JP2003158880A - インバータ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 インバータ装置の出力過電流を抑制するとと
もに、その波形歪みを低減させる。 【解決手段】 出力電流の半サイクル単位の波形率を算
出し、その値に基づいて、正弦波である基準波形の振幅
に制限を加えた修正基準波を生成し、ＰＷＭ回路に出力
基準信号として与えてインバータ装置の出力電圧を下げ
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、携帯用交流電源装
置、可搬型非常電源装置などに使用するインバータ装置
に係り、特にこれら装置にコンデンサ入力の全波整流回
路などの非線形負荷を接続した場合における出力の過電
流を抑制できるインバータ装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、イベント等に使用される携帯用交
流電源装置には、出力電力の大容量化の要求が高まって
きており、例えば、駆動源としてエンジン駆動式の発電
機を備え、インバータ装置を搭載した携帯用交流電源装
置においては、正弦波交流出力で３kＷ級の大出力が可
能なものが実現されている。そして、このような大出力
の携帯用交流電源装置に対しても、装置の小型化および
出力電力の高品質化の要望が高まってきている。

【０００３】かかる電源装置の負荷としては、コンデン
サ入力の全波整流回路を有するＡＣ−ＤＣコンバータ、
ＡＣ−ＡＣコンバータや、モータ、電球のように始動時
や点灯時に大きな電流を必要とする非線形性の負荷が接
続されることが多い。かかる負荷が要求する瞬間的な大
電流に対して、従来は搭載したインバータ装置のスイッ
チング素子の定格を大きくしたり、出力電流の瞬時値を
検出して出力電流がスイッチング素子の定格を超えそう
になるとスイッチング素子を制御して出力電流を抑制す
る方法で対処していた。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、定格の
大きなスイッチング素子を採用することは、コスト上昇
を招く上、出力電流検出器のダイナミックレンジを大き
くせねばならないことから電流検出精度が低下するとい
う問題を生ずる。また、瞬間的な出力電流の検出で電流
を制限する方法では、実効出力電流が発電機の定格以内
の場合にも出力電流が抑制されてしまい、発電機の能力
を十分に活用できないという問題がある。本発明はかか
る問題を軽減するためになされたもので、その目的は非
線形性の強い負荷を接続した場合における出力過電流を
抑制してスイッチング素子の定格を下げることを可能と
するとともに、波形歪みの少ないインバータ装置を提供
することにある。

【０００５】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、直流
電源回路と、スイッチング素子を有し、前記直流電源回
路の出力をパルス幅変調信号に基づいて前記スイッチン
グ素子をスイッチングさせ交流電圧を出力するインバー
タ回路と、該インバータ回路の出力電圧を検出する出力
電圧検出回路と、前記インバータ回路の出力電圧の基準
となる正弦波の基準波形（以下、正弦基準波と呼ぶ）を
生成する基準波形生成回路と、該正弦基準波と前記出力
電圧波形とを比較して前記スイッチング素子を駆動する
パルス幅変調信号を生成するパルス幅変調信号生成回路
と、前記インバータ回路の出力電流を検出する出力電流
検出回路と、を備えたインバータ装置であって、前記出
力電流検出回路で検出した出力電流波形に基づいて負荷
の非線形性を検出し、その非線形性の程度に応じて前記
正弦基準波の振幅を制限することにより前記出力電圧を
減少させるようにした。

【０００６】これによりインバータ回路の負荷がコンデ
ンサ入力の全波整流回路のような非線形負荷で、正弦波
から大きく外れた波形の電流が流れた場合には、パルス
幅変調信号生成回路（以下、ＰＷＭ回路と呼ぶ）に振幅
を制限された出力基準信号が入力される。これにより、
インバータ出力に振幅が制限された電圧が出力され、こ
れが負荷に供給されることによって過電流が抑制される
と共に、波形歪も改善される効果を奏する。

【０００７】請求項２の発明は、負荷の非線形性を、出
力電流検出回路で検出した半サイクルの電流波形の波形
率により判断するようにしたものである。波形率は波形
実効値と平均値の比で定義される数値で、正弦波の場合
は１．１１、コンデンサ入力の全波整流電流波形では
１．４程度の数値になることから、半サイクルの波形測
定によりその波形率を算出することによって負荷の非線
形性の程度を容易に判断することができる。

【０００８】請求項３の発明は、正弦基準波の振幅を制
限する量は、直前の半サイクルの出力電流波形の波形率
と許容波形率との差に比例する値とし、その値に上限を
設けたものである。許容波形率としては、例えば正弦波
の１．１１を用いる。これにより許容波形率との差に比
例した値だけ正弦基準波の振幅が削減され、出力電圧も
同様に振幅が削減されるため出力電流が抑制され、波形
歪も改善される効果を奏する。またその削減量に上限を
設けたため出力電圧の不必要な低下を招くこともない。

