JPH06233546A - 電圧形インバータのｐｗｍ制御方法 - Google Patents
電圧形インバータのｐｗｍ制御方法Info
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- JPH06233546A JPH06233546A JP5015029A JP1502993A JPH06233546A JP H06233546 A JPH06233546 A JP H06233546A JP 5015029 A JP5015029 A JP 5015029A JP 1502993 A JP1502993 A JP 1502993A JP H06233546 A JPH06233546 A JP H06233546A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】２アーム変調方式の三相電圧形ＰＷＭ制御イン
バータに関し、その負荷力率の変化に伴う変換部損失低
減効果の減少を効果的に抑制する。 【構成】力率角検出部３において、変流器ＣＴにより検
出されたインバータの出力電流の基本波成分とその出力
電圧を指定するＰＷＭ演算用電圧制御信号の基本波成分
ｖs とを入力として負荷力率角φを検出し、制御部４に
おいて所定の演算式に従い前記力率角φに応じて前記電
圧制御信号ｖs をその正弦波状態から補正して新たな各
相電圧制御信号ｖus，ｖvs，ｖwsとなし、該各相電圧制
御信号と所定搬送波との比較をなすＰＷＭ演算を行うこ
とにより２アーム変調制御における各相各飽和区間を前
記力率角φに応じて移動修正し、前記インバータの各相
出力電流の大なる位相区間と前記各飽和区間との可能最
大限の重複を図り、前記力率角φの増大に伴う変換部２
における変換損失の増大を抑制する。
バータに関し、その負荷力率の変化に伴う変換部損失低
減効果の減少を効果的に抑制する。 【構成】力率角検出部３において、変流器ＣＴにより検
出されたインバータの出力電流の基本波成分とその出力
電圧を指定するＰＷＭ演算用電圧制御信号の基本波成分
ｖs とを入力として負荷力率角φを検出し、制御部４に
おいて所定の演算式に従い前記力率角φに応じて前記電
圧制御信号ｖs をその正弦波状態から補正して新たな各
相電圧制御信号ｖus，ｖvs，ｖwsとなし、該各相電圧制
御信号と所定搬送波との比較をなすＰＷＭ演算を行うこ
とにより２アーム変調制御における各相各飽和区間を前
記力率角φに応じて移動修正し、前記インバータの各相
出力電流の大なる位相区間と前記各飽和区間との可能最
大限の重複を図り、前記力率角φの増大に伴う変換部２
における変換損失の増大を抑制する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は負荷力率に応じその変換
部損失を最小となす如く制御する三相電圧形インバータ
の２アーム変調方式のＰＷＭ制御方法に関する。
部損失を最小となす如く制御する三相電圧形インバータ
の２アーム変調方式のＰＷＭ制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】一般にそのＤＣ／ＡＣ変換部を三相ブリ
ッジとなす三相電圧形のインバータに対する２アーム変
調方式のＰＷＭ制御方法は、前記インバータの各相出力
電圧の１周期中にそれぞれ設定した複数の飽和区間にお
いて、前記ブリッジの３相中の１相におけるスイッチン
グ素子の動作をオン又はオフ状態に固定し該動作固定相
のアーム出力電圧を前記変換部へ印加される直流電源電
圧の正負何れかの電圧にて飽和させると共に，他の２相
におけるスイッチング素子に関しては何れも所定のＰＷ
Ｍ変調動作を行わせ、各相アーム出力電圧間の差電圧と
して得られる前記インバータの出力線間電圧を正弦波と
なす如く制御するものであり、前記各飽和区間では前記
ブリッジの３相中の１相におけるスイッチング素子の動
作を固定してＰＷＭ変調動作を停止させるため、その全
域において３相全相に対するＰＷＭ変調動作を行わす通
常の３アーム変調方式のＰＷＭ制御時に比して前記変換
部の変換損失の低減を可能とするものである。
