CN100566109C - 电力变换装置以及使用该装置的电动机驱动装置 - Google Patents

电力变换装置以及使用该装置的电动机驱动装置 Download PDF

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Abstract

本发明的目的在于提供一种提高了停歇时间补偿的精度的电力变换装置以及使用该装置的电动机驱动装置。功率模块(100B)，具有多个串联连接的开关元件，将直流电变换成交流电。控制电路(100A)，根据来自外部的控制指令，生成电压指令值，根据对该电压指令值实施停歇时间补偿所得到的最终电压指令值，生成用来驱动构成功率模块的开关元件的门信号。停歇时间补偿逻辑电路(160)，根据电压指令值(V*)的变化率，由提供给电力变换装置的直流电压值(Vdc)、停歇时间(Td)、以及开关频率(fc)所计算出的增益(ΔV)，以及电流的极性(A)，计算出停歇时间补偿电压(ΔV’)。

Description

电力变换装置以及使用该装置的电动机驱动装置
技术领域
本发明涉及一种将直流电变换成交流电的电力变换装置以及使用该装置的电动机驱动装置，特别是一种适于对驱动半导体开关元件的驱动信号中的停歇时间进行补偿的电力变换装置以及使用该装置的电动机驱动装置。
背景技术
逆变器之类的电力变换装置，通过脉冲宽度调制(PWM)等对上下串联连接的开关元件进行开关，从而将直流电压变换成交流电压，在驱动交流电动机时使用。这里，如果将上下开关元件同时接通，上下开关元件便会短路，流通过大电流，导致开关元件破损。因此，一般在驱动开关元件的门信号中设有短路防止时间(停歇时间：dead time)。
但是，通过设置停歇时间，最终输出电压中停歇时间部分的电压变得无效。该无效电压与电流极性相反，导致逆变器的输出电压下降，主力电压下降，从而在低速区电动机的电流中产生脉动，电流的脉动使得转矩发生变动。
因此，以往，例如特开平5-64457号公报中所述的那样，公知有：根据电压指令(V*)的极性将固定的无效电压值作为补偿电压值(ΔV)，通过将所述补偿电压(ΔV)加给电压指令(V*)作为最终电压指令值，通过先行对电压进行补偿以避免滞后，对必要的平均电压进行补偿。
另外，例如特开2002-218794号公报中所述的那样，公知有：用将电压指令(V*)移动平均得到的值与电流指令(i*)推测电动机的电阻值(R)，将推定电阻值(R)与电流指令(i*)相乘作为补偿电压(ΔV)，给电压指令(V*)加上补偿电压(ΔV)作为最终电压指令值。
【专利文献1】特开平5-64457号公报
【专利文献2】特开2002-218794号公报
但是，特开平5-64457号公报中所记载的技术中，停歇时间的影响依赖于输出电压的振幅，虽然电压的尖峰时影响较少，电压的上升时、下降时影响较大，但由于只加上固定的电压，因此存在补偿误差较大这一问题。另外，在交流电动机的高速旋转区域，也即功率因数为1以外的区域中，输出电压与电流之间产生相位差，停歇时间的极性与电流的极性相反，但由于没有实施针对这点的补偿，因此存在补偿误差较大这一问题。
另外，特开2002-218794号公报中所记载的技术中，如果通过电压指令推定电阻，并乘以电动机电流的处理，以较短的控制周期(100μs等)进行，存在CPU的负荷率增大这一问题。另外，电动机的阻抗，其阻抗成分对应于转数变化，例如在功率因数接近1的低速旋转区域中，电阻(R)的成分增大，在功率因数不为1的高速旋转区域中，磁阻成分等的影响增大，如果设电动机的阻抗为电阻值(R)，则高速旋转中的电阻推定处理变得困难。所以存在补偿误差较大这一问题。
发明内容
本发明的目的在于，提供一种提高了停歇时间补偿的精度的电力变换装置以及使用该装置的电动机驱动装置。
