので、詳しい説明は省略する。

インバータ回路３の出力端子にモータ４を接続し、撹拌翼（図示せず）または洗濯兼脱水槽（図示せず）等（洗濯槽等）を駆動する。モータ４は、ブラシレスモータにより構成し、回転子（ロータ）を構成する永久磁石と固定子との相対位置（回転子位置）をロータ位置検出手段４ａにより検出する。ロータ位置検出手段４ａは、通常、３個のホールＩＣにより構成し、電気角６０度ごとの位置の出力基準信号Ｈ１〜Ｈ３を検出する。

電流検出手段５は、モータ４のモータ電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出するもので、通常はシャント抵抗５ａ、５ｂを用いる。また、直流電流を含む低周波数から測定可能な直流電流トランスや、交流電流トランスでも検出可能である。また、３相モータの場合、２相の電流（例えばＩｕ、Ｉｖ）を求め、キルヒホッフの法則（Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０）より残りの１相の電流（Ｉｗ）を求める方法が一般的である。

なお、ロータ位置検出手段４ａは、出力基準信号Ｈ１〜Ｈ３を元にロータの位置を検出しているが、ホールＩＣを用いず、モータの相電流と３相モータ駆動制御電圧からロータ位置を演算により検出する方法でもよい（図示せず）。

制御手段６は、ロータ位置検出手段４ａと電流検出手段５によりインバータ回路３をベクトル制御してモータ４の回転を制御するものである。

制御手段６は、マイクロコンピュータと、マイクロコンピュータに内蔵したインバータ制御タイマー（ＰＷＭタイマー）、高速Ａ／Ｄ変換回路、メモリ回路（ＲＯＭ、ＲＡＭ）等より構成し、ロータ位置検出手段４ａの出力信号より電気角を検知する電気角検知手段６０と、電流検出手段５の出力信号と電気角検知手段６０の信号より磁束に対応した電流成分Ｉｄ（ｄ軸電流）とトルクに対応した電流成分（トルク電流）Ｉｑ（ｑ軸電流）に分解する３相／２相ｄｑ変換手段６１と、静止座標系から回転座標系に変換、あるいは逆変換するのに必要な正弦波データ（ｓｉｎ、ｃｏｓデータ）を格納する記憶手段６２と、磁束に対応した電圧成分Ｖｄとトルクに対応した電圧成分Ｖｑを３相モータ駆動制御電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに変換する２相／３相ｄｑ逆変換手段６３と、３相モータ駆動制御電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに応じてインバータ回路３のＩＧＢＴのスイッチングを制御するＰＷＭ制御手段６４などを備えている。

さらに、行程に応じてモータ４の起動、停止、回転数、および制動等を制御する設定変更手段６５と、ロータ位置検出手段４ａの出力信号より回転数を検知する回転数検知手段６６と、回転数検知手段６６によって検知された検知回転数ｎと設定変更手段６５によって設定された設定回転数Ｎｓを参照してトルクに対応した電流成分であるトルク電流Ｉｑのｑ軸電流指令値Ｉｑｓを決定するトルク電流制御手段６７と、設定変更手段６５からのｄ軸（ｄｉｒｅｃｔ−ａｘｉｓ）電流指令値Ｉｄｓ、トルク電流制御手段６７からのｑ軸（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−ａｘｉｓ）電流指令値Ｉｑｓと、３相／２相ｄｑ変換手段６１より演算したＩｄとＩｑをそれぞれ比較し、モータ電流を制御するための磁束に対応した電圧成分Ｖｄとトルクに対応した電圧成分Ｖｑを演算するモータ電流制御手段６８と、整流回路２の電圧を検出する電圧検出手段６９とを備えている。

磁束に対応した電圧成分Ｖｄとトルクに対応した電圧成分Ｖｑから逆変換して得られる２相／３相ｄｑ逆変換手段６３からの入力（３相モータ駆動制御電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ）に応じて、ＰＷＭ制御手段６４はインバータ回路３に制御信号を出力する。