ッジとなす三相電圧形のインバータに対する２アーム変
調方式のＰＷＭ制御方法は、前記インバータの各相出力
電圧の１周期中にそれぞれ設定した複数の飽和区間にお
いて、前記ブリッジの３相中の１相におけるスイッチン
グ素子の動作をオン又はオフ状態に固定し該動作固定相
のアーム出力電圧を前記変換部へ印加される直流電源電
圧の正負何れかの電圧にて飽和させると共に，他の２相
におけるスイッチング素子に関しては何れも所定のＰＷ
Ｍ変調動作を行わせ、各相アーム出力電圧間の差電圧と
して得られる前記インバータの出力線間電圧を正弦波と
なす如く制御するものであり、前記各飽和区間では前記
ブリッジの３相中の１相におけるスイッチング素子の動
作を固定してＰＷＭ変調動作を停止させるため、その全
域において３相全相に対するＰＷＭ変調動作を行わす通
常の３アーム変調方式のＰＷＭ制御時に比して前記変換
部の変換損失の低減を可能とするものである。
【０００３】従来のこの種インバータにおける２アーム
変調方式のＰＷＭ制御方法としては、下記各式（１）〜
（５）により規定され図５の動作波形図の如くなる各相
電圧制御信号と所定の搬送波とによるＰＷＭ変調がなさ
れるものがその代表例として知られている。なお下記 E
d は前記インバータのＤＣ／ＡＣ変換部の電源をなす直
流中間回路の電圧であり、ｖus，ｖvs，ｖwsは各々前記
インバータの各相出力電圧を指定するＰＷＭ演算用の電
圧制御信号であり、λは該各電圧制御信号の正弦波状変
化項の振幅の搬送波振幅に対する比であり、飽和区間は
前記の如きスイッチング動作の固定を指定する区間を示
すものである。即ち；
変調方式のＰＷＭ制御方法としては、下記各式（１）〜
（５）により規定され図５の動作波形図の如くなる各相
電圧制御信号と所定の搬送波とによるＰＷＭ変調がなさ
れるものがその代表例として知られている。なお下記 E
d は前記インバータのＤＣ／ＡＣ変換部の電源をなす直
流中間回路の電圧であり、ｖus，ｖvs，ｖwsは各々前記
インバータの各相出力電圧を指定するＰＷＭ演算用の電
圧制御信号であり、λは該各電圧制御信号の正弦波状変
化項の振幅の搬送波振幅に対する比であり、飽和区間は
前記の如きスイッチング動作の固定を指定する区間を示
すものである。即ち；
【０００４】
【数１】
【０００５】
【数２】
【０００６】
【数３】
【０００７】
【数４】
【０００８】
【数５】
【０００９】また図５の動作波形図は、λ＝1.0 の状態
において上記各式に従う前記各信号ｖus, ｖvs, ｖws,
η( ωt ) と搬送波信号ｖc それぞれの変化模様を示す
ものある。
において上記各式に従う前記各信号ｖus, ｖvs, ｖws,
η( ωt ) と搬送波信号ｖc それぞれの変化模様を示す
ものある。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】前記の如く三相電圧形
インバータに関する２アーム変調方式のＰＷＭ制御方法
によれば、その動作域の全域において３相全相のＰＷＭ
スイッチング動作を行う３アーム変調方式のＰＷＭ制御
時に比しそのＤＣ／ＡＣ変換部の変換損失は小となる
が、該変換損失の低減効果は前記インバータの各相出力
電流がそれぞれ大である位相区間と前記各相に設定され
た各飽和区間との重複具合に依存するものであり、また
該各飽和区間が前記インバータの各相出力電圧の位相を
基準に決定されるために前記変換損失の低減効果は前記
インバータの負荷力率に依存するものとなり、該力率が
１の時を最大としてその減少と共に前記低減効果もまた
減少するものとなる。
インバータに関する２アーム変調方式のＰＷＭ制御方法
によれば、その動作域の全域において３相全相のＰＷＭ
スイッチング動作を行う３アーム変調方式のＰＷＭ制御
時に比しそのＤＣ／ＡＣ変換部の変換損失は小となる
が、該変換損失の低減効果は前記インバータの各相出力
電流がそれぞれ大である位相区間と前記各相に設定され
た各飽和区間との重複具合に依存するものであり、また
該各飽和区間が前記インバータの各相出力電圧の位相を
基準に決定されるために前記変換損失の低減効果は前記