为实现上述目的，本发明提供一种电力变换装置，具备：具有多个串联连接的开关元件，并将直流电变换成交流电的功率模块；以及，根据来自外部的控制指令生成电压指令值，根据对该电压指令值实施停歇时间补偿所得到的最终电压指令值，生成用来驱动构成上述功率模块的上述开关元件的门信号的控制机构，其特征在于：上述电压指令值，在相位0、π、2π中为0，中途呈正弦波状变化，上述控制机构具有停歇时间补偿机构，生成在上述电压指令值的相位π/2具有最大值，在该相位3π/2具有最小值的上述最终电压指令值。
通过该构成，能够提高停歇时间补偿的精度。
另外，本发明的另一方案中，提供一种电力变换装置，具备：具有多个串联连接的开关元件，并将直流电变换成交流电的功率模块；以及，根据来自外部的控制指令生成电压指令值，根据对该电压指令值实施加上停歇时间补偿电压所得到的最终电压指令值，生成用来驱动构成上述功率模块的上述开关元件的门信号的控制机构，其特征在于：上述控制机构具有停歇时间补偿机构，其根据上述电压指令值的变化率、由提供给上述电力变换装置的直流电压值与停歇时间以及开关频率所计算出的增益、以及从上述功率模块输出的电流的极性，计算出上述停歇时间补偿电压。
另外，本发明的另一方案中，提供一种电动机驱动装置，具有将直流电变换成交流电的电力变换装置、以及被提供由该电力变换装置所变换的交流电并被该电力变换装置所驱动的交流电动机，其特征在于：上述电力变换装置，具备：具有多个串联连接的开关元件，并将直流电变换成交流电的功率模块；以及，根据来自外部的控制指令生成电压指令值，根据对该电压指令值实施停歇时间补偿所得到的最终电压指令值，生成用来驱动构成上述功率模块的上述开关元件的门信号的控制机构，所述电压指令值，在相位0、π、2π中为0，中途呈正弦波状变化，上述控制机构具有停歇时间补偿机构，生成在上述电压指令值的相位π/2具有最大值，在该相位3π/2具有最小值的上述最终电压指令值。
另外，本发明的另一方案中，提供一种电动机驱动装置，具有将直流电变换成交流电的电力变换装置、以及被提供由该电力变换装置所变换的交流电并被该电力变换装置所驱动的交流电动机，其特征在于：上述电力变换装置，具备：具有多个串联连接的开关元件，并将直流电变换成交流电的功率模块；以及，根据来自外部的控制指令生成电压指令值，根据对该电压指令值实施加上停歇时间补偿电压所得到的最终电压指令值，生成用来驱动构成上述功率模块的上述开关元件的门信号的控制机构，上述控制机构具有停歇时间补偿机构，其根据上述电压指令值的变化率、由提供给上述电力变换装置的直流电压值与停歇时间以及开关频率所计算出的增益、以及从所述功率模块输出的电流的极性，计算出上述停歇时间补偿电压。通过本发明，能够提高停歇时间补偿的精度。
附图说明
图1为表示使用作为本发明的一实施方式的电力变换装置的逆变器的电动机驱动系统之构成的方框图。
图2为说明作为本发明的一实施方式的电力变换装置的逆变器中的PWM信号的波形图。
图3为表示本发明的一实施方式的电力变换装置中的控制电路之构成的方框图。
图4为表示本发明的一实施方式的电力变换装置中的停歇时间补偿逻辑电路之构成的方框图。
图5为由本发明的一实施方式的电力变换装置所生成的，功率因数为1时的最终电压指令值的波形图。
图6为由本发明的一实施方式的电力变换装置所生成的，功率因数为1以外时的最终电压指令值的波形图。
图中：10-直流电源，20-交流电动机，100-逆变器，100A-控制电路，100B-功率模块，110-电流指令运算逻辑电路，120-减法器，130-3/2变换器，140-电流控制逻辑电路，150-2/3变换器，160-停歇时间补偿逻辑电路，161-微分器，163-增益运算器，165-极性判断器，167-乘法器，169-加法器，170-PWM信号生成电路，SV-电压传感器，SI-电流传感器，SR-转角传感器。
