DE102018100786A1 - Verfahren zur Ansteuerung einer mindestens dreiphasigen elektrischen Maschine - Google Patents

Abstract

Verfahren zur Ansteuerung einer mindestens dreiphasigen elektrischen Maschine mit einer Leistungsendstufe zur Ansteuerung der mindestens drei Phasen mit jeweils einer Phasenspannung, die über ein jeweiliges Tastverhältnis erzeugt wird, das durch ein zugehöriges Pulsweitenmodulationssignal bestimmt wird, wobei jede Phasenspannung abhängig von der Stromrichtung in der jeweiligen Phase um einen vorbestimmten Differenzwert ΔU derart erhöht oder erniedrigt wird, dass immer ein kreisförmiger Spannungsraumzeiger erzeugt wird.

Description

• Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zur Ansteuerung einer mindestens dreiphasigen elektrischen Maschine.
• Aus EP 1 748 543 B1 ist ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Ansteuerung einer elektrischen Maschine bekannt. Bei dem Verfahren wird die elektrische Maschine mit zumindest drei Phasen über eine Leistungsendstufe angesteuert. Zur Steuerung der Leistungsendstufe werden Tastverhältnisse von Pulsweitenmodulationssignalen eingestellt. Die einzustellenden Solltastverhältnisse werden überprüft, angepasst und als Ansteuersignale ausgegeben. Hierbei ist vorgesehen, das Solltastverhältnis eines der Pulsweitenmodulationssignale bei Unterschreiten eines Minimalwertes neu zu berechnen. Für die Neuberechnung wird dabei vorgeschlagen, das Tastverhältnis aller Pulsweitenmodulationssignale um einen vorgegebenen Wert anzuheben, wenn in einer der Phasen der vorgegebene Minimalwert unterschritten wird.
• Besonders bei niedrigen Drehzahlen und den daraus resultierenden kleinen Drehfeldfrequenzen und geringen Motorspannungen ist zu beobachten, dass die Motorströme nicht sinusförmig sind.
• Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Ansteuerverfahren für eine elektrische Maschine dahingehend zu verbessern, dass auch bei niedrigen Drehzahlen und geringen Motorspannungen möglichst sinusförmige Motorströme vorliegen.
• Erfindungsgemäß wird die Aufgabe durch ein Verfahren mit den Merkmalen aus Anspruch 1 gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen bilden die Gegenstände der Unteransprüche.
• Das erfindungsgemäße Verfahren ist vorgesehen und bestimmt zur Ansteuerung einer mindestens dreiphasigen elektrischen Maschine mit einer Leistungsendstufe zur Ansteuerung der mindestens drei Phasen mit jeweils einer Phasenspannung. Die Differenz jeweils zweier Phasenspannungen ergibt die am Motor anliegende Motorspannung. Die Phasenspannung wird über ein jeweiliges Tastverhältnis erzeugt. Das Tastverhältnis beschreibt, wie lange eine Halbbrücke ein- und wie lange sie ausgeschaltet ist, so dass im zeitlichen Mittel der gewünschte analoge Spannungswert erzeugt wird. Erfindungsgemäß wird die Phasenspannung, abhängig von einer Stromrichtung, in der jeweiligen Phase um einen vorbestimmten Differenzwert ΔU erhöht oder erniedrigt. Bei dem erfindungsgemäß vorgesehenen Differenzwert wird dieser bei einem in eine erste Richtung fließenden Strom erhöht, während er bei der entgegengesetzten Richtung für den fließenden Strom erniedrigt wird. Das erfindungsgemäße Verfahren beruht dabei auf der Erkenntnis, dass sich gewisse Eigenschaften der Endstufe abhängig von der Stromrichtung ergeben, so dass dieser Effekt durch den vorbestimmten Differenzwert korrigiert werden kann.
• In einer bevorzugten Ausgestaltung ist der Differenzwert abhängig von der Endstufe bestimmt. Der Differenzwert ergibt sich bevorzugt als ein Anteil an der Grundspannung, der dem Verhältnis der Summe aus einer Transistortotzeit und einer Einschaltdauer des Transistors, vermindert um eine Ausschaltdauer des Transistors, zu einer Periodendauer entspricht. Bei einer Ausgestaltung mit mehreren Transistoren ist auf deren Totzeit sowie Ein- und Ausschaltdauer abzustellen.
• In einer Formel ausgedrückt, lautet dieser Zusammenhang: $$\mathrm{\Delta }\text{U}={\text{U}}_0\left({\text{t}}_{\text{tot}}+{\text{t}}_{\text{on}}-{\text{t}}_{\text{off}}\right)/\text{T},$$

