JP2014176253A - 電力変換装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】 デッドタイム補償による悪影響を低減する。
【解決手段】 出力電流実効値演算部107は、インバータ回路50の出力電流実効値Irmsを演算し、補正係数演算部108は、出力電流実効値Irmsが閾値Ithよりも小さい場合には、出力電流実効値Irmsが小さいほど小さくなる補正係数Rc(<1)を算出する。補正後補償量演算部109は、出力電流の極性sign(1または−1)とデッドタイム基本補償量Vded’と補正係数Rcとを掛け合わせて補正後のデッドタイム補償量Vdedを算出する(Vded=sign×Rc×Vded’)。補償量加算部103は、暫定目標電圧Vinv’*にデッドタイム補償量Vdedを加算して目標電圧Vinv*を設定する。
【選択図】 図2
【解決手段】 出力電流実効値演算部107は、インバータ回路50の出力電流実効値Irmsを演算し、補正係数演算部108は、出力電流実効値Irmsが閾値Ithよりも小さい場合には、出力電流実効値Irmsが小さいほど小さくなる補正係数Rc(<1)を算出する。補正後補償量演算部109は、出力電流の極性sign(1または−1)とデッドタイム基本補償量Vded’と補正係数Rcとを掛け合わせて補正後のデッドタイム補償量Vdedを算出する(Vded=sign×Rc×Vded’)。補償量加算部103は、暫定目標電圧Vinv’*にデッドタイム補償量Vdedを加算して目標電圧Vinv*を設定する。
【選択図】 図2
Description
本発明は、入力された電力を直流から交流に変換して出力する電力変換装置に関する。
従来から、入力された電力を直流から交流に変換して出力する電力変換装置としてインバータが知られている。インバータは、IGBTやMOS−FETなどの半導体スイッチング素子で構成したブリッジ回路を備え、電圧指令となる変調波と搬送波との大小関係によりスイッチング素子のオン/オフを切り替えるPWM制御によって直流電力を交流電力に変換する。スイッチング素子をオフするときには遅れ時間が発生する。このため、同一相の上下アームの一方のスイッチング素子をオンからオフに、他方のスイッチング素子をオフからオンに切り替える場合には、両方のスイッチング素子が同時にオンしてしまう期間が存在する。そこで、アーム短絡を防止するために、PWM制御を行う場合には、上下アームのスイッチング素子のオン/オフを切り替えるタイミングで、上下アームのスイッチング素子を同時にオフにする期間が設けられている。この期間は、デッドタイムと呼ばれる。
このデッドタイムを設けることにより、電圧指令に対してインバータの出力電圧が低下するとともに、出力電圧の局所的な歪みが発生する。そこで、こうした現象を防止するためにデッドタイム補償が行われる。通常、デッドタイム補償は、デッドタイムと、搬送波の周波数と、入力直流電圧との積によって計算される補償量を、出力電流の極性に応じて電圧指令に加減算することにより行われる。
また、特許文献1に提案されたインバータは、PWM制御信号のデッドタイムによるばらつきを無くし、出力電圧の誤差を小さくするために、インバータの出力電圧検出信号とPWM指令パルス信号から出力電圧誤差信号を求め、この出力電圧誤差信号を無くすようにPWMパルス信号を生成するよう構成されている。
(発明が解決しようとする課題)