【０００９】請求項４の発明は、正弦基準波の振幅を制
限する量は、半サイクル単位で求めた直近の複数の出力
電流波形の波形率の平均値と許容波形率との差に比例す
る値とし、その値に上限を設けたものである。これによ
り出力の過電流が抑制されることとなる上、検出した電
流波形に含まれるノイズの影響を減少させることができ
る。またインバータ回路に新たな負荷が投入された瞬間
や、一部の負荷が遮断された瞬間におけるインバータ出
力電圧の急激な変動が抑制される効果がある。

【００１０】請求項５の発明は、正弦基準波の振幅を制
限する量は、直前の半サイクルの出力電流波形の波形率
と許容波形率との差に比例する値と、その差についての
インバータ回路動作開始から直前の半サイクルまでの積
分量に比例する値との和に比例する値とし、その値に上
限を設けたものである。許容波形率としては、例えば
１．２を用いる。請求項３の発明では算出した波形率と
許容波形率との差に比例する量を操作量とする比例制御
であるのに対して、本発明の場合は比例−積分制御とな
るためオフセットが生ぜず、出力電流の波形率を一層好
ましい値に制御して波形歪を改善でき、且つ出力電流を
抑制できる効果を奏する。

【００１１】請求項６の発明は、正弦基準波の振幅の制
限を、正弦基準波の最大振幅から制限量を差し引いた値
を超える振幅部分の波形を削除して行うものである。こ
のような制限は、波形の瞬時値が正弦基準波の波高値か
ら制限量を引いた値を超える部分の波形については、瞬
時値の代わりに波高値から制限量を差し引いた数値を振
幅として用いることである。振幅制限の計算が簡単であ
って、出力電流の抑制、出力電流の波形歪改善の効果を
奏する。

【００１２】請求項７の発明は、正弦基準波の振幅の制
限は、正弦波の基準波形を、その最大振幅から制限量を
差し引いた値を最大振幅とする正弦波に修正することに
より行うものである。これは、正弦基準波の振幅を一様
に一定比率だけ減衰させてＰＷＭ回路に入力することで
あり、インバータ出力の電圧波形の歪を悪化させること
なく出力電流を抑制できる効果を奏する。

【００１３】請求項８の発明は、正弦基準波の振幅の制
限は、出力電流検出回路で検出した直前の半サイクルの
出力電流の波形率が１．１１より大きく、且つその半サ
イクルの実効電流が一定値より大きい場合のみ行うこ
と。そして、前記実効電流と前記一定値との差に比例す
る値を正弦基準波の最大振幅に加えた値を最大振幅とす
る増幅された形の正弦波をまず算出し、その増幅された
形の正弦波から、本来の正弦基準波の最大振幅から制限
量を差し引いた値を超える振幅部分をカットした波形を
生成して正弦基準波の代わりに使用するものである。

【００１４】これは負荷に波形率の悪い負荷を接続した
場合においても、インバータ装置に電力を供給する発電
機の能力を可能な限り有効に活用しようとする工夫であ
って、上述した一定値とは、発電機の定格から決まる一
定の電流値をいう。請求項６の発明の場合、波形率が悪
い場合は出力電圧波形の上部が発電機の容量に無関係に
カットされる。これに対し本発明の場合は、測定した実
効電流値が、正弦波の振幅から波形率に基づく制限量を
引いた値より大きい場合には、まず正弦波を一様に一定
割合だけ振幅を一様に大きくする。その上でその大きく
した波形の、本来の正弦基準波の振幅から制限量を差し
引いた値を超える振幅部分を削除してＰＷＭ回路に入力
する。これによりインバータ回路の出力には、振幅は請
求項６の発明の場合と同じであるが、平均値が請求項６
の発明より大きい電圧波形が現れることとなり、発電機
の能力を充分に引き出しつつ出力電流を抑制と、波形歪
の改善ができる効果を奏する。

【００１５】請求項９の発明は、インバータ出力電流の
瞬時値が一定値を超える間のみ、正弦基準波の振幅制限
を行うようにしたものである。ここでいう一定値とは、
例えばインバータ回路のトランジスタの定格容量から決
めた電流値である。これにより負荷電流が発電機の定格
以内の場合には出力電圧の制限が行われず、定格を超え
た場合にのみ正弦基準波の振幅制限によるインバータ出
力電流の抑制が行われることとなる。従ってインバータ
回路のスイッチング素子に余裕がある場合には、不必要
な電流制限が行われることがないため、インバータ回路
の能力を有効に活用しつつ、出力電流を抑制し、波形歪
を改善できる効果を奏する。