  

  wobei ΔU den vorbestimmten Differenzwert bezeichnet, U₀ die Grundspannung, ttot die Transistortotzeit, t_on die Einschaltdauer des Transistors, t_off die Ausschaltdauer des Transistors und T die Periodendauer. Bei diesem Ausdruck bezeichnet die Summe aus Transistortotzeit und Einschaltdauer, vermindert um die Ausschaltdauer des Transistors genau diejenige Zeitdifferenz, um die ein Hochsignal zu lange in der Leistungsendstufe dauert oder bei entgegengesetzter Stromrichtung zu kurz verläuft.
• Bei dem erfindungsgemäßen Verfahren ist zudem vorgesehen, dass eine Minimalspannung U_min definiert ist, bei deren Unterschreiten in einer der Phasen die Werte der Phasenspannung für jede der Phasen um einen vorbestimmen Korrekturwert U_korr hochgesetzt wird. Bei der Erzeugung eines Spannungssignals mit Hilfe der Pulsweitenmodulation ergibt sich durch eine von den Treiberbausteinen vorgegebene Einschaltdauer t_min für die Transistoren eine Minimal- und Maximalspannung U_min und U_max . $${\text{U}}_{\text{min}}={\text{U}}_0{\left({\text{t}}_{\text{min }+}{\text{t}}_{\text{tot}}\right)}_{/}\text{T}$$

  

  $${\text{U}}_{\text{max}}={\text{U}}_0{\left(\text{T}-{\text{t}}_{\text{min}}-{\text{t}}_{\text{tot}}\right)}_{/}\text{T},$$

  

  wobei U₀ die Grundspannung, t_min die Mindesteinschaltzeit, ttot die Totzeit als Schutzzeit und T die Periodendauer sind.
• Oberhalb der Maximalspannung können dann Spannungswerte nicht mehr dargestellt werden, da hierfür die minimale Einschaltdauer in der Halbbrücke unterschritten werden müsste. Analoges gilt für die Minimalspannung, deren Spannungswerte unterhalb der Minimalspannung nicht mehr eingestellt werden können. Es hat sich daher auch bei dem erfindungsgemäßen Verfahren als sehr vorteilhaft herausgestellt, einen Korrekturwert U_korr zu definieren. Um ein unnötiges Schalten mit dem Korrekturwert Ukorr zu verhindern, wird der kleinste mögliche Korrekturwert gewählt: $${\text{U}}_{\text{korr}}={\text{U}}_{\text{min}+}\Delta \text{U}.$$

