JP7490089B2 - 空気調和機 - Google Patents

Description

本開示は、空気調和機に関する。本開示は特に、交流電源からの交流電力を受けて、周波数可変で電圧値が可変の交流電力を出力する電力変換装置を備える空気調和機に関する。

上記の電力変換装置は、例えば、冷凍サイクル適用機器、例えば空気調和機の圧縮機を駆動するモータに電力を供給するために用いられる。
そのような場合、負荷の増加、コンバータのスイッチング素子の故障によって電力変換装置に入力される電流が規定値を上回る事態が生じると、配線用遮断器の動作によって電力変換装置への電力の供給が遮断されることがある。そのような事態になると、冷凍サイクル適用機器の運転ができなくなって不都合である。

そこで、電力変換装置に入力される電流を検出して、規定値を上回りそうになったら、負荷を減らすなどの対策を講じることが考えられる。負荷の減少は、例えば圧縮機を駆動するモータの回転速度を低下させることで実現できる。

このような処理を行なう場合、電力変換装置に入力される電流をできるだけ正確に検出することが重要である。電流の検出精度が低いと、検出誤差に対応する余裕をもって負荷を減らす処理を開始する必要があるためである。即ち、実際には、余裕があるのに、負荷を減らす処理を開始すると、冷凍サイクル適用機器にその機能を十分に発揮させることができない。一方、そのような余裕をなくすと、検出誤差のため、負荷を減らす処理を開始する前に、配線用遮断器が動作してしまう可能性がある。

特許文献１には、電力変換装置のブリッジ回路に流れる電流の実効値を検出するため、カレントトランスを用いることが記載されている（段落００２５）。

特開２０１８－７３２６号公報（段落００２５）

しかし、カレントトランスは、検出精度が十分に高くはなく、特に低周波数成分についての検出誤差が大きいという問題がある。
本開示の目的は、電力変換装置への入力電流の検出精度を向上させ、それにより、電力変換装置への入力電流が過大になるのを防ぐとともに、負荷に対して電力の供給を続けることができる入力電流の上限値をより大きくすることである。

本開示の空気調和機は、
電力変換装置と、圧縮機と、ファンとを備え、
前記電力変換装置は、
交流電源から交流電力を直流電力に変換して出力するコンバータと、
前記コンバータから出力される直流電力を周波数可変で電圧値可変の交流電力に変換し、負荷に供給するインバータと、
前記コンバータの出力電流を検出するシャント抵抗と、
前記シャント抵抗で検出された出力電流に基づいて前記インバータを制御する制御装置とを備え、
前記制御装置は、前記シャント抵抗で検出された出力電流から前記コンバータの入力電流を算出し、算出された入力電流が予め定められた閾値よりも大きくなったときに、前記インバータの出力周波数を低下させ、
前記インバータは前記圧縮機のモータを駆動するためのものであり、
前記電力変換装置は、前記コンバータから出力される直流電力を受けて、前記ファンのモータを駆動する駆動回路をさらに備え、
前記入力電流が前記閾値よりも大きくなって、前記インバータの出力周波数を低下させるとき、これに合わせて前記駆動回路が、前記ファンのモータの回転速度を上昇させる。

本開示によれば、電力変換装置への入力電流を高い精度で検出することができ、その結果、電力変換装置への入力電流が過大になるのを防ぐとともに、負荷に対して電力の供給を続けることができる入力電流の上限値をより大きくすることができる。

実施の形態１の電力変換装置を示す図である。 図１の制御装置の一例を示すブロック図である。 図２のレベルシフト回路の一例を示す配線図である。 （ａ）及び（ｂ）は、図３のレベルシフト回路の入力信号と出力信号との関係を示す図である。 ダイオード整流モードにおいて、正の半サイクルにコンバータに流れる電流の経路を示す図である。 ダイオード整流モードにおいて、負の半サイクルにコンバータに流れる電流の経路を示す図である。 （ａ）～（ｄ）は、ダイオード整流モードにおけるコンバータの動作を示す図である。 同期整流モードにおいて、正の半サイクルにコンバータに流れる電流の経路を示す図である。 同期整流モードにおいて、負の半サイクルにコンバータに流れる電流の経路を示す図である。 （ａ）～（ｆ）は、同期整流モードにおけるコンバータの動作を示す図である。 高力率モードにおいて、正の半サイクルにコンバータに流れる短絡電流の経路を示す図である。 高力率モードにおいて、負の半サイクルにコンバータに流れる短絡電流の経路を示す図である。 （ａ）～（ｅ）は、高力率モードにおけるコンバータの動作を示す図である。 （ａ）～（ｄ）は、高力率モードにおけるシャント抵抗による電流検出動作を示す図である。 実施の形態２の電力変換装置を示す図である。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１の電力変換装置１を、その負荷であるモータとともに示す。以下では、モータが空気調和機の圧縮機のモータである場合を想定して説明する。しかしながら、モータは空気調和機以外の冷凍サイクル適用機器で用いられるモータであっても良く、それ以外の機器で用いられるモータであっても良い。

