JP6540315B2

JP6540315B2 - 電力変換装置

Info

Publication number: JP6540315B2
Application number: JP2015144628A
Authority: JP
Inventors: 洋一郎中島
Original assignee: Sanken Electric Co Ltd
Current assignee: Sanken Electric Co Ltd
Priority date: 2015-07-22
Filing date: 2015-07-22
Publication date: 2019-07-10
Anticipated expiration: 2035-07-22
Also published as: JP2017028850A

Description

本発明は、直流電力を交流電力に変換するインバータを有する電力変換装置に関する。

ＰＷＭ方式で制御されるインバータは、直流リンク回路に直列に接続された上下２つのスイッチ（主回路）素子を交互にオンオフ制御を行うことで、直流電力を交流電力に変換している。スイッチ素子としては、高速スイッチング可能なＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-semiconductor Field-Effect Transistor）等の半導体デバイスが用いられるが、これらの半導体デバイスは瞬時にオフすることができない。従って、通常は、上下のスイッチ素子がともにオフとなるデッドタイムを設け、直流リンク回路が短絡するのを防止している。しかし、デッドタイムを設けることで、その間の出力電圧のパルス幅に誤差が生じる。特に、電圧指令が低い場合や、パルスの周期が短い場合には、この出力電圧誤差が問題となる。

従来、デッドタイムによる出力電圧誤差を補償する方式として、インバータの出力電流の大きさと符号により、その電流に対応する相電圧指令値に対して、電圧指令を補償する技術が提案されている（例えば、特許文献１参照）。

特開２００３−２７４６７３号

しかしながら、従来技術は、ソフトウェアの処理で実行できるという利点はあるものの、補償量の物理的な根拠がなく、デッドタイムに起因する出力電圧誤差を完全に補償することができない問題点があった。なお、ハードウェアにより、各相電圧が基準電圧以上となるタイミングを検出して、ロジック回路によりパルス幅を補正する方式もが考えられる。しかしこの方式では、スイッチ素子のスイッチングノイズによる影響で基準電圧が乱れることがあり、その時電圧指令が誤補償となって、インバータの出力電流波形にひずみが生じるなどの問題があった。またソフトウェア方式に比べて、ハードウェア方式は、追加となる部品の分だけコストが高くなるといった問題もあった。

本発明の目的は、上記問題点に鑑み、従来技術の問題を解決し、ソフトウェアの処理だけで、デッドタイムに起因する出力電圧誤差を完全に補償することができる電力変換装置を提供することにある。

本発明の電力変換装置は、直流リンク電圧に直列に接続された上下２つのスイッチ素子を、デッドタイムを挟んで交互にオンオフさせる電力変換装置であって、クロック信号に基づいてキャリア周波数に応じた振幅を演算するキャリア信号振幅演算部と、前記クロック信号のカウント処理によって前記キャリア信号振幅演算部で演算された前記振幅の三角波信号をキャリア信号として生成するキャリア信号生成部と、出力量を指示する電圧指令値を前記キャリア信号振幅演算部で演算された前記振幅に応じて補正した補正後電圧指令値を出力する電圧指令変換ゲイン演算部と、前記補正後電圧指令値に、前記デッドタイムを前記クロック信号によって計数したデッドタイム補償量を加算または減算させてデッドタイム補償を行うデッドタイム補償部と、前記デッドタイム補償部によって補償された前記補正後電圧指令値と前記キャリア信号生成部によって生成された前記キャリア信号とを比較することで、上下２つの前記スイッチ素子のオンオフ周期を決定するＰＷＭ信号生成部と、上下２つの前記スイッチ素子を、ＰＷＭ信号生成部によって決定された前記オンオフ周期で前記デッドタイムを挟んで交互にオンオフさせるスイッチ素子制御部とを具備することを特徴とする。
さらに、本発明の電力変換装置において、上下２つの前記スイッチ素子からなる複数のスイッチ回路が前記直流リンク電圧に並列に接続されており、前記デッドタイム補償部は、前記デッドタイム補償量による補償を、それぞれの前記スイッチ回路に対して行っても良い。

本発明によれば、ソフトウェア上の処理で、デッドタイムに対応するデッドタイム補償量を用いて補償を行うだけで、デッドタイムに起因する出力電圧誤差を完全に補償することができるという効果を奏する。