【００１６】なお、負荷が線形であるとは、印加した電
圧の大きさと流れる電流の大きさとに比例関係があるこ
とをいい、非線形性負荷とは、それらに比例関係がない
負荷をいう。

【００１７】

【発明の実施の形態】（第１の実施形態）以下、本発明
のインバータ装置を携帯用交流電源装置に適用した第１
の実施形態について図１ないし図８を参照しながら説明
する。まず図１は、例えば１００Ｖ、５０Ｈｚあるいは
６０Ｈｚの交流電圧を発生する携帯用交流電源装置２１
の電気構的構成を示している。この携帯用交流電源装置
２１は、図示しないエンジンにより駆動される三相の交
流発電機２２と、その後段に接続される単相のインバー
タ装置２３とから構成されている。

【００１８】交流発電機２２は、回転子と電機子（何れ
も図示せず）とに加え、エンジンへの燃料（ガソリン）
供給量を制御してエンジンの回転速度を制御するための
ステッピングモータ２４を備えている。電機子には、Ｙ
結線された主巻線２５ｕ、２５ｖ、２５ｗと補助巻線２
６とが巻装されており、主巻線端子２７ｕ、２７ｖ、２
７ｗと補助巻線端子２８ａ、２８ｂは、それぞれインバ
ータユニット２３の入力端子２９ｕ、２９ｖ、２９ｗと
入力端子３０ａ、３０ｂに接続されている。

【００１９】一方、インバータユニット２３は、以下の
ように構成されている。すなわち、入力端子２９ｕ、２
９ｖ、２９ｗと直流電源線３１、３２との間には整流回
路（直流電源回路）３３が接続されている。直流電源線
３１と３２の間には平滑用のコンデンサ３４が接続さ
れ、直流電源線３１、３２と出力端子３５、３６との間
にはインバータ回路３７とフィルタ回路３８とが縦続接
続されている。なお、整流回路３３が本発明における直
流電源回路に相当する。

【００２０】整流回路３３は、サイリスタ３９〜４１と
ダイオード４２〜４４とがいわゆる三相混合ブリッジの
形態に接続された構成を備えており、インバータ回路３
７は、トランジスタ４５〜４８（スイッチング素子に相
当）と還流ダイオード４９〜５２とがいわゆるフルブリ
ッジの形態に接続された構成を備えている。フィルタ回
路３８は、インバータ回路３７の出力端子５３とインバ
ータユニット２３の出力端子３５との間に介在するリア
クトル５５と、インバータユニット２３の出力端子３５
と３６との間に接続されたコンデンサ５６とから構成さ
れている。インバータ回路３７の出力端子５４は、イン
バータユニット２３の出力端子３６に直接接続されてお
り、その出力端子５４からフィルタ回路３８に至る電流
通路には出力電流を検出するための変流器５７が設けら
れている。

【００２１】さらに、インバータユニット２３は、制御
電源回路５８、制御回路５９および駆動回路６０を備え
ている。このうち制御電源回路５８は、入力端子３０
ａ、３０ｂを介して補助巻線２６に誘起される交流電圧
を入力し、それを整流平滑して制御回路５９が動作する
ための制御用直流電圧（例えば５Ｖ、±１５Ｖ）を生成
するようになっている。なお、補助巻線２６に誘起され
る交流電圧は、エンジンの回転数を検出するために、制
御回路５９にも入力されている。

【００２２】制御回路５９は、制御手段たるマイクロコ
ンピュータ６１（以下、マイコン６１と称す）、直流電
圧検出回路６２、出力電圧検出回路６３、出力電流検出
回路６４およびＰＷＭ回路６５から構成されている。マ
イコン６１は、具体的には図示しないがＣＰＵ、ＲＡ
Ｍ、ＲＯＭ、入出力ポート、Ａ／Ｄコンバータ、タイマ
回路、発振回路や、Ｄ／Ａコンバータがワンチップ上に
ＩＣ化された形で構成されている。

【００２３】直流電圧検出回路６２は、直流電源線３１
と３２との間の直流電圧Ｖdｃを検出して、その検出直
流電圧を整流回路３３の出力電圧信号としてマイコン６
１に出力する。マイコン６１はこの整流回路３３の出力
電圧信号を読み込んで、その値が約１８０Ｖを保つよう
にサイリスタ３９〜４１の点弧角を制御するようになっ
ている。出力電圧検出回路６３は、インバータ回路３７
の出力端子５３と５４の間の電圧を分圧する分圧回路
と、その分圧された矩形波状の電圧から搬送波成分を除
去するためのフィルタ（何れも図示せず）とを備えて構
成されており、その出力電圧検出信号Ｖsをマイコン６
１およびＰＷＭ回路６５に出力するようになっている。