トルクに対応したｑ軸電流Ｉｑがｑ軸電流指令値Ｉｑｓとなるようにフィードバック制御することにより定トルク制御が可能となる。しかし、回転数が上昇すると、モータ誘起電圧が上昇してトルク電流Ｉｑが増加しなくなるので、回転数に応じてｄ軸電流Ｉｄを増加させる、いわゆる弱め磁束制御によりｑ軸電流Ｉｑも増加させることができ、トルクを増加させることができる。

図２はモータ制御装置動作時の各部の波形関係を示し、ロータ位置検出手段４ａの出力基準信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３のエッジ信号は６０度ごとに変化して、各部状態信号より３６０度を６分割した角度が判別できる。出力基準信号Ｈ１がローからハイとなるハイエッジを基準電気角０度として示し、モータ４のＵ相巻線誘起電圧Ｅｃは、出力基準信号Ｈ１から３０度遅れた波形となる。Ｕ相モータ電流ＩｕとＵ相巻線誘起電圧Ｅｃの位相を同じにすると、最大効率が得られる。Ｕ相巻線誘起電圧Ｅｃがｑ軸と同等軸となり、ｄ軸は９０度遅れている。ｑ軸電流は、モータ誘起電圧位相と同相なので、トルク電流と呼ばれる。

図２において、Ｕ相モータ電流Ｉｕは、Ｕ相巻線誘起電圧Ｅｃよりわずかに進んで、モータ印加電圧Ｖｕは、Ｕ相巻線誘起電圧Ｅｃより３０度進んだ波形を示す。Ｖｃは、ＰＷＭ制御手段６４内で生成される鋸歯状（または三角波）波形のキャリヤ信号で、Ｖｕは、正弦波状のＵ相制御電圧でキャリヤ信号ＶｃとＵ相制御電圧Ｖｕを比較したＰＷＭ信号ＵをＰＷＭ制御手段６４内で発生させ、インバータ回路３のＵ相上アームトランジスタの制御信号として加える。ｃｋは、キャリヤ信号Ｖｃの同期信号で、キャリヤカウンタがカウントアップしてオーバーフローしたときの割込信号である。

モータ４のロータ磁石軸とステータの磁束軸が一致した電気角をｄ軸として基準電気角
０度として静止座標系から回転座標系への座標変換、すなわち、ｄｑ変換を行うので、電気角検知手段６０は、ロータ位置検出手段４ａの出力基準信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３より３０度、９０度、１５０度等の電気角を検知し、６０度毎以外は推定により電気角θを求める。

一般的に、磁束に対応した電流成分をｄ軸電流Ｉｄと呼び、永久磁石の磁束と界磁の磁束が同軸上で永久磁石が界磁に吸引された状態なので、トルクは零となる。また、ｄ軸から電気角で９０度の角度で誘起電圧位相と同じ位相となり、トルク最大となる軸をｑ軸と呼び、トルクに対応した電流成分なので、ｑ軸電流Ｉｑと呼ぶ。さらに、ｄ軸電流Ｉｄを負の方向に増加させると、ｄ軸上の界磁磁束を弱めることと等価となるので、弱め界磁制御、あるいは弱め磁束制御（または磁束弱め制御）と呼ばれる。また、ｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑに分解してそれぞれ独立に制御するので、ベクトル制御と呼ばれる。

３相／２相ｄｑ変換手段６１は、モータ電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを数式１によりｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑに変換するもので、電気角θに対応して検出したモータ電流瞬時値よりＩｄ、Ｉｑを演算する。

記憶手段６２には、ｓｉｎθとｃｏｓθのデータを記憶しているので、電気角データに対応したデータを呼び出して積和演算を行うことにより、ｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑに分解できる。電気角θの検知とモータ電流瞬時値の検出は、キャリヤ信号に同期して行うもので、後述するフローチャートに従い、詳細な説明を行う。