本発明に係る電力変換装置の実施の形態の構成を示す回路構成図である。図１に示すキャリア信号生成部で生成されるキャリア信号例を示す図である。Ｕ相電流の向きが正の場合の、Ｕ相のキャリア１周期分のゲート信号とアーム電圧との関係を示す図である。Ｕ相電流の向きが負の場合の、Ｕ相のキャリア１周期分のゲート信号とアーム電圧との関係を示す図である。

次に、本発明の実施の形態を、図面を参照して具体的に説明する。なお、各図において、同一の構成には、同一の符号を付して一部説明を省略している。

本実施の形態の電力変換装置１は、図１を参照すると、直流電圧源２と、負荷３とに接続され、直流電圧源２から供給される直流電圧を交流電圧に変換して負荷３に供給する。電力変換装置１は、主に無停電電源装置（ＵＰＳ：Uninterruptible Power Supply）用として用いられるＣＶＣＦ（Constant Voltage Constant Frequency）電源と、主にモータドライブ用として用いられるＶＶＶＦ電源とのいずれにも適用可能である。

電力変換装置１は、インバータ１０と、電圧指令演算部１１と、ゲイン変換部１２と、キャリア信号生成部１３と、コンパレータ部１４と、ゲート信号生成部１５と、キャリア信号振幅演算部（ｅｑ．１）１６と、電圧指令変換ゲイン演算部（ｅｑ．２）１７と、デッドタイム補償量演算部（ｅｑ．３）１８と、電流符号判定部１９と、デッドタイム補償部２０と、電流センサ２１〜２３と、電圧センサ２４とを備えている。

インバータ１０は、直流電圧源２と並列に接続されたＵ相スイッチ回路とＶ相スイッチ回路とＷ相スイッチ回路とを備え、ＰＷＭ方式で制御される。Ｕ相スイッチ回路、Ｖ相スイッチ回路及びＷ相スイッチ回路は、直列に接続された上アームスイッチ素子及び下アームスイッチ素子をそれぞれ有している。Ｕ相スイッチ回路の上アームスイッチ素子と下アームスイッチ素子との直列接続点のアーム電圧Ｖ_ｕがＵ相の出力電圧として、Ｖ相スイッチ回路の上アームスイッチ素子と下アームスイッチ素子との直列接続点のアーム電圧Ｖ_ｖがＶ相の出力電圧として、Ｗ相スイッチ回路の上アームスイッチ素子と下アームスイッチ素子との直列接続点のアーム電圧Ｖ_ｗがＷ相の出力電圧としてそれぞれ負荷３に出力される。なお、本実施の形態では、インバータ１０を三相のフルブリッジ構成で示しているが、単相フルブリッジ構成や単相ハーフブリッジ構成であっても良い。

電圧指令演算部１１は、設定値や負荷３の状態を表す信号等に基づいて、負荷３を制御するための演算を行い、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の電圧指令値Ｖ_ｕｒｅｆ、Ｖ_ｖｒｅｆ、Ｖ_ｗｒｅｆをそれぞれ生成する。なお、電圧指令演算部１１は、公知の構成であり、電圧指令値を生成する処理内容については特に限定されるものではない。

ゲイン変換部１２は、電圧指令演算部１１によって生成された電圧指令値Ｖ_ｕｒｅｆ、Ｖ_ｖｒｅｆ、Ｖ_ｗｒｅｆに、電圧指令変換ゲイン演算部１７によって演算された電圧指令変換ゲインＫをそれぞれ乗算した補正後電圧指令値Ｖ'_ｕｒｅｆ、Ｖ'_ｖｒｅｆ、Ｖ'_ｗｒｅｆを出力する。

キャリア信号生成部１３は、キャリア周波数ｆ_ｃａｒｙ（ｋＨｚ）によって振幅ＰＭＡＸが可変する三角波信号をキャリア信号として生成してコンパレータ部１４に出力する。キャリア信号生成部１３によって生成されるキャリア信号の振幅ＰＭＡＸは、キャリア信号振幅演算部１６によって演算される。キャリア信号振幅演算部１６は、キャリア周波数ｆ_ｃａｒｙ（ｋＨｚ）と、一定のクロック信号ｆ_{ｃｌｏｃｋ}（ＭＨｚ）とを用いて、下記［数１］式により、振幅ＰＭＡＸを演算する。