【００２４】また、出力電流検出回路６４は、変流器５
７により検出した出力電流を所定の電圧レベルに変換
し、その出力電流検出信号Ｉsをマイコン６１およびＰ
ＷＭ回路６５に出力するように構成されている。マイコ
ン６１には、図示しないスイッチ入力部からのスイッチ
入力により、出力周波数を５０Ｈｚまたは６０Ｈｚのい
ずれかに設定できるようになっており、例えば、５０Ｈ
ｚ、１００Ｖの交流電圧を発生すべきときは、設定され
た出力周波数と同じ周波数の正弦基準波Ｖsinを生成し
てＰＷＭ回路６５に出力基準信号として与えるようにな
っている。（なお、制限基準波Ｖsinは、後述するよう
にマイコン６１内で振幅が制限され、修正基準波となっ
てマイコン６１から出力される場合がある。）

【００２５】ＰＷＭ回路６５は、その入力電圧をパルス
幅変調信号に変換する回路で図２はその内部構成であ
る。図に示すようにＰＷＭ回路６５はピークリミッタ回
路６７、誤差増幅回路６８、コンパレータ６９とで構成
されている。マイコン６１から出力された制限基準波Ｖ
sinは、入力端子６６に出力基準信号として与えられ
る。誤差増幅回路６８の反転入力端子（−入力端子）に
つながる入力端子７０には出力電圧検出回路６３で検出
した出力電圧検出信号Ｖsが、非反転入力端子（＋入力
端子）にはピークリミッタ回路６７の出力電圧Ｖpが入
力され、これらの差が増幅されて出力に誤差電圧Ｖsin
´として現れ、これがコンパレータ６９の＋入力端子に
加えられる。

【００２６】ここで誤差増幅回路６８の非反転入力の前
段に接続されたピークリミット回路６７は、インバータ
回路３７の出力電流検出信号Ｉsの瞬時値の絶対値｜Ｉs
｜がピーク電流基準信号Ｉkを超えた場合に、入力端子
６６に入力されている出力基準信号のその時点の値を保
持して誤差増幅回路６８ に与えるもので、これにより
誤差増幅回路６８の非反転入力端子に加えられる入力電
圧Ｖpの更なる増加が抑えられて、出力電流の一層の増
大が抑制される。ピーク電流基準信号Ｉkは、インバー
タ回路３７のトランジスタの最大電流定格を考慮して決
定される。

【００２７】一方、コンパレータ６９の−入力端子に
は、例えば１６kＨｚの三角波からなる搬送周波数信号
Ｓｃが加えられる。誤差信号Ｖsin´と搬送周波数信号
Ｓcはレベル比較され、コンパレータ６９の出力端子に
は誤差電圧Ｖsin´が搬送周波数信号Ｓｃより大きい期
間は正、小さい期間は負とする矩形波状のパルス幅変調
信号Ｖo が現れる。コンパレータ６９のこれら入力波形
と出力波形の関係を図３の（ａ）、（ｂ）に示す。出力
されたパルス幅変調信号Ｖoは駆動回路６０に導かれ、
これを基にベース駆動信号Ｇ１〜Ｇ４が生成されてイン
バータ回路３７のトランジスタ４５〜４８のベースを駆
動する。このベース駆動信号によりトランジスタ４５〜
４８がスイッチング動作を実行することにより、インバ
ータ回路３７の出力端子５３、５４にパルス幅変調信号
Ｖoが増幅された高周波電圧が現れる。この高周波電圧
波形はフィルタ回路３８によって高周波成分が除去さ
れ、出力端子３５、３６には図３（ｃ）に示すような誤
差電圧Ｖsin´と相似波形の交流出力電圧Ｖoacが現れ
る。

【００２８】インバータ回路３７の出力端子５３、５４
に現れた出力電圧は、前述したように出力電圧検出回路
６３で分圧された後、搬送波成分が除去されて出力電圧
検出信号Ｖsとなり、誤差増幅回路６８の反転入力端子
に入力される。そして誤差増幅回路６８の非反転入力端
子の電圧Ｖpと比較される。 すなわち誤差増幅回路６８
の非反転入力端子に加えられ電圧Ｖpを目標値とする電
圧帰還制御がなされている。誤差増幅回路６８の増幅率
は十分高い値に設計されているため、結局、電圧帰還制
御の作用で出力端子５３、５４には誤差増幅回路６８の
非反転入力端子に加えられた電圧Ｖpと等しい電圧波形
が現れる（簡単のため出力電圧検出回路６３の分圧比は
１／１として説明する）。