インバータの負荷力率に依存するものとなり、該力率が
１の時を最大としてその減少と共に前記低減効果もまた
減少するものとなる。
【００１１】しかしながら前記従来の２アーム変調方式
のＰＷＭ制御方法においては、負荷力率の変化に伴う前
記の如き変換損失低減効果の減少に対する補償対策がな
されてはいなかった。これに鑑み本発明は、三相電圧形
インバータに関しその負荷力率の変化に伴う前記の変換
損失低減効果の減少を効果的に抑制し得る２アーム変調
方式のＰＷＭ制御方法の提供を目的とするものである。
のＰＷＭ制御方法においては、負荷力率の変化に伴う前
記の如き変換損失低減効果の減少に対する補償対策がな
されてはいなかった。これに鑑み本発明は、三相電圧形
インバータに関しその負荷力率の変化に伴う前記の変換
損失低減効果の減少を効果的に抑制し得る２アーム変調
方式のＰＷＭ制御方法の提供を目的とするものである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明の電圧形インバータのＰＷＭ制御方法は、そ
のＤＣ／ＡＣ変換部を三相ブリッジとなす電圧形ＰＷＭ
インバータに関し、該インバータの各相出力電圧の１周
期中にそれぞれ設定した複数の飽和区間において、前記
ブリッジの３相中の１相におけるスイッチング素子の動
作をオン或いはオフ状態に固定し該動作固定相のアーム
出力電圧を前記変換部へ印加される直流電源電圧の正負
何れかの電圧にて飽和させると共に他の２相における各
スイッチング素子に関して何れも所定のＰＷＭ変調動作
を行わせ、前記インバータの出力線間電圧を正弦波とな
す２アーム変調方式のＰＷＭ制御方法において、前記の
如き各相アーム出力電圧の飽和を指定する各飽和区間を
前記インバータの出力電圧と出力電流とのなす力率角に
応じてそれぞれ同一角度移動修正するものとし、或いは
また前記力率角の決定に関し、前記インバータ出力電圧
に代え該出力電圧を指定するＰＷＭ演算用の正弦波電圧
制御信号を用いるものとする。
に、本発明の電圧形インバータのＰＷＭ制御方法は、そ
のＤＣ／ＡＣ変換部を三相ブリッジとなす電圧形ＰＷＭ
インバータに関し、該インバータの各相出力電圧の１周
期中にそれぞれ設定した複数の飽和区間において、前記
ブリッジの３相中の１相におけるスイッチング素子の動
作をオン或いはオフ状態に固定し該動作固定相のアーム
出力電圧を前記変換部へ印加される直流電源電圧の正負
何れかの電圧にて飽和させると共に他の２相における各
スイッチング素子に関して何れも所定のＰＷＭ変調動作
を行わせ、前記インバータの出力線間電圧を正弦波とな
す２アーム変調方式のＰＷＭ制御方法において、前記の
如き各相アーム出力電圧の飽和を指定する各飽和区間を
前記インバータの出力電圧と出力電流とのなす力率角に
応じてそれぞれ同一角度移動修正するものとし、或いは
また前記力率角の決定に関し、前記インバータ出力電圧
に代え該出力電圧を指定するＰＷＭ演算用の正弦波電圧
制御信号を用いるものとする。
【００１３】
【作用】三相電圧形インバータのＤＣ／ＡＣ変換部の変
換損失は、該変換部を構成する三相ブリッジの各相アー
ムスイッチング素子のスイッチング損失がその殆どを占
めるものであり、該スイッチング損失は前記各素子のス
イッチング時点における該素子の主電極間印加電圧と通
電電流との積として決定されるものである。
換損失は、該変換部を構成する三相ブリッジの各相アー
ムスイッチング素子のスイッチング損失がその殆どを占
めるものであり、該スイッチング損失は前記各素子のス
イッチング時点における該素子の主電極間印加電圧と通
電電流との積として決定されるものである。
【００１４】ここに前記素子の主電極間印加電圧は前記
変換部へ給電する直流電源の電圧であり一定値となるた
め、前記変換損失は前記素子通電電流に大きく依存し該
通電電流の最大時において最大損失が発生することにな
る。一方、前記三相インバータにおける２アーム変調方
式のＰＷＭ制御方法は、該インバータの各相出力電圧の
１周期中にそれぞれ設定した複数の飽和区間において、
前記ブリッジの３相中の１相におけるスイッチング素子