具体实施方式
下面对照图1～图6，对本发明的一个实施方式的电力变换装置之构成及动作进行说明。
首先，对照图1，对使用本发明的一实施方式的电力变换装置即逆变器的电动机驱动系统之构成进行说明。本实施方式的电动机驱动系统，例如在对电动汽车或混合动力汽车中所安装的同步电动机(交流电动机)进行驱动控制时使用。
图1为表示使用作为本发明的一实施方式的电力变换装置的逆变器的电动机驱动系统之构成的方框图。
逆变器100，将直流电源10所输出的直流电变换成交流电，提供给同步电动机(交流电动机)20，驱动同步电动机20。逆变器100，具有控制电路100A与功率模块(power module)100B。控制电路100A中，被输入由电压传感器SV所检测出的直流电源10的输出电压Vdc、由电流传感器SI所检测出的供给同步电动机20的电枢绕组的电动机电流i、以及由检测同步电动机20的磁极位置的转角传感器SR所检测出的转角信号ω。转角传感器SR例如使用分解器。另外，控制电路100A中，被输入由外部控制器等所输出的控制指令。控制指令例如有转矩指令T*、转数指令N*、以及电压指令V*等。控制电路100A对应于控制指令，输出用来驱动功率模块100B的PMW脉冲信号，使得供给同步电动机20的电动机电流为给定值。
功率模块100B，在将直流电变换成三相交流电的情况下，具有6个半导体开关元件。半导体开关元件例如由IGBT或MOS-FET构成，使用能够开关大电流的元件。2个半导体开关元件串联连接，构成U相臂。另外，另两个半导体开关元件串联连接构成V相臂。最后两个半导体开关元件串联连接构成W相臂。U相臂、V相臂、W相臂，被并联连接。控制电路100A，输出分别输入给6个半导体开关元件各自的栅极端子的PWM脉冲信号。例如，输入给构成U相臂的两个半导体开关元件各自的栅极端子的PWM脉冲信号，设有停歇时间，从而不会同时接通(ON)。
这里，使用图2对作为本实施方式的电力变换装置的逆变器中的PWM脉冲信号进行说明。也即，对PMW生成方法与短路防止时间(停歇时间)所引起的输出电压降低的影响进行说明。
图2为说明作为本发明的一实施方式的电力变换装置的逆变器中的PWM信号的波形图。
图2中，图2(A)中示出了PWM载波信号、U相电压指令Vu*、以及同步电动机20的U相中流通的电动机电流iu。图2(B)中示出了不含有停歇时间的理想的PWM信号的电压波形。图2(C)中示出了停歇时间所引起的电压下降。图2(D)中示出了含有停歇时间的实际PWM信号的电压波形图。
控制电路100A，将图2(A)中所示的电压指令Vu*与PWM载波Vcs进行比较，生成如图2(D)所示的PWM信号。这里，在单单将图2(A)所示的电压指令Vu*与PWM载波Vcs进行比较的情况下，出现了如图2(B)所示的电压波形，但通过含有图2(C)所示的停歇时间Td，如图2(D)所示，生成了含有停歇时间的PWM波形。这里，图2(D)所示的最终输出电压中，停歇时间Td部分的电压变得无效。停歇时间的无效电压的平均值ΔV，表示为ΔV＝Vdc×Td×fc。这里，Vdc是直流电源1 0的直流电压，Td是短路防止时间(停歇时间)，fc是PWM开关频率。
该无效电压ΔV，与电流极性相反，产生逆变器的输出电压的下降，因主力电压的下降，低速区域中电动机的电流中产生脉动，电流的脉动引起转矩变动。
接下来，使用图3，对本实施方式的电力变换装置中的控制电路100A的具体构成进行说明。
图3为表示本发明的一实施方式的电力变换装置中的控制电路之构成的方框图。另外，与图1相同的符号表示同一部分。