【００２９】次にマイコン６１がソフトウェア処理によ
り負荷の非線形性を検出して出力電流を抑制する作用に
ついて説明する。運転が開始されるとマイコン６１は正
弦基準波Ｖsinを生成し、これを基にＰＷＭ回路６５で
ＰＷＭ波形Ｖoが生成され、インバータ回路３７がスイ
ッチング動作を行って出力端子３５、３６に交流電圧を
発生させ負荷に電流が流れる。負荷電流は出力電流検出
回路６４によって検出され、出力電流検出信号Ｉsとし
てマイコン６１に読み取られる。

【００３０】続いて、マイコン６１は、図４に示すよう
に正弦基準波Ｖsinの各半サイクルをＮ分割し、正弦基
準波Ｖsinのゼロクロスの瞬間から始めてＮ個の各分割
タイミングにおける出力電流検出信号Ｉs(ｎ)、（ｎ＝1
〜Ｎ） を読み取って記憶する。分割数Ｎの値は大きい
方が好ましいが、マイコンの演算速度、Ａ／Ｄ、Ｄ／Ａ
変換器の変換速度による限界があり、例えば６０とす
る。

【００３１】出力電流検出信号ＩsのＮ回の読み取りが
終了すると、マイコン６１は半サイクル中における出力
電流の平均電流値Ｉm、実効電流値Ｉe、波形率Ｆを次式
により計算する。 平均電流値Ｉm＝（Σ｜Ｉs（ｎ）｜）／Ｎ ，ｎ
＝１〜Ｎ 実効電流値Ｉe＝（（ΣＩs（ｎ）²）／Ｎ）^1/2 ，ｎ
＝１〜Ｎ 波形率Ｆ＝（実効電流値Ｉe）／（平均電流値Ｉm） ここで波形率Ｆは、出力電流波形が正弦波の場合は１．
１１である。

【００３２】インバータ回路にとって歓迎されない負荷
は、コンデンサ入力の全波整流回路のように、平均電流
値に比べて電流の波高値が高い負荷、すなわち先端の尖
った波形の電流を流す負荷である。そのような波形では
平均電流値に比べて実効電流値が大きくなる、すなわち
波形率Ｆの値が大きくなる。このことから正弦波電圧を
加えた場合の出力電流波形の波形率を計算し、その値と
１．１１との差を求めることによりインバータ負荷の非
線型性の程度を判断することができる。

【００３３】こうして求めた波形率Ｆを求めたら次に、
出力電流の尖頭値を抑えるために次の半サイクルの間、
ＰＷＭ回路６５に与える出力基準信号の波形を決める。
出力電流の尖頭値を抑えるには、印加する出力電圧の振
幅（波高値）を下げることが有効なため、マイコン６１
内で生成している正弦基準波の振幅を削減することと
し、その振幅制限（削減）量を求めた波形率を基に決め
る。ここでまずこの振幅制限量の決め方についての３種
類の実施形態を説明する。

【００３４】（振幅制限量の決め方の第１の実施形態）
（請求項３に対応） これは次の半サイクルの振幅制限量を、直前の半サイク
ルの出力電流波形から求めた波形率Ｆと許容波形率Ｆs
との差に比例させる決め方で、振幅制限量は次の式で計
算される。 振幅制限量Ａr＝Ｋ（（波形率Ｆ）−（許容波形率Ｆs ）） （１）式 ただし、 ０≦ 振幅制限量Ａr ≦ 最大許容振幅制
限値 Ｋ、Ｆsは正の定数 このように、正弦基準波の振幅を制限して出力電圧を下
げる作用を半サイクル単位で継続すると、出力電流波形
の波形率は帰還作用により、許容波形率Ｆs以下に向か
って改善の方向に向かうこととなる。上記（１）式で操
作量に当たる振幅制限量を決めることは、結局は出力電
流の波形率が許容波形率に近づくような比例制御を行っ
ていることになる。なお振幅制限量Ａrの値に上限を設
けるのは、出力電圧が下がり過ぎないようにするためで
ある。

【００３５】例として、許容波形率を１．１とし、波形
率１．４の場合に２０Ｖの振幅制限を行うとした場合に
は、（１）式の振幅制限量Ａrは次のようになる。 振幅制限量Ａr＝２０×（波形率Ｆ−１．１）／０．３ （２）式 ただし、 ０≦ 振幅制限量Ａr ≦２０