図示の電力変換装置１は、コンバータ２０と、インバータ４０と、制御装置５０と、リアクトル１１０と、平滑コンデンサ１２０と、シャント抵抗１３０とを有する。

コンバータ２０は、その第１及び第２の交流側端子２０１及び２０２が第１及び第２の交流配線１１１及び１１２によって、交流電源１０に接続されている。具体的には、第１の交流側端子２０１が交流配線１１１によって交流電源１０の第１の出力端子１０１に接続され、第２の交流側端子２０２が交流配線１１２によって交流電源１０の第２の出力端子１０２に接続されている。

交流電源１０は、例えば商用電源であっても良く、自家発電設備による電源であっても良い。交流電源１０が家庭用の商用電源である場合、交流電源は、家庭用コンセントを介して供給される。コンセントに繋がる配線には遮断器が設けられており、コンセントを介して電圧変換装置に供給される電流が過大となると、遮断器が動作し、電流の供給が遮断される。

第１の交流配線１１１の途中にはリアクトル１１０が設けられている。
リアクトル１１０は、交流電源１０から供給される電力を磁気エネルギーとして蓄え、このエネルギーを放出することで、昇圧及び力率改善を行う。

交流電源１０からは単相交流電力が供給され、コンバータ２０は、交流電力を直流電力に変換する。コンバータ２０の第１の直流側端子、即ち正端子２０３、及び第２の直流側端子、即ち負端子２０４は、それぞれ第１及び第２の直流母線１２１及び１２２に接続されており、コンバータ２０で生成された直流電力は、第１及び第２の直流母線１２１及び１２２を介してインバータ４０に供給される。

平滑コンデンサ１２０は、コンバータ２０の出力電圧を平滑化する。
平滑コンデンサ１２０は、その正電極が第１の直流母線１２１に接続されており、負電極が第２の直流母線１２２に接続されている。

インバータ４０は、コンバータ２０から出力される直流電力を、周波数可変で電圧値可変の３相交流電力に変換してモータ６０に供給し、モータ６０を回転させる。
モータ６０は、例えば、空気調和機の圧縮機のモータである。

シャント抵抗１３０は、平滑コンデンサ１２０の負電極と、コンバータ２０の負端子２０４との間において第２の直流母線１２２の途中に設けられており、コンバータ２０の出力電流Ｉｓの検出のための電流検出手段として用いられている。

シャント抵抗１３０の両端間の電圧が制御装置５０に入力されている。
制御装置５０は、シャント抵抗１３０の両端間の電圧に基づいてシャント抵抗１３０に流れる電流、即ちコンバータ２０の出力電流を検出し、検出した電流の値に基づいて、コンバータ２０及びインバータ４０を制御する。

制御装置５０は、例えば図２に示すように、交流電圧検出部５１と、レベルシフト回路５２と、直流電圧検出部５３と、極性判定部５４と、入力電流算出部５５と、制御器５６とを有する。極性判定部５４と、入力電流算出部５５と、制御器５６とは、処理回路５８で構成されている。処理回路５８は例えばマイコンで構成されている。

交流電圧検出部５１は、交流配線１１１のうち、リアクトル１１０よりも交流電源に近い側と、交流配線１１２に接続されており、交流電源１０の第１及び第２の出力端子１０１及び１０２から出力される電源電圧Ｖａを検出し、検出された電圧の値を示す信号を制御装置５０に供給する。

以下では、電源電圧Ｖａの瞬時値は、第２の出力端子１０２の電位を基準とする、第１の出力端子１０１の電位を表すものとする。そして、第２の出力端子１０２に対する第１の出力端子１０１の電位が正となる半サイクルを正の半サイクルと言い、符号Ｈｐで表し、第２の出力端子１０２に対する第１の出力端子１０１の電位が負となる半サイクルを負の半サイクルＨｎと言い、符号Ｈｎで表す。

極性判定部５４は、交流電源１０から印加される電圧Ｖａの極性を判定し、判定した極性を示す信号Ｓｐを制御器５６に供給する。

シャント抵抗１３０からは、その両端間の電圧Ｖｓｈを示す信号（同じ符号Ｖｓｈで表される）が出力され、制御装置５０のレベルシフト回路５２は、この信号Ｖｓｈをレベル変換し、変換後の信号Ｖｓｈ＿ｍを出力する。信号Ｖｓｈ及び信号Ｖｓｈ＿ｍはいずれも直流母線１２２に流れる電流を示すものであると言える。

入力電流算出部５５は、信号Ｖｓｈ＿ｍに基づいて、後述のごとく、コンバータ２０の入力電流の値を算出する。

シャント抵抗１３０としては、チップ型の抵抗を用いるのが望ましい。シャント抵抗１３０としては、セメント抵抗等の抵抗温度係数が小さい抵抗を用いることが望ましい。

図３は、レベルシフト回路５２の一例を示す。図示のレベルシフト回路５２は、抵抗Ｒ１及びＲ２で構成された分圧回路と、第１のオペアンプＯＰ１と、第２のオペアンプＯＰ２とを含む。これらのオペアンプＯＰ１及びＯＰ２は５Ｖの単電源で動作するものである。