控制电路100A具有电流指令运算逻辑电路110、减法器120、3/2变换器130、电流控制逻辑电路140、2/3变换器150、停歇时间补偿逻辑电路160、以及PWM信号生成电路170。
电流指令运算逻辑电路110，将目标转矩指令T*、转数指令N*或目标电压指令V*等控制指令，通过电源电压Vdc以及由转角传感器SR所检测出的转角ω，变换成电流指令id*、iq*。
3/2变换器130，将电流传感器SI所检测出的三相电动机电流i，变换成矢量变换后的两相电流值id、iq。减法器120中，计算出电流指令id*、iq*与所检测出的电流值id、iq之差。
电流控制逻辑电路140，使用以对减法器120所求出的差值进行PI控制为代表的控制方法，计算出两相电压指令Vd*、Vq*。作为电流控制逻辑电路140，可以使用对差值的PI控制或以电动机的模型为基础的模型式PI控制等、多种多样的控制方式。
2/3变换器150，将两相电压指令Vd*、Vq*，变换成三相电压指令V*。虽在不执行停歇时间补偿的逆变器中，将该电压指令V*作为最终电压指令，而本实施方式中，停歇时间补偿逻辑电路160，使用电压指令V*与其他控制值计算出停歇时间补偿，设为最终电压指令之后，发送给PWM信号生成电路170。这里，停歇时间补偿逻辑电路160，通过电压指令V*、电流值i、开关频率fc、停歇时间Td、直流电源电压值Vdc，执行停歇时间补偿运算。关于停歇时间补偿逻辑电路160的详细内容，将在后面使用图4进行说明。
PWM信号生成电路170，根据执行停歇时间补偿运算所得到的最终电压指令，生成PWM脉冲信号。
接下来，使用图4对本实施方式的电力变换装置中的停歇时间补偿逻辑电路160的具体构成进行说明。
图4为表示本发明的一实施方式的电力变换装置中的停歇时间补偿逻辑电路之构成的方框图。另外，与图1或图3相同的符号表示同一部分。
停歇时间补偿逻辑电路160具有微分器161、增益运算器163、极性判断器165、乘法器167、以及加法器169。
微分器161对所输入的电压指令V*进行微分，并计算出其变化率dV*。增益运算器163，根据开关频率fc、停歇时间Td、以及直流电源电压值Vdc，计算出停歇时间补偿电压ΔV。停歇时间补偿电压ΔV，在电压指令V*的一周期中，被设为ΔV＝Vdc×Td×fc。这里，停歇时间Td，例如被预先设为2～4μs。另外，开关频率fc通过转数求出，在低速旋转中在2～5kHz变化，另外高速旋转中在8～15kHz变化，通过这样能够求出对应开关频率fc的补偿电压，在电动机全动作区域中计算出可靠的停歇时间补偿的增益。另外，直流电源电压Vdc，为了在PI控制等中使用，采用以预先移动平均为代表的滤波后的值。进而，通过将直流电压值Vdc用于增益运算，即使在因电动机的感应电压等引起电压值上升时，或高输出、直流电源恶化等引起电压下降时，也能够正确实施因停歇时间而进行的电压的补偿。
极性判断器165，在电流i大于0的情况下，将极性A设为-1，在电流i小于0的情况下，将极性A设为+1。
乘法器167将微分器161所输出的电压指令V*的变化率dV*、增益运算器163所输出的停歇时间补偿电压ΔV、以及极性判断器165所输出的极性A相乘，作为A·dV*·ΔV计算出来，计算出最终的停歇时间补偿电压ΔV’。
加法器169中，给电压指令V*加上最终的停歇时间补偿电压ΔV’，通过这样计算出最终的电压指令值VFL*。
这里，使用图5与图6，对通过本实施方式的电力变换装置所生成的最终电压指令值进行说明。
图5为由本发明的一实施方式的电力变换装置所生成的、功率因数为1时的最终电压指令值的波形图。图6为由本发明的一实施方式的电力变换装置所生成的、功率因数为1以外时的最终电压指令值的波形图。图5以及图6中，分别示出了相位在0～2π之间的范围。电压指令V*，在相位0、π、2π中为“0”。