【００３６】（振幅制限量の決め方の第２の実施形態）
（請求項４に対応） この実施形態は、次の半サイクルの振幅制限量Ａrを、
半サイクルの出力電流波形から求めた波形率Ｆと許容波
形率Ｆsとの差に比例させる点では、（前記振幅制限量
の決め方の第１の実施形態）と同じである。異なる点
は、振幅制限量Ａrを計算する前記（１）式の波形率Ｆ
として、直前の半サイクルの波形率Ｆの代わりに、半サ
イクル単位で計算した直近の複数、例えば２〜１０個の
波形率の平均値を用いる点である。この実施の形態にお
いても、出力電流の波形率Ｆが許容波形率Ｆsに近づく
ような比例制御が行われることになる。

【００３７】（振幅制限量の決め方の第３の実施形態）
（請求項５に対応） これは次の半サイクルの振幅制限量Ａrを、直前の半サ
イクルの電流波形の波形率Ｆと許容波形率Ｆsとの差に
比例する値と、その差についてのインバータ回路動作開
始から現在までの積分量に比例する値の両者の和に比例
させる決め方である。この場合の振幅制限量Ａrは次式
で計算される。 振幅制限量Ａr＝Ｋ（ΔＤ＋（１／Ｔi）・ΣΔＤ） （３）式 ここに ΔＤ＝ （波形率Ｆ）−（許容波形率Ｆs ） ΣΔＤは動作開始から直前の半サイクルまでのΔＤの和 ただし、 ０≦ 振幅制限量Ａr ≦ 最大許容振幅制
限値 Ｋは比例定数、Ｔiは積分定数、Ｆsは定数 従って、この実施の形態では、出力電流の波形率が改善
する方向に比例−積分制御を行っていることになる。許
容波形率Ｆsとしては、ΣΔＤが無限に大きくならない
よう正弦波の波形率１．１１より大きな数字、例えば
１．１５を用いる。

【００３８】このようにして次の半サイクルの振幅制限
量Ａrを決めたら、次に正弦基準波の波高値にその量だ
け修正（制限）を加える。そして修正した波形（修正基
準波と呼ぶ）を生成してＰＷＭ回路６５の端子６６に出
力基準信号として入力する。そこで次に正弦基準波を修
正（制限）して修正基準波を生成する修正方法につい
て、３種類の実施形態を説明する。

【００３９】（正弦基準波の修正方法の第１の実施形
態）（請求項６に対応） これは図５のように正弦基準波の上部を、振幅制限量Ａ
rだけカットして振幅を制限（削減）した波形を修正基
準波とする方法である。修正基準波の振幅Ａ´は次のよ
うになる。 修正基準波振幅Ａ´＝(正弦基準波振幅Ａ)−(振幅制限量Ａr) （４）式 例として、インバータの正常時出力電圧を実効値１００
Ｖ、正弦基準波を実効値１００Ｖの波形とし、振幅制限
量Ａrとして前記（２）式を使用した場合には、制限後
の修正基準波の振幅Ａ´は次のようになる。 修正基準波振幅Ａ´＝１４１−２０×（波形率Ｆ−１．
１）／０．３ ただし、１２１≦修正基準波振幅Ａ´≦１４１

【００４０】（正弦基準波の修正方法の第２の実施形
態）（請求項７に対応） これは図６のように、正弦基準波の振幅Ａを振幅制限量
Ａrだけ小さくした正弦波に修正して制限する方法であ
る。制限前の正弦基準波Ｖsinを、 Ｖsin＝（正弦基準波振幅Ａ）Sin(ωｔ） （５）式 で表すとすると、制限後の修正基準波Ｖ´sinは次式の
ようになる。 Ｖ´sin＝（修正基準波振幅Ａ´）Sin(ωｔ） （６）式 ここに修正基準波振幅Ａ´は前記（４）式で計算され
る。

【００４１】（正弦基準波の修正方法の第３の実施形
態）（請求項８に対応） これは前述の（正弦基準波の修正方法の第１の実施形
態）の修正方法と同じように、正弦基準波の振幅Ａから
振幅制限量Ａrを差し引いた振幅を超える部分の波形を
カットして振幅を制限する方法であるが、次の２点が異
なる。第１点は、振幅の制限を行うのは、半サイクル前
の電流波形の波形率Ｆが正弦波の波形率１．１１より大
きく、且つその実効電流値Ｉeが発電機２２の定格から
決まる一定電流値Ｉgより大きい場合のみ行う点であ
る。第２点は、振幅を制限するために上部をカットする
対象波形が、正弦基準波ではなく、図７に示すように正
弦基準波の振幅Ａを半サイクル前の実効電流値Ｉeと一
定電流値Ｉgとの差に比例する量だけ大きくしたカット
対象波形Ｖ´sinである点である。