そして、キャリア信号生成部１３は、キャリア信号振幅演算部１６から入力される振幅ＰＭＡＸに基づき、図２に示すように、一定振幅ではなく、クロック信号ｆ_{ｃｌｏｃｋ}（ＭＨｚ）のカウンタ処理でキャリア信号を生成する。図２には、クロック信号ｆ_{ｃｌｏｃｋ}＝７．５（ＭＨｚ）のカウンタ処理でキャリア信号を生成した例が示されており、（ａ）はキャリア周波数ｆ_ｃａｒｙ＝７（ｋＨｚ）のキャリア信号、（ｂ）はキャリア周波数ｆ_ｃａｒｙ＝１４（ｋＨｚ）のキャリア信号である。

電圧指令変換ゲイン演算部１７は、キャリア信号振幅演算部１６によって演算されたキャリア信号の振幅ＰＭＡＸと、電圧センサ２４によって検出される直流電圧源２の電圧、すなわちインバータ１０の直流リンク電圧Ｖ_ｄｃとを用いて、下記［数２］式により、電圧指令変換ゲインＫを演算する。

電圧指令変換ゲインＫは、上述のように、ゲイン変換部１２で用いられ、電圧指令演算部１１によって生成された電圧指令値Ｖ_ｕｒｅｆ、Ｖ_ｖｒｅｆ、Ｖ_ｗｒｅｆに乗算される。なお、キャリア信号の振幅ＰＭＡＸや直流リンク電圧Ｖ_ｄｃは、インバータ動作中は常に変化することから、電圧指令変換ゲイン演算部１７は、インバータ動作中は常に電圧指令変換ゲインＫを毎制御周期で演算する。

電圧指令演算部１１から出力される補正後電圧指令値Ｖ'_ｕｒｅｆ、Ｖ'_ｖｒｅｆ、Ｖ'_ｗｒｅｆは、デッドタイム補償部２０によってデッドタイム補償が行われた後、コンパレータ部１４で、キャリア信号生成部１３で生成されたキャリア信号とそれぞれ比較される。コンパレータ部１４は、上アームスイッチ素子と下アームスイッチ素子とのオンオフ周期を決定するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部である。コンパレータ部１４は、デッドタイム補償が行われた補正後電圧指令値Ｖ'_ｕｒｅｆ、Ｖ'_ｖｒｅｆ、Ｖ'_ｗｒｅｆと、キャリア信号とを比較して、その大小関係で、各相のＰＷＭ信号であるゲート信号Ｖ_ｕｇ、Ｖ_ｖｇ、Ｖ_ｗｇを生成する。

ゲート信号生成部１５は、上アームスイッチ素子と下アームスイッチ素子とを、ＰＷＭ信号によって決定されるオンオフ周期でデッドタイムＴ_ｄを挟んで交互にオンオフさせるスイッチ素子制御部である。ゲート信号生成部１５は、コンパレータ部１４で生成されるゲート信号Ｖ_ｕｇ、Ｖ_ｖｇ、Ｖ_ｗｇに基づいて、インバータ１０の上アームスイッチ素子と下アームスイッチ素子とが共にオフとなるデッドタイムＴ_ｄを設け、各相の上アームスイッチ素子をそれぞれオンオフさせる上アームゲート信号Ｖ_ｕｐ、Ｖ_ｖｐ、Ｖ_ｗｐと、各相の下アームスイッチ素子をそれぞれオンオフさせる下アームゲート信号Ｖ_ｕｎ、Ｖ_ｖｎ、Ｖ_ｗｎとをそれぞれ生成する。

デッドタイム補償量演算部１８は、クロック信号ｆ_{ｃｌｏｃｋ}（ＭＨｚ）と、デッドタイムＴ_ｄとを用いて、下記［数３］式により、デッドタイム補償量ＰＣＡＲＹを演算する。すなわち、デッドタイム補償量ＰＣＡＲＹは、デッドタイムＴ_ｄをクロック信号ｆ_{ｃｌｏｃｋ}（ＭＨｚ）によってカウント（計数）した値となる。なお、デッドタイムＴ_ｄとクロック信号ｆ_{ｃｌｏｃｋ}（ＭＨｚ）とが固定されている場合には、デッドタイム補償量ＰＣＡＲＹも固定値となるため、デッドタイム補償量ＰＣＡＲＹを予め設定しておくようにしても良い。