電力変換装置は、インバータの出力側にリアクトルとコンデンサとで構成されるフィルタを備え、このフィルタにより出力電流のリップルを除去する。しかし、出力電流のリップルを完全に除去するには非常に大きなインダクタンスを有するリアクトルと大容量のコンデンサが必要となり、実際には、ある程度の大きさのリップルは許容されている。上述したデッドタイム補償を行う場合には、出力電流の極性の判定を正確に行う必要があるが、大容量の出力定格の電力変換装置においては、出力電流を検出する電流センサとして定格出力電流を計測できるように広いレンジのものが採用されるため、微小な電流を計測することが困難となる。このため、電力変換装置に接続される負荷が定格出力に比べて軽い場合には、出力電流のゼロクロスを正確に把握できず、極性判定が難しい。その場合には、デッドタイム補償量の加減算を切り替える位相を調整することも困難となる。このため、デッドタイム補償が出力電圧の歪みを低下させるどころか、逆に、増大させてしまう可能性もある。また、特許文献1に提案された電力変換装置では、PWM指令パルス信号と出力電圧誤差信号を求める回路を必要とするため、部品コストおよび基板実装面積の点で不利となる。
電力変換装置は、インバータの出力側にリアクトルとコンデンサとで構成されるフィルタを備え、このフィルタにより出力電流のリップルを除去する。しかし、出力電流のリップルを完全に除去するには非常に大きなインダクタンスを有するリアクトルと大容量のコンデンサが必要となり、実際には、ある程度の大きさのリップルは許容されている。上述したデッドタイム補償を行う場合には、出力電流の極性の判定を正確に行う必要があるが、大容量の出力定格の電力変換装置においては、出力電流を検出する電流センサとして定格出力電流を計測できるように広いレンジのものが採用されるため、微小な電流を計測することが困難となる。このため、電力変換装置に接続される負荷が定格出力に比べて軽い場合には、出力電流のゼロクロスを正確に把握できず、極性判定が難しい。その場合には、デッドタイム補償量の加減算を切り替える位相を調整することも困難となる。このため、デッドタイム補償が出力電圧の歪みを低下させるどころか、逆に、増大させてしまう可能性もある。また、特許文献1に提案された電力変換装置では、PWM指令パルス信号と出力電圧誤差信号を求める回路を必要とするため、部品コストおよび基板実装面積の点で不利となる。
本発明は、上記課題に対処するためになされたもので、デッドタイム補償による悪影響を低減することを目的とする。
(課題を解決するための手段)
上記課題を解決する本発明の特徴は、入力された電力を直流から交流に変換するインバータ回路(50)と、電圧指令を表す変調波(W2)と搬送波(W1)との大小関係およびデッドタイム(Td)に基づいて、前記インバータ回路に設けられたスイッチング素子のオン・オフ切替タイミングを決定するPWM制御によって、前記インバータ回路から出力される交流電圧を制御するPWM制御手段(104)と、前記デッドタイム(Td)と前記搬送波の周波数(fc)と前記インバータ回路の入力直流電圧(Vdc)の積に基づいてデッドタイム補償量を演算するデッドタイム補償量演算手段(106)と、前記インバータ回路の出力電流の極性を取得する出力電流極性取得手段(105)と、前記デッドタイム補償量を前記出力電流の極性に応じて前記電圧指令に加減算することによりデッドタイム補償を行うデッドタイム補償制御手段(103)とを備えた電力変換装置において、
前記インバータ回路から出力される電流の大きさの指標となる出力電流指標(Irms)を取得する出力電流指標取得手段(107)と、
前記出力電流指標が小さい場合には大きい場合に比べて、前記デッドタイム補償量を小さくする側に補正するデッドタイム補償量補正手段(108,109)とを備えたことにある。
上記課題を解決する本発明の特徴は、入力された電力を直流から交流に変換するインバータ回路(50)と、電圧指令を表す変調波(W2)と搬送波(W1)との大小関係およびデッドタイム(Td)に基づいて、前記インバータ回路に設けられたスイッチング素子のオン・オフ切替タイミングを決定するPWM制御によって、前記インバータ回路から出力される交流電圧を制御するPWM制御手段(104)と、前記デッドタイム(Td)と前記搬送波の周波数(fc)と前記インバータ回路の入力直流電圧(Vdc)の積に基づいてデッドタイム補償量を演算するデッドタイム補償量演算手段(106)と、前記インバータ回路の出力電流の極性を取得する出力電流極性取得手段(105)と、前記デッドタイム補償量を前記出力電流の極性に応じて前記電圧指令に加減算することによりデッドタイム補償を行うデッドタイム補償制御手段(103)とを備えた電力変換装置において、