【００４２】正弦基準波Ｖsinを前記（５）式で表す
と、カット対象波形Ｖ´sinは次式で表される。 Ｖ´sin＝（１＋Ｋg・（実効電流Ｉe− Ｉg））Ｓin(ωｔ) （７）式 ここにＫg、Ｉg は正の定数である。制限後の修正基準
波の振幅Ａ´は、前述の（正弦基準波の修正方法の第１
の実施形態）の場合と同じであり、前記（５）式で計算
される。修正基準波の波形は図７の実線のようになる。
（正弦基準波の修正方法の第１の実施形態）による図５
の実線波形と比較すると、振幅は同じであるが波形上部
の幅が広がっている。従って、図７の修正基準波の方が
インバータ出力の平均電圧、実効電圧の値が図５の場合
よりも大きくなる。

【００４３】このような修正基準波が出力基準信号とし
てＰＷＭ回路６５に与えられ、同じ波形の電圧がインバ
ータ回路３７から負荷に供給されると、印加電圧の振幅
が制限されている効果により負荷の過電流は抑制され
る。その一方、印加される電圧の平均電圧、実効電圧の
値が図５の場合に比べて増加しており、これによる効果
は出力の平均電流値、実効電流値を増加させる方向に働
く。従って、前記（７）式の定数Ｋg、Ｉgを最適に選定
することにより、出力の過電流を抑制しつつ発電機２２
の能力を有効に引き出すことが可能となる。

【００４４】このようにして修正基準波を決めたら、出
力電流をサンプリングするタイミングに合わせて修正基
準波の各タイミングの波高値Ｖ´(ｎ)を計算して順次出
力する。

【００４５】以上、説明してきた一連の制御を行うため
のマイコン６１内の処理フローを図８に示す。図中のス
テップＳ３、Ｓ４は、出力電流の瞬時値のサンプリング
を行う部分である。Ｓ９〜Ｓ１１は半サイクルに１回実
行される部分で、サンプリングした半サイクル分の電流
データに基づき波形率Ｆを求める部分である。ステップ
Ｓ１２は求めた波形率Ｆに基づいて、振幅制限量Ａrを
計算するステップであり、前述の（振幅制限量の決め
方）の３種の実施形態の中から選択した実施形態の計算
式に従い振幅制限量Ａrを計算する。

【００４６】ステップＳ５、Ｓ６は、こうして求めた次
の半サイクルの振幅制限量Ａrを基に、正弦基準波に修
正（制限）を加えた修正基準波の各タイミングにおける
振幅を計算して、順次出力する部分である。修正は、前
述した（正弦基準波の修正方法）の３種類の実施形態の
中から選択した方法で行う。ステップＳ６で出力したＶ
´(ｎ)はＤ／Ａ変換されて、図２に示すＰＷＭ回路６５
の端子６６へ出力基準信号として与えられる。出力電流
検出信号Ｉsによるピークリミットが働いていない状態
では、このＶ´(ｎ)が誤差増幅回路６８の入力電圧Ｖp
となり、出力電圧検出信号Ｖsによる電圧帰還制御がさ
れていることから、出力端子３５、３６にも同じ電圧波
形、Ｖ´(ｎ)、ｎ＝1〜Ｎ が現れることとなる。

【００４７】（第２の実施形態）この実施形態は、第１
の実施形態においてマイコン６１がＰＷＭ回路６５の端
子６６に出力基準信号を出力するに際し、出力する時点
の出力電流の瞬時値Ｉs(ｎ)が一定の許容値Ｉmaxを超え
ている場合には、正弦基準波を修正した修正基準波で計
算した電圧Ｖ´(ｎ)を出力し、超えていない場合には正
弦基準波で計算した電圧Ｖ(ｎ)を出力するようにした実
施形態である。図９にそのフローを示す。図８のフロー
に対してステップＳ４１〜Ｓ４３の３ステップを追加し
た点が第１の実施形態と異なる。

【００４８】これにより半サイクル前までの波形率が悪
くても、現在の電流の瞬時値Ｉs(ｎ)が一定の許容値Ｉm
ax以下であれば、本来の正弦基準波で計算した電圧Ｖ
(ｎ)が出力されるため、インバータ回路３７のトランジ
スタに余裕がある場合に不必要な電流制限が加えられる
ことがなくなり、トランジスタの能力を有効に発揮させ
られる効果がある。

【００４９】

【発明の効果】以上説明したように、本発明はインバー
タ回路の負荷がコンデンサ入力の全波整流回路のような
非線形負荷で、正弦波から大きく外れた波形の出力電流
が流れた場合には、ＰＷＭ回路に振幅を制限された出力
基準信号が入力されて、インバータ出力には振幅が制限
された電圧が出力される。これが負荷に供給されること
によって出力の過電流が抑制されると共に、波形歪も改
善される効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施態様を示す電気回路図