回転数検知手段６６は、ロータ位置検出手段４ａの出力基準信号Ｈ３よりモータ回転数を検知し、回転数信号を設定変更手段６５、トルク電流制御手段６７に加える。設定変更手段６５は、モータ４の回転数の設定、回転数に応じたｄ軸電流指令値Ｉｄｓの設定、トルク電流制御手段６７への設定回転数Ｎｓの設定を行なうとともに、モータ電流制御手段６８にｄ軸電流指令値Ｉｄｓを加える。なお、出力基準信号は、Ｈ１、Ｈ２をそれぞれ使用してもよいし、また、Ｈ１〜Ｈ３の信号から求めた回転数の平均値を用いてもよい（図示せず）。

トルク電流制御手段６７は、検知回転数ｎと設定回転数Ｎｓを比較する回転数比較手段６７ａと、検知回転数ｎと設定回転数Ｎｓとの誤差信号Δｎと、回転数の変化率（加速度）に応じてｑ軸電流指令値Ｉｑｓを制御するトルク電流設定手段６７ｂと、ｑ軸電流指令値Ｉｑｓの値に対し、現在の検知回転数ｎとの関数より導出される最大Ｉｑｓの値と比較し、制限を掛けるＩｑ指令リミッタ部６７ｃより構成される。

トルク電流設定手段６７ｂは、誤差信号Δｎに応じてｑ軸電流指令値ＩｑｓをＰＩ制御する、いわゆる、回転数制御電流マイナーループ制御を行う。ＰＩ制御の際のゲインなどの設定切り換えについては設定変更手段６５からの指示を受けるもので、後述するフローチャートに従い説明を行う。

モータ電流制御手段６８は、３相／２相ｄｑ変換手段６１の出力信号Ｉｑ、Ｉｄと指令値Ｉｑｓ、Ｉｄｓをそれぞれ比較して制御電圧信号Ｖｑ、Ｖｄを出力するもので、ｑ軸電流比較手段６８ａ、ｑ軸電圧設定手段６８ｂ、ｄ軸電流比較手段６８ｃ、ｄ軸電圧設定手段６８ｄより構成し、ｑ軸電流Ｉｑとｄ軸電流Ｉｄをそれぞれ制御する電圧信号Ｖｑ、Ｖｄを生成する。

ｄ軸電流指令値Ｉｄｓは、設定変更手段６５からモータ電流制御手段６８に信号が加えられるもので、埋め込み磁石モータの場合には、回転数に応じてｄ軸電流指令値Ｉｄｓを増加させて弱め界磁制御を行う。表面磁石モータの場合には、通常、ｄ軸電流指令値Ｉｄｓは零に設定し、高回転数駆動の場合にｄ軸電流指令値Ｉｄｓを増加させる。本実施の形態では、交流電源１から整流回路２に流入する電流を制限するための説明であり、表面磁石モータでは、ｄ軸電流指令値Ｉｄｓは零近くの所定の値に設定するため、以降、ｄ軸電流指令値Ｉｄｓについては特に記載しないこととする。

２相／３相ｄｑ逆変換手段６３は、電圧信号Ｖｑ、Ｖｄより３相モータ駆動制御電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを数式２によって演算するもので、キャリヤ信号に同期して、電気角検知手段６０により検知した電気角θに対応した正弦波状の信号をＰＷＭ制御手段６４に加える。記憶手段６２に記憶したｓｉｎθ、ｃｏｓθのデータを呼び出して行う積和演算の方法は、３相／２相ｄｑ変換手段６１の演算とほぼ同じである。

上記構成の洗濯機のモータ制御装置について、図３から図１０を参照しながら動作、作用を説明する。

図３は、本実施の形態における洗い工程のモータ制御の切り替わりを示すフローチャートで、ステップ１００により、洗濯機のモータ４の速度制御を行うためのモータ制御を開始する。制御の第一段階では、ステップ１０１にて電圧制御を実施して、モータ４の起動を制御する。モータ４の起動時には、電流検知を高精度に実施できないため、ベクトル制御が行えないが、モータ４の回転を検知してモータ４が起動したことを確認後、ステップ
１０２にて、回転数によらない初期のベクトル制御を実施する。