の動作をオン或いはオフ状態に固定して搬送波によるＰ
ＷＭ変調用のスイッチング動作を停止させ、該動作固定
相のアーム出力電圧を前記変換部に印加される直流電源
電圧の正負何れかの電圧にて飽和させると共に，他の２
相におけるスイッチング素子に関しては何れも所定のＰ
ＷＭ変調動作を行わすものである。
変換部へ給電する直流電源の電圧であり一定値となるた
め、前記変換損失は前記素子通電電流に大きく依存し該
通電電流の最大時において最大損失が発生することにな
る。一方、前記三相インバータにおける２アーム変調方
式のＰＷＭ制御方法は、該インバータの各相出力電圧の
１周期中にそれぞれ設定した複数の飽和区間において、
前記ブリッジの３相中の１相におけるスイッチング素子
の動作をオン或いはオフ状態に固定して搬送波によるＰ
ＷＭ変調用のスイッチング動作を停止させ、該動作固定
相のアーム出力電圧を前記変換部に印加される直流電源
電圧の正負何れかの電圧にて飽和させると共に，他の２
相におけるスイッチング素子に関しては何れも所定のＰ
ＷＭ変調動作を行わすものである。
【００１５】従って前記変換損失を最小となすために
は、前記の各飽和区間が前記素子通電電流の大である位
相区間と，前記インバータの負荷力率の如何にかかわら
ず，最も効果的に重複する如く前記各飽和区間の設定を
行う必要がある。本発明は、上記に従い前記素子通電電
流の大となる位相区間を前記インバータの出力電圧と出
力電流とのなす力率角に従って移動修正し、前記変換部
における変換損失の最小化を図るものである。
は、前記の各飽和区間が前記素子通電電流の大である位
相区間と，前記インバータの負荷力率の如何にかかわら
ず，最も効果的に重複する如く前記各飽和区間の設定を
行う必要がある。本発明は、上記に従い前記素子通電電
流の大となる位相区間を前記インバータの出力電圧と出
力電流とのなす力率角に従って移動修正し、前記変換部
における変換損失の最小化を図るものである。
【００１６】なお、前記力率角検出用としてのインバー
タ出力電圧に代えてＰＷＭ演算用の正弦波電圧制御信号
を用いることも可能となる。
タ出力電圧に代えてＰＷＭ演算用の正弦波電圧制御信号
を用いることも可能となる。
【００１７】
【実施例】以下本発明の実施例を図１の回路図と、前記
の各飽和区間を規定する諸演算式と、該各演算式に従っ
て修正されたＰＷＭ演算用の各電圧制御信号の波形を示
す図２乃至図４の各動作波形図に従って説明する。図１
の回路図は、負荷力率角検出用としてのインバータ出力
電圧に代えＰＷＭ演算用の正弦波電圧制御信号を用いる
場合の実施例を示すものであり、１は交流電源電圧の整
流部、Ｃf は整流電圧平滑用のコンデンサ、２はコンデ
ンサＣf の端子電圧 Ed を受けてこれを所要の三相交流
電圧に変換する三相ブリッジ構成のＤＣ／ＡＣ変換部
（インバータ部）であり、逆並列された転流タイオード
を有するトランジスタを前記ブリッジ構成における各相
アームのスイッチング素子とするものである。
の各飽和区間を規定する諸演算式と、該各演算式に従っ
て修正されたＰＷＭ演算用の各電圧制御信号の波形を示
す図２乃至図４の各動作波形図に従って説明する。図１
の回路図は、負荷力率角検出用としてのインバータ出力
電圧に代えＰＷＭ演算用の正弦波電圧制御信号を用いる
場合の実施例を示すものであり、１は交流電源電圧の整
流部、Ｃf は整流電圧平滑用のコンデンサ、２はコンデ
ンサＣf の端子電圧 Ed を受けてこれを所要の三相交流
電圧に変換する三相ブリッジ構成のＤＣ／ＡＣ変換部
（インバータ部）であり、逆並列された転流タイオード
を有するトランジスタを前記ブリッジ構成における各相
アームのスイッチング素子とするものである。
【００１８】また３は力率角検出部であり、その出力各
相に挿入された変流器ＣＴによって検出された前記イン
バータの各相出力電流の基本波成分と該インバータ各相
出力電圧を指定するＰＷＭ演算用電圧制御信号の基本波
成分ｖs とを入力として前記の負荷力率角φを検出する
ものである。また４は制御部であり、前記の各電圧制御
信号の基本波信号ｖs と負荷力率角φとにより所要の諸