如图5所示，在功率因数为1时，电压指令V*如虚线所示，在相位0、π、2π中为“0”，中途呈正弦波状变化。电动机电流i也如虚线所示，在相位0、π、2π中为“0”，中途呈正弦波状变化。
实线所示的停歇时间补偿电压ΔV’如图4中所示，根据电压指令V*的微分值进行计算，因此在电压指令V*的尖峰时必然为“0”。也即，在相位π/2、3π/2时，停歇时间补偿电压ΔV’变为“0”。并且，停歇时间补偿电压ΔV’，在相位π/2、3π/2的前后，电压指令值V*为正时，为大于0的值，在电压指令值V*为负时为小于0的值。最终电压指令值VFL*，通过将电压指令值V*与停歇时间补偿电压ΔV’相加求出，因此最终电压指令值VFL*在相位π/2前后取最大值，在3π/2前后取最小值。
如图6所示，在功率因数为1以外时，电压指令V*如虚线所示，在相位0、π、2π中为“0”，中途呈正弦波状变化。电动机电流i的相位相对电压指令V*错开，呈正弦波状变化。
实线所示的停歇时间补偿电压ΔV’如图4中所示，根据电压指令V*的微分值进行计算，因此在电压指令V*的尖峰时必然为“0”。也即，在相位π/2、3π/2时，停歇时间补偿电压ΔV’变为“0”。并且，停歇时间补偿电压ΔV’，在相位π/2、3π/2的前后，电压指令值V*为正时为大于0的值，电压指令值V*为负时是小于0的值。最终电压指令值VFL*，通过将电压指令值V*与停歇时间补偿电压ΔV’相加求出，因此最终电压指令值VFL*，在相位π/2前后取最大值，在3π/2前后取最小值。
也即，不管功率因数的值如何，最终电压指令值VFL*，都在相位π/2前后取最大值，在3π/2前后取最小值。
由于前述特开平5-64457号公报中所述的记载方式中，将一定的无效电压值作为补偿电压值，因此补偿误差较大，与此相对，本实施方式中，使用作为电压指令值V*的微分值的dV*求出停歇时间的补偿电压，因此能够减小补偿误差。
另外，特开平5-64457号公报中所记载的技术中，虽然在交流电动机的高速旋转区域，也即功率因数为1以外的区域中，输出电压与电流之间产生相位差，停歇时间的极性与电流的极性相反，却没有对这一点实施补偿，但本实施方式中，对应于电流i的极性，变更停歇时间补偿电压的极性A，因此进行对应于电流的极性的补偿，能够减小补偿误差。
另外，特开2002-218794号公报中所记载的技术中，为了推定电阻而会导致CPU的负荷率增大，而本实施方式中，如图4所述，根据电压指令值V*、开关频率fc、停歇时间Td、直流电源电压值Vdc、以及电流i，计算出停歇时间补偿电压ΔV’，不进行阻抗的推定等，因此能够减小CPU的负担率。
另外，特开2002-218794号公报中所记载的技术中，存在电动机的阻抗对应于转数进行变化的问题，但本实施方式中由于不使用电动机的阻抗，因此能够减小补偿误差。
另外，以上的说明中，根据开关频率fc、停歇时间Td、以及直流电源电压值Vdc计算出增益运算值ΔV，但只要直流电源电压Vdc或开关频率fc在电动机全动作区域中一定，停歇时间Td便是一定值，通过这样能够将增益运算值自身设为一定值，从而能够降低控制装置中的运算装置的负荷。
另外，本发明中，不仅仅是电动汽车或混合动力汽车，能够通用于所有的装置，只要是电力变换装置与交流电动机的组合就可以。
如上所述，通过本实施方式，能够降低安装在电动汽车中的直流变换装置的停歇时间所引起的电流脉动与转矩变动。

Claims (8)

1.一种电力变换装置，具备：具有多个串联连接的开关元件，并将直流电变换成交流电的功率模块；以及，根据来自外部的控制指令生成电压指令值，根据对该电压指令值实施停歇时间补偿所得到的最终电压指令值，生成用来驱动构成上述功率模块的上述开关元件的门信号的控制机构，其特征在于：