  
• Das erfindungsgemäße Verfahren wird nachfolgend an einem Beispiel näher erläutert. Es zeigt:
• 1 den zeitlichen Verlauf der Pulsweitenmodulationssignale, zusammen mit den durch die Endstufe bedingten Zeiten,
• 2a,b eine B6-Brücke sowie eine Halbbrücke hieraus,
• 3 den Verlauf des Pulsweitenmodulationssignals, der Strangspannung und eines Zeigerdiagramms,
• 4 Spannungsverläufe von Modulationsverfahren, bei denen die Einflüsse von t_min = t_tot = t_on = t_off = 0 gesetzt sind, und
• 5 Spannungsverläufe mit und ohne Kompensation bei einem Phasenwinkel von cosφ = 0,5 für die Modulationsarten DPWM(0) bis DPWM(3), bei denen reale Werte für t_min = 1µsec, t_tot = 1µsec, t_on = 0,3µsec, t_off = 0,5µsec gesetzt sind.
• Die vorliegende Erfindung betrifft eine elektrische Maschine, die über drei Phasen mittels Pulsweitenmodulation angesteuert wird. Bei der Pulsweitenmodulation wird eine Grundspannung U₀ , Highside und eine Spannung 0, Lowside bereitgestellt, wobei zwischen diesen beiden Werten zur Modulation des Signals gewechselt wird.
• Für die Modulation wird bei konstanter Frequenz der Tastgrad eines Rechteckimpulses moduliert, also die Breite des bildenden Pulses.
• 2a zeigt eine B6-Brücke 8 als ein Beispiel für eine Vollbrücke. Die Brücke 8 ist an eine Spannungsquelle 10 angeschlossen und besitzt für jede Phase eine Halbbrücke 11a, 11b, 11c, die jeweils an einen Motor angeschlossen ist.
• 2b zeigt eine Halbbrücke mit der Spannungsquelle 10, bei dem ein Highside-Transistor 12 und ein Lowside-Transistor 14 geschaltet werden. Der Strom I und seine Richtung wird zwischen den Transistoren 12, 14 erfasst.
• Die Ansteuersignale für die Halbbrücke enthalten eine Mindesteinschaltzeit. Bei Schaltzeiten kleiner als die Mindesteinschaltzeit für den Highside-Transistor ist die Halbbrücke ausgeschaltet. Bei Schaltzeiten kleiner als die Mindesteinschaltzeit für den Lowside-Transistor wird entweder auf die Mindesteinschaltzeit begrenzt oder es wird vollständig eingeschaltet. Der Highside-Transistor 12 und der Lowside-Transistor 14 besitzen jeweils eine Einschaltverzögerung sowie eine Ausschaltverzögerung. Die Einschaltverzögerung ist die Zeit, die verstreicht, nachdem ein Einschaltsignal an den Transistor angelegt wird, bis die volle Spannung aufgebaut ist. Ebenso ergibt sich die Ausschaltverzögerung als die Zeitspanne, die der Transistor benötigt, bis er vom Anlegen eines Ausschaltsignals die anliegende Spannung abgebaut hat. Grundsätzlich ist es möglich, dass Highside- und Lowside-Transistoren 12, 14 über unterschiedliche Einschalt- und Ausschaltzeiten verfügen. Nachfolgend wird für eine übersichtlichere Diskussion angenommen, dass Highside-Transistor und Lowside-Transistor die gleiche Einschaltdauer und die gleiche Ausschaltdauer besitzen.
• Um einen Kurzschluss zwischen Highside-Transistor und Lowside-Transistor zu verhindern, ist als Schutzzeit eine Totzeit vorgesehen. Die Totzeit ist dabei größer als die Ausschaltverzögerung. Mit der Totzeit wird sichergestellt, dass nicht beide Transistoren gleichzeitig geöffnet sind. Wird der eine Transistor geschlossen, so wird mindestens die Totzeit abgewartet, bis der andere Transistor leitend geschaltet wird. Während der Totzeit, in der sowohl der Highside-Transistor als auch der Lowside-Transistor nicht leiten, fließt der Strom über die Freilaufdioden weiter, da der angeschlossene Motor als Induktivität eine Unterbrechung des Stroms verhindert.
• 1 zeigt in den oberen beiden Diagrammen mit High und Low die Soll- und die Istwerte der jeweiligen Spannung. Betrachten wir zuerst den Highside-Transistor im oberen Diagramm. Dessen Istwert setzt zum Zeitpunkt t₁ ein und läuft bis zur Flanke 18. Dem Istwert, der zum Zeitpunkt t₁ einsetzt, gehen eine Totzeit 20 und die Einschaltdauer 22 vorweg. Dies bedeutet, der Sollwert für die Spannung an der Highside-Phase setzt mit der Flanke 24 ein. Der Sollwert für die Spannung am Highside-Transistor endet ebenfalls mit der Flanke 26 deutlich früher als die Flanke 18 des Istwertes. Die zeitliche Verschiebung zwischen den Flanken 26 und 18 beträgt hierbei die Ausschaltzeitdauer t_off .
• Ein wesentlicher Aspekt der Erfindung ist nun die Feststellung, dass die Dauer des Istwertsignals von t₁ bis Flanke 18 sich von der Dauer des Sollwertsignals von der Flanke 24 bis zur Flanke 26 unterscheidet. Die Zeitdifferenz beträgt hierbei gerade: $$\Delta \text{t}={\text{t}}_{\text{tot}}+{\text{t}}_{\text{on}}-{\text{t}}_{\text{off}}.$$