分圧回路は、５Ｖの電源電圧を分圧して２．５Ｖの電圧を出力する。この２．５Ｖの電圧は、第１のオペアンプＯＰ１の反転入力端子に入力される。第１のオペアンプＯＰ１は出力端子が非反転入力端子に結合されている。第１のオペアンプＯＰ１は電圧フォロワとして動作し、第１のオペアンプＯＰ１の出力は、２．５Ｖに保たれる。
第１のオペアンプＯＰ１の出力は、抵抗Ｒ５を介して第２のオペアンプＯＰ２の非反転入力端子にバイアス電圧として入力される。

シャント抵抗１３０の一端（平滑コンデンサ１２０の負電極側）は接地されており、シャント抵抗１３０に電流が流れると、シャント抵抗での電圧降下の分だけ、他端の電位Ｖｓｈは低くなる。上記他端の電位Ｖｓｈは、抵抗Ｒ４を介して第２のオペアンプの反転入力端子に入力される。

第２のオペアンプＯＰ２はその出力が帰還抵抗Ｒ６を介して反転入力端子に結合されている。第２のオペアンプＯＰ２の出力電圧Ｖｓｈ＿ｍは、バイアス電圧である２．５Ｖを中心として変化するものとなる。そしてその変化の幅は、非反転入力端子の電位の絶対値に増幅率を掛けることで得られる値に等しい。

図４（ａ）及び（ｂ）には、Ｖｓｈの周期的な変化と、それに伴うＶｓｈ＿ｍの変化の一例を示す。
図４（ａ）に示すように、Ｖｓｈは０を基準として、電流Ｉｓの瞬時値の増加に伴って負方向に変化する。Ｖｓｈが０であるときＶｓｈ＿ｍは２．５Ｖに保たれるが、Ｖｓｈが負方向に変化すると、Ｖｓｈ＿ｍは２．５Ｖからより小さい値に、即ちゼロに向かって変化する。Ｖｓｈの変化に対してＶｓｈ＿ｍの変化は幅が大きく拡大されている。

レベルシフト回路５２から出力される信号Ｖｓｈ＿ｍは、電流Ｉｓを表す信号として入力電流算出部５５に供給される。

入力電流算出部５５は、レベルシフト回路５２から供給された信号Ｖｓｈ＿ｍに基づいて、コンバータ２０の入力電流Ｉａを算出する。入力電流Ｉａとしては、例えば実効値が算出される。算出された入力電流Ｉａは、制御器５６に通知される。

直流電圧検出部５３は、母線電圧Ｖｄｃを検出する。ここで言う母線電圧Ｖｄｃは、第１の直流母線１２１と第２の直流母線１２２との間の直流電圧、即ち、平滑コンデンサ１２０の電極間の直流電圧である。
直流電圧検出部５３の検出値は、インバータ４０の制御に用いられる。

制御器５６は、入力電流Ｉａに基づき、コンバータ２０を制御する。コンバータ２０の制御のため、制御器５６は、コンバータ２０の後述のスイッチング素子２ａ～２ｄのオン・オフを制御するための信号Ｓａ～Ｓｄを出力する。

制御器５６はまた、入力電流Ｉａ及び母線電圧Ｖｄｃ、並びに図示しないリモコンによる運転指示、図示しない温度センサによる、空調対象空間の検知温度に基づき、インバータ４０を制御する。インバータ４０の制御のため、制御器５６は、インバータ４０の図示しない６つのアームのスイッチング素子をオン・オフ制御するための信号Ｓｍ１～Ｓｍ６を出力する。

コンバータ２０は、複数の、具体的には４つのアームの各々にダイオードとスイッチング素子との並列接続を含むブリッジ型の整流回路で構成されている。

コンバータ２０は、その入力端子、即ち交流側端子２０１及び２０２が交流配線１１１及び１１２に接続され、出力端子、即ち正端子２０３及び負端子２０４がそれぞれ直流母線１２１及び１２２に接続されている。

詳しく言えば、第１のスイッチング素子２ａは、第１の交流側端子２０１と正端子２０３との間に接続され、第２のスイッチング素子２ｂは、第１の交流側端子２０１と負端子２０４との間に接続され、第３のスイッチング素子２ｃは、第２の交流側端子２０２と正端子２０３との間に接続され、第４のスイッチング素子２ｄは、第２の交流側端子２０２と負端子２０４との間に接続されている。

スイッチング素子２ａ～２ｄにはそれぞれダイオード３ａ～３ｄが並列接続されており、各スイッチング素子とそれに並列接続されたダイオードとでブリッジ回路のアームが構成されている。

スイッチング素子２ａ～２ｄは、例えば、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ－Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）で構成されている。

スイッチング素子２ａ～２ｄがＭＯＳＦＥＴで構成されている場合、それらの寄生ダイオードがダイオード３ａ～３ｄとして利用される。
寄生ダイオードは、各ＭＯＳＦＥＴのソースとドレインの間に存在するｐｎ接合で形成されるものであり、ＭＯＳＦＥＴのソース側（図１で下側）がアノード、ドレイン側（図１で上側）がカソードとなっている。

第１のスイッチング素子２ａを構成するＭＯＳＦＥＴのドレインと、第３のスイッチング素子２ｃを構成するＭＯＳＦＥＴのドレインとは、正端子２０３に接続され、第２のスイッチング素子２ｂを構成するＭＯＳＦＥＴのソースと、第４のスイッチング素子２ｄを構成するＭＯＳＦＥＴのソースとは、負端子２０４に接続されている。