前記インバータ回路から出力される電流の大きさの指標となる出力電流指標(Irms)を取得する出力電流指標取得手段(107)と、
前記出力電流指標が小さい場合には大きい場合に比べて、前記デッドタイム補償量を小さくする側に補正するデッドタイム補償量補正手段(108,109)とを備えたことにある。
この場合、前記出力電流指標は、前記インバータ回路から出力される電流の実効値、あるいは、前記インバータ回路から出力される電流の振幅、あるいは、前記インバータ回路から出力される電力であるとよい。
本発明においては、PWM制御手段が、電圧指令を表す変調波と搬送波との大小関係およびデッドタイムに基づいて、インバータ回路に設けられたスイッチング素子のオン・オフ切替タイミングを決定するPWM制御を行う。デッドタイム補償量演算手段は、デッドタイムと搬送波の周波数とインバータ回路の入力直流電圧の積に基づいてデッドタイム補償量を演算する。出力電流極性取得手段は、インバータ回路の出力電流の極性を取得する。デッドタイム補償量補正手段は、デッドタイム補償量を出力電流の極性に応じて電圧指令に加減算することによりデッドタイム補償を行う。これによりデッドタイム補償量が加味された電圧指令によってインバータ回路から出力される交流電圧が制御される。
インバータから出力される電流が小さい場合には、出力電流の極性判定が難しく、適正にデッドタイム補償を行うことができなくなる可能性がある。そこで、本発明においては、出力電流指標取得手段がインバータ回路から出力される電流の大きさの指標となる出力電流指標を取得する。この出力電流指標は、瞬時的な電流の大きさを表すものではなく、インバータ回路から出力される交流電流の平均的な電流の大きさを表すものであればよい。例えば、出力電流指標は、インバータ回路から出力される電流の実効値、あるいは、インバータ回路から出力される電流の振幅、あるいは、インバータ回路から出力される電力を用いることができる。
そして、デッドタイム補償量補正手段が、出力電流指標が小さい場合には大きい場合に比べて、デッドタイム補償量を小さくする側に補正する。このため、インバータ回路の出力電流が小さい場合におけるデッドタイム補償による出力電圧の歪みの増加を抑制することができる。また、出力電流指標が大きい場合には、適正にデッドタイム補償を行うことができるため、デッドタイム設定によるインバータ回路の出力電圧の低下を抑制することができる。
本発明の他の特徴は、前記デッドタイム補償量補正手段は、前記出力電流指標が予め設定した閾値よりも小さい場合には、前記出力電流指標が小さいほど前記デッドタイム補償量を小さくする側に補正し、前記出力電流指標が前記閾値以上となる場合には、前記デッドタイム補償量を補正しないことにある。
本発明においては、デッドタイム補償量は、出力電流指標が予め設定した閾値よりも小さい場合には、出力電流指標が小さいほど小さくなる側に補正され、出力電流指標が閾値以上となる場合には補正されない。つまり、出力電流の極性判定が難しくなる状況ほどデッドタイム補償量が小さくするように補正され、出力電流の極性判定が正確となる状況においては、デッドタイム補償量が補正されない。従って、より一層適正にデッドタイム補償量を補正することができる。
尚、上記説明においては、発明の理解を助けるために、実施形態に対応する発明の構成に対して、実施形態で用いた符号を括弧書きで添えているが、本発明の各構成要件は前記符号によって規定される実施形態に限定されるものではない。
以下、本発明の一実施形態に係る電力変換装置について図面を用いて説明する。図1は、電気負荷へ交流電力を供給する交流電力供給装置1の概略構成を表す。交流電力供給装置1は、エンジン10と、エンジン10に連結されてエンジン10の作動によって三相交流電力を発生する発電機20と、発電機20の出力する三相交流電力を直流電力に変換するコンバータ回路30と、コンバータ回路30の作動を制御するコンバータコントローラ40と、コンバータ回路30の出力する直流電力を交流電力に変換するインバータ回路50と、インバータ回路50の作動を制御するインバータコントローラ100と、インバータ回路50の出力を平滑するフィルタ回路60とを備えている。このインバータ回路50およびインバータコントローラ100が、本発明の電力変換装置に相当する。