演算を行い、該力率角φにより補正されたＰＷＭ演算用
電圧制御信号ｖus，ｖvs，ｖwsの決定と共に該各相電圧
制御信号と搬送波との比較を行って前記ＤＣ／ＡＣ変換
部の各スイッチング素子に対する２アーム変調方式のＰ
ＷＭ制御信号を出力するものである。更に５は前記の制
御部４と力率角検出部３等を総合して構成されたインバ
ータ制御回路である。
相に挿入された変流器ＣＴによって検出された前記イン
バータの各相出力電流の基本波成分と該インバータ各相
出力電圧を指定するＰＷＭ演算用電圧制御信号の基本波
成分ｖs とを入力として前記の負荷力率角φを検出する
ものである。また４は制御部であり、前記の各電圧制御
信号の基本波信号ｖs と負荷力率角φとにより所要の諸
演算を行い、該力率角φにより補正されたＰＷＭ演算用
電圧制御信号ｖus，ｖvs，ｖwsの決定と共に該各相電圧
制御信号と搬送波との比較を行って前記ＤＣ／ＡＣ変換
部の各スイッチング素子に対する２アーム変調方式のＰ
ＷＭ制御信号を出力するものである。更に５は前記の制
御部４と力率角検出部３等を総合して構成されたインバ
ータ制御回路である。
【００１９】以下、制御部４においてなされる前記電圧
制御信号ｖus，ｖvs，ｖwsに関する補正演算式の例を記
載する。なお各式中のλと Ed に関しては前記の式
（１）〜（５）におけるものと同様に定義される。 １） 0°≦φ＜30°の場合
制御信号ｖus，ｖvs，ｖwsに関する補正演算式の例を記
載する。なお各式中のλと Ed に関しては前記の式
（１）〜（５）におけるものと同様に定義される。 １） 0°≦φ＜30°の場合
【００２０】
【数６】
【００２１】
【数７】
【００２２】
【数８】
【００２３】
【数９】
【００２４】
【数１０】
【００２５】
【数１１】
【００２６】２）30°≦φ＜60°の場合
【００２７】
【数１２】
【００２８】
【数１３】
【００２９】
【数１４】
【００３０】
【数１５】
【００３１】
【数１６】
【００３２】
【数１７】
【００３３】３）60°≦φ＜90°の場合
【００３４】
【数１８】
【００３５】
【数１９】
【００３６】
【数２０】
【００３７】
【数２１】
【００３８】
【数２２】
【００３９】
【数２３】
【００４０】
【数２４】
【００４１】次に図２〜図４の各動作波形図は、前記関
数η( ωt ) によって正弦波関数から修正されたＰＷＭ
演算用の各電圧制御信号の波形を示すものであり、図２
は式（６）〜（１１）により，図３は式（１２）〜（１
７）により，更にまた図４は式（１８）〜（２４）によ
りそれぞれ修正された場合を示すものである。なお図４
の場合、前記の各飽和区間はそれぞれ２個所に分かれて
発生し該両者の角度和は図２又は図４における場合と同
一となる。
数η( ωt ) によって正弦波関数から修正されたＰＷＭ
演算用の各電圧制御信号の波形を示すものであり、図２
は式（６）〜（１１）により，図３は式（１２）〜（１
７）により，更にまた図４は式（１８）〜（２４）によ
りそれぞれ修正された場合を示すものである。なお図４
の場合、前記の各飽和区間はそれぞれ２個所に分かれて
発生し該両者の角度和は図２又は図４における場合と同
一となる。
【００４２】図示の如く前記各補正演算式に従えば、力
率角φの増大と共に前記各飽和区間と前記素子通電電流
の大である電流位相区間との効果的な重複性は悪くなる
が、前記力率角φは通常30°前後より小であり図２に示
す如く良好な重複性を示し、前記変換損失の効果的な低
減を維持することが可能となる。
率角φの増大と共に前記各飽和区間と前記素子通電電流
の大である電流位相区間との効果的な重複性は悪くなる
が、前記力率角φは通常30°前後より小であり図２に示
す如く良好な重複性を示し、前記変換損失の効果的な低
減を維持することが可能となる。
【００４３】
【発明の効果】本発明によればそのＤＣ／ＡＣ変換部を
三相ブリッジとなす電圧形ＰＷＭインバータにおける２
アーム変調方式のＰＷＭ制御方法に関し、前記ブリッジ
の３相中の１相におけるアーム出力電圧の飽和を指定す
る飽和区間を前記インバータの出力電圧或いは該出力電