コンバータ２０は、ダイオード整流モード、同期整流モード、又は高力率モードで動作する。モードの選択は一般には、負荷の大きさによって決められる。
ダイオード整流モードは、負荷が比較的小さいときに選択される。
同期整流モードは、負荷が中程度の時に選択される。
高力率モードは、負荷が比較的大きいとき、例えば定格値付近及び過負荷の時に選択される。
以下それぞれのモードにおけるコンバータの動作について説明する。

ダイオード整流モードでは、スイッチング素子２ａ～２ｄをオフの状態に維持し、ダイオード３ａ～３ｄに電流を流すことで全波整流が行われる。ダイオード整流モードは、パッシブモードとも呼ばれる。

図５及び図６は、ダイオード整流モードにおいてコンバータ２０に流れる電流Ｉｓの経路を示す。
正の半サイクルＨｐでは、図５に矢印付き破線Ｆ１ａで示す経路で電流Ｉｓが流れて平滑コンデンサ１２０を充電する。負の半サイクルＨｎでは、図６に矢印付き破線Ｆ１ｂで示す経路で電流Ｉｓが流れて、平滑コンデンサ１２０を充電する。

ダイオード整流モードでコンバータ２０が動作しているときにシャント抵抗１３０に流れる電流Ｉｓ並びにレベルシフト回路５２の動作について図７（ａ）～（ｄ）を参照して説明する。
図７（ａ）は、電源電圧Ｖａを示す。
図７（ｂ）は、コンバータ２０の入力電流Ｉａを示す。図７（ｂ）の波形のうち、符号Ｃａで示す部分は、破線Ｆ１ａで示す経路で流れる電流であり、符号Ｃｂで示す部分は、破線Ｆ１ｂで示す経路で流れる電流である。

図７（ｃ）は、シャント抵抗１３０の両端に現れる電圧Ｖｓｈを示す。
図７（ｄ）は、電圧Ｖｓｈをレベルシフトすることで得られる電圧信号Ｖｓｈ＿ｍを示す。図７（ｄ）では、図４（ｂ）に比べ、縦軸方向の変化を小さくして示している。後述の図１４（ｄ）も同様である。

ダイオード整流モードでは、スイッチング素子２ａ～２ｄにおけるスイッチング損失をなくすことができる。

同期整流モードでは、スイッチング素子２ａ～２ｄの少なくとも一部が、並列接続されているダイオード、即ち同じアームのダイオードに電流が流れる期間の少なくとも一部でオン状態とされる。

例えば、正端子２０３に接続されているアームのスイッチング素子２ａ及び２ｃの各々が、並列接続されているダイオードに電流が流れる期間の少なくとも一部でオン状態とされ、負端子２０４に接続されているアームのスイッチング素子２ｂ及び２ｄの各々は、並列接続されているダイオードに電流が流れる期間を含む半サイクルの間、オン状態に維持され、並列接続されているダイオードに電流が流れる期間を含まない半サイクルの間、オフ状態に維持される。

各ダイオードに電流が流れる期間とは、当該ダイオードに順方向電圧が印加される期間である。各ダイオードに印加される電圧は、電源電圧Ｖａと、平滑コンデンサ１２０の両端間の電圧と、リアクトル１１０の起電力又は電圧降下とで決まる。

各ダイオードに電流が流れているか否かは、電源電圧Ｖａの極性及び出力電流Ｉｓの瞬時値に基づいて判断される。

図８及び図９は、同期整流モードにおける電流の流れを示し、図１０（ａ）～（ｆ）は、電源電圧Ｖａ、出力電流Ｉｓ、及び信号Ｓａ～Ｓｄの波形を示す。
図１０（ｃ）～（ｆ）で、信号Ｓａ～Ｓｄの各々は、Ｈｉｇｈであれば、対応するスイッチング素子がオンとなり、Ｌｏｗであれば対応するスイッチング素子がオフとなる。

正の半サイクルＨｐでは、スイッチング素子２ｂ及び２ｃは、オフ状態で維持され（図１０（ｄ）及び（ｅ））、スイッチング素子２ｄはオンに維持され（図１０（ｆ））、スイッチング素子２ａは並列接続されているダイオード３ａに電流が流れる期間の少なくとも一部の期間オンとなる（図１０（ｃ））。

スイッチング素子２ａ及び２ｄがオンとなっている期間には、電流Ｉｓは主に図８に矢印付き破線Ｆ２ａで示す経路で流れて、平滑コンデンサ１２０を充電する。このとき、オンとなっているスイッチング素子に並列接続されているダイオードにも電流が流れるが、該ダイオードに流れる電流はオンとなっているスイッチング素子に流れる電流に比べると少ない。

負の半サイクルＨｎでは、スイッチング素子２ａ及び２ｄは、オフ状態で維持され（図１０（ｃ）及び（ｆ））、スイッチング素子２ｂはオンに維持され（図１０（ｄ））、スイッチング素子２ｃは、並列接続されているダイオードに電流が流れる期間の少なくとも一部の期間オンとなる（図１０（ｅ））。