本実施形態の交流電力供給装置1は、図示しないエンジン駆動式空調装置の室外機に設けられている。このエンジン駆動式空調装置は、エンジン10の動力によって駆動される圧縮機を備え、圧縮機によって冷媒を圧縮する。エンジン駆動式空調装置は、商用電源の供給が停止した停電時でも、空調装置内の電気機器を作動できるように本実施形態の交流電力供給装置1を備えている。停電時においては、バッテリによりエンジン10を起動することにより、エンジン10の動力で発電機20を駆動して空調装置内の電気機器(例えば、ファン等)に電力供給する。また、交流電力供給装置1は、空調装置内の電気機器だけでなく、家庭、オフィス、工場等で使用される電気器具の非常電源としても利用できるように外部出力端子70、71を備えている。このため、交流電力供給装置1は、非常時に使用される電気負荷への電力供給をまかなえるように、大きな定格出力容量を有するものとなっている。
発電機20は、発電した三相交流電力をコンバータ回路30に出力する。コンバータ回路30は、MOS−FET(Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor)やIGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)などの半導体スイッチング素子31〜36をブリッジ接続した3相ブリッジ回路であって、コンバータコントローラ40から出力されるゲート信号にしたがってスイッチング素子31〜36のオン/オフ状態が切り替えられて三相交流電力を直流電力に変換する。コンバータ回路30は、2本の直流ライン37,38を介してインバータ回路50と接続されており、変換した直流電力をインバータ回路50に出力する。
2本の直流ライン37,38間には、平滑用コンデンサ39が設けられている。また、直流ライン37,38間の電圧を検出する直流電圧センサ41が設けられている。直流電圧センサ41は、その検出値である直流電圧Vdcをコンバータコントローラ40とインバータコントローラ100とに供給する。コンバータコントローラ40は、直流電圧Vdcをフィードバックして、直流電圧Vdcが目標直流電圧と一致するようにデューティ比を設定したゲート信号をコンバータ回路30の各スイッチング素子31〜36に出力する。これにより、コンバータ回路30の出力直流電圧が目標直流電圧に維持される。
インバータ回路50は、MOS−FETやIGBTなどの半導体スイッチング素子51〜54をブリッジ接続したHブリッジ回路であって、インバータコントローラ100から出力されるゲート信号にしたがってスイッチング素子51〜54のオン/オフ状態が切り替えられて直流電力を単相交流電力に変換する。上アームとなるスイッチング素子51と下アームとなるスイッチング素子52との接続部に交流ライン55が接続され、他方の上アームとなるスイッチング素子53と下アームとなるスイッチング素子54との接続部に交流ライン56が接続される。
インバータ回路50においては、スイッチング素子51とスイッチング素子54とをオン状態とし、スイッチング素子52とスイッチング素子53とをオフ状態とすることで矢印a方向に電流を流し、スイッチング素子52とスイッチング素子53とをオン状態とし、スイッチング素子51とスイッチング素子54とをオフ状態とすることにより矢印b方向に電流を流す。こうしたスイッチング素子51〜54のオン・オフ切替およびデューティ比制御により、交流ライン55と交流ライン56との間に交流電圧を発生させる。