本実施の形態では、ゲイン変換部１２で電圧指令変換ゲインＫを乗じた後の補正後電圧指令値Ｖ'_ｕｒｅｆ、Ｖ'_ｖｒｅｆ、Ｖ'_ｗｒｅｆに対して、デッドタイム補償部２０によってデッドタイム補償を行う、従って、直流リンク電圧Ｖ_ｄｃやキャリア周波数ｆ_ｃａｒｙに関係なく、デッドタイム補償量ＰＣＡＲＹは、デッドタイムＴ_ｄだけで決定できる。すなわち、キャリア信号は、クロック信号ｆ_{ｃｌｏｃｋ}（ＭＨｚ）でカウントされているため、デッドタイムＴ_ｄ経過時にキャリア信号は［数３］式に示すデッドタイム補償量ＰＣＡＲＹと同じカウントを行っている。そこで、デッドタイム補償量ＰＣＡＲＹの分だけ補正後電圧指令値Ｖ'_ｕｒｅｆ、Ｖ'_ｖｒｅｆ、Ｖ'_ｗｒｅｆを補償（増減）すれば、デッドタイムＴ_ｄに起因して出力電圧のパルス幅に生じる誤差を補償することができる。

電流符号判定部１９は、電流センサ２１によってＵ相電流ｉ_ｕの向きを判定するＵ相電流符号判定部（ＳＩＧＮ[ｉ_ｕ]）１９ｕと、電流センサ２２によってＶ相電流ｉ_ｖの向きを判定するＶ相電流符号判定部（ＳＩＧＮ[ｉ_ｖ]）１９ｖと、電流センサ２３によってＵ相電流ｉ_ｗの向きを判定するＷ相電流符号判定部（ＳＩＧＮ[ｉ_ｗ]）１９ｗとを備えている。Ｕ相電流符号判定部（ＳＩＧＮ[ｉ_ｕ]）１９ｕは、なお、電流符号判定部１９では、向きの判定をそれぞれ検出された各相の電流によって行うように構成されているが、２相分だけ電流を検出して、もう１相は三相平衡の条件から計算で求めても良い。

デッドタイム補償量演算部１８によってデッドタイム補償量ＰＣＡＲＹは演算されるが、デッドタイム補償量ＰＣＡＲＹの分だけ補正後電圧指令値Ｖ'_ｕｒｅｆ、Ｖ'_ｖｒｅｆ、Ｖ'_ｗｒｅｆを増やして出力電圧のパルス幅を拡げるか、デッドタイム補償量ＰＣＡＲＹの分だけ補正後電圧指令値Ｖ'_ｕｒｅｆ、Ｖ'_ｖｒｅｆ、Ｖ'_ｗｒｅｆを減らして出力電圧のパルス幅を狭めるかは、対応する相電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗの向きで決定される。そこで、Ｕ相電流符号判定部１９ｕ、Ｖ相電流符号判定部１９ｖ及びＷ相電流符号判定部１９ｗで、各相電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗの符号によりデッドタイム補償量ＰＣＡＲＹの符号をそれぞれ確定してから、デッドタイム補償部２０で補正後電圧指令値Ｖ'_ｕｒｅｆ、Ｖ'_ｖｒｅｆ、Ｖ'_ｗｒｅｆにそれぞれ加算する。なお、デッドタイム補償部２０において、２相分だけ電圧指令を補償して、もう１相は、三相平衡の条件から求める方法では正しく補償されないので、必ず各相とも個別に電圧補償の演算処理を行う必要がある。

図３には、Ｕ相電流ｉ_ｕの向きが正（負荷３側に流れる）の場合の、Ｕ相のキャリア１周期分の上アームゲート信号Ｖ_ｕｐ及び下アームゲート信号Ｖ_ｕｎと出力電圧となるアーム電圧Ｖ_ｕとの関係が示されている。

Ｕ相電流ｉ_ｕの向きが正（負荷３側に流れる）で、デッドタイム補償なしの場合には、図３（ａ）に示すように、アーム電圧Ｖ_ｕはデッドタイムＴ_ｄ分だけパルス幅が不足する。そこで、デッドタイム補償部２０で補正後電圧指令値Ｖ'_ｕｒｅｆに正のデッドタイム補償量ＰＣＡＲＹを加算する正の向きのデッドタイム補償を行うことで、図３（ｂ）に示すように、コンパレータ部１４で生成されるゲート信号Ｖ_ｕｇのパルス幅（上アームスイッチ素子のオン）をデッドタイムＴ_ｄ分だけ拡げる。これにより、デッドタイムＴ_ｄに起因するアーム電圧Ｖ_ｕの不足分が補償される。

図４には、Ｕ相電流ｉ_ｕの向きが負（インバータ１０側に流れる）の場合の、Ｕ相のキャリア１周期分の上アームゲート信号Ｖ_ｕｐ及び下アームゲート信号Ｖ_ｕｎと出力電圧となるアーム電圧Ｖ_ｕとの関係が示されている。