起動直後は、回転数を高精度に検知することができないため、ステップ１０２では、トルク電流の設定値であるｑ軸電流指令値Ｉｑｓは、回転数によらない制御とし、さらに、モータ４が回転したことを電気角検知手段６０による回転角度の検知により確認後、ステップ１０３にて、モータ４の回転数をＰＩ制御する回転数制御電流マイナーループ制御を実施する。

図４によって、図３のステップ１０１の電圧制御によるモータ４の起動を説明する。電圧制御の時点では、モータ４が起動していない状態で電流が流れていない。そのため、電流検知の精度が得られず、ベクトル制御による制御が実施できない。

まず、ステップ２００にて、電圧制御を開始した後、ステップ２０１にて電圧制御のための初期設定を実施する。この初期設定には、電圧制御時の電圧を規定する変調度が少なくとも含まれる。

ステップ２０２にて、前記変調度を電圧制御開始からの時間に応じて大きくしていき、ステップ２０３にて、前記変調度に応じた電圧をモータ４に印加することで、時間とともに徐徐にモータ印加電圧を大きくすることで、モータ４のソフトスタートを行う。

ステップ２０４にて、電圧制御開始からのモータ４の回転角度がモータ４が起動したと確認できる角度Ａ°まで回った場合、電圧制御を終了し、次の初期ベクトル制御（図３に示すステップ１０２）を開始し、角度Ａ°よりも回っていなかった場合は、ステップ２０２へ戻って変調度を上げてモータ４を駆動する処理を繰り返す。角度Ａ°としては、ロータ位置検出手段４ａからの信号が電気角６０度ごとであるので、その３倍の電気角１８０度程度と設定すれば良い。

この電圧制御により、停止状態からの動作時の電流検知が行えない場合でも、モータ４の起動を行うことができ、角度Ａ°を小さく設定することで、モータ４起動の後、即座に次のベクトル制御による制御を開始することができる。

次に、図５〜図７によって、ブレーキ運転時の動作フローおよびｄ軸電流指令値の生成方法について説明する。

図５のステップ３０１において、ブレーキ運転時か否かを判定し、ブレーキ運転時であれば、ステップ３０２へ、ブレーキ運転時以外は、ステップ３０３へ進む。

ステップ３０２では、現在のインバータ回路３に入力する電圧（以下、Ｐ電圧と呼ぶ）を電圧検出手段６９によって検出し、Ｐ電圧指令値との偏差を算出する。

ステップ３０３では、速度制御周期毎にＰ電圧値の大小判定を行い、Ｐ電圧指令値を更新している。このときのＰ電圧指令値の設定方法については、後述する。なお、Ｐ電圧指令値の設定は、あらかじめインバータ回路３に用いられている部品の耐電圧制限値などの任意の値に設定することも可能であり、本実施の形態に限定されるものではない。

ステップ３０４では、現在Ｐ電圧値（Ｐ電圧検出値）とＰ電圧指令値との偏差に所定の定数を乗じた値を、ｄ軸電流指令値Ｉｄｓとして生成する。

一方、ステップ３０５では、加速中におけるｄ軸電流指令値Ｉｄｓは、常に０としており、表面磁石型モータにおけるモータ効率最大で駆動するように設定する。

その後、ステップ３０６において、モータ制御が継続中ならば、ステップ３０１に戻り、速度制御を継続する。モータ制御が終了した場合は、速度制御を終了する。

ステップ３０３のＰ電圧指令値の更新のフローについて、図６を用いて説明する。Ｐ電圧指令値は、加速及び一定速中に速度周期毎に検出されるＰ電圧検出値の中で最も小さい値を代入している。本ステップにより、モータ制御装置の構成を変化させた場合、例えば整流回路２の電解コンデンサ（コンデンサ２１）の容量を小さく変更し、Ｐ電圧が変動しやすくなった場合においても、加速時に電圧変動した最小値をＰ電圧指令値とすることにより、ブレーキ時の回生エネルギーに対して、より余裕を持たせた指令値を設定することができる。