【図２】ＰＷＭ回路の一部を示す回路図

【図３】ＰＷＭ制御に関係する波形を示す図

【図４】正弦基準波Ｖsinと出力電流検出信号Ｉsとを示
す図

【図５】正弦基準波の振幅制限方法を示す図

【図６】正弦基準波の振幅制限方法を示す図

【図７】正弦基準波の振幅制限方法を示す図

【図８】マイコン内制御フロー図

【図９】本発明の第２の実施形態のマイコン内制御フロ
ー図

【符号の説明】

２１は携帯用交流電源装置（インバータ装置）、２２は
交流発電機、２３はインバータ装置、３３は整流回路
（直流電源回路）、３７はインバータ回路、３８はフィ
ルタ回路、５９は制御回路、６１はマイコン（波形率算
出手段、基準波生成回路、基準波修正手段及び制御手
段）、６３は出力電圧検出回路、６４は出力電流検出回
路、６５はＰＷＭ回路、６６は出力基準信号入力端子、
６７はピークリミッタ回路、６８は誤差増幅回路、６９
はコンパレータを示す。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 滝本 等 愛知県瀬戸市穴田町991番地株式会社東芝 愛知工場内 (72)発明者 吉岡 徹 群馬県新田郡新田町大字早川字早川３番地 澤藤電機株式会社新田工場内 Ｆターム(参考） 5H007 AA08 AA12 AA17 BB00 CA01 CB04 CB05 DA05 DA06 DC02 DC05 EA02 FA03 FA14 FA18

Claims (9)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流電源回路と、 スイッチング素子を有し、前記直流電源回路の出力をパ
   ルス幅変調信号に基づいて前記スイッチング素子をスイ
   ッチングさせ交流電圧を出力するインバータ回路と、 該インバータ回路の出力電圧を検出する出力電圧検出回
   路と、 前記インバータ回路の出力電圧の基準となる正弦波の基
   準波形を生成する基準波形生成回路と、 該基準波形と前記出力電圧波形とを比較して前記スイッ
   チング素子を駆動するパルス幅変調信号を生成するパル
   ス幅変調信号生成回路と、 前記インバータ回路の出力電流を検出する出力電流検出
   回路と、を備えたインバータ装置であって、 前記出力電流検出回路で検出した出力電流波形に基づい
   て負荷の非線形性を検出し、その非線形性の程度に応じ
   て前記基準波形の振幅を制限することにより前記出力電
   圧を減少させるようにしたインバータ装置。
2. 【請求項２】 前記負荷の非線形性を、前記出力電流検
   出回路で検出した半サイクルの電流波形の波形率により
   判断する請求項１記載のインバータ装置。
3. 【請求項３】 前記基準波形の振幅を制限する量は、直
   前の半サイクルの出力電流波形の波形率と許容波形率と
   の差に比例し、上限を有する値である請求項１記載のイ
   ンバータ装置。
4. 【請求項４】 前記基準波形の振幅を制限する量は、半
   サイクル単位で求めた直近の複数の出力電流波形の波形
   率の平均値と許容波形率との差に比例し、上限を有する
   値である請求項１記載のインバータ装置。
5. 【請求項５】 前記基準波形の振幅を制限する量は、直
   前の半サイクルの出力電流波形の波形率と許容波形率と
   の差に比例する値と、その差についてのインバータ回路
   動作開始から直前の半サイクルまでの積分量に比例する
   値との和に比例し、上限を有する値である請求項１記載
   のインバータ装置。
6. 【請求項６】 前記基準波形の振幅の制限は、前記基準
   波形の最大振幅から前記振幅を制限する量を差し引いた
   値を超える振幅部分の波形を削除して行う請求項１ない
   し５のいずれかに記載のインバータ装置。
7. 【請求項７】 前記基準波形の振幅の制限は、該基準波
   形を、その最大振幅から前記振幅を制限する量を差し引
   いた値を最大振幅とする正弦波に修正して行う請求項１
   ないし５のいずれかに記載のインバータ装置。
8. 【請求項８】 前記基準波形の振幅の制限は、前記出力
   電流検出回路で検出した直前の半サイクルの出力電流の
   波形率が１．１１より大きく、且つその半サイクルの実
   効電流が一定値より大きい場合のみ行い、その制限は、
   前記基準波形を、前記実効電流と前記一定値との差に比
   例する値を前記基準波形の最大振幅に加えた値を最大振
   幅とする正弦波から、前記基準波形の最大振幅から前記
   振幅を制限する量を差し引いた値を超える振幅部分を削
   除した波形に変形して行う請求項１記載のインバータ装
   置。
9. 【請求項９】 前記出力電流の瞬時値が一定値を超える
   間のみ、前記基準波形の振幅制限を行う請求項１ないし
   ７のいずれかに記載のインバータ装置。