Ｕ相電流ｉ_ｕの向きが負（インバータ１０側に流れる）で、デッドタイム補償なしの場合には、図４（ａ）に示すように、アーム電圧Ｖ_ｕはデッドタイムＴ_ｄ分だけパルス幅が余剰となる。そこで、デッドタイム補償部２０で補正後電圧指令値Ｖ'_ｕｒｅｆに負のデッドタイム補償量ＰＣＡＲＹを加算（デッドタイム補償量ＰＣＡＲＹを減算）する負の向きのデッドタイム補償を行うことで、図４（ｂ）に示すように、コンパレータ部１４で生成されるゲート信号Ｖ_ｕｇのパルス幅（上アームスイッチ素子のオン）をデッドタイムＴ_ｄ分だけ狭める。これにより、デッドタイムＴ_ｄに起因するアーム電圧Ｖ_ｕの余剰分が補償される。

以上、Ｕ相について説明したが、Ｖ相及びＷ相についても同様である。

なお、相電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗが０クロス付近では、チャタリングによる符号反転が頻発する場合がある。その対策として、電流符号判定部１９にヒステリシス処理機能や不感帯を設け、相電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗが０クロス付近で符号反転を検出しないように構成しても良い。また、相電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗが０クロス付近では、デッドタイム補償量ＰＣＡＲＹを０、もしくは小さくする処理を追加しても良い。但し相電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗが０クロス付近での電圧波形ひずみが小さければ、これらの処理を行う必要はない。

以上説明したように、本実施の形態は、直流リンク電圧Ｖ_ｄｃに直列に接続された上アームスイッチ素子及び下アームスイッチ素子を、デッドタイムＴ_ｄを挟んで交互にオンオフさせる電力変換装置１であって、クロック信号ｆ_{ｃｌｏｃｋ}に基づいてキャリア周波数ｆ_ｃａｒｙに応じた振幅ＰＭＡＸを演算するキャリア信号振幅演算部１６と、クロック信号ｆ_{ｃｌｏｃｋ}のカウント処理によってキャリア信号振幅演算部１６で演算された振幅ＰＭＡＸのキャリア信号を生成するキャリア信号生成部１３と、出力量を指示する電圧指令値Ｖ_ｕｒｅｆ、Ｖ_ｖｒｅｆ、Ｖ_ｗｒｅｆを振幅ＰＭＡＸに応じた電圧指令変換ゲインＫで補正し、補正した補正後電圧指令値Ｖ'_ｕｒｅｆ、Ｖ'_ｖｒｅｆ、Ｖ'_ｗｒｅｆを出力するゲイン変換部１２と、補正後電圧指令値Ｖ'_ｕｒｅｆ、Ｖ'_ｖｒｅｆ、Ｖ'_ｗｒｅｆをデッドタイムＴ_ｄに対応するデッドタイム補償量ＰＣＡＲＹによって補償するデッドタイム補償部２０と、デッドタイム補償部２０によって補償された補正後電圧指令値Ｖ'_ｕｒｅｆ、Ｖ'_ｖｒｅｆ、Ｖ'_ｗｒｅｆとキャリア信号生成部１３によって生成されたキャリア信号とを比較することで、上アームスイッチ素子及び下アームスイッチ素子のオンオフ周期を決定するＰＷＭ信号生成部として機能するコンパレータ部１４と、上アームスイッチ素子及び下アームスイッチ素子を、コンパレータ部１４によって決定されたオンオフ周期でデッドタイムＴ_ｄを挟んで交互にオンオフさせるスイッチ素子制御部として機能するゲート信号生成部１５とを備えている。
この構成により、直流リンク電圧Ｖ_ｄｃやキャリア周波数ｆ_ｃａｒｙの変化に関係なく、デッドタイムＴ_ｄに対応するデッドタイム補償量ＰＣＡＲＹを用いて補償を行うだけで、デッドタイムＴ_ｄに起因する出力電圧誤差を完全に補償することができる。また、デッドタイム補償量ＰＣＡＲＹを用いた補償は、ソフトウェア上の処理で実現可能なので、部品追加によるコスト上昇が抑えられるメリットがある。さらに、本発明は、電圧指令値Ｖ_ｕｒｅｆ、Ｖ_ｖｒｅｆ、Ｖ_ｗｒｅｆとキャリア信号（三角波信号）との比較によって生成されるＰＷＭ信号で動作するインバータであれば、ＣＶＣＦやＶＶＶＦなどの制御方式や、三相フルブリッジや単相フルブリッジ、単相ハーフブリッジなどの回路トポロジーに関係なく適用可能である。