ステップ４０１において、制御開始時から検出した最小Ｐ電圧と現在Ｐ電圧を比較し、最小Ｐ電圧よりも現在Ｐ電圧が小さい場合は、ステップ４０２へ進み、大きい場合は、ステップ４０３へ進む。ステップ４０２では、最小Ｐ電圧値を現在Ｐ電圧でもって更新し、ステップ４０３では、最小Ｐ電圧は、更新せず保持する。そして、ステップ４０４にて、Ｐ電圧指令値に最小Ｐ電圧を代入し、減速時に使用する。

ステップ３０４のｄ軸電流指令値生成方法について、図７を用いて説明する。ステップ５０１において、現在Ｐ電圧とＰ電圧指令値とを比較し、現在Ｐ電圧が高い場合は、ステップ５０２にて、現在Ｐ電圧値（Ｐ電圧検出値）とＰ電圧指令値との偏差ΔＶｐを算出した後、ステップ５０３へ進み、低い場合はステップ５０４へ進む。ステップ５０３では、現在Ｐ電圧とＰ電圧指令値の偏差ΔＶｐにゲインＫｐを積算し、ｄ軸電流指令値Ｉｄｓを生成し、Ｐ制御を行う。ステップ５０４では、昇圧していないため、ｄ軸電流指令値Ｉｄｓは０として、モータ制御を行なう。

電流指令値に応じて行われるモータ駆動サブルーチンの制御に関しては、図８〜図１０を用いて説明する。

図８において、ステップ６００よりモータ駆動サブルーチンが開始すると、次にステップ６０１に進んで、キャリヤ信号割込の有無を判定する。キャリヤ信号割込とは、ＰＷＭ制御手段６４のキャリヤカウンタがオーバーフローすると発生する割込信号ｃｋにより実行するもので、キャリヤ信号割込があった場合は、ステップ６０２に進んで、キャリヤ信号割込サブルーチンを実行する。

図９は、キャリヤ信号割込サブルーチンの詳細フローチャートを示し、ステップ７００より、キャリヤ信号割込サブルーチンを開始し、ステップ７０１にて、割込信号ｃｋをカウントする。

つぎに、ステップ７０２に進んで、電気角検知手段６０によりロータ位置の電気角θを演算する。ロータ位置の電気角θは、別途求めたキャリヤ信号１周期当たりの電気角Δθとキャリヤカウンタのカウント値ｋを掛けた値ｋ・Δθを、ロータ位置検出手段４ａより検知できる６０度ごとの電気角φを加えることで推定演算する。

モータ４を８極、キャリヤ周波数を１５．６ｋＨｚ、回転数を９００ｒ／ｍｉｎとすると、モータ駆動周波数は６０Ｈｚとなり、電気角６０度内のキャリヤカウンタのカウント値ｋは、約４３となる。よって、Δθは、約１．４度となる。モータ回転数が低い程、電気角６０度内のカウント値ｋは高くなり、演算上の電気角検知分解能は向上するので、回転数が低く、精度が要求される場合でも問題はないことがわかる。

つぎに、モータ電流Ｉｕ、Ｉｖを検出する。ステップ７０３に進んで、１回目のモータ電流検出を行ない、Ｉｕ１、Ｉｖ１を得る。電流検出１回では、ノイズが含まれる可能性があるので、ステップ７０４に進んで、再度検出し、Ｉｕ２、Ｉｖ２を得る。ステップ７０５にて、これら２回の検出値の平均値を求めて、ノイズを除去してモータ電流Ｉｕ、Ｉｖを算出し、Ｉｗ＝−（Ｉｕ＋Ｉｖ）よりモータ電流Ｉｗを演算する。