  
• Ein analoges Ergebnis erfolgt für die Betrachtung des Lowside-Transistors in der zweiten Zeile von 1. Hier setzt der Istwert des Lowside-Transistors mit der Flanke 28 ein und fällt mit der Flanke 30 wieder ab. Die Sollwerte für die Ansteuerung des Lowside-Transistors setzt mit der Flanke 32 ein und fallen mit der Flanke 34 wieder ab. Auch hier ergibt sich als Differenz für die Zeitdauer die oben beschriebene Größe Δt. Sollten aus irgendeinem Grund Unterschiede in den Zeiten zwischen Lowside-Transistor und Highside-Transistor auftreten, so müssten zwei unterschiedliche Werte von Δt berücksichtigt werden.
• Bevorzugt sind die Transistoren als MOSFET ausgebildet und besitzen jeweils eine interne Freilaufdiode. Neben der Ansteuerung von Lowside-Transistor und Highside-Transistor sind auch die darin enthaltenen Freilaufdioden zu berücksichtigen. Im Falle der Diode am Highside-Transistor ergibt sich bei einem Strom < 0 , dass die Freilaufdiode vor und nach dem Highside-Transistor leitend ist. Zur besseren Übersicht ist der vorlaufende Puls 36 und der nachlaufende Puls 38 bezogen auf den Schaltvorgang 40 der Highside-Diode dargestellt. Die Dauer des vorlaufenden Pulses 36 und des nachlaufenden Pulses 38 ergibt sich relativ zum Schaltvorgang des Lowside-Transistors wieder zu Δt. Analog ergeben sich die Pulse 42, 44 für die Freilaufdiode am Lowside-Transistor bei einem Strom > 0. Die Stromrichtung bezieht sich auf die Stromrichtung zwischen Halbbrücke und Motorwicklung. Für die Erfindung wesentlich hierbei ist, dass die Freilaufdiode einen Beitrag zu dem durch den Transistor geschalteten Impuls, abhängig von der Stromrichtung liefert. An der Highside-Diode 12 liefert die Freilaufdiode die Beiträge 36 und 38 nur für eine negative Stromrichtung. Für den davorliegenden Impuls, der mit seinem Istwert bei t₁ ansetzt, sei eine positive Stromrichtung angenommen, so dass die Freilaufdiode nicht freischaltet.
• In der fünften Zeile von 1 ist das unterschiedliche Verhalten für die positive und die negative Stromrichtung dargestellt. Für die positive Stromrichtung verkürzt sich demnach die Pulsweite um Δt. Bei einer negativen Stromrichtung, in der die Freilaufdiode noch zwei Strompulse 36 und 38 jeweils mit der Pulsweite Δt liefert, verlängert sich die Pulsbreite um Δt.
• Auf diese Weise ergibt sich eine unterschiedliche Korrektur bei der Ansteuerung der Pulsweite, je nach Stromrichtung, wobei der Betrag des Differenzwerts mit ΔU stets gleich ist, jedoch das Vorzeichen mit der Stromrichtung variiert.
• Der erfindungsgemäß vorgeschlagene Differenzwert ΔU entfällt für eine ideale Totzeit, die sich aus der Differenz der Ausschaltzeit minus der Einschaltzeit ergibt. In der Regel kann die ideale Totzeit nicht eingestellt werden, sondern es wird ein größerer Wert für die Totzeit gewählt, so dass der Differenzwert ΔU von Null verschieden ist.
• 3 zeigt ein Beispiel für die Erzeugung einer sinusförmigen Motorspannung 46. Erzielt wird dieser sinusförmige Verlauf durch zwei Maßnahmen bei der Ansteuerung der Phasenspannung. Wie in Diagramm 48 dargestellt, besitzen die vorgegebenen Pulsweitensignale als Sollwerte mehrere Sprünge. Die zackenartigen Sprünge 50 beruhen darauf, dass unterhalb einer Mindestspannung oder oberhalb einer Maximalspannung die Pulsweitenmodulation aufgrund einer Mindesteinschaltdauer des Transistors nicht mehr angesteuert werden kann. Dies würde ohne Korrektur der Ansteuerwerte dazu führen, dass die Spannung von ihrem Minimalwert auf den Wert Null, also einer dauerhaften Ansteuerung oder einem dauerhaften Schließen springt. Hier werden zur Korrektur bei Unterschreiten des Minimalwerts alle Spannungswerte um einen definierten Wert hochgesetzt, so dass die Differenz der Spannung nach wie vor unverändert ist, aber eine Ansteuerung länger als die Mindesteinschaltdauer erfolgt. Die Differenz der angesteuerten Werte führt dann zu einem Wert der kleiner als die Mindestansteuerungsdauer ist. Diese Korrektur ist an den hochgesetzten Sprüngen, wie beispielsweise in 50, erkennbar.