スイッチング素子２ｃがオンとなっているときには、電流Ｉｓは主に図９に矢印付き破線Ｆ２ｂで示す経路で流れて、平滑コンデンサ１２０を充電する。このとき、オンとなっているスイッチング素子に並列接続されているダイオードにも電流が流れるが、ダイオードに流れる電流はオンとなっているスイッチング素子に流れる電流に比べると少ない。

以上のように、スイッチング素子をオンにすると、並列接続されているダイオードに流れる電流が少なくなる。これは、スイッチング素子のオン抵抗がダイオードのオン抵抗よりも小さいためである。特にダイオードの抵抗は電流値が大きくなるほど大きくなるので、スイッチング素子に流れる電流の割合が一層大きくなる。
電流の大部分をスイッチング素子に流すことで損失を減らすことができ、電力変換の効率を高めることができる。

同期整流モードでコンバータ２０が動作しているときにシャント抵抗１３０に流れる電流Ｉｓ並びにレベルシフト回路５２の動作は、図７（ａ）～（ｄ）を参照して説明したのと同様である。

高力率モードでは、各半サイクル中に、短絡電流と充電電流とが交互に流れるように制御される。
ここでいう短絡電流とは、電源１０の第１の出力端子１０１から、リアクトル１１０を通り、コンバータ２０の２つのスイッチング素子を通って第２の出力端子１０２に戻る経路で流れる電流である。この状態では、電源１０の出力電圧のほとんどすべてがリアクトル１１０に印加されている。

こでいう充電電流とは、電源１０の第１の出力端子１０１から、リアクトル１１０を通り、コンバータ２０の１つのスイッチング素子を通り、平滑コンデンサ１２０を通り、さらにコンバータ２０の別の１つのスイッチング素子を通って第２の出力端子１０２に戻る経路で流れる電流である。この充電電流によって平滑コンデンサ１２０が充電される。

各半サイクル中に、短絡電流と充電電流を交互に流すために、複数のアームのうちの、一方の交流側端子に接続されている２つのアームのスイッチング素子は、繰り返し交互にオン・オフするよう制御され、他方の交流側端子に接続されている２つのアームのスイッチングのうち、一方はオン状態に維持され、他方はオフ状態に維持される。

例えば、正の半サイクル及び負の半サイクルのいずれでも、第１の交流側端子２０１に接続されているアームのスイッチング素子２ａ及び２ｂは、繰り返し交互にオン・オフするよう制御される。交互にオン・オフするとは、一方がオンのとき他方がオフになることを意味する。

そして、正の半サイクルでは、第２の交流側端子２０２と正端子２０３に接続されているアームのスイッチング素子は、オン状態に維持され、第２の交流側端子２０２と負端子２０４に接続されているアームのスイッチング素子は、オフ状態に維持される。
負の半サイクルでは、第２の交流側端子２０２と正端子２０３に接続されているアームのスイッチング素子は、オフ状態に維持され、第２の交流側端子２０２と負端子２０４に接続されているアームのスイッチング素子は、オン状態に維持される。

以下、具体例について図１１、図１２、及び図１３（ａ）～（ｅ）、並びに図８及び図９を参照してより詳しく説明する。

正の半サイクルＨｐでは、スイッチング素子２ｄがオン状態に維持され（図１３（ｅ））、スイッチング素子２ｃがオフ状態に維持され（図１３（ｄ））、スイッチング素子２ａとスイッチング素子２ｂとが交互にオンとなる（図１３（ｂ）及び（ｃ））。

スイッチング素子２ｂがオンとなっている期間、従って、スイッチング素子２ｂとスイッチング素子２ｄとがともオンとなっている期間には、図１１に矢印付き破線Ｆ３ａで示す経路で短絡電流が流れる。この電流は、時間経過とともに増加する。電流の増加により、リアクトル１１０に磁気エネルギーが蓄積される。
またこの電流が流れることで、電流波形の歪が小さくなり、電流波形が正弦波に近づく。従って、電力変換装置の力率が改善され、電流に含まれる高調波成分を抑制できる。

スイッチング素子２ａがオンとなっている期間、従って、スイッチング素子２ａとスイッチング素子２ｄとがともオンとなっている期間には、図８に矢印付き破線Ｆ２ａで示すように充電電流が流れる。この電流が流れることで、平滑コンデンサ１２０の電圧は次第に高くなる。このとき、リアクトル１１０に蓄えられた磁気エネルギーも、平滑コンデンサ１２０の充電に用いられる。従って、平滑コンデンサ１２０をより高い電圧に充電することができる。即ち昇圧効果がある。

負の半サイクルＨｎでは、スイッチング素子２ｃがオン状態に維持され（図１３（ｄ））、スイッチング素子２ｄがオフ状態に維持され（図１３（ｅ））、スイッチング素子２ａとスイッチング素子２ｂとが交互にオンとなる(図１３（ｂ）及び（ｃ）)。

スイッチング素子２ａがオンとなっている期間、従って、スイッチング素子２ａとスイッチング素子２ｃとがともオンとなっている期間には、図１２に矢印付き破線Ｆ３ｂで示すように短絡電流が流れる。この電流は、時間経過とともに増加する電流であり、これにより、リアクトル１１０に磁気エネルギーが蓄積される。
またこの電流が流れることで、電流波形の歪が小さくなり、電流波形が正弦波に近づく。従って、電力変換装置の力率が改善され、電流に含まれる高調波成分を抑制できる。