インバータ回路50の出力側には、フィルタ回路60が設けられている。フィルタ回路60は、交流ライン55に直列に設けられるリアクトル61と、交流ライン55、56間に設けられるコンデンサ62とを備えおり、出力電流のリップルを低減する。また、交流ライン55には、出力電流センサ42が設けられている。出力電流センサ42は、インバータ50から出力される電流を検出し、その検出値である出力電流Iacをインバータコントローラ100に供給する。出力電流センサ42により検出される出力電流Iacの情報には極性が含まれている。出力電流Iacの極性については、矢印a方向に流れる電流を正、矢印b方向に流れる電流を負とする。
フィルタ回路60の出力側には、外部出力端子70,71が設けられる。外部出力端子70、71には、交流電力供給を受ける複数の電気負荷Lが接続される。また、外部出力端子70、71間の電圧を検出する出力電圧センサ43が設けられている。出力電圧センサ43は、交流電力供給装置1の出力電圧Vacを検出し、出力電圧Vacを表す情報をインバータコントローラ100に供給する。
インバータコントローラ100は、交流電力供給装置1の交流出力電圧が、予め設定された出力電圧指令Vac*に一致するようにインバータ回路50のスイッチング素子51〜54を制御するもので、マイコン、および、スイッチング素子51〜54にゲート信号を出力するドライブ回路を主要部として備えている。図2は、インバータコントローラ100の機能を表す機能ブロック図である。
インバータコントローラ100は、偏差演算部101と、PI制御部102と、補償量加算部103と、PWM制御部104と、電流極性判定部105と、基本補償量演算部106と、出力電流実効値演算部107と、補正係数演算部108と、補正後補償量演算部109とを備えており、これらの機能部を所定の演算周期にて作動させる。また、インバータコントローラ100は、直流電圧センサ41の出力する直流電圧Vdc、出力電圧センサ43の出力する出力電圧Vac、出力電流センサ42の出力する出力電流Iacを表す検出信号を所定のサンプリング周期でデジタル値に変換する。このデジタル値に変換されたセンサ値は、瞬時値を表している。
偏差演算部101は、出力電圧センサ43により検出された出力電圧Vacを読み込み、出力電圧指令Vac*と出力電圧Vacとの偏差ΔVac(=Vac*−Vac)を演算する。出力電圧指令Vac*は、予め設定された交流電圧指令であって、本実施形態においては、交流電力供給装置1からAC200Vの交流電力を外部に出力するため、出力電圧指令Vac*は、283V(=200×√2)の振幅を有し、商用電源と同じ周波数の正弦波としている。偏差演算部101は、演算した偏差ΔVacをPI制御部102に出力する。
PI制御部102は、偏差ΔVacに基づいて、PI演算(比例積分演算)によってインバータ回路50の出力電圧の暫定的な目標値である暫定目標電圧Vinv’*を演算する。PI制御部102は、演算した暫定目標電圧Vinv’*を補償量加算部103に出力する。
補償量加算部103は、後述する補正後補償量演算部109から出力されたデッドタイム補償量Vdedを入力し、暫定目標電圧Vinv’*にデッドタイム補償量Vdedを加算し、その加算結果をインバータ回路50の出力電圧の最終的な目標値である目標電圧Vinv*(=Vinv’*+Vded)として設定する。補償量加算部103は、演算した目標電圧Vinv*をPWM制御部104に出力する。この目標電圧Vinv*が、インバータ回路50の電圧指令となる。
PWM制御部104は、目標電圧Vinv*に基づいて、インバータ回路50のスイッチング素子51〜54のオン・オフ切替タイミングを設定したゲート信号を生成する。このゲート信号の生成は、図3に示すように、搬送波W1と変調波W2とに基づいて、両者の大小関係からオン期間とオフ期間とを設定し、更に、オン・オフが切り替わるタイミングで、上アームと下アームとを同時にオフ状態にするデッドタイムを挿入することにより行われる。変調波W2は、電圧指令を表し、インバータ回路50の目標電圧Vinv*に相当する。