圧を指定するＰＷＭ演算用電圧制御信号と該インバータ
の出力電流とのなす力率角に応じてそれぞれ同一角度移
動させ、前記飽和区間が前記ブリッジの各アームスイッ
チング素子における通電電流が最大となる位相点近辺を
最も効果的に覆う如く補正して該スイッチング素子にお
ける搬送波によるＰＷＭ変調用スイッチング動作を停止
させることにより、負荷力率の悪化に伴う前記ＤＣ／Ａ
Ｃ変換部における変換損失低減効果の減少を効果的に抑
制することが可能となる。
三相ブリッジとなす電圧形ＰＷＭインバータにおける２
アーム変調方式のＰＷＭ制御方法に関し、前記ブリッジ
の３相中の１相におけるアーム出力電圧の飽和を指定す
る飽和区間を前記インバータの出力電圧或いは該出力電
圧を指定するＰＷＭ演算用電圧制御信号と該インバータ
の出力電流とのなす力率角に応じてそれぞれ同一角度移
動させ、前記飽和区間が前記ブリッジの各アームスイッ
チング素子における通電電流が最大となる位相点近辺を
最も効果的に覆う如く補正して該スイッチング素子にお
ける搬送波によるＰＷＭ変調用スイッチング動作を停止
させることにより、負荷力率の悪化に伴う前記ＤＣ／Ａ
Ｃ変換部における変換損失低減効果の減少を効果的に抑
制することが可能となる。
【図１】本発明の実施例を示す回路図
【図２】0°≦φ＜30°の場合の各電圧制御信号の動作
波形図
波形図
【図３】30°≦φ＜60°の場合の各電圧制御信号の動作
波形図
波形図
【図４】60°≦φ＜90°の場合の各電圧制御信号の動作
波形図
波形図
【図５】従来方法による場合の各電圧制御信号の動作波
形図
形図
１ 整流回路 ２ ＤＣ／ＡＣ変換部（インバータ部） ３ 力率角検出部 ４ 制御部 ５ インバータ制御回路 Ｃf 整流電圧平滑用のコンデンサ ＣＴ 変流器
Claims (2)
- 【請求項１】そのＤＣ／ＡＣ変換部を三相ブリッジとな
す電圧形ＰＷＭインバータに関し、該インバータの各相
出力電圧の１周期中にそれぞれ設定した複数の飽和区間
において、前記ブリッジの３相中の１相におけるスイッ
チング素子の動作をオン又はオフ状態に固定し該動作固
定相のアーム出力電圧を前記変換部へ印加される直流電
源電圧の正負何れかの電圧にて飽和させると共に他の２
相における各スイッチング素子に関しては何れも所定の
ＰＷＭ変調動作を行わせ、前記インバータの出力線間電
圧を正弦波となす２アーム変調方式のＰＷＭ制御方法に
おいて、前記の如き各相アーム出力電圧の飽和を指定す
る各飽和区間を前記インバータの出力電圧と出力電流と
のなす力率角に応じてそれぞれ同一角度移動修正するこ
とを特徴とする電圧形インバータのＰＷＭ制御方法。 - 【請求項２】請求項１記載の電圧形インバータのＰＷＭ
制御方法において、前記力率角の決定に関し、前記イン
バータ出力電圧に代え該出力電圧を指定するＰＷＭ演算
用の正弦波電圧制御信号を用いることを特徴とする電圧
形インバータのＰＷＭ制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5015029A JPH06233546A (ja) | 1993-02-02 | 1993-02-02 | 電圧形インバータのｐｗｍ制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5015029A JPH06233546A (ja) | 1993-02-02 | 1993-02-02 | 電圧形インバータのｐｗｍ制御方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06233546A true JPH06233546A (ja) | 1994-08-19 |
Family
ID=11877414