スイッチング素子２ｂがオンとなっている期間、従って、スイッチング素子２ｂとスイッチング素子２ｃとがともオンとなっている期間には、図９に矢印付き破線Ｆ２ｂで示すように充電電流が流れる。この電流が流れることで、平滑コンデンサ１２０の電圧は次第に高くなる。このとき、リアクトル１１０に蓄えられた磁気エネルギーも、平滑コンデンサ１２０の充電に用いられる。従って、平滑コンデンサ１２０をより高い電圧に充電することができる。即ち昇圧効果がある。

図１３（ｂ）及び（ｃ）に示すように、スイッチング素子２ａ及び２ｂのオン・オフの周期は図示のように短い。各オン・オフの周期は半サイクルの全部にわたり一定であっても良く、変化しても良い。
また、各周期で、スイッチング素子２ａ及び２ｂの各々がオンとなる期間、即ち信号Ｓａ又はＳｂがＨｉｇｈとなる期間が占める割合（オンデューティ）が、半サイクル期間中で変化しても良い。

例えば、正の半サイクルＨｐでは、図１３（ａ）に示される電源電圧Ｖａの瞬時値が大きいとき、即ち、半サイクル期間の中間時点に近いほど、信号Ｓｂのオンデューティが大きくても良い。また、負の半サイクルＨｎでは、図１３（ａ）に示される電源電圧Ｖａの瞬時値が大きいとき、即ち、半サイクル期間の中間時点に近いほど、信号Ｓａのオンデューティが大きくても良い。
各半サイクル中の各時点の信号Ｓａ及びＳｂの各々のオンデューティは、入力電流Ｉａが正弦波に近づくように定められるのが望ましい。

なお、各半サイクルの始端及び終端付近では、電源電圧Ｖａの絶対値が小さくなって、コンバータ２０の交流側端子２０１及び２０２相互間の電圧が、母線電圧Ｖｄｃよりよりも小さくなる。その間は、平滑コンデンサ１２０からコンバータ２０を介して交流電源１０に電流が逆流することがないように、スイッチング素子２ａ～２ｄを制御する必要がある。この点は図示を省略している。

高力率モードでコンバータ２０が動作しているときにシャント抵抗１３０に流れる電流Ｉｓ並びにレベルシフト回路５２の動作について図１４（ａ）～（ｄ）を参照して説明する。
図１４（ａ）は、電源電圧Ｖａを示す。
図１４（ｂ）は、コンバータ２０の入力電流Ｉａを示す。

図１４（ｃ）は、シャント抵抗１３０の両端に現れる電圧Ｖｓｈを示す。
図１４（ｄ）は、Ｖｓｈをレベルシフトすることで得られる電圧信号Ｖｓｈ＿ｍを示す。

上記のように、短絡電流が流れている間は、電流Ｉｓがゼロであるので、電圧Ｖｓｈも０Ｖとなり（図１４（ｃ））、電圧信号Ｖｓｈ＿ｍは、２．５Ｖに維持されている（図１４（ｄ））。一方、電流Ｉｓが流れている間は、電圧Ｖｓｈは、０Ｖよりも低い値となり、電圧信号Ｖｓｈ＿ｍは、２．５Ｖよりも低い値となる。各時点でのＶｓｈ＿ｍと２．５Ｖとの差は、Ｖｓｈの絶対値に比例する。
短絡電流が流れることで力率が改善し、コンバータ２０の入力電流Ｉａ（図１４（ｂ））は全体として正弦波に近いものとなる。

上記のように、制御装置５０は、コンバータ２０及びインバータ４０を制御する。
コンバータ２０の制御においては、制御装置５０は、入力電流Ｉａに応じて動作モードを選択し、選択している動作モードが同期整流モード、又は高力率モードであるときは、スイッチング素子２ａ～２ｄのオン・オフを制御する。

コンバータ２０の制御は例えば以下のように行われる。
入力電流Ｉａが第１の閾値以下では、コンバータ２０をダイオード整流モードで動作させる。
入力電流Ｉａが第１の閾値よりも大きく、第２の閾値以下であるときは、コンバータ２０を同期整流モードで動作させる。

入力電流Ｉａが第２の閾値よりも大きいときは、コンバータ２０を高力率モードで動作させる。
上記のように、入力電流Ｉａは、シャント抵抗１３０で検出された出力電流Ｉｓの値から計算される。

また、極性に応じてスイッチング素子２ａ～２ｄを制御するに当たっては、極性判定部５４の出力を用いる。
各ダイオードに電流が流れているか否かは、電源電圧Ｖａの極性及びシャント抵抗１３０を流れる電流に基づいて判断する。即ち、正端子２０３に接続された各アームについて、当該アームの交流側端部が接続された交流電源１０の出力端子（１０１又は１０２）の電位が交流電源１０の他方の出力端子（１０２又は１０１）の電位よりも高い半サイクルにおいて、シャント抵抗１３０に電流が流れていれば、当該アームのダイオードに電流が流れていると判定される。