スイッチング素子51とスイッチング素子52、および、スイッチング素子53とスイッチング素子54は、それぞれ相補的にオン・オフの状態をとり、変調波W2と搬送波W1との大小関係に応じてオン・オフ状態を切り替える。スイッチング素子51〜54のオン・オフの切替を同時に行うと、スイッチング素子の応答遅れにより上下アームの短絡が発生する。そのため、オン・オフが切り替わるタイミングにおいては、所定時間だけ上アームと下アームとの両方を同時にオフ状態にするデッドタイムが挿入される。
PWM制御部104は、生成したゲート信号をインバータ回路50のスイッチング素子51〜54に出力する。これにより、インバータ回路50から目標電圧Vinv*に追従した電圧が出力される。
ゲート信号にデッドタイムが挿入されている場合には、電圧指令に対してインバータ回路50の出力電圧が低下する。そこで、以下に示すようにデッドタイム補償量Vdedを算出し、このデッドタイム補償量Vdedを暫定目標電圧Vinv’*に加算することにより最終的な目標電圧Vinv*を求める。このように、デッドタイム補償量を電圧指令に加算してインバータ回路50の出力電圧の低下を防止することをデッドタイム補償と呼ぶ。
電流極性判定部105は、出力電流センサ42により検出された出力電流Iacを読み込み、出力電流Iacの極性signを判定する。電流極性判定部105は、極性signが正である場合には値「1」を表す情報を、極性signが負である場合には値「―1」を表す情報を補正後補償量演算部109に出力する。出力電流Iacの極性signの判定にあたっては、出力電流センサ42の出力する極性情報だけでなく、出力電流Iacの推移に基づいて出力電流Iacがゼロクロスするタイミングを把握して、極性判定を行うことができる。
基本補償量演算部106は、直流電圧センサ41により検出された直流電圧Vdcを読み込み、この直流電圧Vdcに、デッドタイムTdと搬送波W1の周期fcとを乗算してデッドタイム基本補償量Vded’(Td×fc×Vdc)を算出する。デッドタイムTdと周期fcとは予め設定された固定値である。基本補償量演算部106は、算出したデッドタイム基本補償量Vded’を補正後補償量演算部109に出力する。
出力電流実効値演算部107は、出力電流センサ42により検出された出力電流Iacを読み込み、インバータ回路50から出力される電流の大きさの指標となる出力電流の実効値Irmsを演算する。インバータ回路50から出力される電流の大きさの指標とは、瞬時的な電流値を表すものではなく、交流電流の平均的な大きさを意味している。出力電流センサ42により検出された出力電流Iacは、瞬時値であるため、出力電流実効値演算部107は、出力電流Iacを所定の周期でサンプリングして交流の出力電流の実効値Irmsを算出する。例えば、出力電流Iacをサンプリングし、直近の交流電流1周期分のサンプリング値の二乗和(ΣIac2)をサンプリング数Nで除算することにより得た値の平方根を出力電流実効値Irmsとすることができる(Irms=√(ΣIac2/N))。出力電流実効値演算部107は、算出した出力電流実効値Iremを補正係数演算部108に出力する。尚、出力電流実効値Iremは、インバータ回路50から出力される電流の大きさの指標とするものであるため、その絶対値を意味している。
補正係数演算部108は、出力電流実効値Iremに基づいて、デッドタイム基本補償量Vded’を補正するための補正係数Rcを演算する。補正係数演算部108は、出力電流実効値Iremが予め設定した閾値Ithよりも小さい場合(0<Irem<Ith)には、出力電流実効値Iremを閾値Ithで除算した値を補正係数Rcとして設定する(Rc=Irem/Ith)。一方、出力電流実効値Iremが閾値Ith以上となる場合(Irem≧Ith)には、補正係数Rcを1に設定する(Rc=1)。この補正係数Rcと出力電流実効値Iremとの関係を図4に示す。補正係数Rcは、後述するようにデッドタイム基本補償量Vded’に乗算するものであるため、「1」の場合には、補正を行わないことを意味し、「1」未満の場合には、値が小さいほどデッドタイム基本補償量Vded’を小さくする側に補正することを意味する。補正係数演算部108は、算出した補正係数Rcを補正後補償量演算部109に出力する。