上述电压指令值，在相位0、π、2π中为0，中途呈正弦波状变化，
上述控制机构具有停歇时间补偿机构，生成在上述电压指令值的相位π/2具有最大值，在该相位3π/2具有最小值的上述最终电压指令值。
2.如权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于：
上述停歇时间补偿机构，通过将停歇时间补偿电压加到电压指令值上，来进行所述停歇时间补偿，在上述电压指令值的相位π/2和相位3π/2，上述停歇时间补偿电压变为0。
3.如权利要求2所述的电力变换装置，其特征在于：
上述停歇时间补偿机构，根据上述电压指令值的变化率与从上述功率模块输出的电流的极性，计算出上述停歇时间补偿电压，并将所计算出的停歇时间补偿电压加给上述电压指令值，计算出上述最终电压指令值。
4.如权利要求3所述的电力变换装置，其特征在于：
上述停歇时间补偿机构，将根据提供给上述电力变换装置的直流电压值、停歇时间以及开关频率所计算出的增益，与上述电压指令值的微分值相乘，并将所得到的值的绝对值设为上述停歇时间补偿电压的绝对值。
5.如权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于：
所述停歇时间补偿机构，通过将停歇时间补偿电压加到电压指令值上，来进行所述停歇时间补偿，
所述最终电压指令值，根据所述电压指令值和所述停歇时间补偿电压计算出来，
所述停歇时间补偿机构，根据从所述功率模块输出的交流电流的极性改变所述停歇时间补偿电压的极性。
6.一种电力变换装置，具备：具有多个串联连接的开关元件，并将直流电变换成交流电的功率模块；以及，根据来自外部的控制指令生成电压指令值，根据对该电压指令值加上停歇时间补偿电压所得到的最终电压指令值，生成用来驱动构成上述功率模块的上述开关元件的门信号的控制机构，其特征在于：
上述控制机构具有停歇时间补偿机构，其根据上述电压指令值的变化率、由提供给上述电力变换装置的直流电压值与停歇时间以及开关频率所计算出的增益、以及从上述功率模块输出的电流的极性，计算出上述停歇时间补偿电压。
7.一种电动机驱动装置，具有将直流电变换成交流电的电力变换装置、以及被提供由该电力变换装置所变换的交流电并被该电力变换装置所驱动的交流电动机，其特征在于：
上述电力变换装置，
具备：具有多个串联连接的开关元件，并将直流电变换成交流电的功率模块；以及，
根据来自外部的控制指令生成电压指令值，根据对该电压指令值实施停歇时间补偿所得到的最终电压指令值，生成用来驱动构成上述功率模块的上述开关元件的门信号的控制机构，
所述电压指令值，在相位0、π、2π中为0，中途呈正弦波状变化，
上述控制机构具有停歇时间补偿机构，生成在上述电压指令值的相位π/2具有最大值，在该相位3π/2具有最小值的上述最终电压指令值。
8.一种电动机驱动装置，具有将直流电变换成交流电的电力变换装置、以及被提供由该电力变换装置所变换的交流电并被该电力变换装置所驱动的交流电动机，其特征在于：
上述电力变换装置，
具备：具有多个串联连接的开关元件，并将直流电变换成交流电的功率模块；以及，
根据来自外部的控制指令生成电压指令值，根据对该电压指令值加上停歇时间补偿电压所得到的最终电压指令值，生成用来驱动构成上述功率模块的上述开关元件的门信号的控制机构，
上述控制机构具有停歇时间补偿机构，其根据上述电压指令值的变化率、由提供给上述电力变换装置的直流电压值与停歇时间以及开关频率所计算出的增益、以及从所述功率模块输出的电流的极性，计算出上述停歇时间补偿电压。
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