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5015029A Pending JPH06233546A (ja) | 1993-02-02 | 1993-02-02 | 電圧形インバータのｐｗｍ制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06233546A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7773397B2 (en) * | 2007-06-29 | 2010-08-10 | Dell Products L.P. | Method and system of controlling a power inverter |
| JP2013059233A (ja) * | 2011-09-09 | 2013-03-28 | Mitsubishi Heavy Ind Ltd | インバータ制御装置、インバータ装置、及び空気調和機 |
| EP2713501A2 (en) | 2012-09-28 | 2014-04-02 | Hitachi, Ltd. | PWM control method and driving system of AC motor |
| JP5615468B1 (ja) * | 2014-01-09 | 2014-10-29 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
-
1993
- 1993-02-02 JP JP5015029A patent/JPH06233546A/ja active Pending
Cited By (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7773397B2 (en) * | 2007-06-29 | 2010-08-10 | Dell Products L.P. | Method and system of controlling a power inverter |
| JP2013059233A (ja) * | 2011-09-09 | 2013-03-28 | Mitsubishi Heavy Ind Ltd | インバータ制御装置、インバータ装置、及び空気調和機 |
| EP2713501A2 (en) | 2012-09-28 | 2014-04-02 | Hitachi, Ltd. | PWM control method and driving system of AC motor |
| JP5615468B1 (ja) * | 2014-01-09 | 2014-10-29 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| WO2015104820A1 (ja) * | 2014-01-09 | 2015-07-16 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| KR20160093738A (ko) * | 2014-01-09 | 2016-08-08 | 미쓰비시덴키 가부시키가이샤 | 전력 변환 장치 |
| CN105900325A (zh) * | 2014-01-09 | 2016-08-24 | 三菱电机株式会社 | 电力变换装置 |
| US9577547B2 (en) | 2014-01-09 | 2017-02-21 | Mitsubishi Electric Corporation | Power conversion device |
| RU2615492C1 (ru) * | 2014-01-09 | 2017-04-05 | Мицубиси Электрик Корпорейшн | Устройство преобразования мощности |
| US9762138B2 (en) | 2014-01-09 | 2017-09-12 | Mitsubishi Electric Corporation | Power conversion device |
| CN105900325B (zh) * | 2014-01-09 | 2017-11-21 | 三菱电机株式会社 | 电力变换装置 |
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