補正後補償量演算部109は、電流極性判定部105から出力された極性sign(1または−1)と、基本補償量演算部106から出力されたデッドタイム基本補償量Vded’と、補正係数演算部108から出力された補正係数Rcとを入力し、これらを掛け合わせることにより補正後のデッドタイム補償量Vdedを算出する(Vded=sign×Rc×Vded’)。補正後補償量演算部109は、算出したデッドタイム補償量Vdedを補償量加算部103に出力する。
これにより、出力電流実効値Iremの大きさに応じて補正されたデッドタイム補償量Vdedが暫定目標電圧Vinv’*に加算されて目標電圧Vinv*が設定され、この目標電圧Vinv*に応じたPWM制御によりインバータ回路50のスイッチング素子51〜54のゲート信号が生成される。従って、図2において符号110で表されるブロックがデッドタイム補償を行う機能部となり、符号120で表されるブロックがデッドタイム補償の度合を調整する機能部となっている。
以上説明した本実施形態によれば、デッドタイム基本補償量Vded’を出力電流実効値Irem(出力電流指標)が小さいほど小さくなる側に補正したデッドタイム補償量Vdedを算出する。従って、インバータ回路50から出力される電流の極性判定が難しくなる状況ほどデッドタイム補償量Vdedが小さくなる。このため、出力電流が小さい場合におけるデッドタイム補償による出力電圧の歪みの増加を抑制することができる。従って、電気負荷Lへの電力供給量が減少した場合であっても、出力電圧の歪みの増加を抑制することができる。
また、出力電流実効値Iremが閾値Ith以上となる場合には、出力電流のゼロクロスを正確に把握できるため、極性判定を正確に行うことができる。そうした状況においては、デッドタイム基本補償量Vded’を補正せずにデッドタイム補償量Vdedとして使用する。従って、デッドタイム設定による出力電圧の低下を防止することができる。これらの結果、本実施形態によれば、デッドタイム補償を適正に実施することができる。特に、電気負荷Lが大きく変動する環境において使用される場合には、非常に有効なものとなる。また、従来装置のようにPWM指令パルス信号と出力電圧誤差信号を求める回路を必要としないため、部品コストおよび基板実装面積の点においても優れている。
また、本実施形態の交流電力供給装置1は、エンジン駆動式空調装置に設けられ、圧縮機を駆動するエンジン10によって発電機20を作動させ、この発電機20で発電された電力をコンバータ回路30で直流に変換し、その直流電力をインバータ回路50で交流に変換するものである。従って、エンジン10を有効利用することができる。また、コンバータコントローラ40によりインバータ回路50の入力電圧を任意に設定することができるため、インバータ回路50では効率の良い電力変換が可能となる。
以上、本実施形態に係る交流電力供給装置1について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の目的を逸脱しない限りにおいて種々の変更が可能である。
例えば、本実施形態においては、出力電流指標として出力電流実効値Iremを用いているが、それに代えて、インバータ回路50の出力電流Iacの振幅(波高値)を用いるようにしてもよい。その場合には、例えば、出力電流Iacをサンプリングし、直近の交流電流1周期分における最大値を求めるようにすればよい。また、出力電流実効値Iremに代えて、インバータ回路50の出力電力を用いるようにしてもよい。その場合には、例えば、
出力電流Iacと出力電圧Vacの瞬時値の積を積算し、交流電圧の1周期分の積算回数Nで除することで出力電力Poを算出すればよい(Po=Σ(Iac×Vac)/N)。