ここでは、ノイズ除去のために単純な二回平均値にてモータ電流Ｉｕ、Ｉｖとしたが、この方式に限定されるものではない。たとえば、前回のキャリヤ信号割込の際に検出した電流と今回のキャリヤ信号割込の際に検出した電流との変化分を算出し、変化分を一定比率で低減して前回検出した電流に足し合わせるようなローパスフィルター機能を構成してノイズ除去を実施しても良い。

つぎに、ステップ７０６に進んで、３相／２相ｄｑ変換手段６１によって電気角θとモータ電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗより、前記数式１に示した演算を行い、３相／２相ｄｑ変換を行い、ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑを求める。つぎに、ステップ７０７に進んで、求められた電流値Ｉｄ、Ｉｑをメモリし、別途ベクトル制御データとして用いる。

次に、ステップ７０８に進んで、ｄ軸制御電圧Ｖｄ、ｑ軸制御電圧Ｖｑを呼び出し、ステップ７０９に進んで、前記数式２に従い２相／３相ｄｑ逆変換手段６３によって２相／３相ｄｑ逆変換を行い、３相制御電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを求める。この逆変換は、ステップ７０６と同じように、記憶手段６２の電気角θに対応したｓｉｎθ、ｃｏｓθデータを用い、積和演算を高速で行う。

つぎに、ステップ７１０に進んで、ＰＷＭ制御手段６４によって３相制御電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに対応したＰＷＭ制御を行い、ステップ７１１に進んで、サブルーチンを終了してリターンする。

ＰＷＭ制御は、図２でも説明したように、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相各相に対応して、鋸歯状波（または三角波）のキャリヤ信号と制御電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを比較してインバータ回路３のＩＧＢＴオンオフ制御信号を発生させ、モータ４を正弦波駆動するもので、上アームトランジスタと下アームトランジスタの信号は、逆転された波形で、上アームトランジスタの導通比を増加させると、出力電圧は、正電圧が増加し、下アームトランジスタの導通比を増加させると、出力電圧は、負電圧が増加する。

導通比を５０％にすると、出力電圧は零となる。電気角θに対応して制御電圧を正弦波状に変化させると、正弦波状の電流が流れる。正弦波駆動の場合、トランジスタの導通比を最大値１００％にしたとき、出力電圧は、最大となり、変調度Ａｍは１００％で、導通比の最大値を５０％にしたとき、出力電圧は、最低となり、変調度Ａｍは０％と呼ぶ。

モータ電流をベクトル制御するための、３相／２相ｄｑ変換と２相／３相ｄｑ逆変換をキャリヤ信号毎に高速で実行するので、高速の電流制御が可能となり、さらに、キャリヤ信号毎にベクトル制御することにより、撹拌翼や洗濯兼脱水槽を負荷変動に対応して適切なトルク駆動することができる。

図８に戻って、キャリヤ信号割込サブルーチン（ステップ６０２）を実行した後、ステップ６０３に進み、位置信号割込の有無を判定する。ロータ位置検出手段４ａの出力基準信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３のいずれかの信号が変化すると、割込信号が発生し、ステップ６０４に進んで、図１０に示す位置信号割込サブルーチンを実行する。図２に示すように、電気角６０度ごとに割込信号が発生する。

ここで、図１０に基づいて、位置信号割込サブルーチンについて説明する。ステップ８００より、位置信号割込サブルーチンを開始し、ステップ８０１に進んで、出力基準信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３を電気角検知手段６０に入力して位置検出を行い、つぎに、ステップ８０２に進んで、位置信号よりロータ電気角θｃを検出する。次に、ステップ８０３に進んで、キャリヤ信号割込サブルーチンでカウントしているカウント値ｋをｋｃにメモリし、ステップ８０４に進んで、カウント値ｋをクリヤし、ステップ８０５に進み、電気角６０度間のキャリヤカウンタのカウント値ｋｃより１キャリヤの電気角Δθを演算する。