• Der stromabhängige Differenzwert ΔU ist ebenfalls in 48 zu erkennen. So ist auch zu erkennen, dass in 52 die Spannungswerte um ΔU hochgesetzt werden.
• 3 zeigt in 54 den Verlauf der Istwerte für die Phasenspannung hinter der Endstufe. Die Istwerte zeigen nicht länger den Sprung um ΔU, da dieser Sprung um ΔU im Sollwert das in 1 beschriebene Verhalten der Endstufe kompensiert und hinter der Endstufe nun keine stromrichtungsabhängig unterschiedliche Spannung mehr auftritt. Lediglich zu erkennen bleiben die Sprünge 50' in den Istwerten der Phasenspannung. Die in 46 dargestellten Leiterspannungen als Differenz jeweils zweier Phasenspannungen aus 54 sind sinusförmig und führen dann zu dem in 56 dargestellten Raumzeigerdiagramm, wobei hier ein unverzerrtes kreisförmiges Drehfeld vorliegt.
• Im Modulationsverfahren aus dem Stand der Technik gibt es im zeitlichen Verlauf der Strangspannungen Sektoren, in denen die Spannung Null und die betroffene Halbbrücke nicht getaktet ist. Dies führt zu einer Reduzierung der Verlustleistung der Halbbrücke. Im Stand der Technik sind ferner einige Modulationsverfahren bekannt, die der Fachmann unter DPWM(0), DPWM(1), DPWM(2) und DPWM(3) kennt.
• Abweichend zu dem bisher beschriebenen Modulationsverfahren haben diese Modulationsverfahren die Eigenschaft, dass in ihrem zeitlichen Verlauf Sektoren enthalten sind, in denen die Spannung Null oder U₀ ist, wobei in beiden Sektoren die jeweilige Halbbrücke nicht getaktet ist.
• In 4 sind die Kurvenverläufe der Modulationsverfahren dargestellt. In den Kurvenverläufen sind die negativen Einflüsse von t_min , t_tot , t_on und t_off =0 gesetzt, um einen idealen Kurvenverlauf zu zeigen.
• Jedes Modulationsverfahren ergibt im Idealfall immer eine sinusförmige Leiterspannung am Motor.
• Gezeigt werden;
1. 1. Ansteuerung der Halbbrücke
2. 2. resultierende Leiterspannung
3. 3. Raumvektor Leiterspannung.
• Die Modulationsverfahren DPWM(0), DPWM(1), DPWM(2) und DPWM(3) haben bezüglich der Verlustleistung, die in der Halbbrücke erzeugt wird, gegenüber dem bisher beschriebenen Modulationsverfahren Vorteile, die unterschiedlich deutlich ausfallen, abhängig vom Phasenverschiebungswinkel zwischen Ausgangsspannung der B6-Brücke und Ausgangsstrom. Eine Übersichtsdarstellung hierzu findet sich in M.P. Kazmierkowski, R. Krishnan, F. Blaabjerg, Control in Power Electronics, Selected Problems, Academic Press, San Diego, 2002.
• Die erfindungsgemäße Kompensation erzielt auch für die Modulationsarten DPWM(0) bis DPWM(3) immer sinusförmige Ausgangsspannungen hinter der B6-Brücke und damit einen sinusförmigen Ausgangsstrom, da das Verfahren unabhängig vom angewendeten Modulationsverfahren immer die korrekten notwendigen Kompensationen ausgeführt.
• Damit wird es ermöglicht, die Vorteile der Verlustleistungsreduzierung zu nutzen, ohne die Nachteile der Stromoberwellen in Kauf nehmen zu müssen.
• In 5 sind die Spannungen für die jeweiligen Modulationsverfahren mit und ohne Kompensation dargestellt für eine exemplarische Phasenverschiebung zwischen Spannung und Strom von cos φ = 0,5 und realen Werten für t_min = 1µsec, t_tot = 1µsec, t_on = 0,3µsec, t_off = 0,5µsec.
• ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
• Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
• Zitierte Patentliteratur
• EP 1748543 B1 [0002]
• Zitierte Nicht-Patentliteratur
• M.P. Kazmierkowski, R. Krishnan, F. Blaabjerg, Control in Power Electronics, Selected Problems, Academic Press, San Diego, 2002 [0033]