さらに、本実施の形態によれば、デッドタイム補償量ＰＣＡＲＹは、デッドタイムＴ_ｄをｆ_{ｃｌｏｃｋ}クロック信号によって計数した値である。
この構成により、補正後電圧指令値Ｖ'_ｕｒｅｆ、Ｖ'_ｖｒｅｆ、Ｖ'_ｗｒｅｆにデッドタイム補償量ＰＣＡＲＹを加算または減算させるだけで、デッドタイムＴ_ｄに起因する出力電圧誤差を簡単に補償することができる。

さらに、本実施の形態によれば、出力される電流の向きを判定する電流符号判定部１９を具備し、デッドタイム補償部２０は、電流符号判定部１９によって判定された電流の向きに応じて、補正後電圧指令値Ｖ'_ｕｒｅｆ、Ｖ'_ｖｒｅｆ、Ｖ'_ｗｒｅｆにデッドタイム補償量ＰＣＡＲＹを加算または減算させる。
この構成により、相電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗの向きにより、相電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗが正の場合にはデッドタイムＴ_ｄに起因する出力電圧の不足分を、相電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗが負の場合にはデッドタイムＴ_ｄに起因する出力電圧の余剰分をそれぞれ確実に補償することができる。

さらに、本実施の形態によれば、上アームスイッチ素子及び下アームスイッチ素子からなる複数のスイッチ回路が直流リンク電圧Ｖ_ｄｃに並列に接続されており、デッドタイム補償部２０は、デッドタイム補償量ＰＣＡＲＹによる補償を、それぞれのスイッチ回路に対して行う。
この構成により、各スイッチ回路に対するデッドタイム補償を確実に行うことができる。

なお、本発明が上記各実施の形態に限定されず、本発明の技術思想の範囲内において、各実施の形態は適宜変更され得ることは明らかである。また、上記構成部材の数、位置、形状等は上記実施の形態に限定されず、本発明を実施する上で好適な数、位置、形状等にすることができる。なお、各図において、同一構成要素には同一符号を付している。

１電力変換装置
２直流電圧源
３負荷
１０インバータ
１１電圧指令演算部
１２ゲイン変換部
１３キャリア信号生成部
１４コンパレータ部
１５ゲート信号生成部
１６キャリア信号振幅演算部
１７電圧指令変換ゲイン演算部
１８デッドタイム補償量演算部
１９電流符号判定部
１９ｕＵ相電流符号判定部
１９ｖＶ相電流符号判定部
１９ｗＷ相電流符号判定部
２０デッドタイム補償部
２１〜２３電流センサ
２４電圧センサ

Claims

直流リンク電圧に直列に接続された上下２つのスイッチ素子を、デッドタイムを挟んで交互にオンオフさせる電力変換装置であって、
クロック信号に基づいてキャリア周波数に応じた振幅を演算するキャリア信号振幅演算部と、
前記クロック信号のカウント処理によって前記キャリア信号振幅演算部で演算された前記振幅の三角波信号をキャリア信号として生成するキャリア信号生成部と、
出力量を指示する電圧指令値を前記キャリア信号振幅演算部で演算された前記振幅に応じて補正した補正後電圧指令値を出力する電圧指令変換ゲイン演算部と、
前記補正後電圧指令値に、前記デッドタイムを前記クロック信号によって計数したデッドタイム補償量を加算または減算させてデッドタイム補償を行うデッドタイム補償部と、
前記デッドタイム補償部によって補償された前記補正後電圧指令値と前記キャリア信号生成部によって生成された前記キャリア信号とを比較することで、上下２つの前記スイッチ素子のオンオフ周期を決定するＰＷＭ信号生成部と、
上下２つの前記スイッチ素子を、ＰＷＭ信号生成部によって決定された前記オンオフ周期で前記デッドタイムを挟んで交互にオンオフさせるスイッチ素子制御部とを具備することを特徴とする電力変換装置。
上下２つの前記スイッチ素子からなる複数のスイッチ回路が前記直流リンク電圧に並列に接続されており、
前記デッドタイム補償部は、前記デッドタイム補償量による補償を、それぞれの前記スイッチ回路に対して行うことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。