同様に、負端子２０４に接続された各アームについて、当該アームの交流側端部が接続された交流電源１０の出力端子（１０２又は１０１）の電位が交流電源１０の他方の出力端子（１０１又は１０２）の電位よりも低い半サイクルにおいて、シャント抵抗１３０に電流が流れていれば、当該アームのダイオードに電流が流れていると判定される。

制御装置５０は先に述べたようにインバータ４０の制御をも行う。
インバータ４０の制御は通常は、インバータ４０の負荷の状態に応じて行われる。
インバータ４０の負荷であるモータ６０は、上記のように空気調和機の圧縮機のモータである。

その場合には、空調対象空間の検出温度と設定温度との差、及びユーザが選択した運転モード等に基づいてモータの回転速度が決められる。
本実施の形態では、上記の一般的な動作に加えて、入力電流Ｉａに応じてインバータの制御を行なう。これは例えば入力電流Ｉａが過大となって、配線用遮断器による遮断が行われると言った事態を防ぐためである。入力電流Ｉａは、上記の第３の閾値よりも大きい第４の閾値を超えたら、過大であると判断される。

入力電流が過大になる事態は、例えばインバータ４０の負荷が過大となったときに起きる。また、コンバータ２０の高力率運転中にスイッチング素子の故障した場合にも起きる。

制御装置５０は、例えば、入力電流Ｉａが過大となったら、インバータ４０の出力周波数及び出力電圧を低下させる。これにより、インバータ４０の入力電流を少なくし、これに伴いコンバータ２０の入力電流を少なくすることができる。

制御装置５０は、代わりに、入力電流Ｉａが過大となったら、モータ６０の出力トルクが小さくなるように、トルク指令を小さくする制御を行なっても良い。これによっても、インバータ４０の入力電流を少なくし、これに伴いコンバータ２０の入力電流を少なくすることができる。

但し、トルク指令を小さくする制御を行なってから入力電流が低減するまでにはより長い時間が掛かる。
従って、一般には、インバータ４０の出力周波数及び出力電圧を低下させる方法を選択する方が良い。
また、インバータ４０の出力周波数を低下させ、それでもなお、入力電流が過大である状態が続いたら、トルク指令を小さくする制御を行なっても良い。

上記のように、本実施の形態では、シャント抵抗１３０を用いて出力電流Ｉｓを検出し、検出結果に基づいて入力電流Ｉａを算出する。従って、入力電流Ｉａを正確に求めることができる。そのため、検出精度を考慮したマージンを小さくすることができる。

検出精度が低い場合には、マージンを大きくする必要があり、その結果、実際には余裕があるのに、入力電流を小さくするための保護動作を行なってしまう可能性がある。そのような構成では、電力変換装置の能力を十分に活用することができない。本実施の形態では、高い精度で入力電流を算出することができるので、マージンを小さくすることができ、入力電流Ｉａがより大きくなって、上限値（電流容量）により近い値となって初めて保護動作を開始することになる。従って、電力変換装置の能力を十分に発揮させることができる。例えば電力変換装置が空気調和機の圧縮機のモータの駆動に用いられるものである場合、空気調和機の運転に対する影響をより少なくすることができる。

また、シャント抵抗１３０は安価であるので、電流検出のためのコストを低くすることができる。

以上説明した実施の形態には種々の変形が可能である。
例えば、上記の例では、同期整流モードにおいて、正端子２０３に接続されているアームのスイッチング素子２ａ及び２ｃの各々は、並列接続されているダイオードに電流が流れる期間の少なくとも一部でオン状態とされ、負端子２０４に接続されているアームのスイッチング素子２ｂ及び２ｄの各々は、並列接続されているダイオードに電流が流れる期間を含む半サイクルの間、オン状態に維持され、並列接続されているダイオードに電流が流れる期間を含まない半サイクルの間、オフ状態に維持されるように制御が行われる。

代わりに、負端子２０４に接続されているアームのスイッチング素子２ｂ及び２ｄの各々は、並列接続されているダイオードに電流が流れる期間の少なくとも一部でオン状態とされ、正端子２０３に接続されているアームのスイッチング素子２ａ及び２ｃの各々は、並列接続されているダイオードに電流が流れる期間を含む半サイクルの間、オン状態に維持され、並列接続されているダイオードに電流が流れる期間を含まない半サイクルの間、オフ状態に維持されるように制御が行われても良い。

また、図１では、スイッチング素子２ａ～２ｄを構成するＭＯＳＦＥＴのゲートに印加される信号Ｓａ～Ｓｄが制御装置５０から出力されるものとして示されている。
コンバータ２０内に駆動信号生成回路を設け、この駆動信号生成回路で、制御装置５０から出力される信号を変換した上で、ＭＯＳＦＥＴのゲートに印加する構成であっても良い。

例えば、スイッチング素子２ａ及び２ｃを構成するＭＯＳＦＥＴのゲートに印加される信号は、それぞれのソースを基準とする信号である必要がある。一方、制御装置５０は、接地電位を基準とする信号を出力するよう構成する方が容易である。またＭＯＳＦＥＴのゲートに印加される信号としては、制御装置５０が通常生成する信号よりも大きいものが必要であることがある。そこで、上記の駆動信号生成回路で、制御装置５０から出力される信号をＭＯＳＦＥＴのゲートに印加される信号に変換することとしても良い。