出力電流Iacと出力電圧Vacの瞬時値の積を積算し、交流電圧の1周期分の積算回数Nで除することで出力電力Poを算出すればよい(Po=Σ(Iac×Vac)/N)。
また、本実施形態においては、コンバータ回路30をスイッチング素子31〜36にて構成したが、スイッチング素子31〜36に代えて、ダイオードを用いることもできる。この場合には、コンバータコントローラ40を省略することができる。
また、本実施形態においては、Hブリッジ回路を使ったインバータ回路50によって直流電力を単相交流電力に変換しているが、3相ブリッジ回路を使ったインバータ回路によって直流電力を三相交流電力に変換する構成であってもよい。
また、本実施形態においては、デッドタイム補償量を補正する補正係数Rcを、出力電流実効値Irmsが閾値Ithよりも小さい場合には、出力電流実効値Irmsが小さくなるほど小さい値に設定しているが、補正係数Rcの設定に関しては段階的に行うようにしてもよい。例えば、補正係数Rcを2段階に設定して、出力電流実効値Irmsが閾値Ithよりも小さい場合と閾値Ith以上となる場合とに分けて、前者の方が後者に比べて補正係数Rcが小さくなるように設定してもよい。
また、本実施形態においては、エンジン駆動式空調装置に設けられる交流電力供給装置1への適用について説明しているが、本発明の電力変換装置は、種々の装置に適用することができる。例えば、エンジンの排熱を利用して動力、温熱、冷熱を取り出すコジェネレーション装置に適用してもよい。
1…交流電力供給装置、10…エンジン、20…発電機、30…コンバータ回路、40…コンバータコントローラ、41…直流電圧センサ、42…出力電流センサ、43…出力電圧センサ、50…インバータ回路、51,52,53,54…スイッチング素子、60…フィルタ回路、70,71…外部出力端子、100…インバータコントローラ、101…偏差演算部、102…PI制御部、103…補償量加算部、104…PWM制御部、105…電流極性判定部、106…基本補償量演算部、107…出力電流実効値演算部、108…補正係数演算部、109…補正後補償量演算部、Rc…補正係数、sign…極性、Td…デッドタイム、Vded’…デッドタイム基本補償量、Vded…デッドタイム補償量。
Claims (3)
- 入力された電力を直流から交流に変換するインバータ回路と、
電圧指令を表す変調波と搬送波との大小関係およびデッドタイムに基づいて、前記インバータ回路に設けられたスイッチング素子のオン・オフ切替タイミングを決定するPWM制御によって、前記インバータ回路から出力される交流電圧を制御するPWM制御手段と、
前記デッドタイムと前記搬送波の周波数と前記インバータ回路の入力直流電圧の積に基づいてデッドタイム補償量を演算するデッドタイム補償量演算手段と、
前記インバータ回路の出力電流の極性を取得する出力電流極性取得手段と、
前記デッドタイム補償量を前記出力電流の極性に応じて前記電圧指令に加減算することによりデッドタイム補償を行うデッドタイム補償制御手段と
を備えた電力変換装置において、
前記インバータ回路から出力される電流の大きさの指標となる出力電流指標を取得する出力電流指標取得手段と、
前記出力電流指標が小さい場合には大きい場合に比べて、前記デッドタイム補償量を小さくする側に補正するデッドタイム補償量補正手段と
を備えたことを特徴とする電力変換装置。 - 前記デッドタイム補償量補正手段は、前記出力電流指標が予め設定した閾値よりも小さい場合には、前記出力電流指標が小さいほど前記デッドタイム補償量を小さくする側に補正し、前記出力電流指標が前記閾値以上となる場合には、前記前記デッドタイム補償量を補正しないことを特徴とする請求項1記載の電力変換装置。
- 前記出力電流指標は、前記インバータ回路から出力される電流の実効値、あるいは、前記インバータ回路から出力される電流の振幅、あるいは、前記インバータ回路から出力される電力であることを特徴とする請求項1または2記載の電力変換装置。
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