つぎに、ステップ８０６に進んで、回転数検知手段６６によって、出力基準信号Ｈ３による割込信号か否かを判定し、基準位置信号割込ならば、ステップ８０７に進んで、回転周期測定タイマーのカウント値Ｔを周期Ｔｏとしてメモリし、ステップ８０８に進んで、カウント値Ｔをクリヤし、ステップ８０９に進んで、モータ回転数ｎを演算する。次に、ステップ８１０に進んで、回転周期測定タイマーのカウントを開始させ、ステップ８１１に進んで、サブルーチンを終了してリターンする。

回転周期測定タイマーの検知分解能を８ｂｉｔ精度にすると、クロックは、６４μｓとなり、キャリヤ信号をクロックに使用できるが、回転制御性能を向上するためには、回転周期検知分解能を向上させる必要があり、クロックの周期は、１〜１０μｓに設定する必要がある。この場合には、マイクロコンピュータのシステムクロックを分周してクロックに使用する。

以上に説明した回転数検知方法は、出力基準信号Ｈ３の周期から求める方法を示したが、出力基準信号Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３をすべて使用してもよい。また、キャリヤ信号を三角波にすると、キャリヤカウンタタイマーの周期は、鋸歯状波の２倍となるので、三角波のオーバーフロー信号をクロックにすると、分解能が向上するので、三角波タイマーのオーバーフロー信号をクロックにしてもよい。

以上のような構成の動作フローを備えた洗濯機のモータ制御装置について、以下、ブレーキ運転時の動作、作用を説明する。

まず、ブレーキ運転を開始すると、速度制御によりｑ軸電流Ｉｑ（トルクに対応した電流成分）は、負の方向に大きな指令を与えようとする。しかし、減速時に発生する回生エネルギーをモータ４とインバータ回路３内で熱エネルギーとして消費しなければならない。そこで、本実施の形態の洗濯機のモータ制御装置においては、図５〜図７を参照して説明したように、Ｐ電圧の上昇率に応じてｄ軸電流指令値Ｉｄｓを生成する。

このとき、図５のステップ３０６および図７のモータ制御において、生成されたｄ軸電流指令値Ｉｄｓとｑ軸電流指令値Ｉｑｓの合計値が、モータ制御装置で出力可能な最大電流値よりも増加した場合、ｄ軸電流指令値Ｉｄｓを優先し、ｑ軸電流指令値Ｉｑｓを減少させる制御をすることもできる。この制御により、ｄ軸電流Ｉｄによる、インバータ回路３に入力されるＰ電圧の抑制と同時に、ｑ軸電流Ｉｑを減少させることにより回生エネルギーが減少し、Ｐ電圧の上昇率を低下させる効果を同時に実現することができる。

以上のように、本実施の形態においては、減速時はＰ電圧の上昇率に応じてｄ軸電流指令値を決定することにより、減速時に発生する回生エネルギーを、ブラシレスモータとインバータ回路内で熱エネルギーとして消費することが可能となり、回生電圧によるインバータ回路に入力される電圧の昇圧を抑制することが可能となるので、インバータ回路を保護し洗濯機の信頼性を向上させることができるとともに、インバータ回路に印可する電圧に対し、必要以上に高い耐電圧の部品を選定する必要がないため、合理的な洗濯機のモータ制御装置を実現することができる。

また、回生電圧を直接的に検出し制御に使用しているため、負荷や電源電圧が変動する条件下でも、インバータ回路を保護し、短時間で停止するモータ制御装置を実現することができる。

また、本実施の形態では、Ｐ電圧指令値に比べ減速中の現在Ｐ電圧値が低いと判定した場合、ｄ軸電流指令値を０とすることにより、低回転時からのブレーキなど、回生電圧が低いときは、電流を熱エネルギーにより消費させる必要がなく、減速トルクを最大化して効率よく停止することが可能となる。