Claims (6)

1. Verfahren zur Ansteuerung einer mindestens dreiphasigen elektrischen Maschine mit einer Leistungsendstufe zur Ansteuerung der mindestens drei Phasen mit jeweils einer Phasenspannung, die über ein jeweiliges Tastverhältnis erzeugt wird, das durch ein zugehöriges Pulsweitenmodulationssignal bestimmt wird, wobei jede Phasenspannung abhängig von der Stromrichtung in der jeweiligen Phase um einen vorbestimmten Differenzwert ΔU erhöht oder erniedrigt wird.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Differenzwert ΔU sich abhängig von der Endstufe bestimmt.
3. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Differenzwert ΔU sich als ein Anteil an der Grundspannung U₀ ergibt, der dem Verhältnis der Summe aus einer Transistortotzeit ttot und einer Einschaltdauer des Transistors t_on vermindert um eine Ausschaltdauer des Transistors toff zu einer Periodendauer (T) entspricht: $$\Delta \text{U}={\text{U}}_0\left({\text{t}}_{\text{tot}}+{\text{t}}_{\text{on}}-{\text{t}}_{\text{off}}\right)/\text{T}.$$

   
4. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass eine Minimalspannung U_min definiert ist, bei deren Unterschreiten in einer der Phasen die Werte der Phasenspannung für jede der Phasen um einen vorbestimmten Korrekturwert U_korr hochgesetzt werden.
5. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass eine Maximalspannung Umax definiert ist, bei deren Überschreiten in einer der Phasen die Werte der Phasenspannung für jede der Phasen um einen vorbestimmten Korrekturwert Ukorr herabgesetzt werden.
6. Verfahren nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, dass der Korrekturwert Ukorr sich als Summe und aus dem Differenzwert ΔU aus dem Anteil an der Grundspannung U₀ ergibt, der dem Verhältnis der Summe aus Mindesteinschaltdauer t_min und Totzeit ttot zu der Periodendauer T entspricht $${\text{U}}_{\text{korr}}={\text{U}}_{\text{min}}+\Delta \text{U}={\text{U}}_0\left({\text{t}}_{\text{min}}+{\text{t}}_{\text{tot}}\right)/\text{T}+\Delta \text{U}.$$

   

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