さらに、上記の例では、スイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴを用いているが、ＭＯＳＦＥＴ以外のスイッチング素子を用いても良い。

上記の例では、シャント抵抗１３０が平滑コンデンサ１２０の負極とコンバータ２０の負端子との間において、第２の直流母線１２２に挿入されている。シャント抵抗１３０の挿入位置は上記の例に限定されず、要するにコンバータ２０の出力電流が流れる経路に挿入されていれば良い。

実施の形態２．
上記の実施の形態１では、インバータ４０が空気調和機の圧縮機のモータ６０を駆動している。実施の形態２の電力変換装置は、空気調和機のファンを駆動する機能をも有するものである。

図１５は、実施の形態２の電力変換装置を示す。
図１５に示される電力変換装置は図１に示される電力変換装置と概して同じであるが、駆動回路７０が付加されている。駆動回路７０はコンバータ２０から出力される直流電力を受けてファンのモータ８０を駆動する。駆動回路７０は、インバータ４０と同様のインバータを備えたものであっても良い。

制御装置５０は、入力電流Ｉａが過大となったとき、インバータ４０の出力周波数及び出力電圧を低下させるとともに、駆動回路７０によりモータ８０の回転速度を上昇させる。

駆動回路７０は、ファンのモータ８０を駆動するものであるので、圧縮機のモータ６０を駆動するインバータに比べて消費電力が少ない。即ち、ファンのモータ８０の回転速度を上昇させてもそれによる電力の増加はさほど大きくない。
即ち、インバータ４０の出力周波数及び出力電圧を小さくして圧縮機の回転速度を低下させるとともに、ファンの回転速度を高くした場合、全体としては、消費電力は小さくなる。

このような運転をすることで、最低限の空調運転を維持しつつ、消費電力を小さくし、コンバータ２０の入力電流Ｉａを小さくし、入力許容値を上回ると言った事態を避けることができる。

以上本開示の実施の形態の電力変換装置について説明した。本開示の電力変換装置には種々の変形が可能である。

例えば、実施の形態１についていくつかの変形例を記載したが、同様の変形を実施の形態２にも適用することができる。

また、上記の実施の形態１及び２では、シャント抵抗１３０から得られる電圧信号を変換して制御器５６に入力するレベルシフト回路５２が用いられているが、図示のレベルシフト回路以外の回路によって、シャント抵抗１３０から得られる電圧信号を変換することとしても良い。

また、上記の実施の形態１及び２では、電力変換装置の負荷が空気調和機の圧縮機のモータを含む場合について説明した。本開示の電力変換装置は負荷が空気調和機の圧縮機のモータ以外のものである場合にも適用できる。

２ａ～２ｄ スイッチング素子、 ３ａ～３ｄ ダイオード、 １０ 交流電源、 ２０ コンバータ、 ４０ インバータ、 ５０ 制御装置、 ５１ 交流電圧検出部、 ５２ レベルシフト回路、 ５３ 直流電圧検出部、 ５４ 極性判定部、 ５５ 入力電流算出部、 ５６ 制御器、 ６０ モータ、 ７０ 駆動回路、 ８０ モータ、 １１０ リアクトル、 １２０ 平滑コンデンサ、 １３０ シャント抵抗。

Claims (5)

1. 電力変換装置と、圧縮機と、ファンとを備え、
   前記電力変換装置は、
   交流電源から交流電力を直流電力に変換して出力するコンバータと、
   前記コンバータから出力される直流電力を周波数可変で電圧値可変の交流電力に変換し、負荷に供給するインバータと、
   前記コンバータの出力電流を検出するシャント抵抗と、
   前記シャント抵抗で検出された出力電流に基づいて前記インバータを制御する制御装置とを備え、
   前記制御装置は、前記シャント抵抗で検出された出力電流から前記コンバータの入力電流を算出し、算出された入力電流が予め定められた閾値よりも大きくなったときに、前記インバータの出力周波数を低下させ、
   前記インバータは前記圧縮機のモータを駆動するためのものであり、
   前記電力変換装置は、前記コンバータから出力される直流電力を受けて、前記ファンのモータを駆動する駆動回路をさらに備え、
   前記入力電流が前記閾値よりも大きくなって、前記インバータの出力周波数を低下させるとき、これに合わせて前記駆動回路が、前記ファンのモータの回転速度を上昇させる
   空気調和機。
2. 前記閾値は、前記交流電源の電流容量によって定められている
   請求項１に記載の空気調和機。
3. 前記交流電源は、単相交流電源であり、
   前記コンバータの交流側端子の一つと前記交流電源の出力端子との間に挿入されたリアクタをさらに備える
   請求項１又は２に記載の空気調和機。
4. 前記コンバータの出力側に接続され、前記コンバータの出力電圧を平滑する平滑コンデンサをさらに備え、
   前記シャント抵抗は、
   前記平滑コンデンサの負電極と前記コンバータの負端子との間に接続されている
   請求項１から３のいずれか１項に記載の空気調和機。
5. 前記インバータがモータの駆動に用いられるものであり、
   前記インバータの出力周波数の低下により前記モータの回転速度が低下する
   請求項１に記載の空気調和機。

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