また、本実施の形態では、Ｐ電圧指令値に比べ減速中の現在Ｐ電圧値が高いと判定した場合、Ｐ電圧指令値と減速中の現在Ｐ電圧との偏差に所定の定数を乗じた値をｄ軸電流指令値とすることにより、低負荷時に比べ高負荷時はＰ電圧指令値がより小さい値となるため、熱エネルギーとして消費させるｄ軸電流指令値を増加させ、インバータ回路に入力される電圧の昇圧を抑制することができ、インバータ回路を保護し洗濯機の信頼性を損なわず、さらに停止時間を短縮することができる。

本発明に係る洗濯機のモータ制御装置は、ブレーキ運転において減速時に発生する回生エネルギーをブラシレスモータとインバータ回路内で熱エネルギーとして消費することにより、回生電圧によるインバータ回路に入力する電圧の昇圧を抑制することができるので、巻線抵抗が大きいモータなどで短絡ブレーキでは、停止までに非常に時間がかかる洗濯機のモータ制御装置に好適に利用することができる。

１ 交流電源（電源）
２ 整流回路
３ インバータ回路
４ モータ（ブラシレスモータ）
４ａ ロータ位置検出手段
５ 電流検出手段
６ 制御手段
６０ 電気角検知手段
６１ ３相／２相ｄｑ変換手段
６２ 記憶手段
６３ ２相／３相ｄｑ逆変換手段
６４ ＰＷＭ制御手段
６５ 設定変更手段
６６ 回転数検知手段
６７ トルク電流制御手段
６８ モータ電流制御手段
６９ 電圧検出手段

Claims (4)

1. 電源に接続される整流回路と、前記整流回路の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路により駆動され洗濯槽等を駆動するブラシレスモータと、前記ブラシレスモータのロータ位置を検出するロータ位置検出手段と、前記ブラシレスモータのモータ電流を検出する電流検出手段と、前記インバータ回路に入力する電圧を検出する電圧検出手段と、前記インバータ回路を制御する制御手段とを備え、前記制御手段は、前記ロータ位置検出手段より算出されたモータ回転数を所望の指令回転数となるように電流指令値を生成する速度制御と、前記ブラシレスモータのモータ電流を磁束に対応した電流成分とトルクに対応した電流成分とに分解してそれぞれ前記電流指令値となるように制御するベクトル制御とを実施し、前記制御手段が行う速度制御は、前記ブラシレスモータのブレーキ運転において減速時に発生する回生エネルギーを、前記磁束に対応した電流成分の電流指令値を生成することで前記ブラシレスモータと前記インバータ回路内で熱エネルギーとして消費することにより、減速時に発生する回生電圧による前記インバータ回路に入力する電圧の昇圧を抑制することを特徴とする洗濯機のモータ制御装置。
2. 前記制御手段が行う速度制御は、前記電圧検出手段によって検出される検出電圧が所望の電圧値となるように、前記磁束に対応した電流成分の電流指令値を生成することを特徴とする請求項１に記載の洗濯機のモータ制御装置。
3. 前記制御手段が行う速度制御は、前記電圧検出手段を用いて検出した加速及び一定速時の最小電圧値を電圧指令値とし、前記電圧指令値に比べ減速中の前記検出電圧が低いと判定した場合、前記磁束に対応した電流成分の電流指令値を０とすることを特徴とする請求項２に記載の洗濯機のモータ制御装置。
4. 前記制御手段が行う速度制御は、前記電圧検出手段を用いて検出した加速及び一定速時の最小電圧値を電圧指令値とし、前記電圧指令値に比べ減速中の前記検出電圧が高いと判定した場合、前記電圧指令値と前記減速中の検出電圧との偏差に所定の定数を乗じた値を、前記磁束に対応した電流成分の電流指令値とすることを特徴とする請求項２に記載の洗濯機のモータ制御装置。

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